JP2011205533A - Adaptive equalizer, echo canceler and active noise control apparatus - Google Patents

Adaptive equalizer, echo canceler and active noise control apparatus Download PDF

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain an adaptive equalizer, capable of preventing identification accuracy of a linear element from being reduced by the existence of a non-linear element in a transfer function.SOLUTION: In a first signal converter 101 to a second signal converter 106, a filter coefficient represented in a frequency domain is held, and based on the filter coefficient, adaptive learning is performed from an input signal of a target unknown system and an output signal of the unknown system, to identify a transfer function of the unknown system. A frequency weight processor 107 multiplies the filter coefficient or the updated amount of the filter coefficient in a filter processor 102 with a weight, on the basis of non-linear distortion characteristic information about non-linear distortion characteristics of the unknown system held in a non-linear distortion characteristic information holder 108.

Description

本発明は、音波の伝播経路などの所望の伝達係数を同定するための適応等化器及びこれを用いたエコー消去装置、能動騒音制御装置に関する。   The present invention relates to an adaptive equalizer for identifying a desired transmission coefficient such as a propagation path of a sound wave, an echo canceller using the same, and an active noise control device.

音響信号処理の分野において、適応等化器(適応フィルタ)は音波の伝播経路などの所望の伝達関数を同定する目的で使用される。例えば、音響エコーキャンセラでは、受話音を再生するアンプ・スピーカからマイクロホンまでのエコー経路の伝達関数を同定することにより、マイクロホンに漏入するエコーを予測し、これの消去を行う。このような音響エコーキャンセラとしては、例えば非特許文献1に開示されている。   In the field of acoustic signal processing, an adaptive equalizer (adaptive filter) is used for the purpose of identifying a desired transfer function such as a propagation path of a sound wave. For example, in an acoustic echo canceller, an echo leaking into a microphone is predicted and eliminated by identifying a transfer function of an echo path from an amplifier / speaker that reproduces a received sound to a microphone. Such an acoustic echo canceller is disclosed in Non-Patent Document 1, for example.

また、能動騒音制御では、騒音を制御する為のフィルタを最適化するために用いられる。例えば、フィードフォワード方式の能動騒音制御では、騒音源から目標位置までの音波の伝達特性に、アンプから目標位置までの音波の伝達特性の逆特性を付加した伝達関数をもつフィルタを導くために適応等化器を用いる。導かれたフィルタは、騒音源の近傍で収音される騒音信号を、目標点で騒音を低減する制御音に変換する特性を持つ。このような能動騒音制御装置としては、例えば非特許文献2に開示されている。   In active noise control, it is used to optimize a filter for controlling noise. For example, in feed-forward active noise control, it is adapted to derive a filter with a transfer function that adds the inverse of the sound wave transfer characteristic from the amplifier to the target position to the sound wave transfer characteristic from the noise source to the target position. An equalizer is used. The derived filter has a characteristic of converting a noise signal picked up in the vicinity of a noise source into a control sound that reduces noise at a target point. Such an active noise control device is disclosed in Non-Patent Document 2, for example.

辻井重男,「適応信号処理」,昭晃堂,1995年5月15日,pp.48−49Shigeo Sakurai, “Adaptive Signal Processing”, Shosodo, May 15, 1995, pp. 48-49 伊勢史郎他,「アクティブノイズコントロール」,コロナ社,2006年7月7日,pp.9−14Shiro Ise et al., “Active Noise Control”, Corona, July 7, 2006, pp. 9-14

音響エコーキャンセラや能動騒音制御装置に用いるスピーカは、一般に応答特性に非線形要素を持つ事が知られている。また、これを駆動するアンプも、飽和レベルを超える入力に対して、高調波などの非線形応答を発生させる事が知られている。従ってスピーカやアンプの応答特性が同定対象の伝達関数に含まれる音響エコーキャンセラや能動騒音制御装置においては、本来、非線形の伝達関数に対応した適応等化器を用いる必要がある。例えばこのような適応等化器として、棟安実治他,「非線形デジタル信号処理」,朝倉書店,1999年3月20日,pp.129−132に示されているようなボルテラ適応フィルタがある。しかしながら、一般的な線形適応フィルタに比較して、ボルテラ適応フィルタは演算コストが大きいという問題がある。このため、実際にはスピーカやアンプの応答特性の中の非線形要素は無視し、これらの特性が完全に線形であるものとみなして演算コストの小さい線形適応等化器を用いることが多い。   It is known that a speaker used for an acoustic echo canceller or an active noise control device generally has a nonlinear element in response characteristics. Also, it is known that an amplifier that drives this generates a non-linear response such as a harmonic with respect to an input exceeding a saturation level. Therefore, in an acoustic echo canceller or active noise control device in which the response characteristics of speakers and amplifiers are included in the transfer function to be identified, it is necessary to use an adaptive equalizer corresponding to a nonlinear transfer function. For example, as such an adaptive equalizer, Meiji Muneyasu et al., “Nonlinear Digital Signal Processing”, Asakura Shoten, March 20, 1999, pp. There is a Volterra adaptive filter as shown in 129-132. However, compared to a general linear adaptive filter, the Volterra adaptive filter has a problem of high calculation cost. For this reason, in practice, nonlinear elements in the response characteristics of speakers and amplifiers are ignored, and these characteristics are considered to be completely linear, and a linear adaptive equalizer with a low calculation cost is often used.

しかしながら、この場合、適応等化器が同定した伝達関数と、実際の伝達関数との間には、非線形要素による誤差が常に含まれるという問題があった。また、非線形要素を含む伝達関数を線形とみなして同定することで、線形要素の同定も十分な精度で行われなくなるという問題があった。   However, in this case, there is a problem that an error due to a nonlinear element is always included between the transfer function identified by the adaptive equalizer and the actual transfer function. Further, there is a problem that identification of a linear element cannot be performed with sufficient accuracy by identifying a transfer function including a nonlinear element as linear.

これらの問題は、例えば音響エコーキャンセラでは、スピーカ・アンプの非線形要素によって生じるエコーの非線形成分が、常にエコーキャンセル処理の残差に含まれることで、エコー経路の伝達関数の線形要素さえも十分に同定することができなくなり、エコーの消去効果が低下するという問題が生じる。   For example, in acoustic echo cancellers, the nonlinear component of the echo generated by the nonlinear component of the speaker amplifier is always included in the residual of the echo cancellation process, so even the linear component of the transfer function of the echo path is sufficient. It becomes impossible to identify, and there arises a problem that the echo canceling effect is lowered.

また、能動騒音制御装置では、スピーカの歪み率の比較的大きい周波数帯域、例えばスピーカの再生下限周波数付近に騒音が存在する場合において、適応等化器がこの非線形歪みを無視して制御音用のフィルタを導き出すことにより、スピーカから出力される制御音に意図しない非線形歪みが生じ、この非線形歪み成分によって余分な音波が付加され、騒音低減効果が低下するという問題が生じる。   Further, in the active noise control device, when noise exists in a frequency band where the speaker distortion rate is relatively large, for example, in the vicinity of the reproduction lower limit frequency of the speaker, the adaptive equalizer ignores this non-linear distortion and controls noise for the control sound. By deriving the filter, unintended nonlinear distortion occurs in the control sound output from the speaker, and an extra sound wave is added by the nonlinear distortion component, resulting in a problem that the noise reduction effect is lowered.

本発明は上記の様な課題を解決する為になされたもので、非線形要素を含む伝達関数を線形適応等化器によって同定する際に、伝達関数の非線形要素の存在による線形要素の同定精度の低下を防ぎ、さらにこれによって生じるエコー消去装置や能動騒音制御装置における問題を解決する事を目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems. When a transfer function including a nonlinear element is identified by a linear adaptive equalizer, the identification accuracy of the linear element due to the presence of the nonlinear element of the transfer function is improved. An object of the present invention is to prevent the deterioration and to solve the problems caused by the echo canceller and the active noise control device.

この発明に係る適応等化器は、周波数領域で表現されたフィルタ係数を保持し、このフィルタ係数に基づいて、対象とする未知システムの入力信号と、未知システムの出力信号から適応化学習を行い、未知システムの伝達関数を同定する周波数領域適応フィルタ手段と、未知システムの非線形歪み特性に関する非線形歪み特性情報を元に、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数またはフィルタ係数の更新量に重みを乗ずる周波数重み付け手段とを備えたものである。   The adaptive equalizer according to the present invention holds the filter coefficient expressed in the frequency domain, and performs adaptive learning from the input signal of the target unknown system and the output signal of the unknown system based on the filter coefficient. The frequency domain adaptive filter means for identifying the transfer function of the unknown system and the frequency by which the filter coefficient of the frequency domain adaptive filter means or the update amount of the filter coefficient is multiplied by the weight based on the nonlinear distortion characteristic information related to the nonlinear distortion characteristic of the unknown system Weighting means.

この発明の適応等化器は、未知システムの非線形歪み特性に関する非線形歪み特性情報を元に、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数またはフィルタ係数の更新量に重みを乗ずるようにしたので、伝達関数の非線形要素の存在による線形要素の同定精度の低下を防止することができる。   The adaptive equalizer according to the present invention multiplies the filter coefficient of the frequency domain adaptive filter means or the update amount of the filter coefficient based on the nonlinear distortion characteristic information related to the nonlinear distortion characteristic of the unknown system. It is possible to prevent a decrease in the identification accuracy of the linear element due to the presence of the nonlinear element.

この発明の実施の形態1による適応等化器を示す構成図である。It is a block diagram which shows the adaptive equalizer by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態1による適応等化器と未知システムとの接続例を示す構成図である。It is a block diagram which shows the example of a connection of the adaptive equalizer and unknown system by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態2による適応等化器を示す構成図である。It is a block diagram which shows the adaptive equalizer by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態2による適応等化器における入出力特性関数の説明図である。It is explanatory drawing of the input-output characteristic function in the adaptive equalizer by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態3による適応等化器を示す構成図である。It is a block diagram which shows the adaptive equalizer by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態3による適応等化器の歪み率に従った周波数重みの設定例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the example of a setting of the frequency weight according to the distortion rate of the adaptive equalizer by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態4による適応等化器を示す構成図である。It is a block diagram which shows the adaptive equalizer by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態4による適応等化器と未知システムとの接続例を示す構成図である。It is a block diagram which shows the example of a connection of the adaptive equalizer and unknown system by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態5によるエコー消去装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the echo cancellation apparatus by Embodiment 5 of this invention. この発明の実施の形態6による能動騒音制御装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the active noise control apparatus by Embodiment 6 of this invention. この発明の実施の形態7による能動騒音制御装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the active noise control apparatus by Embodiment 7 of this invention.

実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1による適応等化器100を示す構成図である。
また、図2は、図1に示す適応等化器100と、同定対象である未知システム900との接続例を示す構成図である。
図1に示す適応等化器100は、未知システム900に入力される入力信号x(n)及び未知システム900から出力される出力信号y(n)をそれぞれ入力とし、これら2つの信号x(n),y(n)に基づいて未知システム900の伝達関数を学習同定し、未知システム900の出力信号y(n)を模擬した出力信号d(n)を出力する。未知システム900は、スピーカ901とアンプ902、マイク903を含む音響伝達系である。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing an adaptive equalizer 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram showing an example of connection between the adaptive equalizer 100 shown in FIG. 1 and the unknown system 900 to be identified.
The adaptive equalizer 100 shown in FIG. 1 has an input signal x (n) input to the unknown system 900 and an output signal y (n) output from the unknown system 900 as inputs, and these two signals x (n ), Y (n), the transfer function of the unknown system 900 is learned and identified, and an output signal d (n) simulating the output signal y (n) of the unknown system 900 is output. The unknown system 900 is an acoustic transmission system including a speaker 901, an amplifier 902, and a microphone 903.

図1に示すように、本実施の形態の適応等化器100は、第1の信号変換部101、フィルタ処理部102、信号逆変換部103、減算器104、適応化学習処理部105、第2の信号変換部106、周波数重み処理部107、非線形歪み特性情報保持部108を備える。ここで、第1の信号変換部101〜第2の信号変換部106によって、周波数領域適応フィルタ手段が構成され、周波数重み処理部107によって、周波数重み付け手段が構成されている。   As shown in FIG. 1, the adaptive equalizer 100 according to the present embodiment includes a first signal conversion unit 101, a filter processing unit 102, a signal inverse conversion unit 103, a subtractor 104, an adaptive learning processing unit 105, 2 signal conversion unit 106, frequency weight processing unit 107, and nonlinear distortion characteristic information holding unit 108. Here, the first signal conversion unit 101 to the second signal conversion unit 106 constitute a frequency domain adaptive filter unit, and the frequency weight processing unit 107 constitutes a frequency weighting unit.

次に、実施の形態1に係る適応等化器100の動作を説明する。
第1の信号変換部101は、時系列信号である未知システム900の入力信号x(n)を受け、これを周波数領域で表現された信号に変換し、周波数領域入力信号X(ω,k)を出力する。ここで、nは時系列信号のサンプル順を表している。また、ωは周波数を表し、kは周波数領域変換された信号のブロック順を表している。時系列信号の周波数変換には、例えばDFT(離散フーリエ変換)を用いるが、このような変換処理は時系列信号を、任意のオーバーラッピングを施しながら、所定のブロック長で分割する動作が伴う。
Next, the operation of the adaptive equalizer 100 according to Embodiment 1 will be described.
The first signal conversion unit 101 receives an input signal x (n) of the unknown system 900 that is a time series signal, converts this into a signal expressed in the frequency domain, and a frequency domain input signal X (ω, k). Is output. Here, n represents the sample order of the time series signal. Further, ω represents the frequency, and k represents the block order of the frequency domain transformed signal. For example, DFT (Discrete Fourier Transform) is used for frequency conversion of the time series signal. Such conversion processing involves an operation of dividing the time series signal by a predetermined block length while performing arbitrary overlapping.

フィルタ処理部102は、周波数領域入力信号X(ω,k)を受け、これに周波数領域フィルタ係数H(ω,k)をかけ、周波数領域模擬信号D(ω,k)を出力する。周波数領域フィルタ係数H(ω,k)は、未知システム900の伝達関数を模擬することを目的としたものであり、フィルタ処理部102に保持されているものとする。信号逆変換部103は、周波数領域模擬信号D(ω,k)を受け、これを時系列信号に変換し、模擬信号d(n)を出力する。この模擬信号d(n)は、未知システム900の出力信号y(n)を模擬したものとなる。   The filter processing unit 102 receives the frequency domain input signal X (ω, k), multiplies it by the frequency domain filter coefficient H (ω, k), and outputs a frequency domain simulation signal D (ω, k). The frequency domain filter coefficient H (ω, k) is intended to simulate the transfer function of the unknown system 900 and is assumed to be held in the filter processing unit 102. The signal inverse conversion unit 103 receives the frequency domain simulation signal D (ω, k), converts it into a time-series signal, and outputs a simulation signal d (n). The simulation signal d (n) is a simulation of the output signal y (n) of the unknown system 900.

減算器104は、模擬信号d(n)と未知システム900の出力信号y(n)とを受け、未知システム900の出力信号y(n)から模擬信号d(n)を減算して得られた誤差信号e(n)を出力する。第2の信号変換部106は、誤差信号e(n)を周波数領域で表現された信号に変換し、周波数領域誤差信号E(ω,k)を出力する。第2の信号変換部106の変換は、第1の信号変換部101と同様の変換を行うものである。適応化学習処理部105は、周波数領域入力信号X(ω,k)と周波数領域誤差信号E(ω,k)を受け、周波数領域フィルタ係数H(ω,k)を、未知システム900の伝達関数により接近させるための、周波数領域フィルタ係数更新量ΔH(ω,k)を出力する。フィルタ処理部102は、周波数領域フィルタ係数更新量ΔH(ω,k)を受けると、次の式(1)のような更新によって周波数領域フィルタ係数H(ω,k)を更新する。
H(ω,k+1)=H(ω,k)+ΔH(ω,k) (1)
The subtractor 104 is obtained by receiving the simulated signal d (n) and the output signal y (n) of the unknown system 900, and subtracting the simulated signal d (n) from the output signal y (n) of the unknown system 900. An error signal e (n) is output. The second signal converter 106 converts the error signal e (n) into a signal expressed in the frequency domain, and outputs a frequency domain error signal E (ω, k). The conversion of the second signal conversion unit 106 performs conversion similar to that of the first signal conversion unit 101. The adaptive learning processing unit 105 receives the frequency domain input signal X (ω, k) and the frequency domain error signal E (ω, k), and uses the frequency domain filter coefficient H (ω, k) as a transfer function of the unknown system 900. The frequency domain filter coefficient update amount ΔH (ω, k) is output for the purpose of approaching. Upon receiving the frequency domain filter coefficient update amount ΔH (ω, k), the filter processing unit 102 updates the frequency domain filter coefficient H (ω, k) by updating as in the following equation (1).
H (ω, k + 1) = H (ω, k) + ΔH (ω, k) (1)

尚、このような周波数領域での適応化学習処理を行う適応フィルタの好適な例としては、FDAF(Frequency Domain Adaptive Filter)が、例えば、Haykin、「適応フィルタ理論」、科学技術出版、2001年1月10日、pp.500−541といった文献に示されている。   As a suitable example of an adaptive filter that performs adaptive learning processing in such a frequency domain, FDAF (Frequency Domain Adaptive Filter) is, for example, Haykin, “Adaptive Filter Theory”, Science and Technology Publication, 2001 1 May 10, pp. 500-541.

また、周波数重み処理部107は、周波数領域入力信号X(ω,k)と周波数領域誤差信号E(ω,k)とを受け、さらに、非線形歪み特性情報保持部108から未知システム900の伝達関数に含まれる非線形要素に関する非線形歪み情報を読み出して、これらを元に周波数重みW(ω)を出力する。本実施の形態の適応等化器100において、非線形歪み特性情報保持部108に保持されている非線形歪み情報は、周波数ωの入力信号に対して、未知システム900の出力信号に含まれるj次高調波のパワー比を表す高調波パワー比A(ω,j)であるものとする。実際には、入力信号と高次高調波のパワーは必ずしも一定の比率になるとは限らないため、ここでは観測されるパワー比よりも十分大きな値を持たせるものとする。   The frequency weight processing unit 107 receives the frequency domain input signal X (ω, k) and the frequency domain error signal E (ω, k), and further transfers the transfer function of the unknown system 900 from the nonlinear distortion characteristic information holding unit 108. Is read out, and the frequency weight W (ω) is output based on the information. In the adaptive equalizer 100 of the present embodiment, the nonlinear distortion information held in the nonlinear distortion characteristic information holding unit 108 is the j-order harmonic included in the output signal of the unknown system 900 with respect to the input signal of the frequency ω. It is assumed that the harmonic power ratio A (ω, j) represents the power ratio of the waves. Actually, the power of the input signal and the higher harmonics is not necessarily a constant ratio, and therefore, here, a value sufficiently larger than the observed power ratio is assumed.

周波数重み処理部107は、周波数領域入力信号X(ω,k)から、高調波パワー比A(ω,j)より、予測高調波パワースペクトルB(ω,k)を、例えば下記の式(2)のように算出する。

Figure 2011205533

ここで、Mは所定の定数であり、高次高調波の計算を適当な次数によって打ち切るためのものである。 The frequency weighting processing unit 107 calculates the predicted harmonic power spectrum B (ω, k) from the frequency domain input signal X (ω, k) based on the harmonic power ratio A (ω, j), for example, ).

Figure 2011205533

Here, M is a predetermined constant, and is used to terminate the calculation of high-order harmonics by an appropriate order.

さらに周波数重み処理部107は、予測高調波パワースペクトルB(ω,k)と周波数領域誤差信号E(ω,k)との比率P(ω,k)を以下の式(3)のように求める。

Figure 2011205533

周波数重み処理部107は、この比率P(ω,k)に従い、比率P(ω,k)が高いほど、周波数重みW(ω)が小さくなるように定める。これには、一例として、比率P(ω,k)に対して所定の閾値を設け、0<a<bの関係をなす所定の重みa,重みbに対し、比率P(ω,k)が上記閾値を超える周波数ωの重みは重みa、超えない周波数ωの重みは重みbと定めるといった方法を用いるが、他の重み付け方法であってもよい。 Further, the frequency weight processing unit 107 obtains a ratio P (ω, k) between the predicted harmonic power spectrum B (ω, k) and the frequency domain error signal E (ω, k) as in the following equation (3). .

Figure 2011205533

The frequency weight processing unit 107 determines that the frequency weight W (ω) becomes smaller as the ratio P (ω, k) is higher in accordance with the ratio P (ω, k). As an example, a predetermined threshold value is provided for the ratio P (ω, k), and the ratio P (ω, k) is set for a predetermined weight a and weight b having a relationship of 0 <a <b. A method is used in which the weight of the frequency ω exceeding the threshold is set as the weight a, and the weight of the frequency ω not exceeding the weight ω is set as the weight b.

周波数重みW(ω)は、適応化学習処理部105に与えられ、適応化学習処理部105は、周波数領域フィルタ係数更新量ΔH(ω,k)にこれを乗じることによって、高調波成分の比率の高い周波数での更新を抑え、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐ。   The frequency weight W (ω) is given to the adaptive learning processing unit 105, and the adaptive learning processing unit 105 multiplies the frequency domain filter coefficient update amount ΔH (ω, k) by this to thereby calculate the ratio of the harmonic components. The update at a high frequency is suppressed, and the accuracy of identification is prevented from being lowered due to misadaptation.

このように、実施の形態1では、周波数領域誤差信号E(ω,k)に含まれる高調波成分の比率P(ω,k)に応じ、比率P(ω,k)の高い周波数における係数更新を抑えることで、未知システム900の非線形要素による高調波成分に対する適応等化器の誤適応を防ぎ、同定精度を向上させるという効果が得られる。   As described above, in the first embodiment, the coefficient is updated at a frequency having a high ratio P (ω, k) according to the ratio P (ω, k) of the harmonic components included in the frequency domain error signal E (ω, k). By suppressing the above, it is possible to prevent the adaptive equalizer from misadapting to the harmonic component due to the nonlinear element of the unknown system 900, and to improve the identification accuracy.

以上のように、実施の形態1の適応等化器100によれば、周波数領域で表現されたフィルタ係数を保持し、このフィルタ係数に基づいて、対象とする未知システム900の入力信号と、未知システム900の出力信号から適応化学習を行い、未知システム900の伝達関数を同定する周波数領域適応フィルタ手段と、未知システム900の非線形歪み特性に関する非線形歪み特性情報を元に、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数またはフィルタ係数の更新量に重みを乗ずる周波数重み付け手段とを備えたので、伝達関数の非線形要素の存在による線形要素の同定精度の低下を防止することができる。   As described above, according to the adaptive equalizer 100 of the first embodiment, the filter coefficient expressed in the frequency domain is held, and based on this filter coefficient, the input signal of the target unknown system 900 and the unknown The frequency domain adaptive filter means for performing adaptive learning from the output signal of the system 900 to identify the transfer function of the unknown system 900, and the frequency domain adaptive filter means based on the nonlinear distortion characteristic information regarding the nonlinear distortion characteristics of the unknown system 900. Since the frequency weighting means for multiplying the filter coefficient or the update amount of the filter coefficient by the weight is provided, it is possible to prevent a decrease in the identification accuracy of the linear element due to the presence of the nonlinear element of the transfer function.

また、実施の形態1の適応等化器100によれば、非線形歪み特定情報を、未知システム900の入力信号の周波数に対して、未知システム900の出力信号に現れる非線形歪みの性質を示すものとしたので、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。   Further, according to the adaptive equalizer 100 of the first embodiment, the nonlinear distortion specifying information indicates the nature of the nonlinear distortion that appears in the output signal of the unknown system 900 with respect to the frequency of the input signal of the unknown system 900. Therefore, it is possible to prevent the identification accuracy from being lowered due to misadaptation.

また、実施の形態1の適応等化器100によれば、非線形歪み特性情報を、未知システム900の入力信号と、これに対する未知システム900の出力信号に含まれる各次高調波成分とのパワー比としたので、未知システム900の非線形要素による高調波成分に対する適応等化器の誤適応を防ぎ、同定精度を向上させることができる。   Moreover, according to the adaptive equalizer 100 of the first embodiment, the nonlinear distortion characteristic information is obtained by using the power ratio between the input signal of the unknown system 900 and each harmonic component included in the output signal of the unknown system 900 corresponding thereto. Therefore, it is possible to prevent erroneous adaptation of the adaptive equalizer with respect to the harmonic component due to the nonlinear element of the unknown system 900, and to improve the identification accuracy.

また、実施の形態1の適応等化器100によれば、周波数重み付け手段は、未知システム900の入力信号と非線形歪み特性情報とに従って未知システム900の出力信号に含まれる高調波のパワーを推測し、周波数領域適応フィルタ手段に対して、高調波のパワーが大きい周波数ではフィルタ係数の係数更新量が低減されるように重みを乗じるようにしたので、高調波成分の比率の高い周波数での更新を抑え、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。   Further, according to the adaptive equalizer 100 of the first embodiment, the frequency weighting means estimates the power of the harmonic contained in the output signal of the unknown system 900 according to the input signal of the unknown system 900 and the nonlinear distortion characteristic information. The frequency domain adaptive filter means is weighted so that the coefficient update amount of the filter coefficient is reduced at frequencies where the harmonic power is large. It is possible to prevent the identification accuracy from being lowered due to misadaptation.

実施の形態2.
上記実施の形態1の適応等化器100は、周波数領域入力信号X(ω,k)に高調波パワー比A(ω,j)を乗ずることによって予測高調波パワースペクトルB(ω,k)を求めていた。しかしながら、高調波パワー比A(ω,j)の情報量や、予測高調波パワースペクトルB(ω,k)を求めるのに必要な演算負荷を、現実的に装置化可能な範囲に抑えるには、所定の定数Mによって、予測する高調波の次数を適度に打ち切る必要がある。しかし、この打ち切りを行う事によって高次高調波成分が適応化学習に影響することにより、同定の精度が低下するという問題がある。実施の形態2では、装置化に適した構成で、高次高調波成分の打ち切りの不要な適応等化器について説明する。
Embodiment 2. FIG.
The adaptive equalizer 100 of the first embodiment multiplies the predicted harmonic power spectrum B (ω, k) by multiplying the frequency domain input signal X (ω, k) by the harmonic power ratio A (ω, j). I was asking. However, in order to suppress the information load of the harmonic power ratio A (ω, j) and the calculation load necessary for obtaining the predicted harmonic power spectrum B (ω, k) to a range that can be practically realized as a device. The order of the predicted harmonics needs to be appropriately cut off by a predetermined constant M. However, by performing this truncation, there is a problem that the higher-order harmonic components affect the adaptive learning, thereby lowering the identification accuracy. In the second embodiment, an adaptive equalizer that has a configuration suitable for implementation and does not require truncation of high-order harmonic components will be described.

図3は、この発明の実施の形態2に係る適応等化器200の構成を示すブロック図である。図1と同一または相当の部分については同一の符号を付す。適応等化器200が上記実施の形態1の適応等化器100と異なる点は、入力信号x(n)が歪み付加部109、減算器110、第3の信号変換部111を経て予測高調波パワースペクトルB(ω,k)に変換され、周波数重み処理部107に入力される点、また非線形歪み特性情報保持部は、歪み付加部109に非線形歪み特性情報として、入出力特性関数f(x)を与える点である。   FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of adaptive equalizer 200 according to Embodiment 2 of the present invention. Parts that are the same as or equivalent to those in FIG. The difference between the adaptive equalizer 200 and the adaptive equalizer 100 of the first embodiment is that the input signal x (n) passes through the distortion adding unit 109, the subtractor 110, and the third signal converting unit 111 and is predicted harmonic. The point converted to the power spectrum B (ω, k) and input to the frequency weight processing unit 107, and the nonlinear distortion characteristic information holding unit, as nonlinear distortion characteristic information to the distortion adding unit 109, are input / output characteristic function f (x ).

次に、実施の形態2に係る適応等化器200の動作のうち、上記実施の形態1の適応等化器100と異なる部分について、図3を用いて説明する。
未知システム900への入力信号x(n)は、歪み付加部109に入力される。歪み付加部109は、非線形歪み特性情報保持部108から、未知システム900の非線形歪みをモデル化した入出力特性関数f(x)を読出し、歪み付き入力信号x’(n)を出力する。ここで、x’(n)=f(x’(n))である。
Next, portions of the operation of adaptive equalizer 200 according to Embodiment 2 that are different from adaptive equalizer 100 of Embodiment 1 will be described with reference to FIG.
An input signal x (n) to the unknown system 900 is input to the distortion adding unit 109. The distortion adding unit 109 reads the input / output characteristic function f (x) modeling the nonlinear distortion of the unknown system 900 from the nonlinear distortion characteristic information holding unit 108, and outputs the input signal x ′ (n) with distortion. Here, x ′ (n) = f (x ′ (n)).

入出力特性関数f(x)は、入力の振幅値に対して出力の振幅値を定める関数であり、図4のようなシグモイドであるものとする。このシグモイドは未知システム900に含まれるスピーカ・アンプの振幅飽和特性を近似したものであり、これによって歪み付き入力信号x’(n)には、スピーカ・アンプの振幅飽和特性による高調波成分を模擬した信号が含まれる。ここで、入出力特性関数f(x)は、スピーカ・アンプの振幅飽和特性の実測値から、多項式近似などを用いて近似した関数を用いる事ができる。尚、こうした任意の入出力特性を信号に付与する処理は、音響信号処理では一般にDRP(Dynamic Range Processing)という機能として知られている。   The input / output characteristic function f (x) is a function that determines an output amplitude value with respect to an input amplitude value, and is a sigmoid as shown in FIG. This sigmoid approximates the amplitude saturation characteristics of the speaker / amplifier included in the unknown system 900. By this, the distorted input signal x ′ (n) simulates the harmonic component due to the amplitude saturation characteristics of the speaker / amplifier. Signal is included. Here, as the input / output characteristic function f (x), a function approximated by using polynomial approximation or the like from the measured value of the amplitude saturation characteristic of the speaker / amplifier can be used. In addition, the process which provides such arbitrary input / output characteristics to a signal is generally known as a function called DRP (Dynamic Range Processing) in acoustic signal processing.

減算器110では、歪み付き入力信号x’(n)から入力信号x(n)が減算され、高調波成分のみを取り出した予測高調波信号q(n)が出力される。予測高調波信号q(n)は第3の信号変換部111に入力され、第3の信号変換部111は予測高調波信号q(n)を周波数領域の信号に変換し、さらにそのパワースペクトルを求め予測高調波パワースペクトルB(ω,k)を出力する。
周波数重み処理部107は、第3の信号変換部111から出力された予測高調波パワースペクトルB(ω,k)を元に周波数重みW(ω,k)を定める。
実施の形態2で付加されたこれらの処理は、一般的な音響信号処理においてよく用いられているものであり、その演算負荷は現実的に装置化可能な規模に収まるものである。
In the subtractor 110, the input signal x (n) is subtracted from the distorted input signal x ′ (n), and a predicted harmonic signal q (n) obtained by extracting only the harmonic component is output. The predicted harmonic signal q (n) is input to the third signal converter 111. The third signal converter 111 converts the predicted harmonic signal q (n) into a frequency domain signal, and further converts the power spectrum thereof. The calculated predicted harmonic power spectrum B (ω, k) is output.
The frequency weight processing unit 107 determines the frequency weight W (ω, k) based on the predicted harmonic power spectrum B (ω, k) output from the third signal conversion unit 111.
These processes added in the second embodiment are often used in general acoustic signal processing, and the calculation load is within a scale that can be practically realized as a device.

このように、実施の形態2では、スピーカ・アンプの飽和特性を模擬した入出力特性関数f(x)を用いて予測高調波パワースペクトルB(ω,k)を導く事により、より小さな演算負荷で、高次の高調波成分を打ち切ることなく予測し、これに基づいた周波数重みを適応化学習処理に反映することで、より高精度の同定を可能とした適応等化器が得られる。   As described above, in the second embodiment, by using the input / output characteristic function f (x) simulating the saturation characteristic of the speaker / amplifier, the predicted harmonic power spectrum B (ω, k) is derived, thereby reducing a smaller calculation load. Thus, it is possible to obtain an adaptive equalizer that enables higher-precision identification by predicting the higher-order harmonic components without truncating them and reflecting the frequency weights based on the predictions in the adaptive learning process.

以上説明したように、実施の形態2の適応等化器200によれば、非線形歪み特性情報を、未知システム900の入出力特性としたので、未知システム900の伝達関数を高精度で同定することができる。   As described above, according to the adaptive equalizer 200 of the second embodiment, since the nonlinear distortion characteristic information is the input / output characteristic of the unknown system 900, the transfer function of the unknown system 900 is identified with high accuracy. Can do.

実施の形態3.
上記実施の形態1の適応等化器100は、歪み成分の比率に応じて周波数領域フィルタ係数更新量ΔH(ω,k)を操作していたが、周波数領域フィルタ係数H(ω,k)自体を操作し、特定の周波数帯域ではフィルタの利得を持たせないようにしてもよい。特にスピーカでは、再生下限周波数付近の入力信号に対して大きな非線形歪みを生じる事が知られている。このような周波数帯域においては、伝達特性を同定すること自体が困難であり、例えば能動騒音制御などの目的では同定を行わない方が良い事がある。実施の形態3では、歪みが大きい周波数帯域では、フィルタの利得を持たせないようにする適応等化器について説明する。
Embodiment 3 FIG.
The adaptive equalizer 100 according to the first embodiment operates the frequency domain filter coefficient update amount ΔH (ω, k) according to the distortion component ratio, but the frequency domain filter coefficient H (ω, k) itself. The filter gain may not be provided in a specific frequency band. In particular, a loudspeaker is known to cause a large nonlinear distortion with respect to an input signal near the reproduction lower limit frequency. In such a frequency band, it is difficult to identify the transfer characteristic itself. For example, it is better not to identify for the purpose of active noise control. In the third embodiment, an adaptive equalizer that does not have a filter gain in a frequency band with large distortion will be described.

図5は、この発明の実施の形態3に係る適応等化器300の構成を示すブロック図である。図1と同一または相当の部分については同一の符号を付す。適応等化器300が上記実施の形態1の適応等化器100と構成上で異なる点は、周波数重み処理部107は周波数領域入力信号X(ω,k)及び周波数領域誤差信号E(ω,k)を受けず、また周波数重みW(ω)がフィルタ処理部102に与えられている点である。   FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an adaptive equalizer 300 according to Embodiment 3 of the present invention. Parts that are the same as or equivalent to those in FIG. The difference between the adaptive equalizer 300 and the adaptive equalizer 100 of the first embodiment is that the frequency weight processing unit 107 has a frequency domain input signal X (ω, k) and a frequency domain error signal E (ω, k), and the frequency weight W (ω) is given to the filter processing unit 102.

次に、実施の形態3に係る適応等化器300の動作のうち、上記実施の形態1の適応等化器100と異なる部分について、図5を用いて説明する。
非線形歪み特性情報保持部108に保存されている情報は、未知システム900の歪み率A(ω)であり、周波数重み処理部107は、A(ω)に対して一意に周波数重みW(ω)を定める。図6は歪み率に従った周波数重みの設定例を示している。周波数重み処理部107は、図6に示すように、未知システム900の歪み率に従い、歪み率の大きい周波数帯域では重みを小さく、大きい周波数帯域では重みを大きくする。具体的な手順として、例えば、歪み率に対して所定の閾値を設け、0<a<bの関係をなす所定の重みa,重みbに対し、上記閾値を超える歪み率の存在する周波数帯域は重みa、超えない周波数帯域は重みbと定めるという方法を用いるが、他の重み付け方法を用いてもよい。
Next, portions of the operation of adaptive equalizer 300 according to Embodiment 3 that are different from adaptive equalizer 100 of Embodiment 1 will be described with reference to FIG.
The information stored in the nonlinear distortion characteristic information holding unit 108 is the distortion rate A (ω) of the unknown system 900, and the frequency weight processing unit 107 uniquely assigns the frequency weight W (ω) to A (ω). Determine. FIG. 6 shows an example of setting frequency weights according to the distortion rate. As shown in FIG. 6, the frequency weight processing unit 107 decreases the weight in a frequency band with a large distortion rate and increases the weight in a large frequency band according to the distortion rate of the unknown system 900. As a specific procedure, for example, a predetermined threshold value is set for the distortion rate, and for a predetermined weight a and weight b having a relationship of 0 <a <b, a frequency band in which a distortion rate exceeding the threshold value exists is as follows. Although the method of determining the weight a and the frequency band not exceeding as the weight b is used, other weighting methods may be used.

周波数重みW(ω)は、フィルタ処理部102に与えられ、フィルタ処理部102では、周波数領域フィルタ係数H(ω,k)に周波数重みW(ω)を乗じることで、未知システム900の歪み率の大きい周波数帯域の利得が制限されることとなる。   The frequency weight W (ω) is given to the filter processing unit 102, and the filter processing unit 102 multiplies the frequency domain filter coefficient H (ω, k) by the frequency weight W (ω) to thereby obtain the distortion rate of the unknown system 900. The gain in the frequency band having a large value is limited.

このように、実施の形態3では、未知システム900の歪み率が大きく、同定精度が期待できない周波数帯域において、周波数領域フィルタの利得を制限することで、不完全な同定を回避し、結果として全体的な同定精度を向上させるという効果が得られる。   As described above, the third embodiment avoids imperfect identification by limiting the gain of the frequency domain filter in a frequency band in which the unknown system 900 has a large distortion rate and identification accuracy cannot be expected. The effect of improving the identification accuracy is obtained.

以上説明したように、実施の形態3の適応等化器300によれば、非線形歪み特性情報を、未知システム900の入力信号に対する未知システム900の出力信号の歪み率としたので、不完全な同定を回避し、結果として全体的な同定精度を向上させることができる。   As described above, according to adaptive equalizer 300 of Embodiment 3, since the nonlinear distortion characteristic information is the distortion rate of the output signal of unknown system 900 relative to the input signal of unknown system 900, incomplete identification is performed. Can be avoided, and as a result, the overall identification accuracy can be improved.

また、実施の形態3の適応等化器300によれば、周波数重み付け手段は、周波数毎に、歪み率が大きいほどその周波数のフィルタの利得が低減されるように、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数に重みを乗じるようにしたので、未知システム900の歪み率の大きい周波数帯域の利得が制限され、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。   Further, according to adaptive equalizer 300 of the third embodiment, the frequency weighting means, for each frequency, the filter of the frequency domain adaptive filter means so that the gain of the filter at that frequency is reduced as the distortion rate increases. Since the coefficient is multiplied by the weight, the gain of the unknown system 900 in the frequency band with a large distortion rate is limited, and it is possible to prevent the identification accuracy from being lowered due to erroneous adaptation.

実施の形態4.
上記実施の形態1の適応等化器100は、非線形歪み特性情報保持部108に保持される非線形歪み情報は事前に与えられたものとしているが、適応等化器が自らこれらの情報を取得するようにすれば、例えばスピーカの経年変化がある時に、常に最新の状態に対応させる事が可能となる。実施の形態4ではこのような適応等化器について説明する。
Embodiment 4 FIG.
The adaptive equalizer 100 according to the first embodiment assumes that the nonlinear distortion information held in the nonlinear distortion characteristic information holding unit 108 is given in advance, but the adaptive equalizer itself acquires the information. By doing so, for example, when there is a secular change of the speaker, it is possible to always correspond to the latest state. In the fourth embodiment, such an adaptive equalizer will be described.

図7は、この発明の実施の形態4に係る適応等化器400の構成を示すブロック図である。図1と同一または相当の部分については同一の符号を付す。適応等化器400が上記実施の形態1の適応等化器100と構成上で異なる点は、開閉器112、切替器113及び歪み計測部114を備えている点である。   FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an adaptive equalizer 400 according to Embodiment 4 of the present invention. Parts that are the same as or equivalent to those in FIG. The adaptive equalizer 400 differs in configuration from the adaptive equalizer 100 of the first embodiment in that it includes a switch 112, a switch 113, and a distortion measurement unit 114.

また、図8は実施の形態4の適応等化器400と未知システム900との接続例を示すブロック図である。図8において、適応等化器400は、模擬信号d(n)のほか、計測信号r(n)を出力しており、計測信号r(n)は入力信号x(n)に重畳して未知システムに入力されるようになっている。   FIG. 8 is a block diagram showing an example of connection between the adaptive equalizer 400 and the unknown system 900 according to the fourth embodiment. In FIG. 8, the adaptive equalizer 400 outputs the measurement signal r (n) in addition to the simulation signal d (n), and the measurement signal r (n) is superimposed on the input signal x (n) and unknown. Input to the system.

次に、実施の形態4に係る適応等化器400の動作のうち、上記実施の形態1の適応等化器100と異なる部分について、図7及び図8を用いて説明する。
歪み計測部114は、非線形歪み特性情報計測手段を構成するもので、外部からの操作などによって計測動作に入ると、開閉器112及び切替器113に指示を送り、信号の経路を変更する。即ち、開閉器112は計測動作の指示を受けた場合に回路を開き、未知システム900の入力信号x(n)が第1の信号変換部101に入力されないようにする。また、同様にして、切替器113は、未知システム900の出力信号y(n)の送出先を、減算器104から歪み計測部114へと切り替える。このようにする事で、歪み計測部114が計測動作を行っている間は、フィルタ処理や適応化学習は一切行われないようになる。
Next, portions of the operation of adaptive equalizer 400 according to Embodiment 4 that are different from adaptive equalizer 100 of Embodiment 1 will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
The strain measuring unit 114 constitutes a non-linear strain characteristic information measuring unit. When the measuring operation is started by an external operation or the like, an instruction is sent to the switch 112 and the switch 113 to change the signal path. That is, the switch 112 opens the circuit when receiving an instruction for the measurement operation, and prevents the input signal x (n) of the unknown system 900 from being input to the first signal conversion unit 101. Similarly, the switch 113 switches the destination of the output signal y (n) of the unknown system 900 from the subtracter 104 to the distortion measurement unit 114. In this way, no filtering process or adaptive learning is performed while the distortion measuring unit 114 is performing a measurement operation.

歪み計測部114は、このように信号経路を切り替えた上で、所定の計測信号r(n)を出力する。計測信号r(n)は、図8に示されるように、未知システム900の入力信号x(n)に重畳され、未知システム900に入力される。この際、より精度の高い計測を行うため、もし未知システム900の入力信号x(n)が制御可能であるならば、x(n)=0となるようにし、計測信号r(n)のみが未知システム900に入力されるようにする。制御可能でない場合は、計測信号r(n)が未知システム900の入力信号x(n)よりも十分大きなレベルとなるようにする。   The distortion measurement unit 114 outputs a predetermined measurement signal r (n) after switching the signal path in this way. The measurement signal r (n) is superimposed on the input signal x (n) of the unknown system 900 and input to the unknown system 900, as shown in FIG. At this time, in order to perform measurement with higher accuracy, if the input signal x (n) of the unknown system 900 is controllable, x (n) = 0 is set, and only the measurement signal r (n) is obtained. Input to unknown system 900. When control is not possible, the measurement signal r (n) is set to a level sufficiently higher than the input signal x (n) of the unknown system 900.

計測信号r(n)が入力されている間の、未知システム900の出力信号y(n)は、適応等化器400に入力され、内部で切替器113を経て歪み計測部114に入力される。歪み計測部114は、計測信号r(n)に対する出力信号y(n)から、歪みに関する情報を取得し、非線形歪み特性情報保持部108に情報を保存する。   While the measurement signal r (n) is input, the output signal y (n) of the unknown system 900 is input to the adaptive equalizer 400, and is input to the distortion measurement unit 114 via the switch 113 inside. . The distortion measurement unit 114 acquires information about distortion from the output signal y (n) with respect to the measurement signal r (n), and stores the information in the nonlinear distortion characteristic information holding unit 108.

このとき、所望の歪み特性情報が、実施の形態1で用いている、周波数ωの入力信号に対する未知システム900の出力信号に含まれるj次高調波のパワー比の情報か、実施の形態3で用いている歪み率であるならば、計測信号r(n)は所望の周波数帯域を掃引する周波数スイープ信号を用い、これに対する未知システム900の出力信号y(n)をスペクトル分析し、高調波のパワー計測する事で、容易にこれらを求める事ができる。
また、実施の形態2で用いている入出力特性であるならば、所定の周波数の正弦波を計測信号r(n)として用い、これを所望の振幅域で単調増加させて、計測信号r(n)と未知システム900の出力信号y(n)のパワー比から簡便に求めることができる。
At this time, the desired distortion characteristic information is information on the power ratio of the j-th harmonic included in the output signal of the unknown system 900 with respect to the input signal of frequency ω used in the first embodiment, or in the third embodiment. If it is the distortion rate used, the measurement signal r (n) uses a frequency sweep signal that sweeps a desired frequency band, the spectrum analysis of the output signal y (n) of the unknown system 900 is performed, and the harmonic signal These can be easily obtained by measuring power.
In the case of the input / output characteristics used in the second embodiment, a sine wave having a predetermined frequency is used as the measurement signal r (n), and this is monotonically increased in a desired amplitude range to obtain the measurement signal r ( n) and the power ratio of the output signal y (n) of the unknown system 900 can be easily obtained.

このように、実施の形態4では、非線形歪み特性情報を計測する機能を持つ事で、未知システムの非線形歪み特性が変化した場合でも、再度非線形歪み特性の情報を与える必要がなく、自ら適応が可能になるという効果がある。   As described above, the fourth embodiment has the function of measuring the nonlinear distortion characteristic information, so that even if the nonlinear distortion characteristic of the unknown system changes, it is not necessary to provide the nonlinear distortion characteristic information again, and the adaptation can be performed by itself. There is an effect that it becomes possible.

以上説明したように、実施の形態4の適応等化器400によれば、計測用の信号を未知システム900に入力し、これに対する未知システム900の出力信号を元に非線形歪み特性情報を収集する非線形歪み特性情報計測手段を備えたので、未知システム900の経年変化がある場合でも、常に最新の状態に対応させる事が可能となる。   As described above, according to adaptive equalizer 400 of Embodiment 4, a measurement signal is input to unknown system 900, and nonlinear distortion characteristic information is collected based on the output signal of unknown system 900 corresponding thereto. Since the nonlinear distortion characteristic information measuring means is provided, it is possible to always deal with the latest state even when the unknown system 900 changes with time.

実施の形態5.
本実施の形態5では、音響エコーキャンセラ装置において好適な適応等化器の使用方法を説明する。図9はこの発明の実施の形態5の音響エコーキャンセラ装置の構成を示すブロック図である。図9に示す音響エコーキャンセラ装置は適応等化器500を備え、この適応等化器500には、実施の形態1に係る適応等化器100、実施の形態2に係る適応等化器200、実施の形態4に係る適応等化器400において、歪み特性情報が実施の形態1で用いている周波数ωの入力信号に対する未知システム900の出力信号に含まれるj次高調波のパワー比の情報か、実施の形態2で用いている入出力特性であるもののうち、いずれかの実施の形態のものを用いることができる。
Embodiment 5 FIG.
In the fifth embodiment, a method for using an adaptive equalizer suitable for an acoustic echo canceller apparatus will be described. FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of an acoustic echo canceller apparatus according to the fifth embodiment of the present invention. The acoustic echo canceller apparatus shown in FIG. 9 includes an adaptive equalizer 500. The adaptive equalizer 500 includes an adaptive equalizer 100 according to the first embodiment, an adaptive equalizer 200 according to the second embodiment, In adaptive equalizer 400 according to the fourth embodiment, whether the distortion characteristic information is information on the power ratio of the j-th harmonic included in the output signal of unknown system 900 with respect to the input signal of frequency ω used in the first embodiment. Of the input / output characteristics used in the second embodiment, those of any of the embodiments can be used.

また図9の音響エコーキャンセラ装置は、受信信号x(n)を所定のゲインで増幅して出力するアンプ902と、アンプ902によって駆動されるスピーカ901、使用者の会話音声を収音して収音信号y(n)に変換するマイク903、及び、後述する減算器501とを備える。
スピーカ901、アンプ902、マイク903は、未知システム900を構成しており、受信信号x(n)はこの未知システム900への入力信号、収音信号y(n)はこの未知システム900からの出力信号となっている。未知システム900の内部では、スピーカ901から出力された受話音声が、エコーとしてマイク903に収音されるため、収音信号y(n)には、使用者の会話音声とエコーの双方が含まれている。
The acoustic echo canceller of FIG. 9 collects and collects an amplifier 902 that amplifies the received signal x (n) with a predetermined gain, a speaker 901 driven by the amplifier 902, and a user's conversational voice. A microphone 903 for converting to a sound signal y (n) and a subtractor 501 described later are provided.
The speaker 901, the amplifier 902, and the microphone 903 constitute an unknown system 900. The received signal x (n) is an input signal to the unknown system 900, and the collected sound signal y (n) is an output from the unknown system 900. It is a signal. In the unknown system 900, the received voice output from the speaker 901 is picked up by the microphone 903 as an echo, so the picked-up signal y (n) includes both the conversation voice and the echo of the user. ing.

よって適応等化器500は、未知システム900への入力信号である受信信号x(n)と、未知システム900からの出力信号である収音信号y(n)から、未知システム900の伝達関数を同定し、エコーを模擬した模擬信号d(n)を出力する。尚、前述の通り、収音信号y(n)には、受信信号x(n)に対する未知システム900の応答であるエコーだけでなく、使用者の会話音声も含まれているため、正確な同定を行う為には、収音信号y(n)にエコーのみが含まれている状態において適応化学習を実行する必要がある。このため、一般には、この状態を判定する判定器を用いて適応等化器500の学習の実行・停止を制御するが、これは公知の技術であり、また本発明の本質に関わる箇所ではないため、本実施の形態で5では説明を省略する。   Therefore, the adaptive equalizer 500 calculates the transfer function of the unknown system 900 from the received signal x (n) that is an input signal to the unknown system 900 and the collected sound signal y (n) that is an output signal from the unknown system 900. A simulation signal d (n) that identifies and simulates an echo is output. As described above, the collected sound signal y (n) includes not only the echo that is the response of the unknown system 900 to the received signal x (n) but also the conversation voice of the user, so that accurate identification is possible. In order to perform the above, it is necessary to execute adaptive learning in a state where only the echo is included in the collected sound signal y (n). For this reason, generally, the execution / stop of learning of the adaptive equalizer 500 is controlled using a determiner that determines this state, but this is a known technique and is not a part related to the essence of the present invention. Therefore, in this embodiment, the description is omitted in 5.

減算器501は、エコー引き去り手段を構成するもので、収音信号y(n)から模擬信号d(n)を減算して送信信号y’(n)を出力する。模擬信号d(n)はエコーを模擬した信号となっているため、この減算処理によって、エコーが除去され、音響エコーキャンセラ装置としての機能が実現される。   The subtractor 501 constitutes an echo removal means, and subtracts the simulated signal d (n) from the collected sound signal y (n) and outputs a transmission signal y ′ (n). Since the simulation signal d (n) is a signal simulating an echo, the subtraction process removes the echo and realizes a function as an acoustic echo canceller.

この音響エコーキャンセラ装置において、適応等化器500は、未知システム900のスピーカ901、アンプ902の非線形歪み特性情報を用い、収音信号y(n)において高調波成分の比率の高い周波数帯域を予測し、このような周波数帯域での、周波数領域適応フィルタ係数の更新量を抑えることによって、高調波成分の影響による誤適応を防ぎ、同定精度を高めることが出来る。   In this acoustic echo canceller, the adaptive equalizer 500 uses the nonlinear distortion characteristic information of the speaker 901 and the amplifier 902 of the unknown system 900 to predict a frequency band with a high ratio of harmonic components in the collected sound signal y (n). However, by suppressing the update amount of the frequency domain adaptive filter coefficient in such a frequency band, it is possible to prevent erroneous adaptation due to the influence of the harmonic component and to increase the identification accuracy.

このように、実施の形態5では、高調波成分の比率の高い周波数帯域において、周波数領域適応フィルタ係数の更新量を抑え、誤適応を防ぐ事で同定精度を高め、エコー消去効果を高めるという効果が得られる。   As described above, in the fifth embodiment, the frequency domain adaptive filter coefficient update amount is suppressed in the frequency band having a high ratio of harmonic components, and the identification accuracy is improved by preventing erroneous adaptation, thereby improving the echo cancellation effect. Is obtained.

以上のように、実施の形態5のエコー消去装置によれば、受話信号を受話音として再生するスピーカ901と、スピーカ901を駆動するアンプ902と、送話音を送話信号として取得するマイク903とを有するエコー経路を未知システム900とすると共に、実施の形態1または実施の形態2の適応等化器500を用いて、スピーカ901及びアンプ902の非線形歪み特性を、非線形歪み特性情報として適応等化器500に与え、かつ、受話信号を未知システム900の入力信号、送話信号を未知システム900の出力信号としてエコー経路の伝達関数を同定し、疑似エコー信号を出力すると共に、送話信号から疑似エコー信号を引き去るエコー引き去り手段を備えたので、エコー消去効果の高いエコー消去装置を得ることができる。   As described above, according to the echo canceller of Embodiment 5, the speaker 901 that reproduces the received signal as the received sound, the amplifier 902 that drives the speaker 901, and the microphone 903 that acquires the transmitted sound as the transmitted signal. And the non-linear distortion characteristic of the speaker 901 and the amplifier 902 is adapted as non-linear distortion characteristic information using the adaptive equalizer 500 of the first or second embodiment. The transfer function of the echo path is identified by using the received signal as the input signal of the unknown system 900 and the transmitted signal as the output signal of the unknown system 900, outputting a pseudo echo signal, and from the transmitted signal. Since the echo removing means for removing the pseudo echo signal is provided, an echo canceling device having a high echo canceling effect can be obtained.

また、実施の形態5のエコー消去装置によれば、適応等化器500は、受話信号とスピーカ901及びアンプ902の非線形歪み特性情報とに従って、送話信号に含まれるエコーの高調波成分のパワーを推測し、周波数領域適応フィルタ手段に対して、高調波のパワーが大きい周波数ではフィルタ係数の係数更新量が低減されるように重みを乗じるようにしたので、高調波成分の比率の高い周波数での更新を抑え、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。   Further, according to the echo canceling apparatus of the fifth embodiment, adaptive equalizer 500 uses the power of the harmonic component of the echo included in the transmitted signal according to the received signal and the nonlinear distortion characteristic information of speaker 901 and amplifier 902. The frequency domain adaptive filter means is multiplied by a weight so that the coefficient update amount of the filter coefficient is reduced at frequencies where the harmonic power is large. Can be suppressed, and the accuracy of identification can be prevented from deteriorating due to misadaptation.

実施の形態6.
本実施の形態6では、フィードフォワード型の能動騒音制御装置において好適な適応等化器の使用方法を説明する。図10はこの発明の実施の形態6の、適応等化器の使用法の一例を示す為の、能動騒音制御装置の構成を表すブロック図である。図10に示す能動騒音制御装置は適応等化器600を備え、この適応等化器600には上記実施の形態3に係る適応等化器300か、実施の形態4に係る適応等化器400において、歪み特性情報が、実施の形態3で用いている歪み率であるもののいずれかを用いることができる。
Embodiment 6 FIG.
In the sixth embodiment, a method of using an adaptive equalizer suitable for a feedforward active noise control apparatus will be described. FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of an active noise control apparatus for illustrating an example of usage of an adaptive equalizer according to Embodiment 6 of the present invention. The active noise control apparatus shown in FIG. 10 includes an adaptive equalizer 600. The adaptive equalizer 600 includes the adaptive equalizer 300 according to the third embodiment or the adaptive equalizer 400 according to the fourth embodiment. In this case, any of the strain characteristic information that is the distortion rate used in the third embodiment can be used.

図10の能動騒音制御装置は、この他に後述の騒音源904の近傍に設置された参照マイク601、騒音を制御するための制御音を出力するスピーカ602、目標位置に設置され、この位置で騒音を観測する誤差マイク603、制御音を生成するための制御フィルタ604、スピーカ602を駆動するアンプ605、周波数領域フィルタ係数H(ω,k)を時間領域フィルタ係数h(i,k)に変換して制御フィルタ604に転送するフィルタ係数転送手段606、二次経路特性フィルタ607、信号の位相を反転する位相反転器608を備えている。
また図10の騒音源904は、騒音の発生源を示しており、一次経路905は、騒音源904から目標位置までの音波の経路、二次経路906はスピーカ602から目標位置までの音波の経路を示している。
In addition to this, the active noise control device of FIG. 10 is installed at a reference microphone 601, a speaker 602 that outputs a control sound for controlling noise, and a target position. Error microphone 603 for observing noise, control filter 604 for generating control sound, amplifier 605 for driving speaker 602, and frequency domain filter coefficient H (ω, k) converted to time domain filter coefficient h (i, k) And a filter coefficient transfer means 606 for transferring to the control filter 604, a secondary path characteristic filter 607, and a phase inverter 608 for inverting the phase of the signal.
A noise source 904 in FIG. 10 indicates a noise generation source, a primary path 905 is a sound wave path from the noise source 904 to the target position, and a secondary path 906 is a sound wave path from the speaker 602 to the target position. Is shown.

次に、図10の能動騒音制御装置の動作と、実施の形態6に係る適応等化器の使用方法について説明する。騒音源904で発生した騒音は、参照マイク601によって収音され、参照信号となる。参照信号は二次経路906の伝達関数を模擬した二次経路特性フィルタ607にてフィルタリングされ、さらに位相反転器608にて位相反転されて対象システム入力信号x(n)となり、適応等化器600に入力される。また、騒音源904で発生した騒音は、一次経路905を通じて誤差マイク603で収音され、対象システム出力信号y(n)として適応等化器600に入力される。適応等化器600は、対象システム入力信号x(n)を未知システムの入力信号、対象システム出力信号y(n)を未知システムの出力信号として、上記未知システムの伝達関数を同定する。上記未知システムの伝達関数は、一次経路の伝達関数をG、二次経路の伝達関数をCとおいた時、
未知システムの伝達関数=−G/C
と表される。
Next, the operation of the active noise control apparatus of FIG. 10 and the method of using the adaptive equalizer according to Embodiment 6 will be described. Noise generated by the noise source 904 is collected by the reference microphone 601 and becomes a reference signal. The reference signal is filtered by the secondary path characteristic filter 607 simulating the transfer function of the secondary path 906, and further phase-inverted by the phase inverter 608 to become the target system input signal x (n), and the adaptive equalizer 600 Is input. Further, the noise generated from the noise source 904 is collected by the error microphone 603 through the primary path 905 and input to the adaptive equalizer 600 as the target system output signal y (n). The adaptive equalizer 600 identifies the transfer function of the unknown system using the target system input signal x (n) as the input signal of the unknown system and the target system output signal y (n) as the output signal of the unknown system. When the transfer function of the unknown system is G as the transfer function of the primary path and C as the transfer function of the secondary path,
Transfer function of unknown system = -G / C
It is expressed.

この伝達関数は、フィードフォワード型の能動騒音制御装置において、制御フィルタの最適な伝達関数となる事が知られている。また、対象システム入力信号x(n)、対象システム出力信号を用い、適応等化器によって上記仮想的な未知システムの伝達関数を同定する方法は、filtered−x法と呼ばれている。
従って、フィルタ係数転送手段606は、適応等化器600によって同定された伝達関数を表す周波数領域フィルタ係数H(ω,k)を、時間領域フィルタ係数h(i,k)に変換し、制御フィルタ604に与える。ここで、iはフィルタ次数を表す。周波数領域フィルタ係数H(ω,k)から時間領域フィルタ係数h(i,k)への変換には、周波数変換の逆変換、例えば逆DFTを用いればよい。制御フィルタ604は、参照信号を受け、フィルタ係数転送手段606から与えられた時間領域フィルタ係数h(i,k)を用いてフィルタリングし、制御音信号を出力する。制御音信号はアンプ605を通じてスピーカ602から出力され、二次経路906を通じて目標位置に伝播し、目標位置では騒音と制御音が完全に逆位相となることで互いに相殺され、騒音が低減される。
This transfer function is known to be an optimal transfer function of a control filter in a feedforward type active noise control apparatus. A method for identifying the transfer function of the virtual unknown system using an adaptive equalizer using the target system input signal x (n) and the target system output signal is called a filtered-x method.
Therefore, the filter coefficient transfer means 606 converts the frequency domain filter coefficient H (ω, k) representing the transfer function identified by the adaptive equalizer 600 into the time domain filter coefficient h (i, k), and controls the control filter. 604. Here, i represents the filter order. For the conversion from the frequency domain filter coefficient H (ω, k) to the time domain filter coefficient h (i, k), an inverse conversion of the frequency conversion, for example, an inverse DFT may be used. The control filter 604 receives the reference signal, filters it using the time domain filter coefficient h (i, k) given from the filter coefficient transfer means 606, and outputs a control sound signal. The control sound signal is output from the speaker 602 through the amplifier 605, propagates to the target position through the secondary path 906, and the noise and the control sound are completely out of phase at the target position, thereby canceling each other and reducing the noise.

この時、騒音源904から発せられる騒音に、スピーカ602の再生下限周波数近傍か、それよりも低い周波数の騒音成分が含まれていると、これを打消す制御音がスピーカ602で歪み、騒音が十分に低減できなくなるばかりか、高調波などの余分な音を付加してしまうという問題を生じる。このため、適応等化器600は、スピーカの非線形歪み特性情報として内部に保持されている歪み率の情報を元に、歪み率の高い、再生下限周波数近傍より低域の周波数帯域において利得を持たないように周波数領域フィルタ係数H(ω,k)に重みをかける。こうすることによって、制御フィルタ604は当該周波数帯域において利得を持たず、結果として制御音に当該周波数帯域の信号成分が含まれなくなり、スピーカ602において制御音の歪みが発生する事を防ぐ事ができる。   At this time, if the noise emitted from the noise source 904 includes a noise component having a frequency near or lower than the reproduction lower limit frequency of the speaker 602, the control sound for canceling this noise is distorted by the speaker 602, and the noise is generated. In addition to being unable to reduce sufficiently, there is a problem that extra sounds such as harmonics are added. For this reason, the adaptive equalizer 600 has a gain in a frequency band having a high distortion rate and lower than the vicinity of the reproduction lower limit frequency based on the distortion rate information held therein as the nonlinear distortion characteristic information of the speaker. The frequency domain filter coefficient H (ω, k) is weighted so as not to be present. By doing so, the control filter 604 has no gain in the frequency band, and as a result, the control sound does not include the signal component of the frequency band, and the speaker 602 can be prevented from distorting the control sound. .

尚、本実施の形態6の適応等化器の使用法において、実施の形態4の適応等化器400を用い、適応等化器400から計測信号r(n)を出力して非線形歪み特性情報を測定する場合には、計測信号r(n)はアンプ605に入力される制御音信号に加えるものとする。またこの際、制御音信号はミュートしてもよい。   Note that in the method of using the adaptive equalizer of the sixth embodiment, the adaptive equalizer 400 of the fourth embodiment is used, and the measurement signal r (n) is output from the adaptive equalizer 400 to obtain nonlinear distortion characteristic information. Is measured, the measurement signal r (n) is added to the control sound signal input to the amplifier 605. At this time, the control sound signal may be muted.

このように、実施の形態6では、スピーカの歪みの大きい周波数帯域のフィルタにおいて利得を持たないように、適応等化器600の内部で周波数領域フィルタ係数H(ω,k)に重みをかける事で、制御音の歪みを抑え、能動騒音制御装置の騒音低減効果を高めるという効果が得られる。   As described above, in the sixth embodiment, the frequency domain filter coefficient H (ω, k) is weighted inside the adaptive equalizer 600 so that there is no gain in the filter in the frequency band where the speaker distortion is large. Thus, the effect of suppressing the distortion of the control sound and enhancing the noise reduction effect of the active noise control device can be obtained.

以上説明したように、実施の形態6の能動騒音制御装置によれば、騒音源の近傍で騒音源信号を収音し、参照信号として出力する参照マイク601と、騒音を低減する目標位置に設置され、この位置での騒音信号を対象システム出力信号として収音する誤差マイク603と、騒音源信号を入力として、騒音を制御する制御音を出力する制御フィルタ604と、制御音を再生するスピーカ602と、スピーカ602を駆動するアンプ605と、スピーカ602から誤差マイク603までの二次経路の伝達関数を持ち、参照信号をフィルタリングして中間信号として出力する二次経路特性フィルタ607と、中間信号の位相を反転させ、対象システム入力信号として出力する位相反転器608と、スピーカ602及びアンプ605の非線形歪み特性が非線形歪み特性情報として与えられ、対象システム入力信号と対象システム出力信号から、対象システム入力信号を入力として対象システム出力信号を出力とする未知システムの伝達関数を同定する実施の形態3の適応等化器600と、適応等化器600によって導き出された伝達関数をフィルタ係数に変換して制御フィルタ604に出力するフィルタ係数転送手段606とを備え、制御フィルタ604は、フィルタ係数に基づいて制御音を生成するようにしたので、騒音低減効果の高い能動騒音制御装置を得ることができる。   As described above, according to the active noise control apparatus of the sixth embodiment, the reference microphone 601 that collects the noise source signal in the vicinity of the noise source and outputs it as the reference signal, and the target position for reducing the noise are installed. An error microphone 603 that picks up a noise signal at this position as a target system output signal, a control filter 604 that outputs a control sound for controlling noise using the noise source signal as an input, and a speaker 602 that reproduces the control sound An amplifier 605 for driving the speaker 602, a secondary path characteristic filter 607 having a secondary path transfer function from the speaker 602 to the error microphone 603, filtering the reference signal and outputting it as an intermediate signal, and an intermediate signal A phase inverter 608 that inverts the phase and outputs it as a target system input signal, and nonlinear distortion characteristics of the speaker 602 and the amplifier 605. Is applied as nonlinear distortion characteristic information, and the transfer function of an unknown system that identifies the target system input signal as an input and outputs the target system output signal from the target system input signal and the target system output signal, etc. is applied. And a filter coefficient transfer means 606 that converts the transfer function derived by the adaptive equalizer 600 into a filter coefficient and outputs the filter coefficient to the control filter 604. The control filter 604 controls the control sound based on the filter coefficient. Therefore, an active noise control device with a high noise reduction effect can be obtained.

また、実施の形態6の能動騒音制御装置によれば、周波数毎のスピーカ602及びアンプ605の歪み率に応じて、歪みの大きい周波数における制御フィルタ604の利得が小さくなるよう周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数に重みを乗じるようにしたので、歪み率の大きい周波数帯域の利得が制限され、誤適応によって同定精度が低下する事を防ぐことができる。   Further, according to the active noise control device of the sixth embodiment, the frequency domain adaptive filter means reduces the gain of the control filter 604 at a frequency with a large distortion according to the distortion rate of the speaker 602 and the amplifier 605 for each frequency. Since the filter coefficient is multiplied by the weight, the gain in the frequency band having a large distortion rate is limited, and it is possible to prevent the identification accuracy from being lowered due to erroneous adaptation.

実施の形態7.
本実施の形態7では、フィードバック型の能動騒音制御装置において好適な適応等化器の使用方法を説明する。図11はこの発明の実施の形態7の、適応等化器の使用法の一例を示す為の、能動騒音制御装置の構成を表すブロック図である。図11に示す能動騒音制御装置は適応等化器700を備え、この適応等化器700には上記実施の形態3に係る適応等化器300か、実施の形態4に係る適応等化器400において、歪み特性情報が、実施の形態3で用いている歪み率であるもののいずれかを用いることができる。
図11の能動騒音制御装置は、この他にスピーカ701、アンプ702、参照マイク703、第1の二次経路特性フィルタ704、減算器705、制御フィルタ706、フィルタ係数転送手段707、第2の二次経路特性フィルタ708を備える。
また図11において、騒音源904は騒音の発生源を示しており、二次経路906はスピーカ701から目標位置までの音波の経路を示している。
Embodiment 7 FIG.
In the seventh embodiment, a method of using an adaptive equalizer suitable for a feedback type active noise control apparatus will be described. FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of an active noise control apparatus for illustrating an example of usage of an adaptive equalizer according to Embodiment 7 of the present invention. The active noise control apparatus shown in FIG. 11 includes an adaptive equalizer 700. The adaptive equalizer 700 includes the adaptive equalizer 300 according to the third embodiment or the adaptive equalizer 400 according to the fourth embodiment. In this case, any of the strain characteristic information that is the distortion rate used in the third embodiment can be used.
In addition to this, the active noise control apparatus of FIG. 11 includes a speaker 701, an amplifier 702, a reference microphone 703, a first secondary path characteristic filter 704, a subtractor 705, a control filter 706, a filter coefficient transfer means 707, a second second A next path characteristic filter 708 is provided.
In FIG. 11, a noise source 904 indicates a noise generation source, and a secondary path 906 indicates a sound wave path from the speaker 701 to the target position.

次に、図11の能動騒音制御装置の動作と、実施の形態7に係る適応等化器の使用方法について説明する。騒音源904で発生した騒音は、目標位置に設置された参照マイク703によって収音され、参照信号となる。この参照信号は、減算器705で後述の減算処理が行われた後、対象システム出力信号y(n)として適応等化器700に入力される。また、対象システム出力信号y(n)は、第2の二次経路特性フィルタ708にも入力され、第2の二次経路特性フィルタ708はこれをフィルタリングし、対象システム入力信号x(n)を出力する。この第2の二次経路特性フィルタ708は、実施の形態6で説明した二次経路特性フィルタ607と同様の動作を行う。適応等化器700は、対象システム入力信号x(n)を未知システムの入力信号、対象システム出力信号y(n)を未知システムの出力信号として、その伝達関数を同定する。同定された伝達関数は、フィードバック型能動騒音制御装置において、参照信号から制御音を生成するための伝達関数となる事が知られている。   Next, the operation of the active noise control apparatus in FIG. 11 and the method of using the adaptive equalizer according to Embodiment 7 will be described. Noise generated by the noise source 904 is collected by a reference microphone 703 installed at a target position, and becomes a reference signal. This reference signal is subjected to subtraction processing described later in the subtractor 705, and then input to the adaptive equalizer 700 as the target system output signal y (n). The target system output signal y (n) is also input to the second secondary path characteristic filter 708, and the second secondary path characteristic filter 708 filters the target system input signal x (n). Output. The second secondary path characteristic filter 708 performs the same operation as the secondary path characteristic filter 607 described in the sixth embodiment. The adaptive equalizer 700 identifies the transfer function using the target system input signal x (n) as an unknown system input signal and the target system output signal y (n) as an unknown system output signal. It is known that the identified transfer function becomes a transfer function for generating a control sound from a reference signal in a feedback type active noise control apparatus.

よって、フィルタ係数転送手段707は、適応等化器700の周波数領域フィルタ係数H(ω,k)を、時間領域フィルタ係数h(i,k)に変換し、制御フィルタ706に与え、制御フィルタ706は、対象システム出力信号y(n)を、時間領域フィルタ係数h(i,k)を用いてフィルタリングし、制御音信号を出力する。制御音信号はアンプ702、スピーカ701を経て制御音として出力され、この制御音は二次経路906を経て目標位置に伝播し、目標位置において到来騒音と逆位相となり、互いに相殺し合って騒音を低減する。
尚、この時、到来騒音だけでなく制御音も参照マイク703に収音されてしまうため、第1の二次経路特性フィルタ704は、制御フィルタ706の出力した制御音信号をフィルタリングし、相殺信号を出力する。ここで、第1の二次経路特性フィルタ704の動作は第2の二次経路特性フィルタ708の動作と同一である。相殺信号は減算器705に入力され、減算器705は参照信号から相殺信号を減算することで、参照信号に含まれる制御音成分を除去する。
Therefore, the filter coefficient transfer unit 707 converts the frequency domain filter coefficient H (ω, k) of the adaptive equalizer 700 into a time domain filter coefficient h (i, k), and supplies the time domain filter coefficient h (i, k) to the control filter 706. Filters the target system output signal y (n) using the time domain filter coefficient h (i, k) and outputs a control sound signal. The control sound signal is output as a control sound through the amplifier 702 and the speaker 701, and this control sound propagates to the target position via the secondary path 906, has an opposite phase to the incoming noise at the target position, and cancels each other to generate noise. To reduce.
At this time, since not only the incoming noise but also the control sound is picked up by the reference microphone 703, the first secondary path characteristic filter 704 filters the control sound signal output from the control filter 706, and cancels the signal. Is output. Here, the operation of the first secondary path characteristic filter 704 is the same as the operation of the second secondary path characteristic filter 708. The cancellation signal is input to the subtracter 705, and the subtractor 705 subtracts the cancellation signal from the reference signal, thereby removing the control sound component included in the reference signal.

この時、実施の形態6のフィードフォワード型能動騒音制御装置と同様に、騒音源904から発せられる騒音に、スピーカ701の再生下限周波数近傍か、それよりも低い周波数の騒音成分が含まれていると、これを打消す制御音がスピーカ701で歪み、騒音が十分に低減できなくなるばかりか、高調波などの余分な音を付加してしまうという問題を生じる。さらに、本実施の形態7で扱っているフィードバック型能動騒音制御装置では、減算器705における制御音成分の減算処理においても、制御音の歪み成分を除去できなくなるという問題が生じる。この結果、除去できなかった歪み成分が、制御フィルタ706に入力される事で、さらに不正な制御音を生じることで、歪み成分のループが起こり、これによって能動騒音制御装置が機能を果たせなくなる場合がある。   At this time, as in the feedforward active noise control apparatus of the sixth embodiment, the noise emitted from the noise source 904 includes a noise component having a frequency near or lower than the reproduction lower limit frequency of the speaker 701. Then, the control sound that cancels the distortion is distorted by the speaker 701, and not only the noise cannot be sufficiently reduced, but also an extra sound such as a harmonic is added. Further, in the feedback active noise control apparatus handled in the seventh embodiment, there is a problem that the control sound distortion component cannot be removed even in the control sound component subtraction process in the subtractor 705. As a result, when the distortion component that could not be removed is input to the control filter 706, a more incorrect control sound is generated, causing a distortion component loop, which prevents the active noise control device from performing its function. There is.

このため、適応等化器700は、スピーカの非線形歪み特性情報として内部に保持されている歪み率の情報を元に、歪み率の高い、再生下限周波数近傍より低域の周波数帯域において利得を持たないように周波数領域フィルタ係数H(ω,k)に重みをかける。こうすることによって、制御フィルタ706は当該周波数帯域において利得を持たず、結果として制御音に当該周波数帯域の信号成分は含まれなくなり、スピーカ701における制御音の歪みや、この結果としての歪み成分のループが発生する事を防ぐ事ができる。   For this reason, the adaptive equalizer 700 has a gain in a frequency band having a high distortion rate and lower than the vicinity of the reproduction lower limit frequency based on the distortion rate information held therein as the nonlinear distortion characteristic information of the speaker. The frequency domain filter coefficient H (ω, k) is weighted so as not to be present. By doing so, the control filter 706 has no gain in the frequency band, and as a result, the control sound does not include the signal component of the frequency band, and the distortion of the control sound in the speaker 701 and the resulting distortion component It is possible to prevent a loop from occurring.

尚、本実施の形態7の適応等化器の使用法において、実施の形態4の適応等化器400を用い、適応等化器400から計測信号r(n)を出力して非線形歪み特性情報を測定する場合には、計測信号r(n)はアンプ702に入力される制御音信号に加えるものとする。またこの際、制御音信号はミュートしてもよい。   Note that in the method of using the adaptive equalizer of the seventh embodiment, the adaptive equalizer 400 of the fourth embodiment is used, and the measurement signal r (n) is output from the adaptive equalizer 400 to obtain nonlinear distortion characteristic information. Is measured, the measurement signal r (n) is added to the control sound signal input to the amplifier 702. At this time, the control sound signal may be muted.

このように、実施の形態7では、スピーカの歪みの大きい周波数帯域のフィルタにおいて利得を持たないように、適応等化器700の内部で周波数領域フィルタ係数H(ω,k)に重みをかける事で、制御音の歪みを抑え、能動騒音制御装置の騒音低減効果を高めるという効果が得られる。   As described above, in the seventh embodiment, the frequency domain filter coefficient H (ω, k) is weighted inside the adaptive equalizer 700 so as not to have a gain in a filter in a frequency band with a large speaker distortion. Thus, the effect of suppressing the distortion of the control sound and enhancing the noise reduction effect of the active noise control device can be obtained.

以上のように、実施の形態7の能動騒音制御装置によれば、騒音を低減する目標位置に設置され、この位置での騒音信号を参照信号として収音する参照マイク703と、参照信号から所定の相殺信号を減算し、対象システム出力信号を出力する減算器705と、減算器705で減算された参照信号を入力として、騒音を制御する制御音信号を出力する制御フィルタ706と、制御音信号を再生するスピーカ701と、スピーカ701を駆動するアンプ702と、スピーカ701から参照マイク703までの二次経路の伝達関数を持ち、制御音信号をフィルタリングして所定の相殺信号を出力する第1の二次経路特性フィルタ704と、スピーカ701から参照マイク703までの二次経路の伝達関数を持ち、減算された参照信号をフィルタリングして対象システム入力信号を出力する第2の二次経路特性フィルタ708と、スピーカ701及びアンプ702の非線形歪み特性が非線形歪み特性情報として与えられ、対象システム入力信号と対象システム出力信号から、対象システム入力信号を入力として対象システム出力信号を出力とする未知システムの伝達関数を同定する実施の形態3の適応等化器700と、適応等化器700によって導き出された伝達関数をフィルタ係数に変換して制御フィルタ706に出力するフィルタ係数転送手段707とを備え、制御フィルタ706は、フィルタ係数に基づいて制御音を生成するようにしたので、騒音低減効果の高い能動騒音制御装置を得ることができる。   As described above, according to the active noise control apparatus of the seventh embodiment, the reference microphone 703 is installed at the target position where noise is reduced, and the noise signal at this position is collected as the reference signal. The subtractor 705 for subtracting the canceling signal of the target system and outputting the target system output signal, the control filter 706 for outputting the control sound signal for controlling the noise with the reference signal subtracted by the subtractor 705 as input, A first path that has a secondary path transfer function from the speaker 701 to the reference microphone 703 and outputs a predetermined canceling signal by filtering the control sound signal. The secondary path characteristic filter 704 has a secondary path transfer function from the speaker 701 to the reference microphone 703, and the subtracted reference signal is filtered. A second secondary path characteristic filter 708 that outputs the target system input signal and the nonlinear distortion characteristics of the speaker 701 and the amplifier 702 are given as nonlinear distortion characteristic information. From the target system input signal and the target system output signal, The adaptive equalizer 700 of Embodiment 3 that identifies the transfer function of an unknown system that receives the target system input signal and outputs the target system output signal, and the transfer function derived by the adaptive equalizer 700 as filter coefficients Filter coefficient transfer means 707 for converting and outputting to the control filter 706, and the control filter 706 generates the control sound based on the filter coefficient, so that an active noise control device having a high noise reduction effect can be obtained. Can do.

100,200,300,400,500,600,700 適応等化器、101 第1の信号変換部、102 フィルタ処理部、103 信号逆変換部、104 減算器、105 適応化学習処理部、106 第2の信号変換部、107 周波数重み処理部、108 非線形歪み特性情報保持部、109 歪み付加部、110,705 減算器、111 第3の信号変換部、112 開閉器、113 切替器、114 歪み計測部、601,703 参照マイク、602,701,901 スピーカ、603 誤差マイク、604,706 制御フィルタ、605,702,902 アンプ、606,707 フィルタ係数転送手段、607 二次経路特性フィルタ、608 位相反転器、704 第1の二次経路特性フィルタ、708 第2の二次経路特性フィルタ、900 未知システム、903 マイク、904 騒音源、905 一次経路、906 二次経路。   100, 200, 300, 400, 500, 600, 700 Adaptive equalizer, 101 First signal conversion unit, 102 Filter processing unit, 103 Signal inverse conversion unit, 104 Subtractor, 105 Adaptive learning processing unit, 106 2 signal conversion unit, 107 frequency weighting processing unit, 108 nonlinear distortion characteristic information holding unit, 109 distortion addition unit, 110,705 subtractor, 111 third signal conversion unit, 112 switch, 113 switch, 114 distortion measurement 601 703 Reference microphone 602 701 901 Speaker 603 Error microphone 604 706 Control filter 605 702 902 Amplifier 606 707 Filter coefficient transfer means 607 Secondary path characteristic filter 608 Phase inversion 704, first secondary path characteristic filter, 708 second secondary path characteristic Filter, 900 an unknown system, 903 a microphone, 904 a noise source, 905 the primary path, 906 secondary path.

Claims (13)

周波数領域で表現されたフィルタ係数を保持し、当該フィルタ係数に基づいて、対象とする未知システムの入力信号と、当該未知システムの出力信号から適応化学習を行い、前記未知システムの伝達関数を同定する周波数領域適応フィルタ手段と、
前記未知システムの非線形歪み特性に関する非線形歪み特性情報を元に、前記周波数領域適応フィルタ手段の前記フィルタ係数または当該フィルタ係数の更新量に重みを乗ずる周波数重み付け手段とを備えた適応等化器。
Holds the filter coefficient expressed in the frequency domain, and based on the filter coefficient, performs adaptive learning from the input signal of the target unknown system and the output signal of the unknown system, and identifies the transfer function of the unknown system Frequency domain adaptive filter means for
An adaptive equalizer comprising frequency weighting means for multiplying a weight of the filter coefficient of the frequency domain adaptive filter means or an update amount of the filter coefficient based on nonlinear distortion characteristic information related to the nonlinear distortion characteristic of the unknown system.
非線形歪み特定情報は、未知システムの入力信号の周波数に対して、当該未知システムの出力信号に現れる非線形歪みの性質を示すものであることを特徴とする請求項1記載の適応等化器。   2. The adaptive equalizer according to claim 1, wherein the nonlinear distortion specifying information indicates a property of nonlinear distortion appearing in an output signal of the unknown system with respect to a frequency of an input signal of the unknown system. 非線形歪み特性情報は、未知システムの入力信号と、これに対する未知システムの出力信号に含まれる各次高調波成分とのパワー比であることを特徴とする請求項1または請求項2記載の適応等化器。   3. The adaptation or the like according to claim 1, wherein the nonlinear distortion characteristic information is a power ratio between an input signal of the unknown system and each harmonic component contained in the output signal of the unknown system. Generator. 非線形歪み特性情報は、未知システムの入出力特性であることを特徴とする請求項1記載の適応等化器。   The adaptive equalizer according to claim 1, wherein the nonlinear distortion characteristic information is an input / output characteristic of an unknown system. 非線形歪み特性情報は、未知システムの入力信号に対する当該未知システムの出力信号の歪み率であることを特徴とする請求項1または請求項2記載の適応等化器。   3. The adaptive equalizer according to claim 1, wherein the nonlinear distortion characteristic information is a distortion rate of an output signal of the unknown system with respect to an input signal of the unknown system. 周波数重み付け手段は、未知システムの入力信号と非線形歪み特性情報とに従って未知システムの出力信号に含まれる高調波のパワーを推測し、周波数領域適応フィルタ手段に対して、高調波のパワーが大きい周波数ではフィルタ係数の係数更新量が低減されるように重みを乗じることを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載の適応等化器。   The frequency weighting means estimates the power of the harmonic contained in the output signal of the unknown system according to the input signal of the unknown system and the nonlinear distortion characteristic information, and at a frequency where the power of the harmonic is large compared to the frequency domain adaptive filter means. 5. The adaptive equalizer according to claim 1, wherein a weight is multiplied so that a coefficient update amount of the filter coefficient is reduced. 周波数重み付け手段は、周波数毎に、歪み率が大きいほど当該周波数のフィルタの利得が低減されるように、周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数に重みを乗じることを特徴とする請求項1、請求項2または請求項5のうちのいずれか1項記載の適応等化器。   The frequency weighting means, for each frequency, multiplies the filter coefficient of the frequency domain adaptive filter means by a weight so that the gain of the filter of the frequency decreases as the distortion rate increases. 6. An adaptive equalizer according to any one of claims 2 and 5. 計測用の信号を未知システムに入力し、これに対する未知システムの出力信号を元に非線形歪み特性情報を収集する非線形歪み特性情報計測手段を備えたことを特徴とする請求項1から請求項7のうちのいずれか1項記載の適応等化器。   8. A non-linear distortion characteristic information measuring unit for inputting a measurement signal to an unknown system and collecting non-linear distortion characteristic information based on an output signal of the unknown system corresponding to the measurement signal. The adaptive equalizer as described in any one of them. 受話信号を受話音として再生するスピーカと、スピーカを駆動するアンプと、送話音を送話信号として取得するマイクとを有するエコー経路を未知システムとすると共に、
請求項1から請求項4及び請求項6のうちのいずれか1項記載の適応等化器を用いて、前記スピーカ及び前記アンプの非線形歪み特性を、非線形歪み特性情報として当該適応等化器に与え、かつ、前記受話信号を前記未知システムの入力信号、前記送話信号を未知システムの出力信号として前記エコー経路の伝達関数を同定し、疑似エコー信号を出力すると共に、
前記送話信号から前記疑似エコー信号を引き去るエコー引き去り手段を備えたエコー消去装置。
An echo path having a speaker that reproduces a received signal as a received sound, an amplifier that drives the speaker, and a microphone that acquires a transmitted sound as a transmitted signal is an unknown system,
Using the adaptive equalizer according to any one of claims 1 to 4 and claim 6, nonlinear distortion characteristics of the speaker and the amplifier are stored in the adaptive equalizer as nonlinear distortion characteristic information. And identifying the transfer function of the echo path using the received signal as an input signal of the unknown system and the transmitted signal as an output signal of the unknown system, and outputting a pseudo echo signal,
An echo canceller comprising echo removing means for removing the pseudo echo signal from the transmission signal.
適応等化器は、受話信号とスピーカ及びアンプの非線形歪み特性情報とに従って、送話信号に含まれるエコーの高調波成分のパワーを推測し、周波数領域適応フィルタ手段に対して、高調波のパワーが大きい周波数ではフィルタ係数の係数更新量が低減されるように重みを乗じることを特徴とする請求項9記載のエコー消去装置。   The adaptive equalizer estimates the power of the harmonic component of the echo included in the transmitted signal according to the received signal and the non-linear distortion characteristic information of the speaker and the amplifier, and supplies the harmonic power to the frequency domain adaptive filter means. 10. The echo canceller according to claim 9, wherein a weight is multiplied so that a coefficient update amount of the filter coefficient is reduced at a frequency having a large value. 騒音源の近傍で騒音源信号を収音し、参照信号として出力する参照マイクと、
騒音を低減する目標位置に設置され、当該位置での騒音信号を対象システム出力信号として収音する誤差マイクと、
前記騒音源信号を入力として、前記騒音を制御する制御音を出力する制御フィルタと、
前記制御音を再生するスピーカと、
前記スピーカを駆動するアンプと、
前記スピーカから前記参照マイクまでの二次経路の伝達関数を持ち、前記参照信号をフィルタリングして中間信号として出力する二次経路特性フィルタと、
前記中間信号の位相を反転させ、対象システム入力信号として出力する位相反転器と、
前記スピーカ及び前記アンプの非線形歪み特性が非線形歪み特性情報として与えられ、前記対象システム入力信号と前記対象システム出力信号から、当該対象システム入力信号を入力として前記対象システム出力信号を出力とする未知システムの伝達関数を同定する請求項5記載の適応等化器と、
前記適応等化器によって導き出された伝達関数をフィルタ係数に変換して前記制御フィルタに出力するフィルタ係数転送手段とを備え、
前記制御フィルタは、前記フィルタ係数に基づいて制御音を生成することを特徴とする能動騒音制御装置。
A reference microphone that picks up a noise source signal in the vicinity of the noise source and outputs it as a reference signal;
An error microphone that is installed at a target position for reducing noise and picks up a noise signal at the position as a target system output signal;
A control filter for outputting a control sound for controlling the noise, using the noise source signal as an input;
A speaker for reproducing the control sound;
An amplifier for driving the speaker;
A secondary path characteristic filter having a transfer function of a secondary path from the speaker to the reference microphone, and filtering the reference signal to output as an intermediate signal;
A phase inverter that inverts the phase of the intermediate signal and outputs it as a target system input signal;
An unknown system in which nonlinear distortion characteristics of the speaker and the amplifier are given as nonlinear distortion characteristic information, and the target system input signal is input from the target system input signal and the target system output signal, and the target system output signal is output. An adaptive equalizer according to claim 5 for identifying a transfer function of:
Filter coefficient transfer means for converting a transfer function derived by the adaptive equalizer into a filter coefficient and outputting the filter coefficient to the control filter;
The active noise control device, wherein the control filter generates a control sound based on the filter coefficient.
騒音を低減する目標位置に設置され、当該位置での騒音信号を参照信号として収音する参照マイクと、
前記参照信号から所定の相殺信号を減算し、対象システム出力信号を出力する減算器と、
前記減算器で減算された参照信号を入力として、前記騒音を制御する制御音信号を出力する制御フィルタと、
前記制御音信号を再生するスピーカと、
前記スピーカを駆動するアンプと、
前記スピーカから前記参照マイクまでの二次経路の伝達関数を持ち、前記制御音信号をフィルタリングして前記所定の相殺信号を出力する第1の二次経路特性フィルタと、
前記スピーカから前記参照マイクまでの二次経路の伝達関数を持ち、減算された参照信号をフィルタリングして対象システム入力信号を出力する第2の二次経路特性フィルタと、
前記スピーカ及び前記アンプの非線形歪み特性が非線形歪み特性情報として与えられ、前記対象システム入力信号と前記対象システム出力信号から、前記対象システム入力信号を入力として前記対象システム出力信号を出力とする未知システムの伝達関数を同定する請求項5記載の適応等化器と、
前記適応等化器によって導き出された伝達関数をフィルタ係数に変換して前記制御フィルタに出力するフィルタ係数転送手段とを備え、
前記制御フィルタは、前記フィルタ係数に基づいて制御音を生成することを特徴とする能動騒音制御装置。
A reference microphone installed at a target position for reducing noise and collecting a noise signal at the position as a reference signal;
A subtractor that subtracts a predetermined cancellation signal from the reference signal and outputs a target system output signal;
A control filter that outputs a control sound signal for controlling the noise, using the reference signal subtracted by the subtractor as an input;
A speaker for reproducing the control sound signal;
An amplifier for driving the speaker;
A first secondary path characteristic filter having a transfer function of a secondary path from the speaker to the reference microphone and filtering the control sound signal and outputting the predetermined cancellation signal;
A second secondary path characteristic filter having a transfer function of a secondary path from the speaker to the reference microphone and filtering the subtracted reference signal to output a target system input signal;
An unknown system in which a nonlinear distortion characteristic of the speaker and the amplifier is given as nonlinear distortion characteristic information, and the target system output signal is output from the target system input signal and the target system output signal. An adaptive equalizer according to claim 5 for identifying a transfer function of:
Filter coefficient transfer means for converting a transfer function derived by the adaptive equalizer into a filter coefficient and outputting the filter coefficient to the control filter;
The active noise control device, wherein the control filter generates a control sound based on the filter coefficient.
周波数毎のスピーカ及びアンプの歪み率に応じて、歪みの大きい周波数における制御フィルタの利得が小さくなるよう周波数領域適応フィルタ手段のフィルタ係数に重みを乗じることを特徴とする請求項11または請求項12記載の能動騒音制御装置。   13. The filter coefficient of the frequency domain adaptive filter means is weighted so as to reduce the gain of the control filter at a frequency with a large distortion according to the distortion rate of the speaker and amplifier for each frequency. The active noise control apparatus as described.
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