JP2011069924A - Quadrature phase shift keying (qpsk) modulator - Google Patents
Quadrature phase shift keying (qpsk) modulator Download PDFInfo
- Publication number
- JP2011069924A JP2011069924A JP2009219679A JP2009219679A JP2011069924A JP 2011069924 A JP2011069924 A JP 2011069924A JP 2009219679 A JP2009219679 A JP 2009219679A JP 2009219679 A JP2009219679 A JP 2009219679A JP 2011069924 A JP2011069924 A JP 2011069924A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- signal
- modulator
- modulating
- qpsk
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Optical Modulation, Optical Deflection, Nonlinear Optics, Optical Demodulation, Optical Logic Elements (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
Description
本発明は、光QPSK変調器に関する。特に、本発明は、40Gb/sや100Gb/sなどの超高速光通信における光QPSK信号の変調に要するQPSK信号の直交位相制御に関する。 The present invention relates to an optical QPSK modulator. In particular, the present invention relates to quadrature control of a QPSK signal required for modulation of an optical QPSK signal in ultrahigh-speed optical communication such as 40 Gb / s or 100 Gb / s.
情報通信網はブロードバンド・ユビキタスサービスの本格展開に向けて光ネットワーク/NGN(Next Generation Network)や3G(3rd Generation)/スーパー3Gなどのネットワークサービスの追加や充実が進んでいる。これにより通信と放送、固定通信と移動通信などのさまざまな分野のサービスが融合していくことになる。このようなブロードバンド・ユビキタスサービス時代が到来するとき、サービス融合の基盤となるフルIPネットワーク基盤の構築が欠かせない。これまで光通信のブロードバンド化は波長多重により飛躍的に進展してきた。最近では時間軸上に情報を多重する時分割多重によってビットレート向上が著しく進んでいる。これまでの光通信技術は、ビットレート2.5Gb/sや10Gb/sによるNRZ(Non Return-To-Zero)またはRZ(Return-To-Zero)フォーマットを用いた二値振幅シフトキーイング(OOK:On-Off Keying)を用い、波長多重により大容量化を図る方式が主流であった。近年、デュオバイナリ伝送方式、CSRZ(Carrier-Suppressed Return-To-Zero)、光DPSK(Differential Phase Shift Keying)、光DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying)などの変復調技術が光通信に適応され始めており、ビットレートは10Gb/sから40Gb/sに高速化している。この中で、特に、ビットレート向上に有利なDQPSK変復調フォーマットが将来の40Gb/s光通信における有力候補と認められている。DQPSK符号は、4つの位相変化(0、π/2、π、3π/2)にディジタル電気信号の(0、0)、(0、1)、(1、0)、(1、1)を割り当てる4値符号である。従って、同じシンボルレートを用いる場合、DQPSKはNRZやDPSKに比べ2倍の情報量を割り当てることができ、スペクトル効率が2倍となることから、電気デバイスの速度に対する要求、光ファイバの分散の調整、及び偏波モード分散が緩和される。 In the information and communication network, network services such as optical network / NGN (Next Generation Network) and 3G (3rd Generation) / super 3G are being added and enhanced for full-scale development of broadband and ubiquitous services. As a result, services in various fields such as communications and broadcasting, fixed communications and mobile communications will be merged. When such an era of broadband and ubiquitous services arrives, it is indispensable to construct a full IP network infrastructure that will serve as the foundation for service convergence. Until now, broadbandization of optical communication has progressed dramatically by wavelength multiplexing. Recently, the bit rate has been remarkably improved by time division multiplexing in which information is multiplexed on the time axis. Conventional optical communication technology uses binary amplitude shift keying (OOK: On) using the NRZ (Return-To-Zero) or RZ (Return-To-Zero) format with bit rates of 2.5 Gb / s and 10 Gb / s. -Off Keying), and the method of increasing the capacity by wavelength multiplexing was the mainstream. In recent years, modulation / demodulation techniques such as duobinary transmission, CSRZ (Carrier-Suppressed Return-To-Zero), optical DPSK (Differential Phase Shift Keying), and optical DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying) have begun to be applied to optical communication. The bit rate has been increased from 10 Gb / s to 40 Gb / s. Among these, the DQPSK modulation / demodulation format that is particularly advantageous for improving the bit rate is recognized as a promising candidate for future 40 Gb / s optical communication. The DQPSK code converts digital electric signals (0, 0), (0, 1), (1, 0), (1, 1) into four phase changes (0, π / 2, π, 3π / 2). It is a quaternary code to be assigned. Therefore, when the same symbol rate is used, DQPSK can allocate twice as much information as NRZ and DPSK, and the spectral efficiency is doubled. And polarization mode dispersion.
さらに、最近、通信業界の世界的な標準団体であるOIF(Optical Internetworking Forum)は、次世代の超高速通信技術に関して活発な動きをしている。OIFでは次世代の100Gb/s光通信を実現する通信方式/デバイス技術の標準化に関して活発に議論が交わされている。具体的な通信方式としてDP−QPSK(Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying)方式がOIFの標準化に向けて有望視されている。DP−QPSK方式は基本的にはDQPSKと同様4値の位相変調方式を応用している。DQPSKでは前のビットとの位相変化にデータ信号が割り付けられているのに対し、QPSKでは位相の絶対値そのものに0、1のデータ信号を割り付ける。従って、受信側において、DQPSKでは前のビットとの相関をとるために1ビット遅延干渉計を通して復調が行われ、一方、QPSKでは位相の絶対基準となる局発信号光源を有し、90°ハイブリッドカプラを用いて局発光と受信信号光との相関をとり復調が行われる。また、DP−QPSKは2チャンネルのQPSK信号を直交するふたつの偏波に偏波多重することで多重度を上げ、総伝送容量を拡大する。最終的には、DP−QPSKは、シンボルレートを25Gb/s程度とした場合に、QPSKの4値符号化により倍の伝送容量を確保し、偏波多重化によりさらに倍の伝送容量を確保することにより総伝送容量100Gb/s以上を実現する。 Furthermore, recently, OIF (Optical Internetworking Forum), which is a global standard organization in the communication industry, has been active in the next generation of ultra-high-speed communication technology. OIF is actively discussing the standardization of communication systems / device technologies that will realize the next generation of 100Gb / s optical communications. As a specific communication method, a DP-QPSK (Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying) method is considered promising toward standardization of OIF. The DP-QPSK system basically uses a four-level phase modulation system as in DQPSK. In DQPSK, a data signal is assigned to a phase change from the previous bit, whereas in QPSK, a data signal of 0 or 1 is assigned to the absolute value of the phase itself. Therefore, on the receiving side, in DQPSK, demodulation is performed through a 1-bit delay interferometer to correlate with the previous bit, while in QPSK, a local signal light source serving as an absolute reference of the phase is provided, and a 90 ° hybrid Demodulation is performed by using a coupler to correlate local light and received signal light. DP-QPSK increases the multiplicity and expands the total transmission capacity by polarization multiplexing two-channel QPSK signals into two orthogonally polarized waves. Ultimately, DP-QPSK secures double transmission capacity by quaternary coding of QPSK and further double transmission capacity by polarization multiplexing when the symbol rate is about 25 Gb / s. As a result, a total transmission capacity of 100 Gb / s or more is achieved.
以上で述べたように、40Gb/sや100Gb/sなどの超高速光通信において4値の位相変調方式である光QPSK変調技術が重要な基本要素となる。一般的に、光信号をQPSKで変調するためにはリチウムナイオベイト(LiNbO3)を用いたQPSK変調器が用いられる。DQPSK変調は、2チャンネルの高速主信号に1ビット遅延に当たる処理をプリコードしてI相変調部及びQ相変調部を高速変調するのに対し、QPSK変調は、2チャンネルの高速主信号でそのままI相変調部及びQ相変調部を高速変調する。このように主信号の論理的な処理の有無の差異以外、DQPSKもQPSKもQPSK変調器を駆動するハードウェア部分は同じである。2チャンネルの高速主信号を高速増幅器を用いてリチウムナイオベイト変調器の2Vπに対応する振幅に増幅してI相変調部及びQ相変調部を駆動する。また、I相とQ相間の位相関係が直交している必要性がある。QPSK変調器は、直交位相を制御する外部印加可能な電極をI相変調器とQ相変調器間に具備し、適切なフィードバックによるバイアス制御を施すことでI相Q相間の直交性を保っている。 As described above, the optical QPSK modulation technique which is a quaternary phase modulation system is an important basic element in ultrahigh-speed optical communication such as 40 Gb / s and 100 Gb / s. In general, a QPSK modulator using lithium niobate (LiNbO3) is used to modulate an optical signal with QPSK. In DQPSK modulation, processing corresponding to 1-bit delay is precoded on a 2-channel high-speed main signal and high-speed modulation is performed on the I-phase modulation unit and the Q-phase modulation unit. The I-phase modulation unit and the Q-phase modulation unit are modulated at high speed. Thus, except for the presence or absence of logical processing of the main signal, the hardware part for driving the QPSK modulator is the same for both DQPSK and QPSK. A high-speed main signal of 2 channels is amplified to an amplitude corresponding to 2Vπ of the lithium niobate modulator using a high-speed amplifier, and the I-phase modulation unit and the Q-phase modulation unit are driven. In addition, the phase relationship between the I phase and the Q phase needs to be orthogonal. The QPSK modulator has an externally applicable electrode for controlling the quadrature phase between the I-phase modulator and the Q-phase modulator, and maintains the orthogonality between the I-phase and Q-phase by performing bias control by appropriate feedback. Yes.
ここで、リチウムナイオベイトには、駆動電圧が長時間にわたり広く変化していくというドリフト現象が知られている。このため、ドリフト現象を抑制するためのバイアス制御回路が必須となる。I相/Q相変調部は、通常のBPSK変調器と同様な構成である。I相/Q相変調部は、位相変調部にディザ信号を重畳し、変調器信号光出力の一部をモニタし、ディザ信号の元となる発振器の信号位相と同期検波することで位相のずれを感知することができる。そのため、I相/Q相変調部は、バイアス電圧のずれに応じたDCバイアスを印加するフィードバックループを構成することでドリフト現象を常時抑制することができる。一方、直交位相のドリフト現象に関しては、I相、Q相の信号間に相関がないため、単純に直交位相部にディザ信号を重畳して変調器信号光出力の光パワーモニタに対して同期検波をかけたとしても誤差信号を生成できない。つまり、光パワーモニタによる検出結果は、直交位相部の位相に対して変化することがない。従って、通常のディザ(Dither)法と光パワーモニタ法では直交しているのか直交からずれているのか判別することができない。 Here, a drift phenomenon in which the driving voltage changes widely over a long time is known for lithium niobate. For this reason, a bias control circuit for suppressing the drift phenomenon is essential. The I-phase / Q-phase modulation unit has the same configuration as that of a normal BPSK modulator. The I-phase / Q-phase modulation unit superimposes the dither signal on the phase modulation unit, monitors a part of the modulator signal light output, and performs synchronous detection with the signal phase of the oscillator that is the source of the dither signal. Can be detected. Therefore, the I-phase / Q-phase modulation unit can always suppress the drift phenomenon by configuring a feedback loop that applies a DC bias according to the deviation of the bias voltage. On the other hand, since there is no correlation between the I-phase and Q-phase signals with respect to the quadrature phase drift phenomenon, the dither signal is simply superimposed on the quadrature phase section to perform synchronous detection on the optical power monitor of the modulator signal light output Even if is applied, an error signal cannot be generated. That is, the detection result by the optical power monitor does not change with respect to the phase of the quadrature phase portion. Therefore, it cannot be determined whether the normal dither method and the optical power monitoring method are orthogonal or deviated from orthogonal.
QPSK変調器の直交位相制御に関して、直交位相制御用電極をI相側とQ相側の二箇所に設け、それぞれの電極が互いに直交するディザ信号を重畳し光パワーモニタにより同期検波することが知られている(特許文献1)。図1に示すように、従来の光QPSK変調器には直交位相に関わる電極として電極1(6)と電極2(7)が設けられている。光QPSK変調器は、半導体レーザ1からの光を2分岐し、データ変調部5に入力する。分岐した光のうち一方は位相シフト部2を経る。なお、図1では位相シフト部2はデータ変調部5の前段に配置されているが、図2、4、5に示すように後段に配置する実施形態も可能である。また、光QPSK変調器は、ディザ信号用の発振器14からの信号を二手に分岐し、一方を電極1(6)に、他方を移相器8を介して電極2(7)に印加し、変調器の光信号出力を低速のPD(photo detector:受光器)10で受信し、位相比較を行い(12)、その結果を位相シフト部2にフィードバック制御する。移相器8によりディザ信号間の位相差が90度の奇数倍に設定されることにより、I相とQ相の相関をディザ信号を介して推定することができる。これにより、通常用いられる同期検波技術が適用でき、感度の高い直交制御を実現できる。なお、データ変調部5を通過したそれぞれの光は、強度変調器9において結合されて光信号として出力される。
Regarding quadrature phase control of a QPSK modulator, it is known that quadrature control electrodes are provided at two locations on the I-phase side and Q-phase side, and each electrode superimposes a dither signal orthogonal to each other and performs synchronous detection using an optical power monitor. (Patent Document 1). As shown in FIG. 1, a conventional optical QPSK modulator is provided with an electrode 1 (6) and an electrode 2 (7) as electrodes relating to a quadrature phase. The optical QPSK modulator splits the light from the
しかしながら、直交移相制御部に直交したディザ信号を二系統印加する従来の制御方法では、QPSK変調器に直交位相を制御できる電極を二箇所設ける必要がある。これは、QPSK変調器を小型に構成するためには望ましいものではない。また、主なQPSK変調器は直交位相制御に関する電極が一箇所のものが多く、この場合本制御法では本質的に直交制御をかけることが不可能となる。さらに、本制御法は、フィードバックループ中に追加の移相器を一台必要とする。しかも、この移相器は、ふたつのディザ信号間の位相が正確に90度になるよう調整しなければならない。新たに追加の移相器を必要とし、しかもその調整を正確にする必要があることは、光QPSK変調器を実現する上で価格、サイズ、消費電力の点から本質的な問題となる。 However, in the conventional control method in which two lines of dither signals orthogonal to the quadrature phase shift control unit are applied, it is necessary to provide two electrodes on the QPSK modulator that can control the quadrature phase. This is not desirable for making the QPSK modulator compact. Further, many main QPSK modulators have one electrode for quadrature phase control, and in this case, it is essentially impossible to perform quadrature control with this control method. Furthermore, this control method requires one additional phase shifter in the feedback loop. Moreover, this phase shifter must be adjusted so that the phase between the two dither signals is exactly 90 degrees. The need for a new additional phase shifter and the need for precise adjustment are essential problems in terms of price, size, and power consumption in realizing an optical QPSK modulator.
本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、光QPSK変調器の直交位相制御において、特殊な電極構成や、コストアップ・大型化を招く移相器部品が必要になるという課題を解決することにある。また、本発明は、I相とQ相の位相差をπ/2に保つことが可能なQPSK変調器を実現することを目的とする。 The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a special electrode configuration, a phase shifter that causes an increase in cost and an increase in size in quadrature phase control of an optical QPSK modulator. The purpose is to solve the problem that parts are required. Another object of the present invention is to realize a QPSK modulator capable of keeping the phase difference between the I phase and the Q phase at π / 2.
このような目的を達成するために、本発明のQPSK変調器は、入力された光を2分岐する分岐手段と、分岐した一方の光を位相変調する第1の位相変調手段と、分岐した他方の光を位相変調する第2の位相変調手段と、前記第1の位相変調手段と前記第2の位相変調手段のいずれかの前段若しくは後段に設けられた位相シフト手段と、前記第1の位相変調手段と前記第2の位相変調手段を通過した光を結合し、光信号として出力する結合手段と、前記結合手段から出力される前記光信号の一部を電気信号に変換する光検出手段と、前記電気信号から前記光信号の振幅のピーク値を検出し、ピーク検出信号を出力するピーク検出手段と、ディザ信号を生成するディザ信号生成手段と、前記ピーク検出信号と前記ディザ信号の位相を比較することにより、前記位相シフト手段での位相シフト量π/2からの偏差に応じた偏差信号を生成する位相比較手段と、前記偏差信号に前記ディザ信号を重畳して、前記位相シフト量がπ/2となるよう前記位相シフト手段にフィードバック制御するフィードバック制御手段と、を備えたことを特徴とする。 In order to achieve such an object, a QPSK modulator of the present invention includes a branching unit that splits input light into two, a first phase modulation unit that phase-modulates one of the branched light, and the other branched Second phase modulation means for phase-modulating the light, phase shift means provided in the preceding stage or subsequent stage of any of the first phase modulation means and the second phase modulation means, and the first phase Coupling means for coupling the light that has passed through the modulation means and the second phase modulation means and outputting as an optical signal; and photodetecting means for converting a part of the optical signal output from the coupling means into an electrical signal; Detecting a peak value of the amplitude of the optical signal from the electrical signal and outputting a peak detection signal; a dither signal generating means for generating a dither signal; and a phase of the peak detection signal and the dither signal. Compare The phase comparison means for generating a deviation signal corresponding to the deviation from the phase shift amount π / 2 in the phase shift means, and the dither signal is superimposed on the deviation signal so that the phase shift amount is π / 2. Feedback control means for performing feedback control on the phase shift means so that
本発明によれば、特殊な電極構造のQPSK変調器を必要とせず、汎用なQPSK変調器を用いて直交位相を制御することが可能となる。また、追加で必要となる移相器やその移相器の調整を省くことができ、安価、小型、低消費電力のQPSK送信器を実現できる。 According to the present invention, it is possible to control the quadrature phase using a general-purpose QPSK modulator without requiring a QPSK modulator having a special electrode structure. Further, an additional phase shifter and adjustment of the phase shifter can be omitted, and an inexpensive, small, and low power consumption QPSK transmitter can be realized.
また、本発明の直交位相制御法は、一般に用いられる同期検波技術を適用することが可能であり、特殊な制御法を用いることなく安定かつ感度の高いフィードバックループを構成することができる。 The quadrature phase control method of the present invention can apply a commonly used synchronous detection technique, and can form a stable and highly sensitive feedback loop without using a special control method.
本発明の位相制御法は、単独のQPSK変調器の制御に適していることは自明であるが、さらに、QPSK変調器を構成要素とする信号フォーマット(例えば、NRZ−DQPSKやRZ−DQPSK、さらには応用形としてのQPSK符号を用いた8PSKや16PSKなどの多値符号、その発展形となる多値QAM符号、OFDM符号、また、DP−QPSKなど)のコヒーレント通信などに使われるQPSK変調器の直交位相制御に適用することができる。 It is obvious that the phase control method of the present invention is suitable for controlling a single QPSK modulator, but further, a signal format (for example, NRZ-DQPSK, RZ-DQPSK, Is a multi-level code such as 8PSK and 16PSK using QPSK codes as an applied form, and a multi-level QAM code, OFDM code, and DP-QPSK, etc. It can be applied to quadrature control.
以下、本発明の実施形態について添付図面を用いて詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
図2は、本発明の第1の実施例のQPSK変調器17の基本構成を示す。図2は、光分岐18、光検出器19、ピークホールド回路20、位相比較21、ディザ信号用発振器22、駆動回路23も含む。
FIG. 2 shows a basic configuration of the
まず、リチウムナイオベイトにより構成されるQPSK変調器17の出力部からの光信号が分岐され(18)、光検出器19が該光信号を電気信号に変換する。ピークホールド回路20は、電気信号に変換されたモニタ電気信号に対して振幅の最大値(ピーク値)を維持する出力を生成する。このようにしてピーク検出された信号とディザ信号用発振器22からの信号とが位相比較され(21)、偏差成分が抽出される。位相比較により得られた偏差成分は適切な大きさと時定数をもつDC信号として処理されており、フィードバックによりQPSK変調器の直交位相制御部に与えられる。その際、ディザ信号用発振器22からのディザ信号が該DC信号に重畳される。DC信号と重畳されたディザ信号は、駆動回路23によってリチウムナイオベイトの位相を制御するのに適切な駆動電気信号に変換され、直交位相制御用電極にフィードバックされる。
First, the optical signal from the output part of the
図3は、本発明の第1の実施例のQPSK変調器の直交位相制御の原理を示す。図3のグラフは、コンスタレーションを元に光信号のピーク値の様子をシミュレーションした結果を示す。グラフの横軸はIQ変調器間の位相差を表し、縦軸は相対的な光信号の振幅を表す。そして、図3に示される(01)の振幅と(11)の振幅のうち大きい方の振幅が振幅のピーク値となる。IQ位相差が90度で理想的な直交状態の場合、コンスタレーション(1)は正方形をなす。この場合、IQ信号を合成した(00)、(01)、(10)、(11)の4値の振幅は縮退して等しい値となり、それが振幅のピーク値となる。次に、IQ位相差が90度からずれる場合、コンスタレーション(2)は菱形をなす。コンスタレーション(1)の直交状態の対角成分(振幅ピーク値)と比較すると、コンスタレーション(2)では長軸成分は伸長し、短軸成分は短縮する。さらにIQ位相差がずれ、コンスタレーション(3)に示すように180度(または0度)に近くなると、短軸成分は消失し長軸成分だけが残る。この時の長軸成分は直交時の対角成分の√2倍となる。このシミュレーション結果より、QPSK変調器出力信号の振幅ピーク値は直交状態で最小となり(コンスタレーション(1))、変調器直交バイアスがずれて直交状態からずれた時振幅ピーク値は増大する(コンスタレーション(2)(3))。従って、QPSK変調器出力信号の振幅ピーク値を検出することにより直交位相の状態を推定することが可能となる。 FIG. 3 shows the principle of quadrature control of the QPSK modulator according to the first embodiment of the present invention. The graph of FIG. 3 shows the result of simulating the state of the peak value of the optical signal based on the constellation. The horizontal axis of the graph represents the phase difference between the IQ modulators, and the vertical axis represents the relative optical signal amplitude. Then, the larger one of the amplitudes (01) and (11) shown in FIG. 3 is the peak value of the amplitude. In the case of an ideal quadrature state with an IQ phase difference of 90 degrees, the constellation (1) forms a square. In this case, the amplitudes of the four values (00), (01), (10), and (11) obtained by synthesizing the IQ signal are degenerated and become equal values, which becomes the peak value of the amplitude. Next, when the IQ phase difference deviates from 90 degrees, the constellation (2) forms a rhombus. Compared to the orthogonal component (amplitude peak value) of the constellation (1) in the orthogonal state, the long axis component is expanded and the short axis component is shortened in the constellation (2). When the IQ phase difference further shifts and approaches 180 degrees (or 0 degrees) as shown in constellation (3), the short axis component disappears and only the long axis component remains. The major axis component at this time is √2 times the diagonal component when orthogonal. From this simulation result, the amplitude peak value of the output signal of the QPSK modulator becomes minimum in the orthogonal state (constellation (1)), and the amplitude peak value increases when the modulator orthogonal bias shifts from the orthogonal state (constellation). (2) (3)). Therefore, it is possible to estimate the state of the quadrature phase by detecting the amplitude peak value of the QPSK modulator output signal.
さらに、図3のグラフを制御の観点から眺めると、直交状態で振幅ピーク値が最小になる特性を有することに留意されたい。つまり、これは、直交制御電極に低速なディザ信号を重畳し、変調器出力をモニタしてディザ信号成分の振幅ピーク値を検出し、元のディザ信号波形との位相比較を行うことによって、直交状態からのずれに応じた偏差信号を抽出することが可能となることを意味する。なお、直交位相制御バイアスが直交状態に合致した場合偏差信号はゼロとなる。この動作は一般に用いられるディザリングによる同期検波と同様である。 Furthermore, it should be noted that when the graph of FIG. 3 is viewed from the viewpoint of control, it has a characteristic that the amplitude peak value is minimized in the orthogonal state. In other words, this is achieved by superimposing a low-speed dither signal on the quadrature control electrode, monitoring the modulator output, detecting the amplitude peak value of the dither signal component, and comparing the phase with the original dither signal waveform. This means that a deviation signal corresponding to the deviation from the state can be extracted. When the quadrature phase control bias matches the quadrature state, the deviation signal is zero. This operation is the same as the synchronous detection by dithering generally used.
さらに特徴的かつ重要なことは、直交状態が鋭い傾きを持つ極値になることである。すなわち、直交状態からほんの少しでも位相がずれただけでも振幅ピーク値は敏感に反応し大きな値を示すことになる。このように鋭いボトム特性を有することは偏差検出の感度が高いことを意味し、制御をより安定に収束させる上で大きなメリットとなる。これは、他の高感度化手段、例えばRZ強度変調器との組み合わせによる強度周波数成分(シンボルレート周波数成分)の抽出を施す必要がないことを意味する。このため、本発明単独で高感度な直交位相制御を実現することができる。 What is more characteristic and important is that the orthogonal state becomes an extreme value having a sharp inclination. That is, even if the phase is slightly shifted from the orthogonal state, the amplitude peak value reacts sensitively and shows a large value. Having such a sharp bottom characteristic means that the sensitivity of deviation detection is high, which is a great merit in converging control more stably. This means that it is not necessary to extract intensity frequency components (symbol rate frequency components) by combination with other high sensitivity means, for example, an RZ intensity modulator. For this reason, high-sensitivity quadrature phase control can be realized by the present invention alone.
上述のことを図2の回路構成の動作に対比させると、変調器出力のモニタ信号をピークホールド回路20を通すことで、信号成分の振幅ピーク値を得られることが分かる。図3のグラフより、振幅ピーク値は直交状態で最小となることから、ピークホールド回路20の出力結果をディザ信号波形と位相比較することで偏差信号を得ることができる。なお、位相比較は一般に用いられる手法であり、対象となる信号波形と参照信号波形の乗算で得られるものである。
2 is compared with the operation of the circuit configuration of FIG. 2, it can be seen that the amplitude peak value of the signal component can be obtained by passing the monitor signal of the modulator output through the
重要なこととしては、光検出器の動作帯域とIQ相の信号周波数帯域が少なくとも一部重なっていることに留意されたい。図3のグラフに示すように、IQ相はシンボル周波数により高速変調されており、その信号周波数成分の少なくとも一部が検出されない限り、振幅ピーク値を検出することができなくなり、そして、モニタ結果にピークホールドをかけたとしてもこのグラフどおりの挙動を示さない。具体的には、特許文献2に示されるように、43Gb/sのDQPSK変調を想定した場合、シンボル周波数は21.5GHzとなり、光検出器の動作帯域としては3dBのカットオフ周波数が100MHz以上であれば良いとされる。光検出器を100MHz程度で動作させることは通常の回路部品及び回路設計により十分対応可能である。また、ピークホールド回路の動作帯域もこのカットオフ周波数程度に設定されればより効率的に振幅ピーク値を検出することができる。さらに、ディザ信号周波数はピークホールド回路より十分低周波である方が良く、100MHz程度の動作帯域に対し数KHz〜数MHz程度であれば十分である。この周波数は一般にリチウムナイオベイトの強度変調器をディザ制御する周波数と同じである。
It is important to note that the photodetector operating band and the IQ phase signal frequency band at least partially overlap. As shown in the graph of FIG. 3, the IQ phase is modulated at a high speed by the symbol frequency, and the amplitude peak value cannot be detected unless at least a part of the signal frequency component is detected. Even if the peak hold is applied, the behavior as shown in the graph is not shown. Specifically, as shown in
なお、変調器の出力をモニタするための光分岐部は変調器の外付けとして説明したが、一般にはQPSK変調器の出力部にタップが内蔵されているものもあり、この場合そのタップを利用することは小型化を図る上で好適である。また、位相比較部21において制御ループの安定化のため比例/積分/微分(PID)演算処理を施すことは非常に有効であり、フィードバックが安定に収束する限りその一部の演算処理やその組み合わせで実装できることは制御設計上自明である。
The optical branching unit for monitoring the output of the modulator has been described as being externally attached to the modulator. However, in some cases, a tap is incorporated in the output unit of the QPSK modulator. In this case, the tap is used. It is preferable to reduce the size. In addition, it is very effective to perform proportional / integral / derivative (PID) calculation processing in order to stabilize the control loop in the
以上、本発明の直交位相制御法を用いれば通常の同期検波手段のみで制御回路を実現することが可能となり、従来の制御法(図1)で行っていたディザ信号間の位相差を90°に設定する個別の位相調整工程が不要となる。制御ループの安定性を高めるためPIDのパラメータ調整は従来どおり必要となるが、変調器や電子部品の動特性などの個体差は100MHz程度の周波数領域では小さいことから、一度PIDパラメータを最適化してしまえば、個別に調整する必要はない。また、制御感度を高めるためピーク検出回路の時定数(コンデンサの容量)も最適化する必要があるが、主信号のビットレートは20Gbps程度で一桁以上変わるようなものではないので、一度最適化してしまえば、個別に調整する必要はない。 As described above, if the quadrature phase control method of the present invention is used, a control circuit can be realized with only ordinary synchronous detection means, and the phase difference between dither signals performed by the conventional control method (FIG. 1) can be reduced by 90 °. No separate phase adjustment process is required. PID parameter adjustment is required as before to improve the stability of the control loop, but individual differences such as the dynamic characteristics of the modulator and electronic components are small in the frequency range of about 100 MHz. There is no need to make individual adjustments. In addition, it is necessary to optimize the time constant (capacitor capacity) of the peak detection circuit in order to increase the control sensitivity, but the bit rate of the main signal does not change by more than one digit at about 20 Gbps, so it is optimized once Once adjusted, there is no need to make individual adjustments.
従って、本発明の直交位相制御法は、一旦閉ループのパラメータを最適化してしまえば、以降個別に調整作業を行う必要がなくなる。つまり、設計が確定してしまえば、本質的に自律的に動作する制御法となっている。 Therefore, the quadrature control method of the present invention eliminates the need for individual adjustment operations thereafter once the closed-loop parameters are optimized. In other words, once the design is finalized, the control method is essentially autonomous.
図4は、本発明の第2の実施例のQPSK変調器24の直交位相制御の具体的な回路構成を示す。図4の光検出器は、フォトディテクタ26、電流検出用抵抗27、アンプ28により構成され、ピークホールド回路は、ダイオード31、抵抗32、容量33から構成される。フォトディテクタ26によりフォトカレントを抵抗検出した後、DC成分を除去するため容量結合29でAC信号を取り出し、バッファアンプ30で増幅した後ピークホールド回路(31、32、33)に入力する。ピークホールド回路の出力を適宜増幅し(34)、ディザ信号成分のみをバンドパスフィルタ35で抽出する。ピークホールド回路とバンドパスフィルタ35で抽出された信号に、元のディザ信号波形を掛け合わせ(37)、ローパスフィルタ39でDC成分に変換して偏差信号を生成する。この偏差信号に、フィードバック制御で一般に用いられる比例/積分/微分制御を施し(40)、DCバイアス信号を生成する。こうして生成された直交位相部の位相ずれに応じた振幅を有するDCバイアス信号にディザ信号波形を加算し(41)、リチウムナイオベイトを駆動するドライバ42により適切な電圧信号に変換し直交位相制御用電極に印加する。光検出器、ピークホールド回路、ディザ信号用発振器の動作帯域は第1の実施例と同様である。
FIG. 4 shows a specific circuit configuration of quadrature control of the
これらの回路要素は全てアナログ回路で構成することも可能である。また、モニタ部以降の信号を適宜アナログディジタル変換し、ピークホールド回路、バンドパスフィルタ部、乗算回路、ローパスフィルタ、比例/積分/微分演算処理部、ディザ信号用発振器、加算回路の一部または全てをCPUやFPGAなどのディジタル回路で構成しディジタルアナログ変換を実施してドライバに入力して変調器バイアス電極を駆動する構成は、小型化を図る上で好適である。 All of these circuit elements can be constituted by analog circuits. Also, the signal after the monitor unit is appropriately converted from analog to digital, and a peak hold circuit, a band pass filter unit, a multiplier circuit, a low pass filter, a proportional / integral / differential calculation processing unit, a dither signal oscillator, a part or all of the adder circuit A configuration in which a digital circuit such as a CPU or FPGA, digital-analog conversion, and input to a driver to drive a modulator bias electrode is suitable for miniaturization.
ここに示した実施例の各構成要素及び回路構成は最適設計の観点で導き出されたものであるが、小型化、低消費電力化など実装上の都合によりその一部を省略するか、または回路部間の順序を入れ替えるなどの変形は特に制限されるものではない。 Each component and circuit configuration of the embodiment shown here are derived from the viewpoint of optimum design, but some of them are omitted or a circuit is omitted for convenience of implementation such as downsizing and low power consumption. Modifications such as changing the order of the parts are not particularly limited.
図5は、本発明の第3の実施例のQPSK変調器全体のバイアス制御を行う具体的な回路構成を示す。直交バイアス制御回路は、第2の実施例に示した回路構成と同様であり、抵抗検出回路46、47、48、容量結合49、バッファアンプ50、ダイオード51と抵抗52と容量53から成るピークホールド回路、バンドパスフィルタ55、アンプ54、56、乗算器57、ローパスフィルタ59、比例/積分/微分演算回路60、ディザ信号用発振器58、加算回路61から構成される。これにより、第1の実施例で原理を説明したように直交位相は最適値に制御される。
FIG. 5 shows a specific circuit configuration for performing bias control of the entire QPSK modulator according to the third embodiment of the present invention. The quadrature bias control circuit is similar to the circuit configuration shown in the second embodiment, and includes a
直交バイアス制御回路とは独立にI変調用BPSK変調部及びQ変調用BPSK変調部のバイアス制御が構成される。I変調器、Q変調器のバイアス制御は、光パワーモニタによりディザ信号成分を検出し位相比較する一般的な構成である。ただし、変調器の出力をモニタする場合、I変調器、Q変調器のモニタと、直交位相制御のモニタは独立していることが望ましい。この理由は、I変調器、Q変調器のモニタ部の帯域がディザ周波数程度の低速であるのに対し、直交位相制御のモニタ部の帯域が第1の実施例で具体的に述べたようにシンボル周波数の一部を検出すべくある程度の広帯域特性が必要とされるからである。 Independent of the quadrature bias control circuit, bias control of the BPSK modulation unit for I modulation and the BPSK modulation unit for Q modulation is configured. The bias control of the I modulator and the Q modulator is a general configuration in which a dither signal component is detected by an optical power monitor and the phase is compared. However, when monitoring the output of the modulator, it is desirable that the monitor of the I modulator and the Q modulator and the monitor of the quadrature phase control are independent. This is because the band of the monitor unit of the I modulator and the Q modulator is as low as the dither frequency, while the band of the monitor unit of the quadrature phase control is specifically described in the first embodiment. This is because a certain degree of broadband characteristics are required to detect a part of the symbol frequency.
I変調器のバイアス制御、Q変調器のバイアス制御、直交位相バイアス制御はそれぞれの制御を同時に常時動作させる構成でも、また時分割で時系列的に各制御を繰り返す構成でも良い。同時制御の場合、各バイアス制御に用いるディザ周波数は変えておく必要がある。また、それぞれの制御にバンドパスフィルタを組み入れてクロストークを抑制することも好適である。一方、時分割制御の場合、ディザ周波数は同一でも構わない。また、ディザ信号用発振器、乗算器、ローパスフィルタ、比例/積分/微分演算処理回路、加算回路は共通化しておき、偏差信号入力と各電極を駆動するためのドライバへのアナログ出力をスイッチやディジタル回路の出力ポート選択により切り替える構成は、より小型化を図る上で好都合である。 The I modulator bias control, the Q modulator bias control, and the quadrature phase bias control may be configured so that the respective controls are always operated at the same time, or may be configured to repeat each control in a time division manner in a time division manner. In the case of simultaneous control, it is necessary to change the dither frequency used for each bias control. It is also preferable to incorporate a band-pass filter in each control to suppress crosstalk. On the other hand, in the case of time division control, the dither frequency may be the same. Also, the dither signal oscillator, multiplier, low-pass filter, proportional / integral / differential calculation processing circuit, and adder circuit are shared, and the deviation signal input and the analog output to the driver for driving each electrode are switched and digital. The configuration of switching by selecting the output port of the circuit is convenient for further miniaturization.
第1〜第3の実施例ではQPSK変調器としてリチウムナイオベイトによる変調器による構成例を示したが、変調器の材料はこれに限定されず、インジウムリン(InP)も適用可能である。さらに、本発明は、PLC(Planar Lightwave Circuit:平面光波回路)によりチップ・チップ接続され、高速の変調部分にリチウムナイオベイトまたはインジウムリンを用い、干渉計の分岐部やバイアスを制御する部分を石英系光導波路で構成する変調器にも適用可能である。ただし、この場合、ドライバは電界効果を用いるリチウムナイオベイトのように電圧駆動するわけではなく、石英系光導波路の熱光学効果を用いるヒータへの電力駆動となる。さらにディザ周波数は石英系光導波路の熱光学効果の動作帯域が100Hz程度であることから、ディザ周波数は100Hz以下となる。 In the first to third embodiments, a configuration example using a modulator using lithium niobate as a QPSK modulator is shown, but the material of the modulator is not limited to this, and indium phosphide (InP) is also applicable. Furthermore, the present invention is chip-chip connected by a PLC (Planar Lightwave Circuit), uses lithium niobate or indium phosphine for the high-speed modulation part, and uses a quartz part for controlling the branching part and bias of the interferometer. The present invention can also be applied to a modulator composed of a system optical waveguide. However, in this case, the driver is not driven by voltage like the lithium niobate using the electric field effect, but is driven by electric power to the heater using the thermo-optical effect of the silica-based optical waveguide. Furthermore, since the operating band of the thermo-optic effect of the silica-based optical waveguide is about 100 Hz, the dither frequency is 100 Hz or less.
以上の実施例ではQPSK変調器単体の構成を示したが、データ変調部にプリコード処理を施してDQPSK変調器として動作させたり、またデータ変調のクロック成分を利用してRZ変調器を駆動して本DQPSK変調器の前段または後段に配置することでRZ−DQPSK変調に適用したりすることも可能である。 In the above embodiments, the configuration of a single QPSK modulator is shown. However, the data modulation unit is precoded to operate as a DQPSK modulator, or the RZ modulator is driven using a data modulation clock component. It is also possible to apply to RZ-DQPSK modulation by arranging the DQPSK modulator before or after the DQPSK modulator.
本発明の光QPSK送信器の位相制御法とその構成は、光通信ネットワークなどに使用される光通信機器に使用することができる。 The phase control method and configuration of an optical QPSK transmitter according to the present invention can be used for an optical communication device used in an optical communication network or the like.
1 半導体レーザ(LD:laser diode)
2 位相シフト部
3 第1のアーム
4 第2のアーム
5 データ変調部
6 第1の電極
7 第2の電極
8 移相器
9 強度変調器
10、10´ 低速受光器(PD:photo detector)
11 帯域通過フィルタ(BPF:band-pass filter)
12 位相比較器
13 逓倍器
14 低周波信号発生器
15 クロック信号発生部
16 駆動信号発生部
17、24、43 QPSK変調器
18、25、44、45 光分岐
19 光検出器
20 ピークホールド回路
21 位相比較
22、38、58、67 ディザ信号用発振器
23 駆動回路
26、46 中速域(〜100MHz)フォトディテクタ
27、47、64 抵抗
28、30、48、50 中速域(〜100MHz)アンプ
29、49 容量
31、51 ダイオード
32、52 抵抗
33、53 容量
34、36、54、56、65 アンプ
35、55 バンドパスフィルタ(BPF)
37、57、66 乗算器
39、59、68 ローパスフィルタ(LPF:low-pass filter)
40、60、69 比例/積分/微分(PID:Proportional Integral Derivative)演算処理回路
41、61、70、72 加算器
42、62、73 ドライバ
1 Semiconductor laser (LD: laser diode)
2
11 Band-pass filter (BPF)
DESCRIPTION OF
37, 57, 66
40, 60, 69 Proportional Integral Derivative (PID) processing
Claims (3)
分岐した一方の光を位相変調する第1の位相変調手段と、
分岐した他方の光を位相変調する第2の位相変調手段と、
前記第1の位相変調手段と前記第2の位相変調手段のいずれかの前段若しくは後段に設けられた位相シフト手段と、
前記第1の位相変調手段と前記第2の位相変調手段を通過した光を結合し、光信号として出力する結合手段と、
前記結合手段から出力される前記光信号の一部を電気信号に変換する光検出手段と、
前記電気信号から前記光信号の振幅のピーク値を検出し、ピーク検出信号を出力するピーク検出手段と、
ディザ信号を生成するディザ信号生成手段と、
前記ピーク検出信号と前記ディザ信号の位相を比較することにより、前記位相シフト手段での位相シフト量π/2からの偏差に応じた偏差信号を生成する位相比較手段と、
前記偏差信号に前記ディザ信号を重畳して、前記位相シフト量がπ/2となるよう前記位相シフト手段にフィードバック制御するフィードバック制御手段と
を備えたことを特徴とするQPSK変調器。 A branching means for splitting the input light into two;
First phase modulation means for phase-modulating one of the branched lights;
Second phase modulation means for phase-modulating the other branched light;
A phase shift means provided at a preceding stage or a subsequent stage of any of the first phase modulating means and the second phase modulating means;
Coupling means for coupling the light that has passed through the first phase modulation means and the second phase modulation means and outputting as an optical signal;
Photodetection means for converting a part of the optical signal output from the coupling means into an electrical signal;
Peak detection means for detecting a peak value of the amplitude of the optical signal from the electrical signal and outputting a peak detection signal;
Dither signal generating means for generating a dither signal;
A phase comparison unit that generates a deviation signal according to a deviation from the phase shift amount π / 2 in the phase shift unit by comparing phases of the peak detection signal and the dither signal;
A QPSK modulator comprising: feedback control means for superimposing the dither signal on the deviation signal and feedback-controlling the phase shift means so that the phase shift amount becomes π / 2.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009219679A JP5009963B2 (en) | 2009-09-24 | 2009-09-24 | QPSK modulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009219679A JP5009963B2 (en) | 2009-09-24 | 2009-09-24 | QPSK modulator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2011069924A true JP2011069924A (en) | 2011-04-07 |
JP5009963B2 JP5009963B2 (en) | 2012-08-29 |
Family
ID=44015288
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009219679A Expired - Fee Related JP5009963B2 (en) | 2009-09-24 | 2009-09-24 | QPSK modulator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5009963B2 (en) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012227729A (en) * | 2011-04-19 | 2012-11-15 | Japan Oclaro Inc | Optical output module |
JP2013026758A (en) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Optical transmitter |
WO2013084366A1 (en) * | 2011-12-07 | 2013-06-13 | 日本電気株式会社 | Optical communication device, optical transmission apparatus, and optical transmission method |
JP2014119756A (en) * | 2012-12-14 | 2014-06-30 | Imec | Thermally stabilized resonant electro-optic modulator and use thereof |
US9735878B2 (en) | 2013-12-12 | 2017-08-15 | Mitsubishi Electric Corporation | Optical transmitter and control method of optical transmitter |
WO2017145981A1 (en) * | 2016-02-23 | 2017-08-31 | 日本電信電話株式会社 | Optical transmitter |
CN109510669A (en) * | 2019-01-15 | 2019-03-22 | 哈尔滨工业大学(深圳) | The coherent reception communication means and system of the dual-polarization QAM modulation of DSP-free |
WO2022249556A1 (en) * | 2021-05-26 | 2022-12-01 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | Amplifier circuit and electronic apparatus |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05268162A (en) * | 1992-03-19 | 1993-10-15 | Fujitsu Ltd | Operating point stabilizing device for optical interference device |
JP2007082094A (en) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Fujitsu Ltd | Optical transmitter and optical communication system |
JP2007163941A (en) * | 2005-12-15 | 2007-06-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Four-phase phase modulation circuit |
JP2009506666A (en) * | 2005-08-24 | 2009-02-12 | ミンテラ・コーポレーシヨン | Method and apparatus for controlling differential phase shift keying and differential quadrature phase shift keying receiver and transmitter |
JP2009244682A (en) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Fujitsu Ltd | Optical modulator, controlling method and apparatus thereof, optical transmitter, and optical transmission system |
-
2009
- 2009-09-24 JP JP2009219679A patent/JP5009963B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05268162A (en) * | 1992-03-19 | 1993-10-15 | Fujitsu Ltd | Operating point stabilizing device for optical interference device |
JP2009506666A (en) * | 2005-08-24 | 2009-02-12 | ミンテラ・コーポレーシヨン | Method and apparatus for controlling differential phase shift keying and differential quadrature phase shift keying receiver and transmitter |
JP2007082094A (en) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Fujitsu Ltd | Optical transmitter and optical communication system |
JP2007163941A (en) * | 2005-12-15 | 2007-06-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Four-phase phase modulation circuit |
JP2009244682A (en) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Fujitsu Ltd | Optical modulator, controlling method and apparatus thereof, optical transmitter, and optical transmission system |
Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012227729A (en) * | 2011-04-19 | 2012-11-15 | Japan Oclaro Inc | Optical output module |
JP2013026758A (en) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Optical transmitter |
WO2013084366A1 (en) * | 2011-12-07 | 2013-06-13 | 日本電気株式会社 | Optical communication device, optical transmission apparatus, and optical transmission method |
JPWO2013084366A1 (en) * | 2011-12-07 | 2015-04-27 | 日本電気株式会社 | Optical communication apparatus, optical transmitter, and optical transmission method |
JP2014119756A (en) * | 2012-12-14 | 2014-06-30 | Imec | Thermally stabilized resonant electro-optic modulator and use thereof |
US9735878B2 (en) | 2013-12-12 | 2017-08-15 | Mitsubishi Electric Corporation | Optical transmitter and control method of optical transmitter |
WO2017145981A1 (en) * | 2016-02-23 | 2017-08-31 | 日本電信電話株式会社 | Optical transmitter |
JPWO2017145981A1 (en) * | 2016-02-23 | 2018-08-23 | 日本電信電話株式会社 | Optical transmitter |
CN108702217A (en) * | 2016-02-23 | 2018-10-23 | 日本电信电话株式会社 | Optical transmitter |
CN112445040A (en) * | 2016-02-23 | 2021-03-05 | 日本电信电话株式会社 | Optical transmitter |
US11159242B2 (en) | 2016-02-23 | 2021-10-26 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Optical transmitter |
CN109510669A (en) * | 2019-01-15 | 2019-03-22 | 哈尔滨工业大学(深圳) | The coherent reception communication means and system of the dual-polarization QAM modulation of DSP-free |
CN109510669B (en) * | 2019-01-15 | 2023-10-31 | 哈尔滨工业大学(深圳) | Method and system for coherent reception communication of double-polarization QAM modulation of DSP-free |
WO2022249556A1 (en) * | 2021-05-26 | 2022-12-01 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | Amplifier circuit and electronic apparatus |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5009963B2 (en) | 2012-08-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5009963B2 (en) | QPSK modulator | |
JP5287239B2 (en) | Differential quadrature phase shift modulator and method for controlling phase shift amount thereof | |
US7848659B2 (en) | Optical transmitting apparatus and optical communication system | |
JP4422661B2 (en) | Driving voltage setting method for differential quadrature phase shift modulator | |
US8676060B2 (en) | Quadrature amplitude modulation signal generating device | |
EP2107418B1 (en) | Optical qam system including an optical modulator and a controlling apparatus and method of controlling the optical modulator | |
US8811821B2 (en) | Optical transmitter, optical transmission method, and transmission/reception system | |
JP4922594B2 (en) | Optical transmitter, optical receiver, and optical communication system including them | |
JP5405716B2 (en) | Optical transmitter | |
JP5505102B2 (en) | Optical transmitter, optical receiver, and optical communication system including them | |
US8072669B2 (en) | Methods and apparatus for generating 16-QAM-modulated optical signal | |
US20100142964A1 (en) | Optical transmission apparatus with stable optical signal output | |
JP2006295324A (en) | Optical receiver and optical reception method adaptable to differential m phase shift keying modulation system | |
US8077375B2 (en) | Method and apparatus for generating 8-QAM-modulated optical signal | |
JP2018054907A (en) | Optical module and method of controlling bias of optical modulator | |
US8606114B2 (en) | Alignment of a data signal to an alignment signal | |
JP5811531B2 (en) | Optical transmitter, optical communication system, and optical transmission method | |
WO2017056440A1 (en) | Optical modulator, optical transmitter, and optical modulation method | |
JP4893776B2 (en) | Light modulator | |
JP2013174761A (en) | Optical transmitter, optical communication system and optical transmission method | |
JP2009171363A (en) | Optical dqpsk receiver and phase control method thereof | |
US20230336248A1 (en) | Reconfigurable optical transceiver for use with multiple modulation techniques | |
JP2010226769A (en) | Optical receiver and optical receiving method corresponding to differential m-phase shift modulation system |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20110706 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120521 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120529 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120531 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5009963 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150608 Year of fee payment: 3 |
|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |