JP2011199391A - Response estimator of transmission line - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、放送および無線通信の受信システムにおける伝送路応答推定器に関する。 The present invention relates to a transmission path response estimator in a broadcast and wireless communication reception system.
一般に、放送システム及び無線通信システムでは、送信局から送信された無線信号は、受信機に到達する間に地形や建造物等によって反射、散乱、回折され、複数の無線信号となって受信機に到達する。受信機がこれら複数の経路を辿った同じ無線信号を受信した場合には、受信信号は互いに合成されて、波形が歪んでしまうことがある。 In general, in a broadcasting system and a wireless communication system, a radio signal transmitted from a transmission station is reflected, scattered, or diffracted by terrain or a building or the like while reaching the receiver, and becomes a plurality of radio signals to the receiver. To reach. When the receiver receives the same radio signal that has followed these multiple paths, the received signals may be combined with each other and the waveform may be distorted.
この現象は一般的にマルチパスと呼ばれており、各々の無線信号が辿った経路はマルチパス伝送路(以下、単にパスともいう)と呼ばれている。 This phenomenon is generally called multipath, and the path followed by each wireless signal is called a multipath transmission path (hereinafter also simply referred to as a path).
そこで、受信機では、波形が歪んでしまった受信信号から、送信局から送信された無線信号の現波形を再生する処理が行われる。この処理は一般的に等化処理と呼ばれている。 Therefore, in the receiver, processing for reproducing the current waveform of the radio signal transmitted from the transmitting station is performed from the received signal whose waveform is distorted. This processing is generally called equalization processing.
一般にマルチパス伝送路で発生する歪み成分は、インパルスを入力信号としたときのフィルタ応答として表すことができ、この伝送路応答を精度良く推定することが、受信機の等化処理の精度向上につながる。この伝送路応答は一般的に遅延プロファイルと呼ばれている。 In general, distortion components generated in a multipath transmission line can be expressed as a filter response when an impulse is used as an input signal, and accurately estimating this transmission line response improves the accuracy of the receiver equalization process. Connected. This transmission line response is generally called a delay profile.
マルチパス環境下では、受信信号は主信号(主波)とマルチパスによる遅延信号(遅延波)との合成波となる。伝送路応答推定器は、主波のフレームヘッダのタイミングで最大のピークとなり、遅延信号のフレームヘッダのタイミングで小さいピークとなる相関波形を得る。相関波形中のピーク位置は、主波及び遅延波のパスに対応したものとなる。 In a multipath environment, the received signal is a composite wave of a main signal (main wave) and a multipath delayed signal (delayed wave). The transmission path response estimator obtains a correlation waveform having a maximum peak at the timing of the main wave frame header and a small peak at the timing of the frame header of the delayed signal. The peak position in the correlation waveform corresponds to the main wave and delayed wave paths.
一般的には、このような相関波形に対して一定の閾値を設定し、相関波形の中から閾値に満たないピーク部分はノイズとして削除し、閾値を超えるピーク部分のみを主波及び遅延波に相当する有効パスと見なして選択し遅延プロファイルとして出力する。遅延プロファイルを用いて波形等化を行うことで、受信品質を向上させるようになっている。 In general, a certain threshold is set for such a correlation waveform, and the peak portion that does not satisfy the threshold is deleted as noise from the correlation waveform, and only the peak portion that exceeds the threshold is set as the main wave and the delayed wave. Select it as a corresponding effective path and output it as a delay profile. The reception quality is improved by performing waveform equalization using the delay profile.
この閾値の設定方法として、特許文献1においては無線通信チャンネルの状況や、サービスの種別、変調方式などに応じて閾値を切り替える方法が提案されている。 As a method for setting the threshold value, Patent Document 1 proposes a method for switching the threshold value according to the status of the wireless communication channel, the type of service, the modulation method, and the like.
しかしながら、特許文献1の手法を用いたとしても、主波に比較的近接し比較的電力が小さい遅延信号が存在する場合には、この遅延信号に相当するパスを有効パスとして検出することができず、結果としてチャンネル推定精度が劣化する問題が生じ、受信品質が劣化するという問題があった。 However, even if the technique disclosed in Patent Document 1 is used, if there is a delayed signal that is relatively close to the main wave and has relatively low power, the path corresponding to this delayed signal can be detected as an effective path. As a result, there is a problem that the channel estimation accuracy deteriorates, and the reception quality deteriorates.
本発明は、比較的電力が小さい遅延信号が存在するマルチパス環境下においても高精度な伝送路応答推定を可能にすることができる伝送路応答推定器を提供することを目的とする。 It is an object of the present invention to provide a transmission path response estimator that can enable highly accurate transmission path response estimation even in a multipath environment where a delayed signal with relatively low power exists.
本発明の一態様の伝送路応答推定器は、既知パターンを含むフレーム構成の受信信号が入力され、前記既知パターンと同一パターンの参照信号と前記受信信号との時間相関を算出して相関値を出力する相関部と、前記受信信号のフレーム期間中における前記相関値の最大ピーク位置を基準にして前記相関部の出力の時間距離を求めて時間距離情報を出力する時間距離検出部と、前記最大ピーク位置と前記時間距離情報とに基づいて前記相関部が算出する前記相関値の変化に対応する閾値を生成する閾値生成部と、前記相関部からの前記相関値を前記閾値と比較することで前記相関値のレベルに基づいて有効な遅延波の検出結果を得、前記検出結果を遅延プロファイルとして出力する有効パス判定部とを具備したことを特徴とする。 The transmission path response estimator according to one aspect of the present invention receives a received signal having a frame configuration including a known pattern, calculates a time correlation between the reference signal having the same pattern as the known pattern and the received signal, and obtains a correlation value. A correlation unit that outputs, a time distance detection unit that obtains a time distance of the output of the correlation unit based on a maximum peak position of the correlation value in a frame period of the received signal, and outputs time distance information; and the maximum By comparing the correlation value from the correlation unit with the threshold value, a threshold value generation unit that generates a threshold value corresponding to the change in the correlation value calculated by the correlation unit based on the peak position and the time distance information. And an effective path determination unit that obtains an effective delay wave detection result based on the level of the correlation value and outputs the detection result as a delay profile.
また、本発明の他の態様の伝送路応答推定器は、既知パターンを含むフレーム構成の受信信号が入力され、前記既知パターンと同一パターンの参照信号と前記受信信号との時間相関を算出して相関値を出力する相関部と、所定の閾値以上の1つ以上の前記相関値のピーク位置を基準にして前記相関部の出力の時間距離を前記ピーク位置毎に求めて時間距離情報を出力する時間距離検出部と、前記ピーク位置毎の前記時間距離情報に基づいて前記相関部が算出する前記相関値の変化に対応する閾値を前記ピーク位置毎に生成する閾値生成部と、前記閾値生成部が生成した前記ピーク位置毎の閾値を合成して合成閾値を得る合成部と、前記相関部からの前記相関値を前記合成閾値と比較することで前記相関値のレベルに基づいて有効な遅延波の検出結果を得、前記検出結果を遅延プロファイルとして出力する有効パス判定部とを具備したことを特徴とする。 In addition, a transmission path response estimator according to another aspect of the present invention receives a received signal having a frame configuration including a known pattern, and calculates a time correlation between the reference signal having the same pattern as the known pattern and the received signal. A correlation unit that outputs a correlation value and a time distance of output of the correlation unit for each peak position based on a peak position of one or more correlation values that are equal to or greater than a predetermined threshold are output. A time distance detection unit; a threshold value generation unit that generates a threshold value corresponding to a change in the correlation value calculated by the correlation unit based on the time distance information for each peak position; and the threshold value generation unit. A delay unit effective based on the level of the correlation value by comparing the correlation value from the correlation unit with the synthesis threshold value by combining the threshold value for each peak position generated by Inspection The results give, characterized by comprising an effective path judgment unit which outputs the detection result as a delay profile.
本発明によれば、比較的電力が小さい遅延信号が存在するマルチパス環境下においても高精度な伝送路応答推定を可能にすることができるという効果を有する。 According to the present invention, there is an effect that it is possible to enable highly accurate transmission path response estimation even in a multipath environment where a delay signal with relatively low power exists.
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図1は本発明の第1の実施の形態に係る伝送路応答推定器を示すブロック図である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a transmission path response estimator according to the first embodiment of the present invention.
受信信号は相関部11に入力される。受信信号は、特定の既知パターンが周期的に挿入されたフレーム構成の信号である。例えば、このような受信信号として、中国(中華人民共和国)地上デジタル放送規格のDTMB(Digital Terrestrial Multimedia Broadcast)等がある。DTMBにおいては、フレームは、フレームボディとフレームヘッダとによって構成されている。フレームボディには、変調されたソースストリームデータとシステム情報とが組み合わさった3780個のシンボルが格納されている。また、フレームヘッダには、フレームを識別するための既知のPN系列が格納されている。
The received signal is input to the
相関部11には、受信信号に含まれる既知パターンと同一パターンを有する参照信号も入力される。相関部11は、受信信号と参照信号との時間相関を算出する。
The
図2は図1中の相関部11の相関検出を説明するための説明図である。図2(a)は相関検出の方法を示し、図2(b)は相関検出結果を示している。
FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining the correlation detection of the
図2(a)は、受信信号として、既知パターンであるフレームヘッダとデータ本体であるフレームボディとが周期的に挿入された信号フレーム(以下、単にフレームという)を示している。参照信号は、フレームヘッダと同一パターンの信号である。 FIG. 2A shows a signal frame (hereinafter simply referred to as a frame) in which a frame header as a known pattern and a frame body as a data body are periodically inserted as a received signal. The reference signal is a signal having the same pattern as the frame header.
相関部11は、受信信号に対して参照信号を1シンボルずつずらしながらスライディング複素時間相関を計算する。図2(b)に示すように、参照信号のシンボルとフレームヘッダのシンボルとが完全に一致するタイミングでは、受信信号と参照信号との相関値はピークとなり、その他のタイミングでは、相関値のレベルは十分に低くノイズ状となる。こうして、相関部11からは図2(b)に示すように、ピーク部分とノイズ状部分とを有する相関波形が出力される。
The
なお、伝送路応答推定器が組み込まれる受信装置においては、受信信号と参照信号との相関値がピークとなるタイミングにおいてフレーム同期信号を発生させるようになっている。なお、フレーム同期信号は、パルスであってもよく、タイミングを示す番号でもよい。 Note that in a receiving apparatus in which a transmission path response estimator is incorporated, a frame synchronization signal is generated at a timing when the correlation value between the received signal and the reference signal peaks. The frame synchronization signal may be a pulse or a number indicating timing.
図3はマルチパスによる遅延信号(遅延波)が含まれる場合のフレーム同期信号の検出を説明するためのタイミングチャートである。 FIG. 3 is a timing chart for explaining detection of a frame synchronization signal when a delay signal (delayed wave) due to multipath is included.
図3においては、受信信号の主波にはマルチパスによって遅延波が多重されている。主波から所定時間遅延して遅延波のフレームヘッダが受信される。この遅延波のフレームヘッダのシンボルと参照信号のシンボルとが完全に一致するタイミングにおいて、受信信号(遅延波)と参照信号との相関値がピークとなる。従って、相関部11の出力には、主波に基づいて検出される相関値のピークから、所定時間遅延して遅延波に基づく相関値のピークが現れる。
In FIG. 3, a delayed wave is multiplexed by the multipath on the main wave of the received signal. A delayed wave frame header is received after a predetermined time delay from the main wave. The correlation value between the received signal (delayed wave) and the reference signal peaks at the timing when the symbol of the delayed wave frame header and the symbol of the reference signal completely coincide. Accordingly, the correlation value peak based on the delayed wave appears at the output of the
一般的に、マルチパスにおいては、主波の電力は遅延波の電力に比べて十分に大きい。従って、主波に基づく相関値のピークは、遅延波に基づく相関値のピークよりも電力レベルが十分に大きい。この電力レベルの相違によって、主波に基づく相関値のピークを遅延波に基づく相関値のピークと区別して検出することができる。 In general, in multipath, the power of the main wave is sufficiently larger than the power of the delayed wave. Therefore, the peak of the correlation value based on the main wave has a sufficiently higher power level than the peak of the correlation value based on the delayed wave. Due to the difference in power level, the peak of the correlation value based on the main wave can be detected separately from the peak of the correlation value based on the delayed wave.
受信信号と参照信号との相関波形の各ピークは、マルチパスにおける各パスに対応しており、ピーク同士の距離は遅延波の遅延時間に相当する。相関波形のピークを検出することで遅延プロファイルを得ることができるので、以下、相関波形上のピークをパス又は遅延波とも呼ぶことにする。 Each peak of the correlation waveform between the received signal and the reference signal corresponds to each path in the multipath, and the distance between the peaks corresponds to the delay time of the delayed wave. Since a delay profile can be obtained by detecting the peak of the correlation waveform, hereinafter, the peak on the correlation waveform is also referred to as a path or a delay wave.
相関部11の出力(相関波形)は、有効パス判定部12に供給される。有効パス判定部12は、閾値生成部14から閾値が与えられ、相関波形を閾値と比較することによって、相関波形のうちのピーク部分のみを主波及び遅延波に相当する有効パスと見なして選択し遅延プロファイルとして出力する。相関波形のうちのピーク部分のみを取り出すためには、有効パス判定部12の閾値としては、ピーク部分以外のノイズ状部分のレベルよりも高い閾値を設定する必要がある。
The output (correlation waveform) of the
図4は有効パス判定部12の閾値が一定である場合における遅延プロファイルを示す説明図である。図4(a)は主波と1つの遅延波が多重された受信信号を受信した場合における相関波形を示し、図4(b)は遅延プロファイルを示している。
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a delay profile when the threshold of the effective
主波と1つの遅延波とを含む受信信号を受信した場合には、相関部11の出力は、図4(a)に示すものとなる。即ち、この場合には、主波に基づくパスと、このパスから所定時間遅延した遅延波に基づくパスとを有する相関波形が得られる。なお、相関波形のピークのレベルは、主波及び遅延波の信号の電力レベルに応じたものとなる。
When a reception signal including a main wave and one delayed wave is received, the output of the
ところで、一般的に、既知パターンとしては、疑似ランダムノイズ系列(PN(Pseudo random noise))系列)が用いられる。PN系列が用いられた場合には、フレームヘッダのシンボル位置と完全に一致していないシンボル位置で受信信号と参照信号との相関が求められると、参照信号のシンボルとフレームボディのシンボルとの相関によって、シンボル位置がずれるほど相関値が高くなる。つまり、フレームボディと参照信号との相互相関値の分散が主波からの時間距離に比例することから、複素時間相関によって算出された相関波形は、主波からの時間距離に比例して分散が大きくなるという特徴がある。 By the way, generally, a pseudo random noise sequence (PN (Pseudo random noise) sequence) is used as the known pattern. When a PN sequence is used, if the correlation between the received signal and the reference signal is obtained at a symbol position that does not completely match the symbol position in the frame header, the correlation between the reference signal symbol and the frame body symbol Thus, the correlation value increases as the symbol position shifts. In other words, since the variance of the cross-correlation value between the frame body and the reference signal is proportional to the time distance from the main wave, the correlation waveform calculated by the complex time correlation has a variance proportional to the time distance from the main wave. It has the feature of becoming larger.
図4(a)はこの特徴を示している。即ち、既知パターンとしてPN系列が採用されると、主波に基づくパスからのシンボル位置がずれるほど相関値が高くなる(図4(a))。このため、図4(a)の破線にて示すように、ノイズ状部分のレベルよりも閾値を高くすると、遅延波のピークは閾値よりも低くなり、図4(b)に示すように、遅延波に基づくピークは検出されず、主波に基づくピークしか検出されない。 FIG. 4A shows this feature. That is, when the PN sequence is adopted as the known pattern, the correlation value increases as the symbol position from the path based on the main wave shifts (FIG. 4A). For this reason, as shown by the broken line in FIG. 4A, when the threshold value is made higher than the level of the noise-like portion, the peak of the delayed wave becomes lower than the threshold value, and as shown in FIG. The peak based on the wave is not detected, and only the peak based on the main wave is detected.
そこで、本実施の形態においては、閾値生成部14は、ノイズ状部分よりも高く且つ遅延波によるピーク部分よりは低くなるように、時間的に変化する閾値を設定するようになっている。閾値生成部14は、閾値を変化させる時間的な基準として所定の閾値よりも高いレベルを有するピークが検出されたタイミングを用いる。例えば、閾値生成部14は、閾値を変化させる時間的な基準として、フレーム中において、レベルが最も高いピークのタイミング、例えば、フレーム同期信号のタイミングを用いる。
Therefore, in the present embodiment, the threshold
フレーム同期信号は閾値生成部14及び距離検出部13に与えられる。距離検出部13は、例えば、受信信号のうち主波のフレーム先頭位置を示すフレーム同期信号を基準として現在の相関部11の出力の時間距離(例えばシンボル単位)を計算して計算結果を閾値生成部14に出力するようになっている。
The frame synchronization signal is given to the
閾値生成部14は、フレーム同期信号と距離検出部13の出力とに基づいて、ノイズ状部分よりも高く且つ遅延波によるピーク部分よりは低くなるように、時間的に変化する閾値を適応的に生成するようになっている。相関値のノイズ状部分のレベルは、PN系列に応じた値となる。そこで、閾値生成部14は、例えばシミュレーションによって、事前にノイズ状部分のレベルを求めることができる。閾値生成部14は、シミュレーションによって求めたノイズ状部分のレベルに、所定の値を加算することで、主波に基づくパス位置からの時間距離に応じた閾値を生成する。
Based on the frame synchronization signal and the output of the
有効パス判定部12は、相関部11からの相関波形と閾値生成部14から供給された閾値とに基づいてパスを選択し、選択したパスを有効パスとする遅延プロファイルを出力する。なお、有効パス判定部12は、選択しなかったパスをノイズとみなして、0レベルとしてS/Nを改善してもよい。
The effective
次に、このように構成された実施の形態の動作について図5を参照して説明する。図5は第1の実施の形態の動作を説明するための説明図であり、図5(a)は相関波形を示し、図5(b)は遅延プロファイルを示している。 Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described with reference to FIG. FIGS. 5A and 5B are explanatory diagrams for explaining the operation of the first embodiment. FIG. 5A shows a correlation waveform and FIG. 5B shows a delay profile.
受信信号は相関部11に与えられる。相関部11は、受信信号に対して参照信号を1シンボルずつずらしながらスライディング複素時間相関を計算し、相関波形を有効パス判定部12に出力する。
The received signal is given to the
一方、距離検出部13には、受信信号のうちの主波と参照信号との相関波形のピークに対応したタイミングで発生するフレーム同期信号が入力される。距離検出部13は、主波のフレーム先頭位置に対応したフレーム同期信号を基準とした現在の相関部11の出力の時間距離を計算して、計算結果を閾値生成部14に出力する。
On the other hand, a frame synchronization signal generated at a timing corresponding to the peak of the correlation waveform between the main wave and the reference signal in the received signal is input to the
閾値生成部14は、相関波形のうちピーク部分を除くノイズ状部分のレベルをシミュレーションにより求めており、フレーム同期信号及び距離検出部13の出力に基づいて、現在の時間に応じて、閾値を適応的に生成して有効パス判定部12に出力する。
The
図5(a)は主波に1つの遅延波が多重された受信信号を受信した場合の相関波形を示している。本実施の形態においては、閾値生成部14は、図5の破線にて示すように、シミュレーションで求めた相関波形のノイズ状部分のレベルに所定の加算値を加算した閾値を設定する。
FIG. 5A shows a correlation waveform when a reception signal in which one delayed wave is multiplexed on the main wave is received. In the present embodiment, the
有効パス判定部12は、相関部11からの相関波形のうち閾値生成部14から供給された閾値を超えるピーク部分を、主波及び遅延波に相当する有効パスとして選択する。有効パス判定部12は、選択した有効パスを示す遅延プロファイル(図5(b))を出力する。
The effective
このように本実施の形態においては、相関波形のノイズ状部分に対応して適応的に変化する閾値を設定することで、ノイズ状部分よりも高く且つ主波及び遅延波に基づく相関波形のピーク部分よりも低いレベルの閾値を用いた有効パスの判定が可能である。従って、ノイズ状部分をピークとして誤検出することなく、電力レベルの低い遅延波に対応したピーク部分も検出することができる。こうして、相関波形から主波及び遅延波に基づくパスを確実に検出することができ、主波及び遅延波に基づく正確な遅延プロファイルを得ることができる。この遅延プロファイルを用いることで、高精度に伝送路応答を推定することができ、後段の回路によって確実な波形等化が可能である。 Thus, in the present embodiment, by setting a threshold value that adaptively changes corresponding to the noise-like portion of the correlation waveform, the peak of the correlation waveform is higher than the noise-like portion and based on the main wave and the delayed wave. It is possible to determine an effective path using a threshold level lower than that of the portion. Therefore, a peak portion corresponding to a delayed wave with a low power level can be detected without erroneously detecting a noise-like portion as a peak. Thus, a path based on the main wave and the delayed wave can be reliably detected from the correlation waveform, and an accurate delay profile based on the main wave and the delayed wave can be obtained. By using this delay profile, the transmission line response can be estimated with high accuracy, and reliable waveform equalization can be performed by a subsequent circuit.
図6は本発明の第2の実施の形態を示すブロック図である。図6において図1と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。 FIG. 6 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. In FIG. 6, the same components as those in FIG.
本実施の形態は閾値生成部14に代えて閾値生成部24を採用した点が第1の実施の形態と異なる。閾値生成部24には、フレーム同期信号及び距離検出部13の出力の他に、相関部11の出力が与えられるようになっている。
This embodiment is different from the first embodiment in that a
閾値生成部24は、有効パス判定部12に設定する閾値thrを、フレーム同期信号、距離検出部13の出力及び相関部11の出力を用いて求める。例えば、閾値生成部24は、相関部11の出力から求めた最大のパス電力値peakと、距離検出部13からの時間距離rangeとを用いて、下記(1)式の演算によって閾値thrを求める。
The
thr= gain1・range + gain2・peak …(1)
なお、gain1,gain2は閾値生成部24が設定する所定の係数であり、gain1によって閾値の傾きを制御することができ、gain2によってpeakに対する電力方向のオフセット量を制御することができる。
thr = gain1 · range + gain2 · peak (1)
Note that gain1 and gain2 are predetermined coefficients set by the
他の構成は第1の実施の形態と同様である。 Other configurations are the same as those of the first embodiment.
このように構成された実施の形態においては、有効パスの判定に用いる閾値の求め方が第1の実施の形態と異なるのみである。第1の実施の形態においては、シミュレーションによって求めたノイズ状部分のレベルに所定の値を加算することで閾値を求めたが、本実施の形態においては、更に相関部11の出力を利用して、係数gain1,gain2を制御することで、閾値の傾きの制御及び電力方向のオフセット量を制御することができる。これにより、参照信号とフレームボディの相互相関の大小、ノイズの影響の大小、受信環境の変化、無線通信規格の相違等に応じて、閾値の変化の状態を適応的に変化させることができ、遅延プロファイルをより高精度に求めることが可能である。
In the embodiment configured as described above, the method of obtaining the threshold used for determining the effective path is only different from that of the first embodiment. In the first embodiment, the threshold value is obtained by adding a predetermined value to the level of the noise-like portion obtained by the simulation. However, in the present embodiment, the output of the
このように本実施の形態においては、係数gain1,gain2を制御して、閾値の変化の状態を適応的に変化させ、より高精度に遅延プロファイルを求めることができるという効果を有する。 As described above, the present embodiment has an effect that the delay profile can be obtained with higher accuracy by controlling the coefficients gain1 and gain2 to adaptively change the change state of the threshold value.
なお、閾値を生成する方法としては、上記(1)式に示す1次関数に限らず、2次関数等の任意の関数を採用してもよい。また、予め用意しておいたテーブルを参照してもよく、上述の計算とテーブルを併用してもよく、これらの手法に限らない。 The method for generating the threshold is not limited to the linear function shown in the above equation (1), and an arbitrary function such as a quadratic function may be adopted. Further, a table prepared in advance may be referred to, and the above-described calculation and table may be used in combination, and the present invention is not limited to these methods.
図7は本発明の第3の実施の形態を示すブロック図である。図7において図6と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。 FIG. 7 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. In FIG. 7, the same components as those in FIG.
本実施の形態は閾値生成部24に代えて閾値生成部34を採用すると共に平滑化部35を付加した点が第2の実施の形態と異なる。平滑化部35には相関部11の出力が与えられ、平滑化部35の出力が閾値生成部34及び有効パス判定部12に供給されるようになっている。
This embodiment is different from the second embodiment in that a threshold
平滑化部35は、相関部11から出力される相関波形をフレーム単位で積分することで平滑化し、平滑化出力を閾値生成部34及び有効パス判定部12に供給する。フレームボディと参照信号による相互相関値は、略ホワイトノイズと見なすことができ、平滑化処理によってS/Nを改善することができる。これにより、閾値生成部34は、閾値を第2の実施の形態よりも低く設定することが可能となる。
The smoothing
従って、本実施の形態においては、より電力レベルの低い有効パスを検出することが可能となり、伝送路推定精度を向上させることができる。 Therefore, in this embodiment, it is possible to detect an effective path with a lower power level, and to improve the transmission path estimation accuracy.
なお、平滑化部35からの平滑化出力は、後段の波形等化回路に出力されて、波形等化処理の精度向上のためにも用いられる。
The smoothed output from the smoothing
このように、本実施の形態においては、相関波形をフレーム単位で積分して平滑化することで、S/Nを改善することができ、より高精度に伝送路応答を推定することができる。 Thus, in the present embodiment, by integrating and smoothing the correlation waveform in units of frames, the S / N can be improved, and the transmission line response can be estimated with higher accuracy.
なお、平滑部35は、相関部の出力の電力の積分、ベクトル積分、パスのベクトルを同位相化して積分することにより平滑化を行ってもよい。また、平滑部35は、FIRまたはIIRフィルタによって平滑化を行ってもよい。また、平滑部35は、フレーム方向ではなく、シンボル方向又はこれらの両方向の平滑化処理を行ってもよい。
Note that the smoothing
また、本実施の形態を第1の実施の形態に適用することも可能である。この場合には、閾値生成部14は、平滑部35の出力によって相関波形のノイズ状部分の実際のレベルを認識することができる。これにより、ノイズ状部分よりも高く且つ遅延波によるピーク部分よりは低くなるように、閾値をより低く設定することが可能となり、遅延プロファイルを高精度に求めることが可能となる。
Also, this embodiment can be applied to the first embodiment. In this case, the
図8は本発明の第4の実施の形態を示すブロック図である。図8において図1と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。 FIG. 8 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention. In FIG. 8, the same components as those in FIG.
上記各実施の形態においては、相関波形中の主波に相当するピーク、即ち、十分な電力を有するパスが1つのみ発生する例について説明した。しかし、受信環境によっては、十分な電力を有するパスが複数発生することがある。 In each of the above embodiments, an example has been described in which only a peak corresponding to the main wave in the correlation waveform, that is, only one path having sufficient power is generated. However, depending on the reception environment, multiple paths with sufficient power may occur.
図9はこの場合の相関波形を示す説明図であり、図9(a)は主波と遅延波の相関波形を分けて示し、図9(b)は相関部11から出力される相関波形を示している。
FIG. 9 is an explanatory diagram showing the correlation waveform in this case, FIG. 9A shows the correlation waveform of the main wave and the delayed wave separately, and FIG. 9B shows the correlation waveform output from the
上述したように、主波と参照信号との相関値は、主波に基づくパスからのシンボル位置がずれるほど高くなる。更に、遅延波についても、主波と同様に十分な電力を有する場合には、図9(a)に示すように、遅延波に基づくパスからのシンボル位置がずれるほど相関値は高くなる。図9(a)は主波と遅延波の相関波形を分けて示したが、実際の相関波形は両者の合成波形となり、図9(b)に示すように、主波と遅延との間にはレベル変化が略平坦となる部分が生じる。 As described above, the correlation value between the main wave and the reference signal increases as the symbol position from the path based on the main wave shifts. Further, when the delayed wave has sufficient power as in the case of the main wave, as shown in FIG. 9A, the correlation value increases as the symbol position from the path based on the delayed wave shifts. Although FIG. 9A shows the correlation waveform of the main wave and the delayed wave separately, the actual correlation waveform is a composite waveform of both, and as shown in FIG. 9B, between the main wave and the delay. Produces a portion where the level change is substantially flat.
この場合において第1の実施の形態を採用して主波のピーク位置のみを基準に閾値を設定すると、図9(b)に示すように、主波のピーク位置で最もレベルが低い閾値T1’が得られる。しかしながら、この閾値T1’は遅延波のピーク位置においては相関波形に比べて比較的高いレベルを有する。従って、このような閾値T1’を用いた場合には、遅延波のピーク位置近傍において、比較的レベルが低い遅延波を検出することができない。逆に、遅延波のピーク位置近傍の相関波形のレベルを考慮して閾値T2’を設定すると、この閾値T2’は、遅延波のピーク位置近傍部分以外の相関波形のレベルに比べて低いレベルしか有しておらず、ノイズ部分において遅延波が誤検出されてしまう。 In this case, when the first embodiment is adopted and the threshold value is set based on only the peak position of the main wave, the threshold value T1 ′ having the lowest level at the peak position of the main wave as shown in FIG. 9B. Is obtained. However, the threshold T1 'has a relatively high level at the peak position of the delayed wave as compared with the correlation waveform. Therefore, when such a threshold value T1 'is used, a delayed wave having a relatively low level cannot be detected in the vicinity of the peak position of the delayed wave. Conversely, when the threshold T2 ′ is set in consideration of the level of the correlation waveform in the vicinity of the peak position of the delayed wave, this threshold T2 ′ is only a level lower than the level of the correlation waveform other than in the vicinity of the peak position of the delayed wave. The delayed wave is erroneously detected in the noise portion.
そこで本実施の形態においては、相関部11から得られる相関波形のレベル変化に応じた閾値を設定可能にするものである。
Therefore, in the present embodiment, it is possible to set a threshold corresponding to the level change of the correlation waveform obtained from the
図8において、相関部11からの相関波形はピーク検出部41に与えられる。ピーク検出部41は、相関波形を所定の閾値と比較することによって、所定の電力以上のパスを検出する。これにより、図9(a)に示す十分に電力レベルが高い主波及び遅延波が検出される。ピーク検出部41からの検出結果は距離検出部13及び閾値生成部14に与えられる。ピーク検出部41の検出結果は、所定の電力以上の電力を有するパスのピーク位置を示している。なお、ピーク検出部41は1フレーム内において1つ以上のピーク位置を検出する。
In FIG. 8, the correlation waveform from the
距離検出部13は、例えば、ピーク検出部41によって検出された各ピーク位置を夫々基準として、現在の相関部11の出力の時間距離(例えばシンボル単位)を計算して計算結果を閾値生成部14に出力するようになっている。閾値生成部14は、ピーク位置と距離検出部13の出力とに基づいて、ピーク検出部41によって検出された各ピーク毎に、ノイズ状部分よりも高く且つ遅延波によるピーク部分よりは低くなるように、時間的に変化する閾値を適応的に生成するようになっている。
The
例えば、閾値生成部14は、シミュレーションによって求めたノイズ状部分のレベルに、所定の値を加算することで、各ピーク位置からの時間距離に応じた閾値を夫々生成する。閾値生成部14からの各ピークに対応した閾値は、合成閾値生成部42に供給される。合成閾値生成部は、入力された各閾値を合成して合成閾値を有効パス判定部12に出力する。例えば、合成閾値生成部42は、入力された各閾値を加算して平均化することにより、合成閾値を求めてもよい。
For example, the threshold
他の構成は第1の実施の形態と同様である。 Other configurations are the same as those of the first embodiment.
次に、このように構成された実施の形態の動作について図10の説明図を参照して説明する。図10(a)は2つのピークに夫々対応した2つの閾値を示し、図10(b)は相関波形と合成閾値とを示している。 Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described with reference to the explanatory diagram of FIG. FIG. 10A shows two threshold values corresponding to two peaks, respectively, and FIG. 10B shows a correlation waveform and a combined threshold value.
本実施の形態においても、相関部11は、受信信号に対して参照信号を1シンボルずつずらしながらスライディング複素時間相関を計算し、相関波形を有効パス判定部12に出力する。この相関波形は、ピーク検出部41にも与えられる。ピーク検出部41は、レベルが所定の閾値を超える相関波形を、十分に電力が大きいパスとして検出する。ピーク検出部41の検出結果は、距離検出部13及び閾値生成部14に与えられる。
Also in the present embodiment, the
距離検出部13は、距離検出部13は、電力が大きい各パスのピーク位置毎に、各ピーク位置を基準とした現在の相関部11の出力の時間距離を計算して、計算結果を閾値生成部14に出力する。閾値生成部14は、相関波形のうちピーク部分を除くノイズ状部分のレベルをシミュレーションにより求めており、ピーク位置及び距離検出部13の出力に基づいて、現在の時間に応じて、各ピークに対応した閾値を適応的に生成する。
The
図10(a)は、図10(b)に示す相関波形について閾値生成部14において求められた各閾値T1,T2を示している。閾値T1は主波S1に対応したものであり、閾値T2は遅延波S2に対応したものである。なお、遅延波S3は電力レベルが比較的小さく、ピーク検出部41においてはピークとして検出されていない。
FIG. 10A shows the threshold values T1 and T2 obtained by the
ピーク検出部41によって検出されたこれらの各ピーク毎の閾値が合成閾値生成部42に供給され、合成閾値生成部42は各ピーク毎の閾値を合成して合成閾値を得る。図10(b)の破線は閾値T1,T2から求めた合成閾値T3を示している。合成閾値生成部42からの合成閾値が有効パス判定部12に供給される。
The threshold value for each peak detected by the
有効パス判定部12は、相関部11からの相関波形と合成閾値との比較を行う。図10(b)の例では、実線にて示す相関波形と破線にて示す合成閾値T3との比較によって、有効なパスが求められる。こうして、主波S1及び遅延波S2,S3を含む遅延プロファイルが求められる。
The effective
このように本実施の形態においても、第1の実施の形態と同様の効果が得られると共に、電力レベルが十分に大きい複数の遅延波が受信信号に含まれる場合でも、ノイズ状部分よりも高く且つ主波及び遅延波に基づく相関波形のピーク部分よりも低いレベルの合成閾値を設定することができ、主波及び遅延波に基づく正確な遅延プロファイルを得ることができる。この遅延プロファイルを用いることで、高精度に伝送路応答を推定することができ、後段の回路によって確実な波形等化が可能である。 As described above, in the present embodiment, the same effect as in the first embodiment can be obtained, and even when a plurality of delayed waves having sufficiently high power levels are included in the received signal, the received signal is higher than the noise-like portion. In addition, a synthesis threshold level lower than the peak portion of the correlation waveform based on the main wave and the delay wave can be set, and an accurate delay profile based on the main wave and the delay wave can be obtained. By using this delay profile, the transmission line response can be estimated with high accuracy, and reliable waveform equalization can be performed by a subsequent circuit.
なお、本実施の形態においては、閾値生成部14は、シミュレーションによって求めたノイズ状部分のレベルに所定の値を加算することで各ピーク毎に閾値を求めているが、第2の実施の形態を適用して、上記(1)式から各ピーク毎の閾値を求めるようにしてもよい。
In the present embodiment, the
図11は本発明の第5の実施の形態を示すブロック図である。図11において図7及び図8と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。 FIG. 11 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention. 11, the same components as those in FIGS. 7 and 8 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
本実施の形態は閾値生成部14に代えて閾値生成部34を採用すると共に平滑化部35を付加した点が第4の実施の形態と異なる。平滑化部35には相関部11の出力が与えられ、平滑化部35の出力が閾値生成部34及び有効パス判定部12に供給されるようになっている。
This embodiment is different from the fourth embodiment in that a
本実施の形態は、図7の第3の実施の形態と図8の第4の実施の形態とを組み合わせたものであり、平滑化部35を用いることで、相関部11から出力される相関波形をフレーム単位で積分することで平滑化し、S/Nを改善するものである。閾値生成部34は、閾値を第4の実施の形態よりも低く設定することができ、合成閾値も第4の実施の形態よりも低くなる。
This embodiment is a combination of the third embodiment in FIG. 7 and the fourth embodiment in FIG. 8, and the correlation output from the
このように、本実施の形態においては、相関波形をフレーム単位で積分して平滑化することで、S/Nを改善することができ、より高精度に伝送路応答を推定することができる。 Thus, in the present embodiment, by integrating and smoothing the correlation waveform in units of frames, the S / N can be improved, and the transmission line response can be estimated with higher accuracy.
なお、上記実施の形態においては、ピーク検出部41には相関部11からの相関波形を与えたが、ピーク検出部4にも平滑化部35からの平滑化後の相関波形を与えるようにしてもよい。
In the above embodiment, the correlation waveform from the
11…相関部、12…有効パス判定部、13…距離検出部、14,24,34…閾値生成部、35…平滑部。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記受信信号のフレーム期間中における前記相関値の最大ピーク位置を基準にして前記相関部の出力の時間距離を求めて時間距離情報を出力する時間距離検出部と、
前記最大ピーク位置と前記時間距離情報とに基づいて前記相関部が算出する前記相関値の変化に対応する閾値を生成する閾値生成部と、
前記相関部からの前記相関値を前記閾値と比較することで前記相関値のレベルに基づいて有効な遅延波の検出結果を得、前記検出結果を遅延プロファイルとして出力する有効パス判定部と
を具備したことを特徴とする伝送路応答推定器。 A correlation unit that receives a reception signal having a frame configuration including a known pattern, calculates a time correlation between a reference signal having the same pattern as the known pattern and the reception signal, and outputs a correlation value;
A time distance detection unit for obtaining a time distance of an output of the correlation unit based on a maximum peak position of the correlation value during a frame period of the received signal and outputting time distance information;
A threshold generation unit that generates a threshold corresponding to a change in the correlation value calculated by the correlation unit based on the maximum peak position and the time distance information;
An effective path determination unit that obtains an effective detection result of a delayed wave based on the level of the correlation value by comparing the correlation value from the correlation unit with the threshold value, and outputs the detection result as a delay profile; A transmission path response estimator characterized by the above.
所定の閾値以上の1つ以上の前記相関値のピーク位置を基準にして前記相関部の出力の時間距離を前記ピーク位置毎に求めて時間距離情報を出力する時間距離検出部と、
前記ピーク位置毎の前記時間距離情報に基づいて前記相関部が算出する前記相関値の変化に対応する閾値を前記ピーク位置毎に生成する閾値生成部と、
前記閾値生成部が生成した前記ピーク位置毎の閾値を合成して合成閾値を得る合成部と、
前記相関部からの前記相関値を前記合成閾値と比較することで前記相関値のレベルに基づいて有効な遅延波の検出結果を得、前記検出結果を遅延プロファイルとして出力する有効パス判定部と
を具備したことを特徴とする伝送路応答推定器。 A correlation unit that receives a reception signal having a frame configuration including a known pattern, calculates a time correlation between a reference signal having the same pattern as the known pattern and the reception signal, and outputs a correlation value;
A time distance detection unit that outputs a time distance information by obtaining a time distance of the output of the correlation unit for each peak position based on a peak position of one or more of the correlation values equal to or greater than a predetermined threshold;
A threshold value generation unit that generates a threshold value corresponding to a change in the correlation value calculated by the correlation unit based on the time distance information for each peak position;
A combining unit that combines the thresholds for each of the peak positions generated by the threshold generation unit to obtain a combined threshold;
An effective path determination unit that obtains an effective detection result of a delayed wave based on the level of the correlation value by comparing the correlation value from the correlation unit with the synthesis threshold, and outputs the detection result as a delay profile; A transmission path response estimator characterized by comprising:
前記閾値生成部は、前記最大ピーク位置、前記時間距離情報及び前記平滑化部の出力に基づいて前記閾値を生成することを特徴とする請求項1又は2に記載の伝送路応答推定器。 Comprising a smoothing unit for smoothing and outputting the correlation value from the correlation unit;
The transmission path response estimator according to claim 1 or 2, wherein the threshold generation unit generates the threshold based on the maximum peak position, the time distance information, and an output of the smoothing unit.
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013192107A (en) * | 2012-03-14 | 2013-09-26 | Mitsubishi Electric Corp | Equalization device, receiving device and equalization method |
US9160438B2 (en) | 2013-07-05 | 2015-10-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Receiving device and method |
CN113890810A (en) * | 2021-09-15 | 2022-01-04 | 成都中科微信息技术研究院有限公司 | Frame synchronization method and system for superframe of DVB-S2X system |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP7402709B2 (en) * | 2020-02-14 | 2023-12-21 | 株式会社東海理化電機製作所 | Communication device, information processing method, and program |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004023361A (en) * | 2002-06-14 | 2004-01-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Data receiver and method of decoding data |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4388943B2 (en) * | 2006-10-23 | 2009-12-24 | Okiセミコンダクタ株式会社 | Correlator |
UA94309C2 (en) * | 2007-01-10 | 2011-04-26 | Квелкомм Инкорпорейтед | Facilate searches for a cell |
-
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-
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Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004023361A (en) * | 2002-06-14 | 2004-01-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Data receiver and method of decoding data |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013192107A (en) * | 2012-03-14 | 2013-09-26 | Mitsubishi Electric Corp | Equalization device, receiving device and equalization method |
US9160438B2 (en) | 2013-07-05 | 2015-10-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Receiving device and method |
CN113890810A (en) * | 2021-09-15 | 2022-01-04 | 成都中科微信息技术研究院有限公司 | Frame synchronization method and system for superframe of DVB-S2X system |
CN113890810B (en) * | 2021-09-15 | 2023-10-27 | 成都中科微信息技术研究院有限公司 | Frame synchronization method and system of DVB-S2X system superframe |
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