JP2011211635A - Rf receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、高周波増幅段や中間周波増幅段において自動利得制御(AGC)を行うRF(高周波)受信装置に関し、特に、地上デジタル放送受信機に用いられるRF受信装置に関する。 The present invention relates to an RF (high frequency) receiver that performs automatic gain control (AGC) in a high frequency amplification stage or an intermediate frequency amplification stage, and more particularly to an RF reception apparatus used in a terrestrial digital broadcast receiver.
RF受信装置における従来の自動利得制御の形態としては、図1A〜1Cに示されるような幾つかの形態がある。いずれの形態も基本的に、低雑音増幅器(LNA)1と、ダウンコンバージョンミキサ(MIX)2と、LPF又はBPF3と、利得可変増幅器(VGA)4、電力検出器5とから構成される。自動利得制御における電力検出器の役割は、強い信号を受信した時にRF受信回路の利得を下げる制御を行うことでRF受信回路の線形性の劣化を防ぐことにある。もちろん、線形性の劣化を防ぐためにRF受信回路そのもののダイナミックレンジを上げることでも可能であるが、低消費電力が求められるRF受信回路でダイナミックレンジを上げることは非常に困難である。
There are several forms of conventional automatic gain control in the RF receiver as shown in FIGS. Each form basically includes a low noise amplifier (LNA) 1, a down conversion mixer (MIX) 2, an LPF or
図1Aに示される形態では、LPF又はBPF3に入力される以前のIF信号強度が電力検出器5によって検出され、電力検出器5の出力が低雑音増幅器1にフィードバックされている。この形態が実現された例としては、マキシム(MAXIM)社が提供する製品(型式:MAX2160)が挙げられる。
In the form shown in FIG. 1A, the IF signal intensity before being input to the LPF or
図1Bに示される形態では、IF信号へのダウンコンバージョン以前のRF信号強度が電力検出器5によって検出され、電力検出器5の出力が低雑音増幅器1にフィードバックされている。この形態が実現された例としては、マックスリニア(MAXLINER)社が提供する製品(型式:MxL5003S)が挙げられる。
In the form shown in FIG. 1B, the RF signal intensity before down-conversion to the IF signal is detected by the
図1Cに示される形態では、図1Aに示された形態に加えて、利得可変増幅器4の出力において検出されたIF信号強度が利得可変増幅器4にフィードバックされている。この形態が実現された例としては、マイクロチューン(MICROTUNE)社が提供する製品(型式:MT2131)が挙げられる。
In the form shown in FIG. 1C, the IF signal intensity detected at the output of the
しかし上記の何れの形態においても、RF受信装置に希望波より強い妨害波が同時に入力される環境下では、当該RF受信装置の受信特性の劣化が生じる問題があった。特にRF受信装置が地上デジタル放送受信機である場合に、その受信帯域はUHF帯で470MHzから770MHzまでと非常に広く、安定した受信特性を得るためには受信周波数に近い妨害波から遠い妨害波までの広範囲の周波数帯域における妨害波の影響を考慮する必要がある。利得制御にRF信号強度を用いた場合、検出可能な周波数範囲は周波数が高いことに依存して比較的広い。一方で、利得制御にIF信号強度を用いた場合、検出可能な周波数範囲は周波数が低いことに依存して比較的狭い。特に、地上デジタル放送受信機に多く採用される低中間周波数(Low−IF)方式では、IF周波数が1MHz以下と非常に低く、検出可能な周波数範囲はさらに狭くなる。 However, in any of the above-described forms, there is a problem that the reception characteristics of the RF receiver are deteriorated in an environment where an interference wave stronger than the desired wave is simultaneously input to the RF receiver. Especially when the RF receiver is a terrestrial digital broadcast receiver, the reception band is very wide from 470 MHz to 770 MHz in the UHF band, and in order to obtain stable reception characteristics, the interference wave far from the interference wave close to the reception frequency is obtained. It is necessary to consider the influence of interference waves in a wide frequency band up to. When RF signal strength is used for gain control, the detectable frequency range is relatively wide depending on the high frequency. On the other hand, when the IF signal strength is used for gain control, the detectable frequency range is relatively narrow depending on the low frequency. In particular, in a low intermediate frequency (Low-IF) system often used in terrestrial digital broadcast receivers, the IF frequency is as low as 1 MHz or less, and the detectable frequency range is further narrowed.
例えば、図1Aに示される形態では、利得制御に帯域フィルタ3入力以前のIF信号強度を用いるため検出可能な周波数範囲は多少広いが、希望波から遠く離れた強い妨害波を検出できず利得抑制が不十分なため、低雑音増幅器1から帯域フィルタ3までの間で回路の線形性が劣化し受信特性も劣化してしまう問題がある。
For example, in the form shown in FIG. 1A, since the IF signal intensity before the input of the
また、図1Bに示される形態では、利得制御のためにRF信号を検出するため検出可能周波数範囲を広くすることができるが、回路利得が希望波の強度に関係なく強い妨害波によって下げられてしまう。すなわち、希望波の強度が比較的低い場合に必要以上に利得が絞られすぎて希望波を良好に受信できない問題がある。この問題は、RF信号検出時の検出閾値を上げることで対処し得るものの、反面で希望波強度が上がった場合に妨害波により回路の線形性が劣化してしまうという問題を生じる。 In the form shown in FIG. 1B, the detectable frequency range can be widened to detect the RF signal for gain control, but the circuit gain is lowered by a strong interference wave regardless of the intensity of the desired wave. End up. That is, when the intensity of the desired wave is relatively low, there is a problem that the desired wave cannot be satisfactorily received because the gain is excessively reduced. Although this problem can be dealt with by increasing the detection threshold at the time of RF signal detection, on the other hand, when the desired wave intensity increases, the problem is that the linearity of the circuit deteriorates due to the disturbing wave.
さらに、図1Cに示される形態では、ダウンコンバージョン後の帯域フィルタ3を通過したIF信号をさらに自動制御に用いていることから、希望波の信号強度をより自動利得制御に反映することができる。しかしながらIF周波数が数10MHz以上と高く検出可能な周波数範囲が広い場合に実現が可能であって、地上デジタル放送受信機においては有効ではない。
Furthermore, in the form shown in FIG. 1C, the IF signal that has passed through the
RF受信回路の線形性の劣化を防ぐ技術としては、さらに引用文献1に開示される技術がある。引用文献1の段落[0035]を参照すると、RF可変ゲインアンプ11により増幅されたRF信号強度を検出する電力検出器16と、ミキサ12から出力されるIF信号強度を検出する電力検出器17と、電力検出器16及び電力検出器17の両方の信号強度に応じてRF基準レベルを生成するRF基準レベルを生成するRF基準レベル生成器20と、RF基準レベルとADC15により得られたデジタル信号強度との比較結果に応じてRF可変ゲインアンプのゲインを制御するRFゲイン制御部21とを含むRF受信装置が開示されている(引用文献1の図4参照)。かかる構成により、所望のチャンネルから離れたチャンネルに放送波成分の受信信号電力が大きい場合でもその離れた受信信号電力によるRF可変ゲインアンプ1の飽和を防止することができ、所望のチャンネルの信号成分を歪ませることなく、良好な受信特性を得ることができるとしている。
As a technique for preventing the linearity of the RF receiving circuit from being deteriorated, there is a technique disclosed in
しかしながら、引用文献1に開示される技術では、電力検出器16と17に設定される閾値th1及びth3によってRF基準レベルが決まり、RF可変ゲインアンプ11の出力はこのRF基準レベル以上とならないような制御がなされている。すなわち、引用文献1開示の技術では、RFゲイン制御器21の利得に対する制御態様がRF基準レベルとIFゲイン制御値の大小関係だけによって決まってしまい、希望波と妨害波との周波数差や希望波と妨害波との強度差等が異なる多様な受信環境には十全に対応しきれないという問題がある。
However, in the technique disclosed in the cited
本発明の目的は、希望波と妨害波との周波数差や希望波と妨害波との強度差等が異なる多様な受信環境に十全に対応し得るRF受信回路を提供することである。 An object of the present invention is to provide an RF receiving circuit that can fully cope with various reception environments in which a frequency difference between a desired wave and an interfering wave, an intensity difference between the desired wave and the interfering wave, and the like are different.
本発明によるRF受信回路は、受信したRF信号を外部信号に応じた利得で増幅するRF信号増幅器と、当該増幅されたRF信号の周波数をIF信号周波数に変換する周波数変換ミキサと、当該変換された信号からIF信号を抽出する帯域フィルタと、を含むRF受信装置であって、前記RF信号増幅器によって増幅されたRF信号のRF電力検出値(α)を検出するRF電力検出器と、前記帯域フィルタによって抽出されたIF信号のIF電力検出値(β)を検出するIF電力検出器と、前記RF電力検出値(α)が第3閾値(Z)を超えた場合にのみ当該RF電力検出値(α)を有効とし且つ前記IF電力検出値(β)が第1閾値(Y1)乃至第2閾値(Y2)内にある場合にのみ当該IF電力検出値(β)を有効とし、当該有効としたRF信号検出値(α)及びIF信号検出値(β)に基づいて利得抑制信号(γ)を生成し、これを前記外部信号として前記RF信号増幅器に供給する演算回路と、を含むことを特徴とする。 An RF receiver circuit according to the present invention includes an RF signal amplifier that amplifies a received RF signal with a gain according to an external signal, a frequency conversion mixer that converts the frequency of the amplified RF signal into an IF signal frequency, and the converted signal. An RF receiver that extracts an IF signal from the received signal, an RF power detector that detects an RF power detection value (α) of the RF signal amplified by the RF signal amplifier, and the band An IF power detector that detects the IF power detection value (β) of the IF signal extracted by the filter, and the RF power detection value only when the RF power detection value (α) exceeds the third threshold (Z). Only when (α) is valid and the IF power detection value (β) is within the first threshold (Y 1 ) to the second threshold (Y 2 ), the IF power detection value (β) is valid, Valid R An arithmetic circuit that generates a gain suppression signal (γ) based on the F signal detection value (α) and the IF signal detection value (β) and supplies the gain suppression signal (γ) as the external signal to the RF signal amplifier. And
本発明によるRF受信回路によれば、希望波と妨害波との周波数差や希望波と妨害波との強度差等が異なる多様な受信環境に適切に対応することが可能となり、歪抑制に対する自由度が増し、妨害波の周波数だけではなく希望波レベルに応じた歪抑制の最適化が可能となる。 According to the RF receiver circuit of the present invention, it is possible to appropriately cope with various reception environments in which the frequency difference between the desired wave and the jamming wave, the intensity difference between the desired wave and the jamming wave, and the like are different, and freedom for distortion suppression The degree of distortion increases, and distortion suppression can be optimized not only according to the interference wave frequency but also according to the desired wave level.
本発明の実施例について添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。 Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
<第1の実施例>
図2は、本発明の第1の実施例を示し、本発明によるRF受信回路10の構成を示している。RF受信回路10は、RF信号増幅器11と、周波数変換ミキサ12と、帯域フィルタ13と、IF信号増幅器14、RF電力検出器15と、IF電力検出器16と、演算回路17とを含む。RF受信回路10が例えば地上デジタル放送受信機であると仮定して、RF受信回路10に含まれる各部の機能を以下説明する。
<First embodiment>
FIG. 2 shows a first embodiment of the present invention and shows a configuration of an
RF信号増幅器11は、低雑音増幅器であり、複数の周波数チャネルで放送されたRF信号が適切な同調回路(図示せず)を介して入力される。RF信号増幅器11は、当該RF信号を利得抑制信号の値(γ)に応じた利得(ゲイン)で増幅して出力する。利得の大きさは、利得抑制信号の値(γ)の値が高い程低い利得に制御され、低い程高い利得に制御され、例えば−10dB乃至+55dBの範囲に制御される。 The RF signal amplifier 11 is a low-noise amplifier, and RF signals broadcast on a plurality of frequency channels are input via an appropriate tuning circuit (not shown). The RF signal amplifier 11 amplifies and outputs the RF signal with a gain (gain) corresponding to the value (γ) of the gain suppression signal. The magnitude of the gain is controlled to be a lower gain as the value of the gain suppression signal (γ) is higher, and is controlled to a higher gain as the value is lower, for example, in the range of −10 dB to +55 dB.
周波数変換ミキサ12は、RF信号増幅器11によって増幅されたRF信号と適切な周波数の信号とを混合することによって中間周波数の信号、すなわちIF信号を生成する。 The frequency conversion mixer 12 mixes the RF signal amplified by the RF signal amplifier 11 and a signal having an appropriate frequency to generate an intermediate frequency signal, that is, an IF signal.
帯域フィルタ13は、周波数変換ミキサ12からのIF信号から所望の希望波チャネルに対応するIF信号を抽出する。帯域フィルタ13は、希望波のチャンネルを選択する、すなわち当該希望波を抽出し、ローパスフィルタ(LPF)及びバンドパスフィルタ(BPF)の何れか又はそれらの組合せによって実現される。 The band filter 13 extracts an IF signal corresponding to a desired desired wave channel from the IF signal from the frequency conversion mixer 12. The band filter 13 selects a channel of a desired wave, that is, extracts the desired wave, and is realized by one of or a combination of a low pass filter (LPF) and a band pass filter (BPF).
IF信号増幅器14は、周波数変換ミキサ12によって抽出されたIF信号を外部制御信号に応じた利得で増幅して出力する。IF信号増幅器14によって増幅された信号は、復調器(図示せず)等によってデジタル映像信号やデジタル音響信号に復調される。外部制御信号は、通常、復調器より与えられ、復調器が必要とするIF出力振幅への調整がなされる。 The IF signal amplifier 14 amplifies and outputs the IF signal extracted by the frequency conversion mixer 12 with a gain corresponding to the external control signal. The signal amplified by the IF signal amplifier 14 is demodulated into a digital video signal or a digital audio signal by a demodulator (not shown) or the like. The external control signal is usually given from a demodulator and adjusted to the IF output amplitude required by the demodulator.
RF電力検出器15は、RF信号増幅器11が出力するRF信号の強度、すなわちRF入力電力を検出して、RF電力検出値(α)として出力する。RF電力検出器15は、RF信号が比較的広い周波数の幅を持つことから、希望波の検出のみならず妨害波の検出が可能である。すなわち、得られるRF電力検出値は、希望波電力と妨害波電力とが重畳された値である。 The RF power detector 15 detects the intensity of the RF signal output from the RF signal amplifier 11, that is, the RF input power, and outputs it as an RF power detection value (α). Since the RF signal has a relatively wide frequency width, the RF power detector 15 can detect not only a desired wave but also an interference wave. That is, the obtained RF power detection value is a value in which desired wave power and interference wave power are superimposed.
IF電力検出器16は、帯域フィルタ13が出力するIF信号の強度、すなわちIF入力電力を検出してIF電力検出値(β)として出力する。IF電力検出器16は、抽出されたIF信号の狭い周波数帯域を持つことから、ほぼ希望波のみを検出し妨害波の検出を行わない。 The IF power detector 16 detects the intensity of the IF signal output from the band filter 13, that is, the IF input power, and outputs it as an IF power detection value (β). Since the IF power detector 16 has a narrow frequency band of the extracted IF signal, only the desired wave is detected and the interference wave is not detected.
演算回路17は、RF電力検出器15からRF電力検出値(α)を取り込むと共に、IF電力検出器16からIF電力検出値(β)を取り込み、これらに対して所定の演算を行って値(γ)を有する利得抑制信号を生成し、これをRF信号増幅器11に供給する。
The
図3は、図2に示されたRF電力検出器15及びIF電力検出器16のそれぞれの特性を示している。 FIG. 3 shows the characteristics of the RF power detector 15 and the IF power detector 16 shown in FIG.
先に、(b)のIF電力検出器出力特性を見ると、横軸のIF入力電力に対する縦軸のIF電力検出値(β)の変化が線形変化として想定される。そこで、IF電力検出値(β)において第1閾値Y1と第2閾値Y2とを想定する。そして、第1閾値Y1乃至第2閾値Y2内のIF電力検出値(β)を有効範囲とする。ここで有効範囲とは利得抑制信号の値に寄与するべき範囲を意味する。 First, looking at the IF power detector output characteristics of (b), the change of the IF power detection value (β) on the vertical axis with respect to the IF input power on the horizontal axis is assumed as a linear change. Therefore, assume the first threshold value Y 1 and the second threshold value Y 2 at IF power detected value (beta). Then, the first threshold value Y 1 to IF power detected value in the second threshold value Y 2 a (beta) and the effective range. Here, the effective range means a range that should contribute to the value of the gain suppression signal.
次に、(a)のRF電力検出器出力特性を見ると、横軸のRF入力電力に対するRF電力検出値(α)の変化が線形変化として想定される。そこで、RF電力検出値(α)において第3閾値Zを想定する。そして、第3閾値Zを越えるRF電力検出値(α)の範囲を同様に有効範囲とする。 Next, when viewing the output characteristics of the RF power detector in (a), a change in the detected RF power value (α) with respect to the RF input power on the horizontal axis is assumed as a linear change. Therefore, the third threshold value Z is assumed in the RF power detection value (α). Then, the range of the RF power detection value (α) exceeding the third threshold Z is similarly set as the effective range.
図4は、図2に示された演算回路17の内部構成を示している。演算回路17は、第1演算部171と、第2演算部172と、減算器173とを含む。
FIG. 4 shows the internal configuration of the
第1演算部171は、RF電力検出値(α)から第3閾値(Z)の値を除いた値を得る。ここで、図3に関連して説明されたように、RF電力検出値(α)は、Z<αの場合のみ有効であり、それ以外は零の値として出力される。第2演算部172は、第1閾値(Y1)から前記IF電力検出値(β)の値を除いた値に所定係数Xを乗算した値を得る。ここで、IF電力検出値(β)は、Y1<β<Y2の場合のみ有効であり、それ以外は零の値として出力される。また、Xは正の係数であり予め任意に設定され得る。 The first calculation unit 171 obtains a value obtained by removing the value of the third threshold (Z) from the RF power detection value (α). Here, as described with reference to FIG. 3, the RF power detection value (α) is valid only when Z <α, and is output as a zero value otherwise. The second calculation unit 172 obtains a value obtained by multiplying a value obtained by removing the value of the IF power detection value (β) from the first threshold (Y 1 ) by a predetermined coefficient X. Here, the IF power detection value (β) is valid only when Y 1 <β <Y 2 , and is output as a zero value otherwise. X is a positive coefficient and can be arbitrarily set in advance.
減算器173は、第1演算部171で得られる値から第1演算部172で得られる値を減算し、得られる値を前記利得抑制信号の値(γ)として出力する。利得抑制信号の値(γ)は0≦γの場合のみ有効であり、それ以外は零の値として出力される。 The subtractor 173 subtracts the value obtained by the first computing unit 172 from the value obtained by the first computing unit 171 and outputs the obtained value as the value (γ) of the gain suppression signal. The value (γ) of the gain suppression signal is effective only when 0 ≦ γ, and is output as a zero value otherwise.
図5は、RF受信回路10により得られる自動利得制御の態様を説明している。前提として、希望波及び妨害波を含んだRF信号のRF電力検出値(α)が検出される。同時に、ほぼ希望波のみのIF信号のIF電力検出値(β)が検出される。本図は、妨害波の入力電力が小さい場合を想定している、すなわち、RF電力検出値(α)がほぼ希望波の電力によって決まる場合を想定している。本図の横軸は希望波入力電力であり、縦軸はIF信号増幅器14(図2参照)が出力するIF信号出力値である。但し、IF信号増幅器14(図2参照)の外部制御信号は一定とする。
FIG. 5 illustrates an aspect of automatic gain control obtained by the
先ず、希望波のIF電力検出値(β)が第2閾値Y2より大きい場合(B点より紙面右方向)は、当該IF電力検出値(β)は有効とはならないことから、RF信号増幅器11の利得はRF電力検出値(α)のみで決まる。RF電力検出値(α)のみによる制御となるため、IF信号出力値は希望波入力によらずほぼ一定となるように制御される。 First, when the IF power detection value (β) of the desired wave is larger than the second threshold Y 2 (rightward in the drawing from the point B), the IF power detection value (β) is not effective. The gain of 11 is determined only by the detected RF power value (α). Since the control is based only on the RF power detection value (α), the IF signal output value is controlled to be substantially constant regardless of the desired wave input.
この状態から、希望波のIF電力検出値(β)が第2閾値Y2より小さくなると(B点より紙面左方向)、第2閾値Y2とIF電力検出値(β)との差に所定係数Xを乗じた値だけ利得抑制信号の値(γ)が低減される。すなわち利得抑制の度合いが弱まり、RF信号増幅器11の利得は、RF電力検出値(α)のみで決まる時よりも大きくなる。 From this state, if the IF power detection value (β) of the desired wave is smaller than the second threshold Y 2 (leftward of the page from the point B), the difference between the second threshold Y 2 and the IF power detection value (β) is predetermined. The value (γ) of the gain suppression signal is reduced by a value multiplied by the coefficient X. That is, the degree of gain suppression is weakened, and the gain of the RF signal amplifier 11 is larger than that determined only by the RF power detection value (α).
A点は第3閾値Zに対応する点である。このA点では、減算器173(図4参照)の2つの入力が同じ値になる点であり、減算器173の出力つまり利得抑制信号の値(γ)が0となる。A点よりも低い希望波電力入力時には利得抑制信号の値(γ)が負の値を取らずに0となることから、RF信号増幅器11の利得は最大に制御されて、希望波電力が下がる(A点より紙面左方向)のに応じてIF信号出力値は線形に減少する。 Point A is a point corresponding to the third threshold Z. At this point A, the two inputs of the subtractor 173 (see FIG. 4) have the same value, and the output of the subtractor 173, that is, the value (γ) of the gain suppression signal becomes zero. When the desired signal power lower than the point A is input, the value (γ) of the gain suppression signal becomes 0 without taking a negative value, so that the gain of the RF signal amplifier 11 is controlled to the maximum, and the desired signal power decreases. The IF signal output value decreases linearly in accordance with (leftward from the point A).
尚、妨害波の電力が大きい場合、すなわちRF電力検出値(α)がほぼ妨害波の電力によって決まる場合でも、IF電力検出値(β)が希望波の電力で決まることから、B点からA点に至る間においては、妨害波の電力が小さい場合と同様の制御がなされる。すなわち、B点からA点に至る間において希望波電力が小さくなるにつれて、RF信号増幅器11の利得がより大きくなる制御がなされる。 Even when the power of the interference wave is large, that is, when the RF power detection value (α) is almost determined by the power of the interference wave, the IF power detection value (β) is determined by the power of the desired wave. In the meantime, the same control as in the case where the interference wave power is small is performed. That is, control is performed such that the gain of the RF signal amplifier 11 increases as the desired wave power decreases from point B to point A.
図6、図7及び図8は、RF受信回路10により得られるRF利得制御の変化、システムNFの変化及びIM3の変化を各々示している。これら各グラフにおいて、共通して横軸は希望波入力電力の値を示している。システムNFは、雑音指数であり、入力側のS/Nに対して出力側のS/Nがどれだけ劣化するかを意味する。雑音指数は、通常デシベルで表され、例えば入力側のS/Nが20dBあるものが出力側のS/Nが15dBに劣化したとすれば、このシステムの雑音指数は5dBということになる。すなわち、この値が高い程希望波の品質が劣化する。IM3とは3次相互変調歪み(Inter-Modulation Distortion)を意味する。希望波入力電力に対する回路の線形性が悪いほど多くの3次相互変調歪みを発生することから、IM3の値が大きい程線形性が劣ることになる。
6, 7 and 8 show the change in the RF gain control, the change in the system NF, and the change in IM3 obtained by the
また、これら各グラフにおいて共通して、点線と破線と実線とで示される3つのプロットが示されている。点線は、RF電力検出値に対する閾値を「−60dBm」とした従来のケースを示している。破線は、RF電力検出値に対する閾値を「−50dBm」として、点線のケースより比較的閾値を高くした従来のケースを示している。実線は本発明によるケースを示している。また、妨害波と希望波との電力比を50dBとし、妨害波が希望波よりも大きい場合を前提としている。さらに、RF信号増幅器の制御可能な最大利得を55dBとし、最小利得を−10dBとしている。 Also, in each of these graphs, three plots indicated by a dotted line, a broken line, and a solid line are shown. The dotted line indicates a conventional case where the threshold value for the RF power detection value is “−60 dBm”. The broken line indicates a conventional case in which the threshold for the RF power detection value is set to “−50 dBm” and the threshold is relatively higher than the dotted line case. The solid line shows the case according to the invention. Further, it is assumed that the power ratio between the interference wave and the desired wave is 50 dB, and the interference wave is larger than the desired wave. Further, the maximum controllable gain of the RF signal amplifier is 55 dB, and the minimum gain is -10 dB.
図6のRF利得制御の変化を参照すると、横軸上のA点では、希望波が弱く希望波入力電力が−100dBmである。妨害波と希望波との電力比を50dBとしていることから、妨害波と希望波と重畳するRF電力は、ほぼ妨害波入力電力で決まり、−50dBmである。このA点において、点線のケースではRF電力検出値に対する閾値が低いことからRF電力検出値に基づく利得制御が有効となりRF利得が10dB下げられて、希望波を十分に受信することができない。一方、破線のケースではRF電力に対する閾値が高いことからRF電力検知値が無効となりRF利得が最大に維持されて(点線のケースより10dB増加)、希望波を受信することができる。実線の本発明のケースでも破線のケースと同様にしてRF利得が最大に維持されて希望波を受信することができる。 Referring to the change in RF gain control in FIG. 6, at point A on the horizontal axis, the desired wave is weak and the desired wave input power is −100 dBm. Since the power ratio between the disturbing wave and the desired wave is 50 dB, the RF power superimposed on the disturbing wave and the desired wave is almost determined by the disturbing wave input power and is −50 dBm. At this point A, in the case of the dotted line, the threshold value for the RF power detection value is low, so that gain control based on the RF power detection value is effective, the RF gain is lowered by 10 dB, and the desired wave cannot be received sufficiently. On the other hand, in the case of the broken line, since the threshold value for the RF power is high, the RF power detection value becomes invalid, the RF gain is maintained at the maximum (10 dB increase from the dotted line case), and the desired wave can be received. Also in the case of the solid line of the present invention, the desired wave can be received while the RF gain is maintained at the maximum as in the case of the broken line.
横軸上のB点では、希望波が比較的強く希望波入力電力が−60dBmである。妨害波と希望波との関係からRF電力は−10dBmである。このB点において、破線のケースではRF利得が15dBであり、利得が大きすぎるために歪により希望波が良好に受信できない。一方、点線のケースではRF利得が5dBであり(破線のケースより10dB低減)、RF利得が適正に抑制されて歪なく希望波が良好に受信できる。実線の本発明のケースでも点線のケースと同様にRF利得が適正に抑制されて歪なく希望波が良好に受信できる。 At point B on the horizontal axis, the desired wave is relatively strong and the desired wave input power is −60 dBm. The RF power is −10 dBm from the relationship between the interference wave and the desired wave. At this point B, in the case of the broken line, the RF gain is 15 dB, and the gain is too large, so that the desired wave cannot be satisfactorily received due to distortion. On the other hand, in the case of the dotted line, the RF gain is 5 dB (10 dB lower than in the case of the broken line), and the RF gain is appropriately suppressed so that the desired wave can be received satisfactorily without distortion. In the case of the solid line of the present invention, the RF gain is appropriately suppressed and the desired wave can be received satisfactorily without distortion as in the case of the dotted line.
横軸上のC点では、希望波が強く希望波入力電力が−50dBmである。妨害波と希望波との関係からRF電力は0dBmである。このC点において、破線のケースではRF利得が5dBであり、RF利得が大きすぎるために歪により良好に希望波を受信できない。一方、実線の本発明のケースではRF利得が−10dBにまで抑制されている。すなわち、実線の本発明のケースは、破線のケースに較べて、利得の低下分(65dB)−NFの劣化分(50dB(図7参照))=15dBだけ、RF利得が低減される制御がなされる。かかる態様は所定係数Xを適切に選択することによって実現される。これにより、歪なく希望波が良好に受信できる。 At point C on the horizontal axis, the desired wave is strong and the desired wave input power is −50 dBm. The RF power is 0 dBm from the relationship between the interference wave and the desired wave. At this point C, in the case of the broken line, the RF gain is 5 dB, and the RF gain is too large, so that the desired wave cannot be received satisfactorily due to distortion. On the other hand, in the case of the solid line of the present invention, the RF gain is suppressed to -10 dB. That is, in the case of the solid line according to the present invention, the RF gain is controlled to be reduced by the gain reduction (65 dB) -NF degradation (50 dB (see FIG. 7)) = 15 dB compared to the case of the broken line. The Such an aspect is realized by appropriately selecting the predetermined coefficient X. Thereby, the desired wave can be received satisfactorily without distortion.
図7のシステムNFの変化を参照すると、実線の本発明のケースは、希望波入力電力が−110〜−100dBmの希望波が微弱な領域において、破線のケースと同様に、NFの最良値2dBを維持している。希望波入力電力が−100dBmより高くなるにつれて、利得制御によってRF利得が低減され、当該低減された分だけシステムNFは劣化する。図6に関連して説明されたように、実線の本発明のケースは、希望波入力電力が−50dBmにおいてNFの劣化分として50dBが発生している。 Referring to the change of the system NF in FIG. 7, the solid line of the case of the present invention is the best value of 2 dB of NF in the region where the desired wave with the desired wave input power of −110 to −100 dBm is weak as in the case of the broken line. Is maintained. As the desired wave input power becomes higher than -100 dBm, the RF gain is reduced by the gain control, and the system NF deteriorates by the reduced amount. As described with reference to FIG. 6, in the case of the solid line of the present invention, 50 dB is generated as the degradation of NF when the desired wave input power is −50 dBm.
図8のIM3の変化を参照すると、実線の本発明のケースは、希望波入力電力が−110〜−40dBmの広範な希望波の領域において、点線のケースと同様に、IMP3の増大を抑えている。本発明のケースは、IM3の度合いを示すIIP3(3rd order intercept point)の最悪値を−10dBmとしている。 Referring to the change of IM3 in FIG. 8, the case of the solid line of the present invention suppresses the increase of IMP3 in the wide range of the desired wave with a desired wave input power of −110 to −40 dBm, as in the case of the dotted line. Yes. In the case of the present invention, the worst value of IIP3 (3rd order intercept point) indicating the degree of IM3 is set to −10 dBm.
以上の図6〜図8から明らかなように、2つの従来のケース(点線及び破線)は互いに二律背反してトレードオフの関係となっていることがわかる。これに対して本発明のケース、すなわち本発明によるRF受信装置を適用した場合、従来ケースの2つのプロット間を遷移するように変化したプロットとなる。すなわち、本発明のケースで、希望波入力電力が−110dBm〜−40dBmの広範囲に亘って、点線及び破線の従来のケースの何れで生じる欠点を回避して、利得制御が良好に行われ受信特性の向上が図られている。 As can be seen from FIGS. 6 to 8 above, it can be seen that the two conventional cases (dotted line and broken line) are in a trade-off relationship with each other. On the other hand, when the case of the present invention, that is, the RF receiver according to the present invention is applied, the plot changes so as to transition between two plots of the conventional case. That is, in the case of the present invention, the desired wave input power is in a wide range of −110 dBm to −40 dBm, avoiding the disadvantages caused by either the dotted line or the broken line in the conventional case, and gain control is performed well so that the reception characteristics are obtained. Improvements are being made.
<第2の実施例>
図9は、本発明の第2の実施例を示し、RF受信回路10の構成を示している。第2の実施例におけるRF受信回路10は、第1の実施例(図2参照)における構成に加えて、周波数変換ミキサ12の後段、すなわち帯域フィルタ13に前置する位置に前置帯域フィルタ18が挿入されている。この前置帯域フィルタ18は、ローパスフィルタであり、帯域フィルタ13に同等な減衰特性までは必要としないが、ある程度の隣接チャンネル除去特性を必要とする。IF電力検出器16は、前置帯域フィルタ18の出力からIF電力検出値を取得する。また、帯域フィルタ13及びIF信号増幅器14の利得が外部制御信号に応じて制御される。例えば、当該外部制御信号は後段の復調器(図示せず)から供給される。当該復調器は、帯域フィルタ13から供給されるIF信号の入力振幅範囲や歪み特性を検知して、当該外部制御信号の値を調整する。
<Second embodiment>
FIG. 9 shows the configuration of the
第2の実施例におけるRF受信回路10の動作は第1の実施例と基本的に同様である。しかし、第2の実施例においては、IF電力検出器16が前置帯域フィルタ18の出力からIP電力検出値を取得することから、IF電力検出値(β)の周波数範囲の選択により自由度が増し、多様な受信環境への対応がより容易になる。また、帯域フィルタ13の利得を制御できるため、後続する復調器(図示せず)の入力振幅範囲や歪み特性の制約を緩和することができる。例えば、より強い信号を受信する場合は帯域フィルタ13の利得を下げることで歪みの発生を低減することが可能となる。また、より小さい信号を受信する場合は利得を上げることで入力換算雑音を低減することが可能となる。
The operation of the
以上の複数の実施例において、地上デジタル放送受信機等のRF受信回路において、RF電力検出回路とIF電力検出回路とを設け、2つの電力検出値を演算しこれをRF回路の利得抑制信号の値としている。これにより、希望波と妨害波との周波数差や希望波と妨害波との強度差等が異なる多様な受信環境には対応することが可能となり、歪抑制に対する自由度が増し、妨害波の周波数だけではなく希望波レベルに応じた歪抑制の最適化が可能となる。 In the plurality of embodiments described above, an RF power detection circuit and an IF power detection circuit are provided in an RF reception circuit such as a terrestrial digital broadcast receiver, and two power detection values are calculated and used as a gain suppression signal of the RF circuit. Value. As a result, it is possible to cope with various reception environments in which the frequency difference between the desired wave and the jamming wave and the intensity difference between the desired wave and the jamming wave are different, increasing the degree of freedom for distortion suppression and the frequency of the jamming wave. It is possible to optimize distortion suppression according to the desired wave level.
尚、本発明が地上デジタル放送受信を用途とする形態において主に説明されたが、これ以外にもダイレクトコンバージョン方式(Zero−IF方式とも称される)、或いは極低中間周波数(Low−IF)方式を使用したRF受信装置においても本発明は適用され得る。 Although the present invention has been mainly described in the form of receiving digital terrestrial broadcasting, other than this, a direct conversion system (also referred to as Zero-IF system) or an extremely low intermediate frequency (Low-IF) The present invention can also be applied to an RF receiver using the method.
10 RF受信回路
11 RF信号増幅器
12 周波数変換ミキサ
13 帯域フィルタ
14 IF信号増幅器
15 RF電力検出器
16 IF電力検出器
17 演算回路
18 前置帯域フィルタ
α RF電力検出値
β IF電力検出値
γ 利得抑制信号の値
X 所定係数
Y1 第1閾値
Y2 第2閾値
Z 第3閾値
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記RF信号増幅器によって増幅されたRF信号のRF電力検出値(α)を検出するRF電力検出器と、
前記帯域フィルタによって抽出されたIF信号のIF電力検出値(β)を検出するIF電力検出器と、
前記RF電力検出値(α)が第3閾値(Z)を超えた場合にのみ当該RF電力検出値(α)を有効とし且つ前記IF電力検出値(β)が第1閾値(Y1)乃至第2閾値(Y2)内にある場合にのみ当該IF電力検出値(β)を有効とし、当該有効としたRF信号検出値(α)及びIF信号検出値(β)に基づいて利得抑制信号(γ)を生成し、これを前記外部信号として前記RF信号増幅器に供給する演算回路と、
を含むことを特徴とするRF受信装置。 An RF signal amplifier that amplifies the received RF signal with a gain according to an external signal, a frequency conversion mixer that converts the frequency of the amplified RF signal into an IF signal frequency, and an IF signal is extracted from the converted signal An RF receiver including a bandpass filter,
An RF power detector for detecting an RF power detection value (α) of the RF signal amplified by the RF signal amplifier;
An IF power detector for detecting an IF power detection value (β) of the IF signal extracted by the bandpass filter;
Only when the RF power detection value (α) exceeds the third threshold value (Z), the RF power detection value (α) is made valid and the IF power detection value (β) is set to the first threshold value (Y 1 ) to The IF power detection value (β) is valid only when it is within the second threshold (Y 2 ), and the gain suppression signal is based on the valid RF signal detection value (α) and IF signal detection value (β). An arithmetic circuit that generates (γ) and supplies it to the RF signal amplifier as the external signal;
An RF receiving apparatus comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2010079281A JP2011211635A (en) | 2010-03-30 | 2010-03-30 | Rf receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
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-
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