JP2011135673A - Method for controlling power conversion apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置の制御方法に関するものである。 The present invention relates to a method for controlling a power converter.
図3に従来の実施例の構成を示す。同図において10(101,102)はチップ状の電流センスエミッタ付のIGBTで、6はこのIGBTのメインエミッタ、7は電流センスエミッタである。この2つのIGBT101,102のコレクタ同士とメインエミッタ同士は夫々共通に接続され、またゲート同士も夫々ゲート抵抗2を介して共通に接続されている。 FIG. 3 shows the configuration of a conventional embodiment. In the figure, 10 (101, 102) is an IGBT with a chip-like current sense emitter, 6 is the main emitter of this IGBT, and 7 is a current sense emitter. The collectors and main emitters of the two IGBTs 101 and 102 are commonly connected to each other, and the gates are also commonly connected to each other via a gate resistor 2.
また、各IGBT101,102の電流センスエミッタ7は夫々センス抵抗8(81,82)を介してメインエミッタ6に接続されている。ここでセンス抵抗81と82は同じ値とする。 The current sense emitters 7 of the IGBTs 101 and 102 are connected to the main emitter 6 via sense resistors 8 (81 and 82), respectively. Here, the sense resistors 81 and 82 have the same value.
なお、このセンス抵抗8には当該のIGBTのメインエミッタ6の電流に比例した電流が流れるように構成されており、このセンス抵抗8の両端の電圧から当該のIGBTのメイン電流を検出することができる。 The sense resistor 8 is configured such that a current proportional to the current of the main emitter 6 of the IGBT flows, and the main current of the IGBT can be detected from the voltage across the sense resistor 8. it can.
ここで便宜上、各IGBT101,102の電流センスエミッタ7の出力点(つまり各電流センスエミッタ7とセンス抵抗81,82との接続点)を夫々A、Bとする。 For convenience, the output points of the current sense emitters 7 of the IGBTs 101 and 102 (that is, the connection points of the current sense emitters 7 and the sense resistors 81 and 82) are A and B, respectively.
次に4(41,42)は夫々各IGBT101,102のゲート・メインエミッタ間に並列に接続されたFET、5(51,52)は夫々FET41,42のゲートを制御するオペアンプである。 Next, 4 (41, 42) is an FET connected in parallel between the gate and main emitter of each IGBT 101, 102, and 5 (51, 52) is an operational amplifier for controlling the gates of the FETs 41, 42, respectively.
そしてオペアンプ51の(+)と(−)の各入力端子は夫々点AとBに接続され、オペアンプ52の(+)と(−)の各入力端子は夫々点B、Aに接続されている。 The (+) and (−) input terminals of the operational amplifier 51 are connected to points A and B, respectively, and the (+) and (−) input terminals of the operational amplifier 52 are connected to points B and A, respectively. .
この図3の回路では、仮にIGBT101のオン抵抗がIGBT102のオン抵抗より低く、IGBT101の主電流(メインエミッタ電流)がIGBT102の主電流より大きいとすると、IGBT101のセンス抵抗81の両端電圧はIGBT102のセンス抵抗82の両端電圧より大、つまり点Aの電位が点Bの電位より高くなる。 In the circuit of FIG. 3, if the on-resistance of the IGBT 101 is lower than the on-resistance of the IGBT 102 and the main current (main emitter current) of the IGBT 101 is larger than the main current of the IGBT 102, the voltage across the sense resistor 81 of the IGBT 101 is The voltage at both ends of the sense resistor 82 is larger, that is, the potential at the point A becomes higher than the potential at the point B.
これによりオペアンプ51はFET41をオン側に制御してIGBT101のゲート電圧を下げ、その主電流を減少させる。 As a result, the operational amplifier 51 controls the FET 41 to turn on to lower the gate voltage of the IGBT 101 and reduce its main current.
他方、オペアンプ52はFET42をオフ側に制御してIGBT102のゲート電圧を上げ、その主電流を増加させる。このようにして2つのIGBT101,102の主電流がバランスさせるものである(例えば、特許文献1参照)。 On the other hand, the operational amplifier 52 controls the FET 42 to the off side to increase the gate voltage of the IGBT 102 and increase its main current. In this way, the main currents of the two IGBTs 101 and 102 are balanced (see, for example, Patent Document 1).
従来の電力変換装置の制御方法では、複雑な回路が必要でありコストも高くなってしま
うという課題があった。
The conventional method for controlling the power conversion apparatus has a problem that a complicated circuit is required and the cost is increased.
前記従来の課題を解決する為に、本発明の電力変換装置の制御方法は、スイッチング素子のオンタイミングとオフタイミングをずらし、かつスイッチングの順序を入れ替えるようにしたものである。 In order to solve the above-described conventional problems, a method for controlling a power conversion device according to the present invention shifts the on-timing and off-timing of switching elements and switches the switching order.
これにより、複数の特性のばらつきのあるスイッチング素子を使用する場合でも、温度上昇を均一化することが可能としたものである。 As a result, even when a plurality of switching elements having variations in characteristics are used, the temperature rise can be made uniform.
本発明は、前述の課題を解決できるものであり、スイッチング素子の発熱の抑制を簡単に実現できるものである。 The present invention can solve the above-described problems and can easily suppress the heat generation of the switching element.
(実施の形態1)
図1、図2を用いて請求項1、請求項2に記載の発明の実施の形態を説明する。
(Embodiment 1)
Embodiments of the invention described in claims 1 and 2 will be described with reference to FIGS.
図1は交流電源11と、交流電源11の一方の相に直列に接続されるリアクタ12と、リアクタ12の出力と交流電源11のもう一方の相が交流入力側に接続された全波整流用ダイオードブリッジ13(以下DB13)と、DB13の直流出力に並列に接続される第一のスイッチング素子14と、第二のスイッチング素子15と、スイッチング素子14,15以降の直流出力の+側に直列にアノードが接続されたファストリカバリダイオード16(以下FRD16)と、FRD16のカソードと直流出力の−側に並列に接続された電解コンデンサ17と、電解コンデンサ17の両端の電圧を測定する電圧検出回路18と、電解コンデンサに並列に接続される負荷19と、電圧検出回路18の出力などを用いてスイッチング素子14、15のスイッチングのタイミングやオン時間を制御する制御部20と、交流電源11の位相を検出し制御部へ出力する位相検出回路21と、で構成された電力変換装置の回路ブロック図である。 FIG. 1 shows an AC power supply 11, a reactor 12 connected in series to one phase of the AC power supply 11, and a full-wave rectification in which the output of the reactor 12 and the other phase of the AC power supply 11 are connected to the AC input side. The diode bridge 13 (hereinafter referred to as DB13), the first switching element 14 connected in parallel to the DC output of DB13, the second switching element 15, and the DC output after the switching elements 14, 15 are connected in series on the + side. A fast recovery diode 16 (hereinafter referred to as FRD 16) having an anode connected thereto, an electrolytic capacitor 17 connected in parallel to the cathode of the FRD 16 and the negative side of the DC output, and a voltage detection circuit 18 for measuring a voltage across the electrolytic capacitor 17; , The load 19 connected in parallel with the electrolytic capacitor, the output of the voltage detection circuit 18, etc. A control unit 20 for controlling the timing and on-time of the etching, the phase detection circuit 21 outputs to the control unit detects the phase of the AC power source 11, in a circuit block diagram of the constructed power converter.
本回路の動作を説明する。交流電源11の電圧はDB13にて全波整流され、電解コンデンサ17で平滑され、負荷19に印加される。電圧検出回路18は直流電圧を検出し制御部20へ出力し、位相検出回路21は交流電源11の位相を検出し制御部20へ出力する。この出力に基づきスイッチング素子14,15の制御を行い直流電圧の昇圧が可能であるほか、交流電源11の電流が該正弦波になるように制御を行うことで、力率の改善、電源高調波の改善効果を得ることも出来る。 The operation of this circuit will be described. The voltage of the AC power supply 11 is full-wave rectified by the DB 13, smoothed by the electrolytic capacitor 17, and applied to the load 19. The voltage detection circuit 18 detects a DC voltage and outputs it to the control unit 20, and the phase detection circuit 21 detects the phase of the AC power supply 11 and outputs it to the control unit 20. In addition to controlling the switching elements 14 and 15 based on this output, the DC voltage can be boosted, and by controlling so that the current of the AC power supply 11 becomes the sine wave, the power factor can be improved, and the power supply harmonics. The improvement effect can also be obtained.
スイッチング素子14、15をオンすると交流電源11がDB13とリアクタ12を通して短絡される。リアクタ12に流れる短絡電流はリアクタ12の物性により保持されスイッチング素子14、15をオフした後も流れようとする。この保持電流をFRD16を通して電解コンデンサ17に蓄えることで電解コンデンサ17の両端の電圧を上昇させ、より高い電圧を得ることが出来る。DB13の出力電圧より電解コンデンサ17の電圧の方が高くなってもFRD16があるため電流は逆には流れない。 When the switching elements 14 and 15 are turned on, the AC power supply 11 is short-circuited through the DB 13 and the reactor 12. The short-circuit current flowing through the reactor 12 is held by the physical properties of the reactor 12 and tends to flow even after the switching elements 14 and 15 are turned off. By storing this holding current in the electrolytic capacitor 17 through the FRD 16, the voltage at both ends of the electrolytic capacitor 17 is increased, and a higher voltage can be obtained. Even if the voltage of the electrolytic capacitor 17 is higher than the output voltage of the DB 13, the current does not flow in reverse because of the FRD 16.
このとき、スイッチング素子14、15には短絡電流が流れ両端の電圧が0Vになるの
が理想であるが、一般に使用されるFETやIGBTなどのスイッチング素子にはターンオン時間やターンオフ時間があり、たとえばターンオン時には立ち上がり電流と電圧立下り電圧の積による損失が発生する。
At this time, it is ideal that a short-circuit current flows through the switching elements 14 and 15 and the voltage at both ends becomes 0 V. However, generally used switching elements such as FETs and IGBTs have a turn-on time and a turn-off time. At turn-on, a loss occurs due to the product of the rising current and the voltage falling voltage.
通常複数のスイッチング素子を同時にスイッチングした場合、部品のばらつきによりどちらかの動作が瞬間的に遅れてしまうため常に損失を負担することになる。 Usually, when a plurality of switching elements are simultaneously switched, one of the operations is instantaneously delayed due to component variations, so that a loss is always borne.
しかし、本発明によれば図2に示すように、スイッチング素子14、15のオン時間を一定の時間ずらすことにより、たとえばオン時にはスイッチング素子14が先にオンし、オン時の損失を負担するが、スイッチング素子15が遅れてオンするときにはスイッチング素子15に印加される電圧は該0Vとなっているためスイッチングの過渡状態よる損失は発生しない。 However, according to the present invention, as shown in FIG. 2, the on-time of the switching elements 14, 15 is shifted by a certain time, so that, for example, the switching element 14 is turned on first when on, and the loss at on is borne. When the switching element 15 is turned on with a delay, the voltage applied to the switching element 15 is 0 V, so that no loss due to the transient state of switching occurs.
オフ時にはスイッチング素子14が先にオフするが同じく印加される電圧は該0Vとなっておりスイッチングの過渡状態による損失は発生せず、スイッチング素子15のオフ時にはオフ時の損失を負担することになり、交流電圧の位相によってスイッチング素子に印加される電圧が異なるためオフ時の損失の方が大きくなる。 When the switching element 15 is turned off, the switching element 14 is turned off first. However, the applied voltage is 0 V, and no loss is caused by the switching transient state. When the switching element 15 is turned off, the loss at the time of turning off is borne. Since the voltage applied to the switching element varies depending on the phase of the AC voltage, the loss at the time of off becomes larger.
オン時間中でも素子のオン抵抗や電圧降下により損失は発生する。このためオン時間を調整することで発熱が均等化できれば良いが、スイッチングの順序を一定周期で入れ替えることで、簡単に長期的に損失による発熱を一定化させることが出来るものである。 Even during the on-time, loss occurs due to the on-resistance and voltage drop of the element. For this reason, it suffices if the heat generation can be equalized by adjusting the on-time, but the heat generation due to loss can be easily made constant in the long term by changing the switching order at a constant cycle.
(実施の形態2)
実施の形態1に記載の電力変換装置において、スイッチング素子を高周波数でPWM制御することで力率を該100%、高調波該0を達成することが出来る。この場合においても、実施の形態1と同様の損失が発生するため、たとえば交流電源11の所定の周期ごと、あるいはスイッチング1パルスごとにスイッチングの順序を入れ替えることで、同様の効果を得ることが出来るものである。
(Embodiment 2)
In the power conversion device described in the first embodiment, the power factor can be 100% and the harmonic can be zero by PWM control of the switching element at a high frequency. Even in this case, since the same loss as in the first embodiment occurs, the same effect can be obtained, for example, by switching the switching order every predetermined cycle of the AC power supply 11 or every switching pulse. Is.
本発明は、電力変換装置の駆動回路に幅広く適用できるものである。 The present invention can be widely applied to drive circuits for power converters.
2 ゲート抵抗
6 メインエミッタ
7 電流センスエミッタ
11 交流電源
12 リアクタ
13 ダイオードブリッジ
14 第一のスイッチング素子
15 第二のスイッチング素子
16 ファストリカバリダイオード
17 電解コンデンサ
18 電圧検出回路
19 負荷
20 制御部
21 位相検出回路
41 FET
42 FET
51 オペアンプ
52 オペアンプ
81 センス抵抗
82 センス抵抗
101 電流センスエミッタ付IGBT
102 電流センスエミッタ付IGBT
2 Gate Resistance 6 Main Emitter 7 Current Sense Emitter 11 AC Power Supply 12 Reactor 13 Diode Bridge 14 First Switching Element 15 Second Switching Element 16 Fast Recovery Diode 17 Electrolytic Capacitor 18 Voltage Detection Circuit 19 Load 20 Control Unit 21 Phase Detection Circuit 41 FET
42 FET
51 operational amplifier 52 operational amplifier 81 sense resistor 82 sense resistor 101 IGBT with current sense emitter
102 IGBT with current sense emitter
Claims (3)
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JP2009291731A JP2011135673A (en) | 2009-12-24 | 2009-12-24 | Method for controlling power conversion apparatus |
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