JP2011182311A

JP2011182311A - Transmission line

Info

Publication number: JP2011182311A
Application number: JP2010046623A
Authority: JP
Inventors: Akira Akiba; 朗秋葉; Koichi Ikeda; 浩一池田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2010-03-03
Filing date: 2010-03-03
Publication date: 2011-09-15

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a transmission line which can perform signal transmission with substantially no loss in a high-frequency region. SOLUTION: A signal line 11S is provided on a substrate 10. On a substrate 20 facing the substrate 10, a ground layer 21G facing the signal line 11S through a hollow section 30 is provided. A dielectric loss at signal transmission is further decreased (dielectric loss becomes 0 (zero) in this case) as compared with a conventional transmission line having a dielectric layer (insulating layer) between a signal line and a ground layer. Such a transmission line 3 can be applied to, for example, a microstrip line (MSL) and a coplanar wave guide (G-CPW) with the ground. COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えばミリ波帯（周波数３０〜３００ＧＨｚ）の高周波信号の伝送に好適に使用される伝送線路に関する。 The present invention relates to a transmission line that is preferably used for transmission of a high-frequency signal in, for example, a millimeter wave band (frequency 30 to 300 GHz).

近年の集積化技術の向上に伴い、電子機器の小型・軽量化、低電圧動作・低消費電力化、高周波動作化が急速に進んでいる。特に、携帯電話などの移動通信端末装置の技術分野では、上記の要求が厳しい上に、高機能化も求められており、これらの対立する課題を解決する技術の一つとして、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems；マイクロマシン）が注目されている。このＭＥＭＳは、シリコンプロセス技術により、マイクロな機械的要素と電子回路要素とを融合したシステムである。ＭＥＭＳ技術は、その精密加工性などの優れた特徴から、高機能化に対応しつつ、小型で低価格なＳｏＣ（System on a Chip) を実現することができる。 With recent improvements in integration technology, electronic devices are rapidly becoming smaller and lighter, operating at lower voltage, lowering power consumption, and operating at higher frequencies. In particular, in the technical field of mobile communication terminal devices such as mobile phones, the above requirements are severe and higher functionality is also demanded. As one of the technologies for solving these conflicting problems, MEMS (Micro Electro Mechanical systems (micromachines) are drawing attention. This MEMS is a system in which micro mechanical elements and electronic circuit elements are fused by silicon process technology. The MEMS technology can realize a small and low-cost SoC (System on a Chip) while supporting high functionality due to its excellent features such as precision workability.

移動通信端末装置等の技術分野では、このＭＥＭＳ技術を利用した様々な素子が開発されているが、その１つに、高周波信号を伝送するための伝送線路（素子）がある。このような高周波信号用の伝送線路は、一般に、信号線路とグランド（ＧＮＤ）との組み合わせによって構成される。そのような伝送線路としては、例えば、マイクロストリップライン（ＭＳＬ）や、コプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）などが挙げられる。 In the technical field of mobile communication terminals and the like, various elements using the MEMS technology have been developed. One of them is a transmission line (element) for transmitting a high-frequency signal. Such a transmission line for high-frequency signals is generally constituted by a combination of a signal line and a ground (GND). Examples of such transmission lines include a microstrip line (MSL) and a coplanar waveguide (CPW).

これらの伝送線路では、信号線路およびグランドが同一基板上に形成されるのが一般的であり、成膜工程とリソグラフィー工程とを用いて製造される。その際の加工においては、信号線に対するグランドの位置（方向や間隔）が高周波信号伝送の際の特性インピーダンスを決めることになることから、信号品質確保のため、半導体製造技術の高い加工精度が利用される。 In these transmission lines, the signal line and the ground are generally formed on the same substrate, and are manufactured using a film forming process and a lithography process. In processing at that time, the position (direction and interval) of the ground with respect to the signal line determines the characteristic impedance for high-frequency signal transmission, so the high processing accuracy of semiconductor manufacturing technology is used to ensure signal quality. Is done.

ここで、信号品質の観点では、グランド面積の確保が重要である。グランドは理想的には半無限（信号線路とは特定の距離を有し、かつ反対側は無限）となっていることが望ましい。これは、インピーダンス整合の際に用いる近似式は、グランドを半無限として扱っていることに起因する。ただし、実際には半無限のグランドの代わりに、特性インピーダンス整合の精度が実用上十分となるのに必要な面積のグランドを用いている。十分に面積の広いグランドを用いて特性インピーダンス整合の精度を確保することにより、低損失かつ低反射の信号伝送が実現される。 Here, it is important to secure the ground area from the viewpoint of signal quality. Ideally, the ground should be semi-infinite (having a specific distance from the signal line and infinite on the opposite side). This is because the approximate expression used for impedance matching treats the ground as semi-infinite. However, in practice, a ground having an area necessary for practically sufficient characteristic impedance matching accuracy is used instead of the semi-infinite ground. By using a ground having a sufficiently large area to ensure the accuracy of characteristic impedance matching, signal transmission with low loss and low reflection can be realized.

また、このような伝送線路におけるグランドには、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility）設計におけるシールドとしての役割もある。整合した配線へのノイズ混入を防ぐため、特性インピーダンスに影響が薄い外周部にまでグランドを拡張する手法は、高周波素子のパッケージ構造として有効である。 The ground in such a transmission line also serves as a shield in EMC (Electro-Magnetic Compatibility) design. In order to prevent noise from entering the matched wiring, a technique of extending the ground to the outer peripheral portion having a small influence on the characteristic impedance is effective as a package structure of a high-frequency element.

ところが、上記したＭＳＬ，ＣＰＷなどの従来の伝送線路では、平面レイアウト上の制約から、十分なグランド面積を確保できない場合があった。また、それと共に、成膜技術上の制約から、信号線とグランドとの間の距離を十分に確保できない場合があった。 However, in the conventional transmission lines such as the above-described MSL and CPW, there is a case where a sufficient ground area cannot be ensured due to a restriction on a planar layout. At the same time, there are cases where a sufficient distance between the signal line and the ground cannot be secured due to restrictions on the film formation technique.

そこで、例えば特許文献１には、このような問題を解決するための伝送線路が提案されている。 Thus, for example, Patent Document 1 proposes a transmission line for solving such a problem.

特開２００８−２８８５１６号公報JP 2008-288516 A

具体的には、上記特許文献１の伝送線路では、第１基板上の第１誘電体層と、第２基板上の第２誘電体層との間に中空部が形成されている。また、第１誘電体層中に、信号線路と、その両側の位置するグランド線路とが設けており、ＣＰＷが形成されている。そして、第２誘電体層中に、このＣＰＷに対向するグランドが設けられている。なお、このような構造において、第１誘電体層中に信号線だけを配置すれば、ＭＳＬが形成される。この特許文献１の手法によれば、信号線路とグランドとが別個の基板（第１基板および第２基板）上に設けられているため、従来のように信号線路およびグランドが同一基板上に形成されているものと比べ、十分なグランド面積を確保し易くすることができる。また、信号線路とグランドとの間の距離も十分に確保し易くなる。 Specifically, in the transmission line of Patent Document 1, a hollow portion is formed between the first dielectric layer on the first substrate and the second dielectric layer on the second substrate. In addition, a signal line and ground lines located on both sides thereof are provided in the first dielectric layer, and a CPW is formed. In the second dielectric layer, a ground facing this CPW is provided. In such a structure, if only the signal line is arranged in the first dielectric layer, the MSL is formed. According to the method of Patent Document 1, since the signal line and the ground are provided on separate substrates (first substrate and second substrate), the signal line and the ground are formed on the same substrate as in the prior art. Compared to what is provided, a sufficient ground area can be easily secured. In addition, it is easy to ensure a sufficient distance between the signal line and the ground.

ところが、この手法では、信号線路およびグランドがいずれも誘電体層に内包されているため、信号伝送の際に、誘電膜材料の特性によって決まる誘電損失が生じる。このため、例えばミリ波帯のような高周波領域では、信号線路の品質を確保できないという問題があった。なお、この特許文献１の伝送線路には限られず、従来の伝送線路（ＭＳＬ，ＣＰＷなど）においても、信号線とグランドとの間には誘電体層（絶縁層）が設けられているため、同様に信号伝送の際に誘電損失が発生してしまっていた。 However, in this method, since both the signal line and the ground are included in the dielectric layer, a dielectric loss determined by the characteristics of the dielectric film material occurs during signal transmission. For this reason, there has been a problem that the quality of the signal line cannot be ensured in a high frequency region such as a millimeter wave band. The transmission line of Patent Document 1 is not limited to the conventional transmission line (MSL, CPW, etc.), and a dielectric layer (insulating layer) is provided between the signal line and the ground. Similarly, dielectric loss has occurred during signal transmission.

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、高周波領域において損失の少ない信号伝送を実現することが可能な伝送線路を提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a transmission line capable of realizing signal transmission with little loss in a high frequency region.

本発明の伝送線路は、基板上に設けられた信号線路と、基板に対向して設けられた被覆部材と、この被覆部材上に、中空部を介して信号線路と対向して設けられたグランドとを備えたものである。 The transmission line of the present invention includes a signal line provided on the substrate, a covering member provided to face the substrate, and a ground provided on the covering member to face the signal line through a hollow portion. It is equipped with.

本発明の伝送線路では、基板に対向する被覆部材上に、中空部を介して、基板上の信号線路と対向するグランドが設けられている。これにより、信号線路とグランドとの間に誘電体層（絶縁層）が設けられている従来の伝送線路と比べ、信号伝送の際の誘電損失が低減する。 In the transmission line of the present invention, the ground facing the signal line on the substrate is provided on the covering member facing the substrate via the hollow portion. Thereby, the dielectric loss at the time of signal transmission reduces compared with the conventional transmission line in which the dielectric layer (insulating layer) is provided between the signal line and the ground.

本発明の伝送線路によれば、基板に対向する被覆部材上に、中空部を介して基板上の信号線路と対向するグランドを設けるようにしたので、従来と比べ、信号伝送の際の誘電損失を低減することができる。よって、高周波領域において損失の少ない信号伝送を実現することが可能となる。 According to the transmission line of the present invention, since the ground facing the signal line on the substrate via the hollow portion is provided on the covering member facing the substrate, the dielectric loss at the time of signal transmission compared to the conventional case Can be reduced. Therefore, it is possible to realize signal transmission with little loss in the high frequency region.

本発明の第１の実施形態に係る伝送線路の概略構成を表す断面図である。It is sectional drawing showing the schematic structure of the transmission line which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 図１に示した伝送線路の概略構成を表す鳥瞰図である。FIG. 2 is a bird's eye view illustrating a schematic configuration of the transmission line illustrated in FIG. 1. 比較例１に係る伝送線路の概略構成を表す断面図である。6 is a cross-sectional view illustrating a schematic configuration of a transmission line according to Comparative Example 1. FIG. 比較例２に係る伝送線路の概略構成を表す断面図である。10 is a cross-sectional view illustrating a schematic configuration of a transmission line according to Comparative Example 2. FIG. 本発明の変形例１に係る伝送線路の概略構成を表す断面図である。It is sectional drawing showing schematic structure of the transmission line which concerns on the modification 1 of this invention. 本発明の変形例２に係る伝送線路の概略構成を表す断面図である。It is sectional drawing showing schematic structure of the transmission line which concerns on the modification 2 of this invention. 本発明の変形例３に係る伝送線路の概略構成を表す断面図である。It is sectional drawing showing schematic structure of the transmission line which concerns on the modification 3 of this invention. 本発明の変形例４に係る伝送線路の概略構成を表す断面図である。It is sectional drawing showing schematic structure of the transmission line which concerns on the modification 4 of this invention. 本発明の変形例５に係る伝送線路の概略構成を表す断面図である。It is sectional drawing showing schematic structure of the transmission line which concerns on the modification 5 of this invention. 本発明の変形例６に係る伝送線路の概略構成を表す断面図である。It is sectional drawing showing schematic structure of the transmission line which concerns on the modification 6 of this invention. 本発明の第２の実施の形態に係る伝送線路を用いたシャントスイッチの概略構成を表す平面図および断面図である。It is the top view and sectional drawing showing schematic structure of the shunt switch using the transmission line which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 図１１に示したシャントスイッチの一部を拡大して表す平面図および断面図である。It is the top view and sectional drawing which expand and represent a part of shunt switch shown in FIG. 本発明の適用例に係る電子機器の機能ブロック図である。It is a functional block diagram of the electronic device which concerns on the application example of this invention.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、説明は以下の順序で行う。

１．第１の実施の形態（信号線路およびグランド層を対向する別個の基板上に設けた例）
２．第１の実施の形態の変形例
変形例１（マイクロストリップラインに適用した例）
変形例２（グランド付きコプレーナウェーブガイドに適用した例）
変形例３（基板同士が接合されたグランド付きコプレーナウェーブガイドの例１）
変形例４（基板同士が接合されたグランド付きコプレーナウェーブガイドの例２）
変形例５（基板同士が接合されたマイクロストリップラインの例１）
変形例６（基板同士が接合されたマイクロストリップラインの例２）
３．第２の実施の形態（伝送線路を用いたシャントスイッチの例）
４．適用例（シャントスイッチの電子機器への適用例）
５．その他の変形例
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The description will be given in the following order.

1. First embodiment (an example in which a signal line and a ground layer are provided on separate substrates facing each other)
2. Modified example of the first embodiment Modified example 1 (example applied to a microstrip line)
Modification 2 (example applied to coplanar waveguide with ground)
Modification 3 (Example 1 of a coplanar waveguide with a ground in which substrates are joined together)
Modification 4 (Example 2 of a coplanar waveguide with a ground in which substrates are joined together)
Modification 5 (Example 1 of microstrip line in which substrates are joined together)
Modification 6 (Example 2 of microstrip line in which substrates are joined together)
3. Second embodiment (an example of a shunt switch using a transmission line)
4). Application example (application example of shunt switch to electronic equipment)
5. Other variations

＜第１の実施の形態＞
［伝送線路３の構成］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る伝送線路（伝送線路３）の概略構成を断面図で表したものであり、図２は、この伝送線路３の概略構成を鳥瞰図（斜視図）で表したものである。伝送線路３は、例えばミリ波帯（周波数３０〜３００ＧＨｚ）の高周波信号を伝送するためのものであり、互いに対向する一対の基板１０，２０と、信号線路１１Ｓと、グランド層（グランド）２１Ｇとにより構成されている。なお、基板２０は、本発明における「被覆部材」および「板状部材」の一具体例に対応している。 <First Embodiment>
[Configuration of Transmission Line 3]
FIG. 1 is a sectional view showing a schematic configuration of a transmission line (transmission line 3) according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a bird's-eye view (perspective view) showing the schematic configuration of the transmission line 3. Figure). The transmission line 3 is for transmitting, for example, a high-frequency signal in the millimeter wave band (frequency 30 to 300 GHz), a pair of substrates 10 and 20 facing each other, a signal line 11S, and a ground layer (ground) 21G. It is comprised by. The substrate 20 corresponds to a specific example of “cover member” and “plate member” in the present invention.

基板１０としては、例えば、シリコン（Ｓｉ）、シリコン・カーバイト（ＳｉＣ）、シリコン・ゲルマニウム（ＳｉＧｅ）およびシリコン・ゲルマニウム・カーボン（ＳｉＧｅＣ）などのＳｉ系半導体よりなる基板が挙げられる。 Examples of the substrate 10 include substrates made of Si-based semiconductors such as silicon (Si), silicon carbide (SiC), silicon germanium (SiGe), and silicon germanium carbon (SiGeC).

基板２０としても、例えば、上記したＳｉ系半導体よりなる基板が挙げられる。ただし、ガラス、樹脂およびプラスチックなどの非Ｓｉ系（例えば、ＰｙｒｅｘやＳＤ２など）の基板を用いてもよい。 As the substrate 20, for example, a substrate made of the Si-based semiconductor described above can be used. However, a non-Si substrate (for example, Pyrex or SD2) such as glass, resin, and plastic may be used.

信号線路１１Ｓは、基板１０の基板２０側の面上に設けられており、例えば基板１０の側から順に、チタン（Ｔｉ）および金（Ａｕ）を有する積層膜や、Ｔｉおよびアルミニウム（Ａｌ）と銅（Ｃｕ）との合金（ＡｌＣｕ）よりなる積層膜などからなる。 The signal line 11S is provided on the surface of the substrate 10 on the substrate 20 side. For example, in order from the substrate 10 side, a laminated film including titanium (Ti) and gold (Au), Ti and aluminum (Al) and It consists of a laminated film made of an alloy (AlCu) with copper (Cu).

グランド層２１Ｇは、基板２０の基板１０側の面上に、キャビティ（中空部）３０を介して信号線路１１Ｓと対向するように設けられている。すなわち、このグランド層２１Ｇおよび上記信号線路１１Ｓはそれぞれ、中空部３０に対して露出されており、これらの間に誘電体層（絶縁層）等が設けられていない。グランド線路２１Ｇはグランド電位に設定されており、後述するようにシールド層としても機能するようになっている。なお、このグランド層２１Ｇも、信号線路１１Ｓと同様の材料により構成されている。すなわち、例えば基板２０の側から順に、ＴｉおよびＡｕを有する積層膜や、ＴｉおよびＡｌとＣｕとの合金（ＡｌＣｕ）よりなる積層膜などからなる。 The ground layer 21 G is provided on the surface of the substrate 20 on the substrate 10 side so as to face the signal line 11 S through the cavity (hollow part) 30. That is, the ground layer 21G and the signal line 11S are respectively exposed to the hollow portion 30, and no dielectric layer (insulating layer) or the like is provided between them. The ground line 21G is set to a ground potential and functions as a shield layer as will be described later. The ground layer 21G is also made of the same material as the signal line 11S. That is, for example, in order from the substrate 20 side, it is composed of a laminated film containing Ti and Au, a laminated film made of an alloy of Ti and Al and Cu (AlCu), and the like.

なお、このような構成の伝送線路３は、例えば、犠牲層（図示せず）を用いたＲＩＥ(Reactive Ion Etching；反応性イオンエッチング）や、ＣＶＤ（Chemical Vapor Deposition；化学気相成長）法、ＰＶＤ（Physical Vapor Deposition；物理蒸着）法などを利用して製造することができる。 In addition, the transmission line 3 having such a configuration includes, for example, RIE (Reactive Ion Etching) using a sacrificial layer (not shown), a CVD (Chemical Vapor Deposition) method, It can be manufactured using a PVD (Physical Vapor Deposition) method or the like.

［伝送線路３の作用・効果］
本実施の形態の伝送線路３は、基板１０上の信号線路１１Ｓと基板２０上のグランド層２１Ｇとの組み合わせにより、例えばミリ波帯の高周波信号を伝送するための伝送線路として機能する。 [Operation and effect of transmission line 3]
The transmission line 3 according to the present embodiment functions as a transmission line for transmitting, for example, a high-frequency signal in the millimeter wave band by a combination of the signal line 11S on the substrate 10 and the ground layer 21G on the substrate 20.

（比較例１）
ここで、図３を参照して、変形例１に係る従来の伝送線路（伝送線路１０３）について説明する。この比較例１の伝送線路１０３は、基板１０１上に、誘電体層１０１Ｄと、この誘電体層１０１Ｄ内に埋設され、金属薄膜からなる複数層の信号線路１０１Ｓと、誘電体層１０３上のグランド層１０１Ｇとを備えている。すなわち、この伝送線路１０３は、基板１０１上の信号線路１０１Ｓ、誘電体層１０１Ｄおよびグランド層１０１Ｇの積層構造により、インバーテッド・マイクロストリップライン（ＩＭＳＬ）として機能するようになっている（図中の符号Ｐ１０１の領域参照）。 (Comparative Example 1)
Here, with reference to FIG. 3, the conventional transmission line (transmission line 103) which concerns on the modification 1 is demonstrated. The transmission line 103 of Comparative Example 1 includes a dielectric layer 101D on the substrate 101, a plurality of signal lines 101S embedded in the dielectric layer 101D and made of a metal thin film, and a ground on the dielectric layer 103. Layer 101G. That is, the transmission line 103 functions as an inverted microstrip line (IMSL) by the laminated structure of the signal line 101S, the dielectric layer 101D, and the ground layer 101G on the substrate 101 (in the drawing). (See area P101).

ところが、この伝送線路１０３では、信号線１０１Ｓとグランド層１０１Ｇとの間に誘電体層１０１Ｄが設けられているため（図中の符号Ｐ１０１の領域参照）、信号伝送の際に、誘電体層１０１Ｄの材料の特性によって決まる誘電損失が発生してしまう。このため、例えばミリ波帯のような高周波領域では、信号線路の品質を確保できないことになる。 However, in this transmission line 103, since the dielectric layer 101D is provided between the signal line 101S and the ground layer 101G (see the area indicated by reference numeral P101 in the figure), the dielectric layer 101D is used during signal transmission. Dielectric loss determined by the characteristics of the material will occur. For this reason, the quality of the signal line cannot be ensured in a high frequency region such as a millimeter wave band.

（比較例２）
一方、図４に示した変形例２に係る従来の伝送線路（伝送線路２０３）では、第１基板２０１上の第１誘電体層２０１Ｄと、第２基板２０２上の第２誘電体層２０２Ｄとの間に、中空部２００が形成されている。また、第１誘電体層２０１Ｄ中に、信号線路２０１Ｓと、その両側の位置するグランド線路２０１Ｇ１，２０１Ｇ２とが設けており、コプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）が形成されている。そして、第２誘電体層２０２Ｄ中に、このＣＰＷに対向するグランド層２０２Ｇが設けられている。なお、このような構造において、第１誘電体層２０１Ｄ中に信号線２０１Ｓだけを配置すれば、マイクロストリップライン（ＭＳＬ）が形成される。 (Comparative Example 2)
On the other hand, in the conventional transmission line (transmission line 203) according to Modification 2 shown in FIG. 4, the first dielectric layer 201D on the first substrate 201, the second dielectric layer 202D on the second substrate 202, Between these, a hollow portion 200 is formed. Further, in the first dielectric layer 201D, the signal line 201S and the ground lines 201G1 and 201G2 located on both sides thereof are provided, and a coplanar waveguide (CPW) is formed. A ground layer 202G facing the CPW is provided in the second dielectric layer 202D. In such a structure, if only the signal line 201S is disposed in the first dielectric layer 201D, a microstrip line (MSL) is formed.

ところが、この比較例２の伝送線路２０３では、信号線路２０１Ｓおよびグランド層２０２Ｇがいずれも、誘電体層（第１誘電体層２０１Ｄおよび第２誘電体層２０２Ｄ）に内包されている。すなわち、中空部２００を介しているものの、上記比較例１と同様に、信号線２０１Ｓとグランド層２０１Ｇとの間に誘電体層２０１Ｄ，２０２Ｄが設けられている。これにより、同様に誘電体層２０１Ｄ，２０２Ｄの材料の特性によって決まる誘電損失が生じ、やはり例えばミリ波帯のような高周波領域では、信号線路の品質を確保できないことになる。 However, in the transmission line 203 of Comparative Example 2, both the signal line 201S and the ground layer 202G are included in the dielectric layers (the first dielectric layer 201D and the second dielectric layer 202D). That is, though the hollow portion 200 is interposed, the dielectric layers 201D and 202D are provided between the signal line 201S and the ground layer 201G as in the first comparative example. This similarly causes dielectric loss determined by the characteristics of the materials of the dielectric layers 201D and 202D, and the quality of the signal line cannot be ensured in a high frequency region such as the millimeter wave band.

（本実施の形態）
これに対して、本実施の形態の伝送線路３では、基板１０と対向する基板２０上に、中空部３０を介して、基板１０上の信号線路１１Ｓと対向するグランド層２１Ｇが設けられている。これにより、信号線路とグランド層との間に誘電体層（絶縁層）が設けられている上記比較例１，２の伝送線路１０３，２０３と比べ、信号伝送の際の誘電損失が低減する（この場合、誘電損失が０（ゼロ）となる）。 (This embodiment)
On the other hand, in the transmission line 3 of the present embodiment, the ground layer 21G facing the signal line 11S on the substrate 10 is provided on the substrate 20 facing the substrate 10 via the hollow portion 30. . Thereby, the dielectric loss at the time of signal transmission is reduced as compared with the transmission lines 103 and 203 of the first and second comparative examples in which the dielectric layer (insulating layer) is provided between the signal line and the ground layer ( In this case, the dielectric loss becomes 0 (zero)).

また、信号線路１１Ｓとグランド層２１Ｇとが別個の基板（基板１０，２０）上に設けられているため、上記比較例１や従来のＭＳＬ，ＣＰＷのように、信号線路およびグランド層が同一基板上に形成されているものと比べ、十分なグランド面積が確保し易くなる。また、信号線路とグランド層との間の距離も十分に確保し易くなる。 Further, since the signal line 11S and the ground layer 21G are provided on separate substrates (substrates 10 and 20), the signal line and the ground layer are the same substrate as in the first comparative example and the conventional MSL and CPW. A sufficient ground area can be easily ensured as compared to the one formed above. In addition, it is easy to ensure a sufficient distance between the signal line and the ground layer.

以上のように本実施の形態では、基板１０と対向する基板２０上に、中空部３０を介して、基板１０上の信号線路１１Ｓと対向するグランド層２１Ｇを設けるようにしたので、従来の伝送線路と比べ、信号伝送の際の誘電損失を低減することができる。よって、例えばミリ波帯のような高周波領域において、損失の少ない信号伝送を実現することが可能となると共に、周波数特性を向上させることも可能となる。また、誘電体損失が低い配線構造であることから、周波数特性をミリ波帯以上の高周波側まで確保することが可能となる。 As described above, in the present embodiment, since the ground layer 21G facing the signal line 11S on the substrate 10 is provided on the substrate 20 facing the substrate 10 via the hollow portion 30, conventional transmission is performed. Compared to the line, dielectric loss during signal transmission can be reduced. Therefore, for example, in a high frequency region such as the millimeter wave band, it is possible to realize signal transmission with little loss and to improve frequency characteristics. In addition, since the wiring structure has a low dielectric loss, it is possible to ensure the frequency characteristics up to the high frequency side of the millimeter wave band or higher.

また、信号線路１１Ｓとグランド層２１Ｇとを別個の基板（基板１０，２０）上に設けるようにしたので、十分なグランド面積を確保し易くなると共に、信号線路とグランド層との間の距離も十分に確保し易くなり、ＥＭＣ特性を向上させることが可能となる。また、面積の広いグランドを確保し易くなることから、配線レイアウトの自由度を向上させることも可能となる。 Further, since the signal line 11S and the ground layer 21G are provided on separate substrates (substrates 10 and 20), it is easy to secure a sufficient ground area, and the distance between the signal line and the ground layer is also increased. It becomes easy to ensure sufficiently, and it becomes possible to improve EMC characteristics. In addition, since it is easy to secure a ground having a large area, the degree of freedom in wiring layout can be improved.

更に、基板２０はグランドパターン専用の基板ではないため、例えば信号線１１Ｓを引き出すためのスルー配線を設けるなど、基板２０上に他の配線を設けることも可能である。 Further, since the substrate 20 is not a substrate dedicated to the ground pattern, other wirings can be provided on the substrate 20 such as providing a through wiring for drawing out the signal line 11S.

＜第１の実施の形態の変形例＞
続いて、上記第１の実施の形態の変形例（変形例１〜６）について説明する。なお、第１の実施の形態と同一の構成要素については同一符号を付してその説明を適宜省略する。 <Modification of the first embodiment>
Subsequently, modified examples (modified examples 1 to 6) of the first embodiment will be described. Note that the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted as appropriate.

（変形例１）
図５は、変形例１に係る伝送線路（伝送線路３Ａ）の概略構成を断面図で表したものである。本変形例の伝送線路３Ａは、上記第１の実施の形態の伝送線路３において、基板１０と信号線路１１Ｓとの間に絶縁膜１２が設けられたものに対応しており、マイクロストリップライン（ＭＳＬ）として機能するようになっている。なお、信号線路１１Ｓのインピーダンスは整合されている。 (Modification 1)
FIG. 5 shows a schematic configuration of a transmission line (transmission line 3 A) according to Modification 1 in a cross-sectional view. The transmission line 3A of this modification corresponds to the transmission line 3 of the first embodiment in which the insulating film 12 is provided between the substrate 10 and the signal line 11S. MSL). The impedance of the signal line 11S is matched.

絶縁膜１２は、例えば、酸化ケイ素（ＳｉＯ₂）、窒化ケイ素（ＳｉＮ）、またはＳｉＮ膜とＳｉＯ₂膜との積層膜などよりなる。 The insulating film 12 is made of, for example, silicon oxide (SiO ₂ ), silicon nitride (SiN), or a laminated film of a SiN film and a SiO ₂ film.

本変形例の伝送線路３Ａでは、上記実施の形態と同様の作用により同様の効果を得ることが可能である。また、特に本変形例では、ＭＳＬとして機能するようにしたので、エアブリッジを構成する必要がなく、回路の集積度合いに応じてフットプリントの小さな素子を実現することができる。また、配線間隔が狭まると共に、エアブリッジが不要であることにより、ＣＰＷとして構成した場合と比べ、高い集積度（面内）を実現することが可能となる。 In the transmission line 3A of the present modification, the same effect can be obtained by the same operation as in the above embodiment. In particular, in this modification, since it functions as MSL, it is not necessary to form an air bridge, and an element having a small footprint can be realized according to the degree of circuit integration. In addition, since the wiring interval is narrowed and the air bridge is unnecessary, it is possible to realize a higher degree of integration (in-plane) compared to the case where the CPW is configured.

（変形例２）
図６は、変形例２に係る伝送線路（伝送線路３Ｂ）の概略構成を断面図で表したものである。本変形例の伝送線路３Ｂは、上記第１の実施の形態の伝送線路３において、上記変形例１と同様に、基板１０と信号線路１１Ｓとの間に絶縁膜１２が設けられている。また、この絶縁膜１２上の信号線路１１Ｓの両側に、この信号線路１１Ｓと離間してグランド線路１１Ｇ１，１１Ｇ２が設けられている。すなわち、この伝送線路３Ｂは、グランド付きコプレーナウェーブガイド（Ｇ−ＣＰＷ）として機能するようになっている。なお、信号線路１１Ｓのインピーダンスは整合されている。 (Modification 2)
FIG. 6 illustrates a schematic configuration of a transmission line (transmission line 3 B) according to Modification 2 in a cross-sectional view. In the transmission line 3B of this modification, the insulating film 12 is provided between the substrate 10 and the signal line 11S in the transmission line 3 of the first embodiment, as in the modification 1. Further, ground lines 11G1 and 11G2 are provided on both sides of the signal line 11S on the insulating film 12 so as to be separated from the signal line 11S. That is, the transmission line 3B functions as a grounded coplanar waveguide (G-CPW). The impedance of the signal line 11S is matched.

ここで、従来のＣＰＷでは、一般に、グランドが分離されていることによって生じる信号損失を低減させるため、エアブリッジを設ける手法が採用されている。特に、Ｇ−ＣＰＷは、このエアブリッジの役割を、基板の裏面側に設けたグランドに担わせた構造であり、ＣＰＷよりも低信号損失を実現可能となっている。ただし、このＧ−ＣＰＷでは、誘電層を介して信号線とグランドとが結合する構造であることから、誘電損失は避けられない。 Here, in the conventional CPW, generally, a method of providing an air bridge is employed in order to reduce signal loss caused by the separation of the ground. In particular, the G-CPW has a structure in which the role of the air bridge is assigned to the ground provided on the back side of the substrate, and can realize a lower signal loss than the CPW. However, since this G-CPW has a structure in which the signal line and the ground are coupled via a dielectric layer, dielectric loss is inevitable.

これに対して、本変形例の伝送線路３Ｂでは、上記実施の形態と同様に信号線１１Ｓとグランド層２１Ｇとの間に誘電体層が設けられていないため、上記実施の形態と同様の効果が得られることに加え、従来のＧ−ＣＰＷと比べても損失の少ない信号伝送を実現することが可能となる。 On the other hand, in the transmission line 3B of the present modification, the dielectric layer is not provided between the signal line 11S and the ground layer 21G as in the above embodiment, and thus the same effect as in the above embodiment. In addition to the above, it is possible to realize signal transmission with less loss than the conventional G-CPW.

（変形例３，４）
図７は、変形例３に係る伝送線路（伝送線路３Ｃ）の概略構成を断面図で表したものであり、図８は、変形例４に係る伝送線路（伝送線路３Ｄ）の概略構成を断面図で表したものである。変形例３，４の伝送線路３Ｃ，３Ｄでは、基板１０，２０同士が、周縁部に設けられた接合部３１において、互いに部分的に接合されている。なお、これらの伝送線路３Ｃ，３Ｄはそれぞれ、他の構成は上記変形例２と同様となっており、Ｇ−ＣＰＷとして機能するようになっている。 (Modifications 3 and 4)
FIG. 7 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of a transmission line (transmission line 3C) according to Modification 3. FIG. 8 is a cross-sectional view of a schematic configuration of the transmission line (transmission line 3D) according to Modification 4. It is shown in the figure. In the transmission lines 3C and 3D of the modified examples 3 and 4, the substrates 10 and 20 are partially joined to each other at the joint 31 provided at the peripheral edge. Each of these transmission lines 3C and 3D has the same configuration as that of the second modification, and functions as a G-CPW.

具体的には、図７に示した伝送線路３Ｃでは、接合部３１において、配線接合（グランド配線１１Ｇ１，１１Ｇ２とグランド層２１Ｇとの間の接合）と、基板接合（基板１０，２０間の接合）とを兼ねた、金属−金属接合（例えば、Ａｕ−Ａｕ接合）がなされている。一方、図８に示した伝送線路３Ｄでは、接合部３１において、上記配線接合が上記金属−金属接合によりなされていると共に、上記基板接合がこれとは別に陽極接合によりなされている。これらの構成により、伝送線路３Ｃ，３Ｄではそれぞれ、中空部３０が外気とは隔離されるようになっている。 Specifically, in the transmission line 3C shown in FIG. 7, at the junction 31, wiring junction (joining between the ground wirings 11G1 and 11G2 and the ground layer 21G) and substrate joining (joining between the substrates 10 and 20). And metal-metal bonding (for example, Au-Au bonding). On the other hand, in the transmission line 3 D shown in FIG. 8, the wiring connection is made by the metal-metal joining in the joint portion 31, and the substrate joining is made by anodic joining separately from this. With these configurations, in the transmission lines 3C and 3D, the hollow portion 30 is isolated from the outside air.

ここで、これらの伝送線路３Ｃ，３Ｄでは、この中空部３０が減圧されている（例えば、１〜１００Ｐａ程度の圧力）ことが好ましく、更に、中空部３０が減圧されていると共に、この中空部３０に不活性ガスが封入されていることがより好ましい。この不活性ガスは、真空度（圧力）の調整用のガスとして機能するものであり、例えば、アルゴン（Ａｒ）や窒素（Ｎ₂）などのガスが挙げられる。 Here, in these transmission lines 3C and 3D, it is preferable that the hollow portion 30 is decompressed (for example, a pressure of about 1 to 100 Pa), and further, the hollow portion 30 is decompressed and the hollow portion 30 is decompressed. More preferably, 30 is filled with an inert gas. This inert gas functions as a gas for adjusting the degree of vacuum (pressure), and examples thereof include gases such as argon (Ar) and nitrogen (N ₂ ).

これらの伝送線路３Ｃ，３Ｄでは、基板１０，２０同士が、周縁部に設けられた接合部３１において、互いに部分的に接合されていることにより、上記実施の形態と比べ、グランドの能力がより強化される。したがって、上記実施の形態における効果に加え、より高いＥＭＣ特性を実現することが可能である。 In these transmission lines 3 C and 3 D, the substrates 10 and 20 are partially joined to each other at the joint portion 31 provided at the peripheral portion, so that the ground capability is more than that of the above embodiment. Strengthened. Therefore, in addition to the effects of the above embodiment, higher EMC characteristics can be realized.

また、中空部３０が減圧されているようにした場合には、信号線路１１Ｓ、グランド層２１Ｇ、グランド線路１１Ｇ１，１１Ｇ２およびスイッチ等の機能素子（図示せず）において、腐食やストレス負荷を低減し、デバイスの信頼性を向上させる（長寿命化を図る）ことが可能となる。 Further, when the hollow portion 30 is depressurized, corrosion and stress load are reduced in the signal line 11S, the ground layer 21G, the ground lines 11G1 and 11G2, and functional elements (not shown) such as switches. Therefore, it becomes possible to improve the reliability of the device (prolong the life).

更に、中空部３０が減圧されていると共にこの中空部３０に不活性ガスが封入されているようにした場合には、中空部３０の真空度（圧力）を適切に調整することにより、デバイスの信頼性をより向上させることが可能となる。具体的には、まず、不活性ガスを封入することにより、化学反応の抑制と、清浄なガスによる汚染の最小化とを図ることができ、配線の経時変化を抑制することが可能となる。また、中空部３０に、配線構造に加えて機械動作部品（例えばスイッチ等のデバイス）を設けている（混在している）場合には、定常圧力により、デバイスの機械的動作速度の安定化を図ることが可能となる。これは、中空部３０の真空度が高すぎると、デバイスの当たりが強くなりすぎて、かえって信頼性が低減してしまうためである。 Further, when the hollow portion 30 is depressurized and an inert gas is sealed in the hollow portion 30, the degree of vacuum (pressure) of the hollow portion 30 is appropriately adjusted, so that the device Reliability can be further improved. Specifically, first, by sealing an inert gas, it is possible to suppress a chemical reaction and to minimize contamination with a clean gas, and it is possible to suppress a change in wiring over time. Further, in the case where a mechanical operation component (for example, a device such as a switch) is provided in the hollow portion 30 in addition to the wiring structure (mixed), the mechanical operation speed of the device is stabilized by steady pressure. It becomes possible to plan. This is because if the degree of vacuum of the hollow portion 30 is too high, the device hits too strongly and the reliability is reduced.

（変形例５，６）
図９は、変形例５に係る伝送線路（伝送線路３Ｅ）の概略構成を断面図で表したものであり、図１０は、変形例６に係る伝送線路（伝送線路３Ｆ）の概略構成を断面図で表したものである。変形例５，６の伝送線路３Ｅ，３Ｆでは、上記変形例３，４と同様に、基板１０，２０同士が、周縁部に設けられた接合部３１において、互いに部分的に接合されている。ただし、これらの伝送線路３Ｃ，３Ｄはそれぞれ、上記変形例１と同様に、ＭＳＬとして機能するようになっている。 (Modifications 5 and 6)
FIG. 9 is a cross-sectional view of a schematic configuration of a transmission line (transmission line 3E) according to the modification 5. FIG. 10 is a cross-sectional view of a schematic configuration of the transmission line (transmission line 3F) according to the modification 6. It is shown in the figure. In the transmission lines 3E and 3F of the modified examples 5 and 6, as in the modified examples 3 and 4, the substrates 10 and 20 are partially joined to each other at the joint 31 provided at the peripheral edge. However, each of these transmission lines 3C and 3D functions as an MSL as in the first modification.

具体的には、図９に示した伝送線路３Ｅでは、接合部３１において、配線接合（絶縁膜１２とグランド層２１Ｇとの間の接合）と、基板接合（基板１０，２０間の接合）とを兼ねた、金属−金属接合（例えば、Ａｕ−Ａｕ接合）がなされている。一方、図１０に示した伝送線路３Ｆでは、接合部３１において、上記配線接合が上記金属−金属接合によりなされていると共に、上記基板接合がこれとは別に陽極接合によりなされている。これらの構成により、伝送線路３Ｅ，３Ｆではそれぞれ、上記変形例３，４と同様に、中空部３０が外気とは隔離されるようになっている。 Specifically, in the transmission line 3E shown in FIG. 9, at the junction 31, wiring bonding (bonding between the insulating film 12 and the ground layer 21 G) and substrate bonding (bonding between the substrates 10 and 20) Also, metal-metal bonding (for example, Au-Au bonding) is performed. On the other hand, in the transmission line 3 F shown in FIG. 10, the wiring connection is made by the metal-metal joining in the joint portion 31, and the substrate joining is made by anodic joining separately from this. With these configurations, in the transmission lines 3E and 3F, the hollow portion 30 is isolated from the outside air, as in the third and fourth modifications.

ここで、これらの伝送線路３Ｅ，３Ｆにおいても、上記変形例３，４と同様に、この中空部３０が減圧されていることが好ましく、更に、中空部３０が減圧されていると共に、この中空部３０に不活性ガスが封入されていることがより好ましい。 Here, also in these transmission lines 3E and 3F, it is preferable that the hollow portion 30 is decompressed as in the third and fourth modifications, and further, the hollow portion 30 is decompressed and the hollow portion 30 is hollow. More preferably, the portion 30 is filled with an inert gas.

このように、これらの伝送線路３Ｅ，３Ｆにおいても、上記変形例３，４と同様の作用により同様の効果を得ることが可能である。 Thus, also in these transmission lines 3E and 3F, it is possible to obtain the same effect by the same operation as in the third and fourth modifications.

＜第２の実施の形態＞
続いて、本発明の第２の実施の形態について説明する。なお、上記第１の実施の形態または変形例１〜６と同一の構成要素については同一符号を付してその説明を適宜省略する。 <Second Embodiment>
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In addition, the same code | symbol is attached | subjected about the component same as the said 1st Embodiment or the modifications 1-6, and the description is abbreviate | omitted suitably.

［シャントスイッチの構成］
図１１は、第２の実施の形態に係るシャントスイッチ（シャント型の有接点スイッチ）の概略構成を表したものであり、図１１（Ａ）は平面構成を、図１１（Ｂ）は図１１（Ａ）のＩＩ−ＩＩ線における矢視断面構成を表している。また、図１２（Ａ）は、このシャントスイッチの一部を拡大して表した平面図であり、図１２（Ｂ），（Ｃ）はそれぞれ、図１２（Ａ）のＩＩＩ−ＩＩＩ線，ＩＶ−ＩＶ線における矢視断面構成を表している。 [Configuration of shunt switch]
FIG. 11 shows a schematic configuration of a shunt switch (shunt-type contact switch) according to the second embodiment. FIG. 11 (A) shows a plan configuration, and FIG. 11 (B) shows FIG. 2A shows a cross-sectional configuration taken along line II-II in (A). FIG. 12A is an enlarged plan view showing a part of the shunt switch. FIGS. 12B and 12C are taken along line III-III and IV in FIG. This represents a cross-sectional configuration taken along the line IV.

本実施の形態のシャントスイッチは、上記第１の実施の形態および変形例１〜６に係る伝送線路（伝送線路３，３Ａ〜３Ｆ）を用いて構成されており、この伝送線路内の信号線路１１Ｓの継断を機械的に行う微小構造物（マイクロマシン）である。なお、ここでは一例として、伝送線路３Ｅ（または伝送線路３Ｆ）を用いて構成されている場合について図示している。すなわち、ここでは伝送線路３Ｅ（３Ｆ）は、ＭＳＬとして機能するようになっている。具体的には、信号線路１１Ｓとグランド層２１Ｇとの間は例えば２０μｍの隙間を介して配置されており、例えば６０ＧＨｚに対して５０Ωにインピーダンス整合されている。ただし、この信号線路１１Ｓとグランド層２１Ｇとの間（隙間）の距離はこれには限定されず、この隙間の距離に応じて信号線路１１Ｓの幅を計算し、この場合は５０Ωに合わせ込みむようにする。逆に、信号線路１１Ｓの幅を固定とした場合には、隙間の距離を変化させることになる。例えば、信号線路１１Ｓの幅が１００μｍの場合、隙間の距離を２０μｍとすることにより、インピーダンスマッチングを行うことができる。 The shunt switch according to the present embodiment is configured using the transmission lines (transmission lines 3, 3A to 3F) according to the first embodiment and the first to sixth modifications, and the signal line in the transmission line. It is a microstructure (micromachine) that mechanically cuts 11S. Here, as an example, a case where the transmission line 3E (or the transmission line 3F) is used is illustrated. That is, here, the transmission line 3E (3F) functions as an MSL. Specifically, the signal line 11S and the ground layer 21G are disposed with a gap of, for example, 20 μm, and impedance matching is performed to 50Ω with respect to, for example, 60 GHz. However, the distance (gap) between the signal line 11S and the ground layer 21G is not limited to this, and the width of the signal line 11S is calculated according to the distance of the gap, and in this case, it is adjusted to 50Ω. To do. Conversely, when the width of the signal line 11S is fixed, the distance of the gap is changed. For example, when the width of the signal line 11S is 100 μm, impedance matching can be performed by setting the gap distance to 20 μm.

このシャントスイッチは、例えば、前述した基板１０（例えば、高抵抗シリコン基板）上に信号線１１Ｓおよびグランド線路１５Ａ，１５Ｂを有すると共に、前述した基板２０（図示せず；例えばＳＤ２基板）上にグランド層としてのグランド線路２１Ｇを有する伝送線路３Ｅ（３Ｆ）を備えている。また、この伝送線路３Ｅ（３Ｆ）（具体的には、信号線路１１Ｓおよびグランド線路１５Ａ，１５Ｂ）に対向して、基板１０上に、一対のシャント線路１３Ａ，１３Ｂとしての可動電極１６（可動接点）を備えている。 This shunt switch has, for example, the signal line 11S and the ground lines 15A and 15B on the substrate 10 (for example, high resistance silicon substrate) described above, and the ground on the substrate 20 (not shown; for example, SD2 substrate) described above. A transmission line 3E (3F) having a ground line 21G as a layer is provided. Further, a movable electrode 16 (movable contact) as a pair of shunt lines 13A and 13B is formed on the substrate 10 so as to face the transmission line 3E (3F) (specifically, the signal line 11S and the ground lines 15A and 15B). ).

基板１０の表面には、酸化ケイ素（ＳｉＯ₂）、窒化ケイ素（ＳｉＮ）またはＳｉＮ膜とＳｉＯ₂膜との積層膜などよりなる絶縁膜１７が設けられている。この絶縁膜１７により、基板１０と信号線路１１Ｓとグランド線路１５Ａ，１５Ｂとが互いに電気的に分離されている。 An insulating film 17 made of silicon oxide (SiO ₂ ), silicon nitride (SiN), or a laminated film of a SiN film and a SiO ₂ film is provided on the surface of the substrate 10. The insulating film 17 electrically isolates the substrate 10, the signal line 11S, and the ground lines 15A and 15B from each other.

信号線路１１Ｓは、基板１０表面の絶縁膜１７（前述した絶縁膜１２に対応）上に、直線状の固定電極（固定接点）として設けられている。信号線路１１Ｓの一端には入力ポートＶin、他端には出力ポートＶoutがそれぞれ設けられている。なお、信号線路１１Ｓの一例としては、Ａｕ／Ｔｉ＝２．０μｍ／０．１μｍ（幅１００μｍ）としたものが挙げられる。 The signal line 11S is provided as a linear fixed electrode (fixed contact) on the insulating film 17 (corresponding to the insulating film 12 described above) on the surface of the substrate 10. An input port Vin is provided at one end of the signal line 11S, and an output port Vout is provided at the other end. An example of the signal line 11S is Au / Ti = 2.0 μm / 0.1 μm (width 100 μm).

グランド線路１５Ａ，１５Ｂはそれぞれ、基板１０表面の絶縁膜１７（前述した絶縁膜１２に対応）上に、グランド電位に設定された固定電極（固定接点；ここでは、矩形状の固定電極）として設けられている。グランド線路１５Ａは、信号線路１１Ｓの出力ポートＶout側に配置され、グランド線路１５Ｂは、信号線路１１Ｓの入力ポートＶin側に配置されている。なお、このグランド線路１５Ａ，１５Ｂとしては、Ａｕ／Ｔｉや、ＡｌＣｕ／Ｔｉを用いたものが挙げられる。 Each of the ground lines 15A and 15B is provided on the insulating film 17 (corresponding to the insulating film 12 described above) on the surface of the substrate 10 as a fixed electrode (fixed contact; here, a rectangular fixed electrode) set to the ground potential. It has been. The ground line 15A is disposed on the output port Vout side of the signal line 11S, and the ground line 15B is disposed on the input port Vin side of the signal line 11S. The ground lines 15A and 15B include those using Au / Ti or AlCu / Ti.

グランド線路２１Ｇは、図示しない基板２０上に固定電極（固定接点）として設けられており、信号線路１１Ｓおよびグランド線路１５Ａ，１５に対向する領域に形成されている。ただし、ここでは、入力ポートＶinおよび出力ポートＶoutに対応する領域には形成されていない。これは、この領域には、入力ポートＶinまたは出力ポートＶoutと電気的に接続された貫通電極（スルーホール）（図示せず）が形成されているためである。このグランド線路２１Ｇは、ここでは図１２（Ｂ）に示したように、接合部３１においてグランド線路１５Ａ，１５Ｂと接合されており、電気的に接続されている。なお、グランド線路２１Ｇの一例としては、Ａｕ／Ｔｉ＝１．０μｍ／０．１μｍとしたものが挙げられる。 The ground line 21G is provided as a fixed electrode (fixed contact) on the substrate 20 (not shown), and is formed in a region facing the signal line 11S and the ground lines 15A and 15. However, here, they are not formed in regions corresponding to the input port Vin and the output port Vout. This is because a penetration electrode (through hole) (not shown) electrically connected to the input port Vin or the output port Vout is formed in this region. Here, as shown in FIG. 12B, the ground line 21G is joined to the ground lines 15A and 15B at the joint 31 and is electrically connected. An example of the ground line 21G is Au / Ti = 1.0 μm / 0.1 μm.

可動電極１６は、信号線路１１Ｓおよびグランド線路１５Ａ，１５Ｂ，２１Ｇに対して変位可能な可動部１３の上に、２つ以上互いに離間して配置されている。これら２つ以上の可動電極１６は、可動部１３の表面に設けられた絶縁膜１７により互いに絶縁されている。これにより、このシャントスイッチでは、シャント線路が２つ以上並列化されている（ここでは、２つのシャント線路１３Ａ，１３Ｂ）と共に、これらのシャント線路１３Ａ，１３Ｂの相互間のインピーダンスが、信号線路１１Ｓのインピーダンスよりも高くなっている。したがって、アイソレーションを向上させることが可能となっている。 Two or more movable electrodes 16 are arranged apart from each other on the movable portion 13 that can be displaced with respect to the signal line 11S and the ground lines 15A, 15B, and 21G. These two or more movable electrodes 16 are insulated from each other by an insulating film 17 provided on the surface of the movable portion 13. Thus, in this shunt switch, two or more shunt lines are paralleled (here, the two shunt lines 13A and 13B), and the impedance between the shunt lines 13A and 13B is the signal line 11S. It is higher than the impedance. Therefore, it is possible to improve isolation.

可動部１３は、基板１０をＭＥＭＳ技術を用いて加工することにより形成されたものであり、基板１０の表面に対して水平な方向に変位可能（いわゆるラテラル動作が可能）となっている。すなわち、このシャントスイッチは、信号線路１１Ｓ、グランド線路１５Ａ，１５Ｂおよび可動電極１６が同一水平面内に設けられ、可動部１３上の可動電極１６が水平方向に変位する、いわゆるラテラル駆動型のスイッチである。 The movable portion 13 is formed by processing the substrate 10 using the MEMS technology, and can be displaced in a horizontal direction with respect to the surface of the substrate 10 (so-called lateral operation is possible). That is, this shunt switch is a so-called lateral drive type switch in which the signal line 11S, the ground lines 15A and 15B, and the movable electrode 16 are provided in the same horizontal plane, and the movable electrode 16 on the movable part 13 is displaced in the horizontal direction. is there.

可動部１３は、信号線路１３に平行な直線状に設けられ、その両端に可動電極１６が一つずつ設けられている。すなわち、２つの可動電極１６が、信号線路１１Ｓの入力ポートＶinの近傍と、出力ポートＶoutの近傍とに設けられ、信号線路１１Ｓを通過する伝送信号に対して平行に並列化されている。２つの可動電極１６の各々は、信号線路１１Ｓおよびグランド線路１５Ａ，１５Ｂに対応して突起状の接点１６Ａ，１６Ｂを有している。 The movable part 13 is provided in a straight line parallel to the signal line 13, and one movable electrode 16 is provided at each end thereof. That is, the two movable electrodes 16 are provided in the vicinity of the input port Vin of the signal line 11S and in the vicinity of the output port Vout, and are parallel to the transmission signal passing through the signal line 11S. Each of the two movable electrodes 16 has protruding contact points 16A and 16B corresponding to the signal line 11S and the ground lines 15A and 15B.

可動部１３は、互いに噛み合せられた一対の櫛歯電極１４Ａ，１４Ｂの一方（例えば、櫛歯電極１４Ａ）に連結されており、それら一対の櫛歯電極１４Ａ，１４Ｂの間に発生する静電力により変位可能となっている。櫛歯電極１４Ｂは基板１０に固定されている。櫛歯電極１４Ａ，１４Ｂは、可動部１３と同様に、基板１０の素材、例えばシリコン（Ｓｉ）を、公知のリソグラフィー技術を用いて３次元加工することにより形成されたものである。櫛歯電極１４Ａ，１４Ｂの櫛歯部分の対向面には電極層（図示せず）が設けられている。これら櫛歯電極１４Ａ，１４Ｂには、オン動作時において、電源（図示せず）からの電圧印加により、駆動力として電磁力が発生する。これにより、櫛歯電極１４Ａが櫛歯電極１４Ｂ側に吸引され、それに連動して可動電極１６が信号線路１１Ｓおよびグランド線路１５Ａ，１５Ｂに接触するようになっている。 The movable portion 13 is connected to one of a pair of comb-tooth electrodes 14A and 14B (for example, the comb-tooth electrode 14A) meshed with each other, and an electrostatic force generated between the pair of comb-tooth electrodes 14A and 14B. Displaceable. The comb electrode 14 B is fixed to the substrate 10. Similar to the movable portion 13, the comb electrodes 14A and 14B are formed by three-dimensionally processing a material of the substrate 10, for example, silicon (Si) using a known lithography technique. An electrode layer (not shown) is provided on the opposing surface of the comb-tooth portions of the comb-tooth electrodes 14A and 14B. These comb-tooth electrodes 14A and 14B generate an electromagnetic force as a driving force by applying a voltage from a power source (not shown) during an ON operation. Thereby, the comb-tooth electrode 14A is attracted to the comb-tooth electrode 14B side, and the movable electrode 16 is brought into contact with the signal line 11S and the ground lines 15A and 15B in conjunction therewith.

［シャントスイッチの作用・効果］
このシャントスイッチ１０では、開動作（オン状態）時において閉動作（オフ状態）の指令を受けると、櫛歯電極１４Ａ，１４Ｂに所定の電圧が印加され、これら電極間に電磁力が発生する。その結果、櫛歯電極１４Ａが櫛歯電極１４Ｂに近接し、それに伴って可動部１３が信号線路１１Ｓ側に水平に移動し、可動電極１６と信号線路１１Ｓおよびグランド線路１５Ａ，１５Ｂとが接触する。これにより、信号線路１１Ｓが閉じられた状態（オフ状態）となる。 [Operation and effect of shunt switch]
When the shunt switch 10 receives a command for a closing operation (off state) during an opening operation (on state), a predetermined voltage is applied to the comb electrodes 14A and 14B, and an electromagnetic force is generated between these electrodes. As a result, the comb electrode 14A approaches the comb electrode 14B, and accordingly, the movable portion 13 moves horizontally to the signal line 11S side, and the movable electrode 16, the signal line 11S, and the ground lines 15A and 15B come into contact with each other. . As a result, the signal line 11S is closed (off state).

この閉動作（オフ状態）に続いて、開動作（オン状態）の指令を受けると、櫛歯電極１４Ａ，１４Ｂ間の電磁力が解除され、それに伴い可動電極１６は信号線路１１Ｓおよびグランド線路１５Ａ，１５Ｂから乖離する。これにより、元の位置（開動作（オン状態）時の位置）に復帰する。 When an instruction for an opening operation (on state) is received following this closing operation (off state), the electromagnetic force between the comb-tooth electrodes 14A and 14B is released, and accordingly the movable electrode 16 is connected to the signal line 11S and the ground line 15A. , 15B. Thereby, it returns to the original position (position at the time of opening operation (ON state)).

ここで、本実施の形態のシャントスイッチでは、上記第１の実施の形態および変形例１〜６に係る伝送線路（伝送線路３，３Ａ〜３Ｆ）を用いて構成されていることにより、従来と比べ、スイッチの特性が向上する。具体的には、まず、挿入損失については、誘電損失が少ない構造であることから、ミリ波帯を超える高周波帯まで確保することが可能となる。また、信号継断時に発生するパルスノイズの放射がグランドにより吸収されることから、ＥＭＩ（Electromagnetic Interference）特性が向上する。したがって、例えばＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）回路のように多数のスイッチデバイスを使用する回路において、特に信号品質に関して大きな効果を得ることが可能である。 Here, the shunt switch according to the present embodiment is configured using the transmission lines (transmission lines 3 and 3A to 3F) according to the first embodiment and the first to sixth modifications. In comparison, the characteristics of the switch are improved. Specifically, first, the insertion loss can be ensured up to a high frequency band exceeding the millimeter wave band because the structure has a small dielectric loss. Further, since the radiation of pulse noise generated at the time of signal interruption is absorbed by the ground, EMI (Electromagnetic Interference) characteristics are improved. Therefore, for example, in a circuit using a large number of switch devices such as a MIMO (Multi-Input Multi-Output) circuit, it is possible to obtain a great effect particularly on the signal quality.

また、可動電極１６を、信号線路１１Ｓおよびグランド線路１５Ａ，１５Ｂに対して変位可能な可動部１３の上に、２つ以上互いに離間して配置すると共に、これら２つ以上の可動電極１６を、可動部１３の表面に設けられた絶縁膜１７により互いに絶縁するようにしたので、アイソレーションを向上させることが可能となる。 In addition, two or more movable electrodes 16 are disposed on the movable portion 13 that is displaceable with respect to the signal line 11S and the ground lines 15A and 15B, and the two or more movable electrodes 16 are disposed apart from each other. Since the insulating films 17 provided on the surface of the movable portion 13 are insulated from each other, the isolation can be improved.

＜適用例＞
続いて、本発明の伝送線路を用いたシャントスイッチ（例えば、上記第２の実施の形態で説明したシャントスイッチ）の電子機器への適用例について説明する。図１３は、このようなシャントスイッチを搭載した電子機器の一例としての通信装置のブロック構成を表したものである。 <Application example>
Next, an application example of the shunt switch using the transmission line of the present invention (for example, the shunt switch described in the second embodiment) to an electronic device will be described. FIG. 13 illustrates a block configuration of a communication device as an example of an electronic device equipped with such a shunt switch.

この通信装置は、上記シャントスイッチを送受信切替器３０１として搭載したものであり、例えば、携帯電話器、情報携帯端末（ＰＤＡ）、無線ＬＡＮ機器などである。なお、上記送受信切替器３０１は、ＳｏＣからなる半導体デバイス内に形成されている。この通信装置は、例えば、送信系回路３００Ａと、受信系回路３００Ｂと、送受信経路を切り替える送受信切換器３０１と、高周波フィルタ３０２と、送受信用のアンテナ３０３とを備えている。 This communication device includes the shunt switch as a transmission / reception switch 301, and is, for example, a mobile phone, a personal digital assistant (PDA), a wireless LAN device, or the like. The transmission / reception switch 301 is formed in a semiconductor device made of SoC. This communication apparatus includes, for example, a transmission system circuit 300A, a reception system circuit 300B, a transmission / reception switch 301 that switches transmission / reception paths, a high-frequency filter 302, and a transmission / reception antenna 303.

送信系回路３００Ａは、Ｉチャンネルの送信データおよびＱチャンネルの送信データに対応したデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ；Digital/Analogue Converter）３１１Ｉ，３１１Ｑおよびバンドパスフィルタ３１２Ｉ，３１２Ｑと、変調器３２０および送信用ＰＬＬ（Phase-Locked Loop ）回路３１３と、電力増幅器３１４とを備える。変調器３２０は、バンドパスフィルタ３１２Ｉ，３１２Ｑに対応したバッファアンプ３２１Ｉ，３２１Ｑおよびミキサ３２２Ｉ，３２２Ｑと、移相器３２３と、加算器３２４と、バッファアンプ３２５とを含むものである。 The transmission system circuit 300A includes digital / analog converters (DACs) 311I and 311Q and bandpass filters 312I and 312Q corresponding to I-channel transmission data and Q-channel transmission data, a modulator 320, and a transmission circuit. A trusted PLL (Phase-Locked Loop) circuit 313 and a power amplifier 314 are provided. The modulator 320 includes buffer amplifiers 321I and 321Q and mixers 322I and 322Q corresponding to the bandpass filters 312I and 312Q, a phase shifter 323, an adder 324, and a buffer amplifier 325.

受信系回路３００Ｂは、高周波部３３０、バンドパスフィルタ３４１およびチャンネル選択用ＰＬＬ回路３４２と、中間周波回路３５０およびバンドパスフィルタ３４３と、復調器３６０および中間周波用ＰＬＬ回路３４４と、Ｉチャンネルの受信データおよびＱチャンネルの受信データに対応したバンドパスフィルタ３４５Ｉ，３４５Ｑおよびアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ；Analogue/Digital Converter）３４６Ｉ，３４６Ｑとを備えている。高周波部３３０は、低ノイズアンプ３３１と、バッファアンプ３３２，３３４と、ミキサ３３３とを含み、中間周波回路３５０は、バッファアンプ３５１，３５３と、自動ゲイン調整（ＡＧＣ；Auto Gain Controller）回路３５２とを含むものである。復調器３６０は、バッファアンプ３６１と、バンドパスフィルタ３４５Ｉ，３４５Ｑに対応したミキサ３６２Ｉ，３６２Ｑおよびバッファアンプ３６３Ｉ，３６３Ｑと、移相器３６４とを含む。 The reception system circuit 300B includes a high frequency unit 330, a band pass filter 341, a channel selection PLL circuit 342, an intermediate frequency circuit 350, a band pass filter 343, a demodulator 360, an intermediate frequency PLL circuit 344, and an I channel reception. Band pass filters 345I and 345Q and analog / digital converters (ADC) 346I and 346Q corresponding to the data and the received data of the Q channel are provided. The high frequency unit 330 includes a low noise amplifier 331, buffer amplifiers 332 and 334, and a mixer 333, and the intermediate frequency circuit 350 includes buffer amplifiers 351 and 353, and an automatic gain adjustment (AGC) circuit 352. Is included. Demodulator 360 includes a buffer amplifier 361, mixers 362I and 362Q and buffer amplifiers 363I and 363Q corresponding to bandpass filters 345I and 345Q, and a phase shifter 364.

この通信装置では、送信系回路３００ＡにＩチャンネルの送信データおよびＱチャンネルの送信データが入力されると、それぞれの送信データを以下の手順で処理する。すなわち、まず、ＤＡＣ３１１Ｉ、３１１Ｑにおいてアナログ信号に変換し、引き続きバンドパスフィルタ３１２Ｉ，３１２Ｑにおいて送信信号の帯域以外の信号成分を除去したのち、変調器３２０に供給する。続いて、変調器３２０において、バッファアンプ３２１Ｉ，３２１Ｑを介してミキサ３２２Ｉ，３２２Ｑに供給し、引き続き送信用ＰＬＬ回路３１３から供給される送信周波数に対応した周波数信号を混合して変調したのち、両混合信号を加算器３２４において加算することにより１系統の送信信号とする。この際、ミキサ３２２Ｉに供給する周波数信号に関しては、移相器３２３において信号移相を９０°シフトさせることにより、Ｉチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とが互いに直交変調されるようにする。最後に、バッファアンプ３２５を介して電力増幅器３１４に供給することにより、所定の送信電力となるように増幅する。この電力増幅器３１４において増幅された信号は、送受信切換器３０１および高周波フィルタ３０２を介してアンテナ３０３に供給されることにより、そのアンテナ３０３を介して無線送信される。この高周波フィルタ３０２は、通信装置において送信または受信する信号のうちの周波数帯域以外の信号成分を除去するバンドパスフィルタとして機能する。 In this communication apparatus, when I-channel transmission data and Q-channel transmission data are input to the transmission system circuit 300A, each transmission data is processed in the following procedure. That is, first, analog signals are converted by the DACs 311I and 311Q, signal components other than the band of the transmission signal are subsequently removed by the bandpass filters 312I and 312Q, and then supplied to the modulator 320. Subsequently, the modulator 320 supplies the signals to the mixers 322I and 322Q via the buffer amplifiers 321I and 321Q, and subsequently mixes and modulates the frequency signal corresponding to the transmission frequency supplied from the transmission PLL circuit 313, The mixed signal is added in the adder 324 to obtain one transmission signal. At this time, with respect to the frequency signal supplied to the mixer 322I, the phase shifter 323 shifts the signal phase by 90 ° so that the I channel signal and the Q channel signal are orthogonally modulated. Finally, the signal is supplied to the power amplifier 314 via the buffer amplifier 325 to be amplified so as to have a predetermined transmission power. The signal amplified in the power amplifier 314 is supplied to the antenna 303 via the transmission / reception switch 301 and the high frequency filter 302, so that it is wirelessly transmitted via the antenna 303. The high-frequency filter 302 functions as a band-pass filter that removes signal components other than the frequency band of signals transmitted or received in the communication apparatus.

一方、アンテナ３０３から高周波フィルタ３０２および送受信切換器３０１を介して受信系回路３００Ｂに信号が受信されると、その信号を以下の手順で処理する。すなわち、まず、高周波部３３０において、受信信号を低ノイズアンプ３３１で増幅し、引き続きバンドパスフィルタ３４１で受信周波数帯域以外の信号成分を除去したのち、バッファアンプ３３２を介してミキサ３３３に供給する。続いて、チャンネル選択用ＰＰＬ回路３４２から供給される周波数信号を混合し、所定の送信チャンネルの信号を中間周波信号とすることにより、バッファアンプ３３４を介して中間周波回路３５０に供給する。続いて、中間周波回路３５０において、バッファアンプ３５１を介してバンドパスフィルタ３４３に供給することにより中間周波信号の帯域以外の信号成分を除去し、引き続きＡＧＣ回路３５２でほぼ一定のゲイン信号としたのち、バッファアンプ３５３を介して復調器３６０に供給する。続いて、復調器３６０において、バッファアンプ３６１を介してミキサ３６２Ｉ，３６２Ｑに供給したのち、中間周波用ＰＰＬ回路３４４から供給される周波数信号を混合し、Ｉチャンネルの信号成分とＱチャンネルの信号成分とを復調する。この際、ミキサ３６２Ｉに供給する周波数信号に関しては、移相器３６４において信号移相を９０°シフトさせることにより、互いに直交変調されたＩチャンネルの信号成分とＱチャンネルの信号成分とを復調する。最後に、Ｉチャンネルの信号およびＱチャンネルの信号をそれぞれバンドパスフィルタ３４５Ｉ，３４５Ｑに供給することによりＩチャンネルの信号およびＱチャンネルの信号以外の信号成分を除去したのち、ＡＤＣ３４６Ｉ，３４６Ｑに供給してデジタルデータとする。これにより、Ｉチャンネルの受信データおよびＱチャンネルの受信データが得られる。 On the other hand, when a signal is received from the antenna 303 via the high frequency filter 302 and the transmission / reception switch 301 to the reception system circuit 300B, the signal is processed in the following procedure. That is, first, in the high frequency unit 330, the received signal is amplified by the low noise amplifier 331, and subsequently, signal components other than the received frequency band are removed by the band pass filter 341, and then supplied to the mixer 333 via the buffer amplifier 332. Subsequently, the frequency signals supplied from the channel selection PPL circuit 342 are mixed, and a signal of a predetermined transmission channel is used as an intermediate frequency signal, which is supplied to the intermediate frequency circuit 350 via the buffer amplifier 334. Subsequently, in the intermediate frequency circuit 350, signal components other than the band of the intermediate frequency signal are removed by supplying the band pass filter 343 via the buffer amplifier 351, and then the AGC circuit 352 generates a substantially constant gain signal. And supplied to the demodulator 360 via the buffer amplifier 353. Subsequently, in the demodulator 360, the frequency signals supplied from the intermediate frequency PPL circuit 344 are mixed after being supplied to the mixers 362I and 362Q via the buffer amplifier 361, and the I-channel signal component and the Q-channel signal component are mixed. And demodulate. At this time, with respect to the frequency signal supplied to the mixer 362I, the phase shifter 364 shifts the signal phase by 90 ° to demodulate the I-channel signal component and the Q-channel signal component that are orthogonally modulated with each other. Finally, by removing the signal components other than the I channel signal and the Q channel signal by supplying the I channel signal and the Q channel signal to the band pass filters 345I and 345Q, respectively, the signals are supplied to the ADCs 346I and 346Q. Digital data. Thereby, I-channel received data and Q-channel received data are obtained.

この通信装置は、本発明の伝送線路を用いたシャントスイッチを受信切替器３０１として搭載しているため、上述した作用により、特にミリ波帯において優れた周波数特性を発揮する。 Since this communication apparatus is equipped with the shunt switch using the transmission line of the present invention as the reception switch 301, it exhibits excellent frequency characteristics especially in the millimeter wave band due to the above-described action.

なお、ここでは、上記シャントスイッチを受信切替器３０１（半導体デバイス）に適用する場合について説明したが、必ずしもこれに限られるものではない。すなわち、例えば、シャントスイッチを送信系回路３００Ａおよび受信系回路３００Ｂ（モジュール）内のミキサ３３２Ｉ，３３２Ｑ，３３３，３６２Ｉ，３６２Ｑや、バンドパスフィルタ３１２Ｉ，３１２Ｑ，３４１，３４３，３４６Ｉ，３４６Ｑ、または、高周波フィルタ３０２（半導体デバイス）に適用してもよい。この場合においても、上記と同様の効果を得ることができる。 Here, the case where the shunt switch is applied to the reception switching device 301 (semiconductor device) has been described, but the present invention is not necessarily limited thereto. That is, for example, the shunt switch is replaced by mixers 332I, 332Q, 333, 362I, 362Q, bandpass filters 312I, 312Q, 341, 343, 346I, 346Q in the transmission system circuit 300A and the reception system circuit 300B (module), or You may apply to the high frequency filter 302 (semiconductor device). Even in this case, the same effect as described above can be obtained.

＜その他の変形例＞
以上、いくつかの実施の形態、変形例および適用例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されるものではなく、種々変形が可能である。 <Other variations>
While the present invention has been described with reference to some embodiments, modifications, and application examples, the present invention is not limited to these embodiments and the like, and various modifications can be made.

例えば、上記実施の形態等では、本発明における被覆部材の一例として、板状部材である基板２０を挙げて説明したが、被覆部材の形状はこれには限られず、例えばフレキシブル性を有するシート部材などであってもよい。 For example, in the above-described embodiment and the like, the substrate 20 that is a plate-like member has been described as an example of the covering member in the present invention, but the shape of the covering member is not limited to this, and for example, a flexible sheet member It may be.

また、上記実施の形態等では、本発明の伝送線路を用いたスイッチが、固定接点としての信号線路と、ラテラル動作が可能な可動接点とを有する有接点スイッチである場合について説明したが、スイッチの構成はこれには限られない。すなわち、本発明の伝送線路を用いたスイッチとしては、シャントスイッチ以外の有接点スイッチ（シリーズ型のスイッチなど）でもよく、また、ラテラル駆動型以外の有接点スイッチであってもよい。 In the above-described embodiments and the like, the case where the switch using the transmission line of the present invention is a contact switch having a signal line as a fixed contact and a movable contact capable of lateral operation has been described. The configuration of is not limited to this. That is, the switch using the transmission line of the present invention may be a contact switch (series type switch or the like) other than the shunt switch, or a contact switch other than the lateral drive type.

更に、上記実施の形態等では、接点部を機械的に駆動する駆動部が、静電アクチュエータを含む場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、ピエゾアクチュエータ、電磁アクチュエータ、バイメタルアクチュエータ等、他のＭＥＭＳアクチュエータにも適用可能である。 Furthermore, in the above-described embodiment, the case where the drive unit that mechanically drives the contact unit includes an electrostatic actuator has been described as an example. However, the present invention is not limited thereto, and the piezoelectric actuator, the electromagnetic actuator, the bimetal actuator, etc. It is also applicable to other MEMS actuators.

加えて、上記実施の形態等において説明した各層の材料および厚み、または成膜方法などは限定されるものではなく、他の材料および厚みとしてもよく、または他の成膜方法としてもよい。 In addition, the material and thickness of each layer described in the above embodiment and the like, the film formation method, and the like are not limited, and other materials and thicknesses, or other film formation methods may be used.

１０…基板、１１Ｓ…信号線路、１１Ｇ１，１１Ｇ２…グランド線路、１２…絶縁膜、１３…可動部、１３Ａ，１３Ｂ…シャント線路、１４Ａ，１４Ｂ…櫛歯電極、１５Ａ，１５Ｂ…グランド線路、１６…可動電極、１６Ａ，１６Ｂ…接点、１７…絶縁膜、２０…基板、２１Ｇ…グランド層（グランド線路）、３，３Ａ〜３Ｆ…伝送線路、３０…キャビティ（中空部）、３１…接合部、３００Ａ…送信系回路、３００Ｂ…受信系回路、３０１…送受信切換器３０１、３０２…高周波フィルタ、３０３…アンテナ、Ｖin…入力ポート、Ｖout…出力ポート。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Board | substrate, 11S ... Signal line, 11G1, 11G2 ... Ground line, 12 ... Insulating film, 13 ... Movable part, 13A, 13B ... Shunt line, 14A, 14B ... Comb electrode, 15A, 15B ... Ground line, 16 ... Movable electrode, 16A, 16B ... contact, 17 ... insulating film, 20 ... substrate, 21G ... ground layer (ground line), 3, 3A-3F ... transmission line, 30 ... cavity (hollow part), 31 ... junction, 300A Transmission circuit 300B Reception system 301 Transmission / reception switch 301 302 High frequency filter 303 Antenna Vin Input port Vout Output port

Claims

A signal line provided on the substrate;
A covering member provided facing the substrate;
A transmission line comprising: a ground provided on the covering member so as to face the signal line through a hollow portion.

The transmission line according to claim 1, wherein the substrate and the covering member are bonded to each other.

The transmission line according to claim 2, wherein the hollow portion is decompressed.

The transmission line according to claim 3, wherein an inert gas is sealed in the hollow portion.

An insulating film is provided between the substrate and the signal line,
The transmission line according to claim 1, which functions as a microstrip line.

An insulating film is provided between the substrate and the signal line, and on both sides of the signal line on the insulating film, a ground line is provided apart from the signal line,
The transmission line according to any one of claims 1 to 4, wherein the transmission line functions as a coplanar waveguide with a ground.

The transmission line according to any one of claims 1 to 4, wherein a switch for mechanically connecting and disconnecting the signal line is provided on the substrate.

The transmission line according to claim 7, wherein the switch is a contact switch having the signal line as a fixed contact and a movable contact capable of lateral operation.

The transmission line according to claim 1, wherein the covering member is a plate-like member.