JP2011061925A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、例えば太陽電池のような直流電源の直流電力を電圧の異なる直流電力に変換する、直流/直流変換を行う電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that performs DC / DC conversion, for example, converting DC power of a DC power source such as a solar cell into DC power having a different voltage.
従来の電力変換装置としての昇圧回路は、スイッチ素子、インダクタ、ダイオード及び出力側の平滑用電解コンデンサを有して構成され、入力側の平滑用電解コンデンサで平滑化された直流電源としての太陽電池からの入力電圧は、この昇圧回路のスイッチ素子をオンオフすることにより昇圧されて、あるいは昇圧回路で昇圧されることなくスルーして、後段のインバータ回路に与えられるよう構成されている。(例えば、特許文献1参照。)
2. Description of the Related Art A booster circuit as a conventional power converter includes a switching element, an inductor, a diode, and a smoothing electrolytic capacitor on the output side, and is a solar cell as a DC power source smoothed by the smoothing electrolytic capacitor on the input side Is boosted by turning on and off the switch element of the booster circuit, or is passed through without being boosted by the booster circuit, and is supplied to the inverter circuit in the subsequent stage. (For example, refer to
このような従来の電力変換装置では、出力する電力容量の増加とともに大容量のリアクトルが必要となり、装置の大型化や重量増加という問題点があった。
また、この問題を回避するためにスイッチ素子を高周波でスイッチングすると、多大な損失およびノイズが発生するといった問題点があった。
In such a conventional power conversion device, a large-capacity reactor is required as the output power capacity increases, and there is a problem that the device is increased in size and weight.
Further, when the switching element is switched at a high frequency in order to avoid this problem, there is a problem that a great loss and noise are generated.
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流/直流変換を行う電力変換装置において、スイッチ素子のスイッチングによる電力損失およびノイズを低減化し、かつ装置構成の小型軽量化を促進して、変換効率の高い電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. In a power conversion device that performs direct current / direct current conversion, power loss and noise due to switching of a switch element are reduced, and the device configuration is compact and lightweight. An object of the present invention is to provide a power conversion device with high conversion efficiency.
この発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチ素子と直流電圧源とをそれぞれ有する複数の単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を直流電源の出力端子間に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記直流電源の出力に重畳して出力するインバータ回路と、上記インバータ回路の後段に整流素子を介して接続され、該インバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの負極に接続された短絡用スイッチとを備え、一定の周期内で切り替わる上記単相インバータの出力制御と上記短絡スイッチのオンオフ制御の組み合わせからなる出力制御モードのうち、上記単相インバータの出力がゼロとなる期間において、該出力がゼロとなる単相インバータの半導体スイッチ素子を全てオン状態にし、上記インバータ回路における上記直流電圧源の充放電を利用して直流/直流変換を行うものである。 The power conversion device according to the present invention is configured by connecting AC sides of a plurality of single-phase inverters each having a semiconductor switch element and a DC voltage source in series, and connecting the AC side in series between output terminals of a DC power source. An inverter circuit that superimposes the output of each single-phase inverter on the output of the DC power supply, and a smoothing capacitor that is connected to the subsequent stage of the inverter circuit via a rectifier and smoothes the output of the inverter circuit And a short-circuit switch having one end connected to the inverter circuit and the other end connected to the negative electrode of the smoothing capacitor, and output control of the single-phase inverter that switches within a certain period and on-off control of the short-circuit switch In the output control mode consisting of a combination of the above, the single-phase inverter where the output becomes zero during the period when the output of the single-phase inverter becomes zero. All the converters of semiconductor switching elements are turned on, and performs use to DC / DC converter to charge and discharge of the DC voltage source in the inverter circuit.
この発明の電力変換装置によれば、インバータ回路における直流電圧源であるコンデンサの充放電を利用して直流/直流変換を行うように構成したので、大容量のリアクトルを必要とせず、また、短絡用スイッチおよびインバータ回路内の半導体スイッチ素子は、高周波スイッチングが不要である。
また、単相インバータの出力がゼロとなる制御モードにおいて、該単相インバータの全てのスイッチ素子をオン状態にすることにより、主回路に流れる電流経路が分散される。
このため、電力損失およびノイズの低減化と、装置構成の小型軽量化とが促進された変換効率の高い電力変換装置が実現できる。
According to the power conversion device of the present invention, since the DC / DC conversion is performed by using the charging / discharging of the capacitor that is the DC voltage source in the inverter circuit, a large-capacity reactor is not required, and a short circuit is achieved. The switch and the semiconductor switch element in the inverter circuit do not require high frequency switching.
Further, in the control mode in which the output of the single-phase inverter is zero, by turning on all the switch elements of the single-phase inverter, the current path flowing through the main circuit is dispersed.
For this reason, a power conversion device with high conversion efficiency in which reduction of power loss and noise and reduction in size and weight of the device configuration are promoted can be realized.
上述した、またその他の、この発明の目的、特徴、効果は、以下の実施の形態における詳細な説明および図面の記載からより明らかとなるであろう。 The above-described and other objects, features, and effects of the present invention will become more apparent from the detailed description and the drawings in the following embodiments.
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。尚、各図中、同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の主回路構成図である。
図1において、太陽電池等から成る直流電源1の出力端子間に、インバータ回路20の交流側が直列接続される。インバータ回路20は、第1の単相インバータ20a、第2の単相インバータ20b、第3の単相インバータ20c、第4の単相インバータ30dの交流側を直列接続して構成され、各単相インバータ20a、20b、20c、30dの出力の総和を、インバータ回路20の出力として直流電源1からの直流電圧に重畳する。
インバータ回路20を構成する第1、第2、第3、第4の単相インバータ20a、20b、20c、30dは、半導体スイッチ素子21〜24、31〜34、41〜44、52と、ダイオード56、および直流電圧源としての第1のコンデンサ25、第2のコンデンサ35、第3のコンデンサ45、第4のコンデンサ55から構成される。ここで、半導体スイッチ素子21〜24、31〜34、41〜44、52は、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)や、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)などを用いる。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, in each figure, the same code | symbol shall show the same or an equivalent part.
1 is a configuration diagram of a main circuit of a power conversion device according to
In FIG. 1, the AC side of an
The first, second, third, and fourth single-
またインバータ回路20の後段には短絡用スイッチ4と、導通/非道通を決定する半導体素子としての整流ダイオード5とが接続され、整流ダイオード5のアノード側がインバータ回路20の後段の交流出力線に、カソード側が出力段の平滑コンデンサ6の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ4の一端は、インバータ回路20を構成する単相インバータの内、最後段に接続された単相インバータ30dにおける第4のコンデンサの負極に接続され、他端は平滑コンデンサ6の負極に接続される。
また、短絡用スイッチ4は、IGBTやMOSFET等の半導体スイッチ素子、あるいは機械式のスイッチなどでも良い。
Further, a short-
The
このように構成される実施の形態1の電力変換装置の動作について、図2、図3に基づいて説明する。なお、ここでは、直流電源1の電圧Vinに対し出力側の平滑コンデンサ6の電圧Voを2倍昇圧する動作を示した。
また、第1〜第4の単相インバータを各々bit1、bit2、bit3、bit4とも称し、各単相インバータの出力電圧をVbit1、Vbit2、Vbit3、Vbit4、と称す。Sは、短絡スイッチ4のオンオフ状態を示す信号である。
The operation of the power conversion apparatus according to the first embodiment configured as described above will be described with reference to FIGS. Here, an operation is shown in which the voltage Vo of the
The first to fourth single-phase inverters are also referred to as bit1, bit2, bit3, and bit4, respectively, and the output voltages of the single-phase inverters are referred to as Vbit1, Vbit2, Vbit3, and Vbit4. S is a signal indicating the on / off state of the short-
図2に示すように、各単相インバータ20a、20b、20c、30dの出力制御と短絡スイッチ4のオンオフ制御の組み合わせ動作は、予め設定された複数の制御モードから、直流電源1の電圧に応じて選定される制御モードに基づいて、一定の周期で繰り返されており、各単相インバータbit1〜bit4は出力電圧が正となる期間と負となる期間を有するか、もしくはいずれの期間においても出力を発生しないか、のどちらかであり、上記正となる期間の総和と負となる期間の総和は等しい。
As shown in FIG. 2, the combined operation of the output control of each single-
このような一連の制御周期の中で、図3に示すように、単相インバータの出力がゼロとなる期間において単相インバータbit1、bit2、bit3の全てのスイッチ素子21〜24、31〜34、41〜44をオン状態にすることができる。
従って、この実施の形態1の電力変換装置によれば、主回路に流れる電流経路が分散されるため主回路の損失を低減でき、変換効率の高いものが得られる。
In such a series of control cycles, as shown in FIG. 3, all the
Therefore, according to the power conversion device of the first embodiment, since the current path flowing through the main circuit is distributed, the loss of the main circuit can be reduced, and a high conversion efficiency can be obtained.
実施の形態2.
図4は、この発明の実施の形態2による電力変換装置を示す回路構成図である。
上記実施の形態1では、単相インバータ20a、20b、20cの出力がゼロとなる期間において全てのスイッチ素子21〜24、31〜34、41〜44をオン状態にする方式を述べたが、実施の形態2の電力変換装置においては、図4に示すように、各単相インバータ20a、20b、20c、30dの直流電圧源である各コンデンサC1〜C4のコンデンサ電圧Vc1〜Vc4を検出する電圧検出器11、12、13、14と、インバータ回路20の入力電圧、即ち直流電源1の電圧Vinを検出する入力電圧検出器10、および、平滑コンデンサ6の電圧Voを検出する出力電圧検出器15を設けており、これら電圧検出器の各出力信号を入力として、インバータ回路20内のスイッチング素子および短絡用スイッチ4を制御する。なお、制御手段は、例えばマイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサなどで構成される。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 4 is a circuit configuration diagram showing a power conversion device according to Embodiment 2 of the present invention.
In the first embodiment, the method of turning on all the
制御の動作を、図5に示すフローチャートに基づいて以下に説明する。
直流電源1から得られた入力電圧Vinを監視し(ステップS1)、入力電圧Vinが所定の入力電圧設定値V1を超えたかどうかを判断する(ステップS2)。
入力電圧Vinが設定電圧V1を超えると主回路を起動する。
このとき、入力電圧Vinに応じて、予め設定された昇圧比が異なるいくつかの運転モード(制御モード)の中から制御モードを1つ選択する(ステップS3)。
The control operation will be described below based on the flowchart shown in FIG.
The input voltage Vin obtained from the
When the input voltage Vin exceeds the set voltage V1, the main circuit is activated.
At this time, one control mode is selected from among several operation modes (control modes) having different preset step-up ratios according to the input voltage Vin (step S3).
次に、インバータ回路20内のコンデンサ電圧Vcを監視する(ステップS4)。
なお、コンデンサ電圧Vcは、第1、第2、第3のコンデンサ25、35、45の各電圧Vc1、Vc2、Vc3である。ここで、先に選択した運転モードの中に単相インバータ20a、20b、20cの出力がゼロとなる期間が存在するか判断し(ステップS5)、ゼロとなる期間が存在すればコンデンサ電圧Vcが第1の電圧設定値V2よりも小さいかどうかを判断する(ステップS6)。
Next, the capacitor voltage Vc in the
The capacitor voltage Vc is the voltages Vc1, Vc2, and Vc3 of the first, second, and
そして、コンデンサ電圧Vcと第1の電圧設定値V2とを比較し、該当するコンデンサ電圧Vcが第1の電圧設定値V2を下回るまで、放電モードと判定し(ステップS7)、インバータ回路20内の各スイッチ素子に駆動信号を出力して、インバータ回路20にお
ける直流電力(直流電圧源)を放電する(ステップS8)。
Then, the capacitor voltage Vc and the first voltage set value V2 are compared, and the discharge mode is determined until the corresponding capacitor voltage Vc falls below the first voltage set value V2 (step S7). A drive signal is output to each switch element, and the DC power (DC voltage source) in the
ステップS5にて、先に選択した運転モードの中に単相インバータ20a、20b、20cの出力がゼロとなる期間が存在しなければ、コンデンサ電圧Vcが第2の電圧設定値V3よりも大きいかどうかを判断する(ステップS9)。
ここで、コンデンサ電圧Vcは、第1、第2、第3のコンデンサ25、35、45の各電圧Vc1、Vc2、Vc3であり、第2の電圧設定値V3も第1、第2、第3のコンデンサ25、35、45に対してそれぞれ設定される3つの電圧値V31、V32、V33である。
In step S5, if there is no period in which the outputs of the single-
Here, the capacitor voltage Vc is the voltages Vc1, Vc2, and Vc3 of the first, second, and
そして、各コンデンサ電圧Vc1、Vc2、Vc3とそれぞれの電圧設定値V31、V32、V33とを比較して、各コンデンサ電圧Vc1、Vc2、Vc3が各電圧設定値V31、V32、V33を超えるまで、充電モードと判定し(ステップS10)、短絡用スイッチ4をオンさせる駆動信号を出力すると共に、直流電源1からの入力電圧Vinに応じて、インバータ回路20内の各スイッチ素子に駆動信号を出力してインバータ回路20における直流電力(直流電圧源)を充電する(ステップS11)。
Then, each capacitor voltage Vc1, Vc2, Vc3 is compared with each voltage setting value V31, V32, V33, and charging is performed until each capacitor voltage Vc1, Vc2, Vc3 exceeds each voltage setting value V31, V32, V33. The mode is determined (step S10), a drive signal for turning on the shorting
次に、ステップS6にて、コンデンサ電圧Vcと第1の電圧設定値V2とを比較して、コンデンサ電圧Vcが第1の電圧設定値V2よりも小さい時、即ち、コンデンサ電圧Vcの放電が完了している場合、あるいは、ステップS9にて、第1、第2、第3のコンデンサ25、35、45の各電圧Vc1、Vc2、Vc3とそれぞれの電圧設定値V31、V32、V33とを比較して、各コンデンサ電圧Vc1、Vc2、Vc3が各電圧設定値V31、V32、V33を超えている時、即ち、第1、第2、第3のコンデンサ25、35、45の充電が完了している場合、インバータ回路20内の第4のコンデンサC4のコンデンサ電圧Vc4を監視し(ステップS12)、第4のコンデンサ電圧Vc4が第3の電圧設定値V4を超えたかどうかを判断する(ステップS13)。
Next, in step S6, the capacitor voltage Vc is compared with the first voltage setting value V2, and when the capacitor voltage Vc is smaller than the first voltage setting value V2, that is, the discharging of the capacitor voltage Vc is completed. Or in step S9, the voltages Vc1, Vc2, and Vc3 of the first, second, and
そして、第4のコンデンサ電圧Vc4と第3の電圧設定値V4とを比較して、コンデンサ電圧Vc4が第3の電圧設定値V4を超えるまで、充電モードと判定し(ステップS10)、インバータ回路20内の各スイッチ素子に駆動信号を出力してインバータ回路20における直流電力(直流電圧源)を充電する(ステップS11)。 Then, the fourth capacitor voltage Vc4 and the third voltage setting value V4 are compared, and the charging mode is determined until the capacitor voltage Vc4 exceeds the third voltage setting value V4 (step S10), and the inverter circuit 20 A drive signal is output to each of the switch elements to charge the DC power (DC voltage source) in the inverter circuit 20 (step S11).
次に、ステップS13にて、第4のコンデンサ電圧Vc4と第3の電圧設定値V4とを比較して、第4のコンデンサ電圧Vc4が第3の電圧設定値V4を超えている時、即ち、第4のコンデンサ55の充電が完了している場合、短絡用スイッチ4をオンオフさせる駆動信号を出力すると共に、直流電源1からの入力電圧Vinに応じて、インバータ回路20内の各スイッチ素子に駆動信号を出力してインバータ回路20における直流電力を充放電する(ステップS14)。
Next, in step S13, the fourth capacitor voltage Vc4 is compared with the third voltage setting value V4. When the fourth capacitor voltage Vc4 exceeds the third voltage setting value V4, that is, When the charging of the
通常、コンデンサに電圧が残っている場合、単相インバータの半導体スイッチ素子を全てオン状態にすると、コンデンサの電荷がなくなるまで半導体素子に短絡電流が流れる。半導体素子の抵抗値は数mΩと小さいため、短絡電流の値は大きくなり発熱による素子の破壊を招く恐れがある。
この実施の形態2では、インバータ回路20内の第1、第2、第3のコンデンサ電圧Vc1、Vc2、Vc3が設定電圧値V2よりも小さい条件を満たすときに、各単相インバータの半導体スイッチ素子21〜24、31〜34、41〜44を全てオン状態にするようにしたので、直流電圧源としての第1、第2、第3のコンデンサ25、35、45から流れ出る短絡電流を最小限に抑えることができ、半導体素子の破壊を防ぐことができる。
Normally, when voltage remains in the capacitor, when all the semiconductor switching elements of the single-phase inverter are turned on, a short-circuit current flows through the semiconductor element until the charge of the capacitor disappears. Since the resistance value of the semiconductor element is as small as several mΩ, the value of the short-circuit current becomes large and the element may be destroyed due to heat generation.
In the second embodiment, when the first, second, and third capacitor voltages Vc1, Vc2, and Vc3 in the
実施の形態3.
図6は、この発明の実施の形態3による電力変換装置を示す回路構成図である。
上記実施の形態2では、各コンデンサ電圧を検出することによりインバータ回路20内の第1、第2、第3のコンデンサ電圧を設定値以下に制御する場合について述べたが、実施の形態3では、図6に示すように、単相インバータの直流電圧源である各コンデンサと並列に放電用の抵抗26、36、46を設けたものである。
単相インバータの充放電を利用した運転モードでは、出力電圧が正となる期間の総和と負となる期間の総和を等しく設定し、かつ一定の周期で繰り返すためコンデンサの電圧は保持される。一方、単相インバータの充放電を利用しない運転モードでは、コンデンサへの充電期間がないため、放電用の抵抗26、36、46の値Rとコンデンサ容量Cとの値で決まる時定数T=CRで放電されコンデンサの電圧は低下する。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a power conversion device according to Embodiment 3 of the present invention.
In the second embodiment, the case where the first, second, and third capacitor voltages in the
In the operation mode using charging / discharging of the single-phase inverter, the sum of the periods in which the output voltage is positive and the sum of the periods in which the output voltage is negative are set to be equal and repeated at a constant period, so that the capacitor voltage is maintained. On the other hand, in the operation mode that does not use charging / discharging of the single-phase inverter, there is no charging period for the capacitor, so the time constant T = CR determined by the value R of the discharging
そして、この実施の形態3では、図7に示すように、単相インバータの出力がゼロとなる期間において、通常(コンデンサの放電が未完の場合)は単相インバータが有する半導体スイッチ素子のうちLo(低電位)側のみをオン状態とし(図7(a)参照)、実施の形態2で述べた電圧検出器(図示せず)の出力が、設定電圧よりも小さくなったと同時(コンデンサの放電が完了した場合)に、Hi(高電位)側もオン状態に制御する(図7(b)参照)ようにしたので、コンデンサの放電に要する制御操作を簡単に行うことができると共に、インバータ回路20内の第1、第2、第3のコンデンサ電圧が設定値以下になるまでの期間も継続して出力側へ電力を供給し続けられるため、システムの運用面でも優れた装置を得ることができる。 In the third embodiment, as shown in FIG. 7, during the period when the output of the single-phase inverter is zero, normally (in the case where the capacitor is not completely discharged), Lo of the semiconductor switch elements included in the single-phase inverter. Only the (low potential) side is turned on (see FIG. 7 (a)), and at the same time when the output of the voltage detector (not shown) described in the second embodiment becomes lower than the set voltage (capacitor discharge). In this case, the Hi (high potential) side is also controlled to be turned on (see FIG. 7B), so that the control operation required for discharging the capacitor can be easily performed and the inverter circuit Since the power can be continuously supplied to the output side until the first, second, and third capacitor voltages within 20 are equal to or lower than the set value, an apparatus excellent in system operation can be obtained. it can.
実施の形態4.
図8は、この発明の実施の形態4による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。
上記実施の形態3では、各コンデンサと並列に放電用の抵抗26、36、46を設ける場合について述べたが、図8に示すように、各単相インバータ20a、20b、20cにコンデンサの充電経路(図8(a))と放電経路(図8(b))を設定してもよい。
FIG. 8 is a circuit diagram for explaining the operation of the power conversion apparatus according to
In the third embodiment, the case where the discharging
すなわち、図9に示すように、放電経路を形成する半導体スイッチ22、23のオン時間を、充電経路を形成する半導体スイッチ21、24のそれよりも短く設定することにより、コンデンサの電圧を充電できる。また、放電経路を形成する半導体スイッチ22、23のオン時間を、充電経路を形成する半導体スイッチ21、24のそれよりも長く設定することにより、コンデンサの電圧を放電できる。
従って、この実施の形態4によれば、単相インバータが具備する上下一対の半導体スイッチ素子を、一定周期内において各々の導通時間比率を変化させることにより、コンデンサ電圧の充放電を制御することができる。
その結果、放電抵抗などの追加部品が不要のため装置の小型・低コスト化が図れる。
また、放電抵抗などで消費される電力が軽減されるため、電力変換効率の高い装置が実現できる。
That is, as shown in FIG. 9, the capacitor voltage can be charged by setting the ON time of the semiconductor switches 22 and 23 forming the discharge path to be shorter than that of the semiconductor switches 21 and 24 forming the charge path. . Further, the voltage of the capacitor can be discharged by setting the ON time of the semiconductor switches 22 and 23 forming the discharge path longer than that of the semiconductor switches 21 and 24 forming the charge path.
Therefore, according to the fourth embodiment, the charge / discharge of the capacitor voltage can be controlled by changing the conduction time ratio of the pair of upper and lower semiconductor switch elements included in the single-phase inverter within a certain period. it can.
As a result, since no additional parts such as a discharge resistor are required, the apparatus can be reduced in size and cost.
In addition, since the power consumed by the discharge resistor or the like is reduced, a device with high power conversion efficiency can be realized.
なお、上述した実施の形態1〜4では直流電源に太陽電池を用いた場合について説明したが、この発明はこれに限られることはなく、蓄電池や定電圧電源であってもよく、本発明の範囲内にある限り、別な構成、動作へ変更を加えて実施してもよいことはいうまでもない。 In addition, although Embodiment 1-4 mentioned above demonstrated the case where a solar cell was used for DC power supply, this invention is not restricted to this, A storage battery and a constant voltage power supply may be sufficient, It goes without saying that other configurations and operations may be modified as long as they are within the range.
1 直流電源、4 短絡用スイッチ、5 整流ダイオード、6 平滑コンデンサ、
10 入力電圧検出器、 11 第1の電圧検出器、 12 第2の電圧検出器、
13 第3の電圧検出器、 14 第4の電圧検出器、 15 出力電圧検出器、
20 インバータ回路、20a 第1の単相インバータ、20b 第2の単相インバータ
、
20c 第3の単相インバータ、30d 第4の単相インバータ、
21〜24、31〜34、41〜44、52 半導体スイッチ素子、
25 第1のコンデンサ、35 第2のコンデンサ、45 第3のコンデンサ、
55 第4のコンデンサ、56 整流ダイオード、26、36、46 放電用抵抗、
Vin 直流電源電圧(入力電圧)、Vbit1 第1の単相インバータ出力、
Vbit2 第2の単相インバータ出力、Vbit3 第3の単相インバータ出力、
Vbit4 第4の単相インバータ出力、
Vc1〜Vc4 第1〜第4のコンデンサ電圧、Vo 出力電圧。
1 DC power supply, 4 shorting switch, 5 rectifier diode, 6 smoothing capacitor,
10 input voltage detector, 11 first voltage detector, 12 second voltage detector,
13 third voltage detector, 14 fourth voltage detector, 15 output voltage detector,
20 inverter circuit, 20a first single-phase inverter, 20b second single-phase inverter,
20c third single-phase inverter, 30d fourth single-phase inverter,
21-24, 31-34, 41-44, 52 semiconductor switch element,
25 first capacitor, 35 second capacitor, 45 third capacitor,
55 Fourth capacitor, 56 Rectifier diode, 26, 36, 46 Discharge resistor,
Vin DC power supply voltage (input voltage), Vbit1 first single-phase inverter output,
Vbit2 second single-phase inverter output, Vbit3 third single-phase inverter output,
Vbit4 4th single-phase inverter output,
Vc1 to Vc4 First to fourth capacitor voltages, Vo output voltage.
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JP (1) | JP2011061925A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN111398843A (en) * | 2019-01-03 | 2020-07-10 | 矽创电子股份有限公司 | Power circuit and detection circuit thereof |
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2009
- 2009-09-08 JP JP2009206959A patent/JP2011061925A/en active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN111398843A (en) * | 2019-01-03 | 2020-07-10 | 矽创电子股份有限公司 | Power circuit and detection circuit thereof |
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