JP2011043476A - Pulse radar apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、目標追尾等のために、目標からの反射波から目標の相対速度を計測し、さらに合成帯域処理を施して高距離分解能の測距を行い、またクラッタや多次エコーの抑圧を行うパルスレーダ装置に関する。 This invention measures the relative velocity of the target from the reflected wave from the target for target tracking, etc., further performs synthetic band processing to measure the distance with high range resolution, and suppresses clutter and multi-order echoes. The present invention relates to a pulse radar device to be performed.
合成帯域処理を行うレーダ装置において、目標の相対速度を計測する手法として例えば下記非特許文献1及び非特許文献2に示すものがある。この装置では送信周波数をあるステップ間隔で昇順及び降順で送信し、昇順同士の受信複素ビデオ信号に対し、複素共役乗算を行い、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)等の周波数解析手段で相対速度を求める。また昇順と降順の受信複素ビデオ信号に対し、複素乗算を行い、FFT等の周波数解析手段で相対速度を求める手法がある。合成帯域法に関する先行技術文献としては、下記非特許文献3がある。但し、本手法ではクラッタや多次エコー等の不要信号への対処については記述されていない。またレーダ技術では、クラッタ対処技術としてMTI(Moving Target Indicator)があり下記非特許文献4に開示されている。また合成帯域法を用いた多次エコー抑圧法として下記特許文献1に記されたものがある。
In a radar apparatus that performs synthetic band processing, for example, the following
従来技術の相対速度計測法の概念図を図18、図19に示す。両図とも横軸が時間、縦軸が送信周波数を示す。図の時間方向の1マスがパルス繰返し周期TPRI、送信周波数軸の1マスがステップ周波数Δfを表している。また、図中の黒色及び白色の点がその時刻における送信周波数を表している。また、図中アスタリスク(*)は複素共役をとることを表し、×は複素乗算を表している。図18は昇順と昇順(従来技術1)で送信した受信ビデオ信号を用いた相対速度計測を表しており、図19は昇順と降順(従来技術2)で送信した受信ビデオ信号を用いた相対速度計測を表している。このとき相対速度計測に用いる全観測時間は2NSBRTPRIである。このとき合成帯域数はNSBRであり、全送信帯域はNSBRΔfである。 The conceptual diagram of the relative speed measuring method of a prior art is shown in FIG. 18, FIG. In both figures, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents transmission frequency. In the figure, one square in the time direction represents the pulse repetition period T PRI , and one square on the transmission frequency axis represents the step frequency Δf. Also, black and white dots in the figure represent the transmission frequency at that time. In the figure, an asterisk (*) indicates that complex conjugate is taken, and x indicates complex multiplication. FIG. 18 shows relative speed measurement using received video signals transmitted in ascending order and ascending order (prior art 1), and FIG. 19 shows relative speed using received video signals transmitted in ascending order and descending order (prior art 2). Represents a measurement. At this time, the total observation time used for relative velocity measurement is 2N SBR T PRI . At this time, the number of combined bands is N SBR and the entire transmission band is N SBR Δf.
以下数式を用いて、従来技術を簡単に説明する。最初に図19に示すような昇順と降順シーケンスを用いた相対速度計測(従来技術2)について述べる。目標が時刻t=0の時、距離r、相対速度vdの運動をしている場合、送信周波数を昇順シーケンスで送信し、目標からの反射波の受信ビデオ信号はfn=f0+Δfn,t=nTPRIとして次式で表される。但しf0は送信最小周波数であり、nはパルス数でn=0,1,・・・,NSBR−1、cは光速である。但し、以下全てにおいて説明の簡略化のため、パルス信号波形による窓関数は省略している。 The prior art will be briefly described below using mathematical expressions. First, relative speed measurement (prior art 2) using ascending and descending sequences as shown in FIG. 19 will be described. When the target is moving at a distance r and a relative speed v d when the time t = 0, the transmission frequency is transmitted in an ascending sequence, and the received video signal of the reflected wave from the target is f n = f 0 + Δfn, It is expressed by the following formula as t = nT PRI . Where f 0 is the minimum transmission frequency, n is the number of pulses, n = 0, 1,..., N SBR -1, c is the speed of light. However, in all of the following, for simplification of description, the window function based on the pulse signal waveform is omitted.
次に送信周波数を降順シーケンスで送信し、目標からの反射波の受信ビデオ信号は、時間NSBRTPRI後を考慮して次式で表される。但し、f’n=f0−Δfn+(NSBR−1)Δfである。 Next, the transmission frequency is transmitted in a descending sequence, and the received video signal of the reflected wave from the target is expressed by the following equation in consideration of after time N SBR T PRI . Here, f ′ n = f 0 −Δfn + (N SBR −1) Δf.
上記式(1)と式(2)の複素乗算は次式で表される。 The complex multiplication of the above equations (1) and (2) is expressed by the following equation.
よって上記式(3)をFFT等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式(4)で求められる。但し、kPは式(3)をFFTしたとき、振幅が最大となる点である。 Therefore, when the above equation (3) is subjected to frequency analysis processing such as FFT, the target relative speed can be obtained by the following equation (4). However, k P is when FFT equation (3), in that the amplitude becomes maximum.
よって速度分解能は次式で表される。 Therefore, the speed resolution is expressed by the following equation.
また、最大観測速度は次式で表される。 The maximum observation speed is expressed by the following equation.
また、図18に示すような昇順と昇順または降順と降順のシーケンスを用いた従来技術1の相対速度計測で得られる相対速度、速度分解能、最大観測速度はそれぞれ次式で表される。
Further, the relative speed, speed resolution, and maximum observation speed obtained by the relative speed measurement of the
従来技術では、単純な昇順及び降順シーケンスを用いるため、目標にレーダの送信信号を探知されやすい欠点を有する。また、昇順及び降順シーケンスを用いるため、隣接送信パルス間の周波数が近接しており、パルス繰り返し周期で決定される最大観測距離以上の距離に大きな目標が存在すると、多次エコーと呼ばれる不要信号が受信される。受信信号に多次エコー等の不要信号が受信された場合、相対速度計測結果に悪影響を及ぼし、遠方目標を近距離目標と誤って測距する欠点を有する。 Since the conventional technique uses simple ascending and descending sequences, it has a drawback that a radar transmission signal can be easily detected by a target. In addition, because ascending and descending sequences are used, the frequency between adjacent transmission pulses is close, and if there is a large target at a distance greater than the maximum observation distance determined by the pulse repetition period, an unnecessary signal called a multi-order echo is generated. Received. When an unnecessary signal such as a multi-order echo is received in the received signal, it has a bad influence on the relative velocity measurement result, and has a drawback that a far target is erroneously measured as a short distance target.
また。観測時間が2NSBRTPRIであるので、この時間送信周波数を昇順で変化させた場合、全送信帯域は最大2NSBRΔfとることができる。しかし、従来技術では同じ送信周波数の信号を2回送信しているため、全送信帯域を2倍損している、つまり距離分解能は観測時間に対して2倍損(効率が半減する)をする欠点を有する。 Also. Since the observation time is 2N SBR T PRI , when this time transmission frequency is changed in ascending order, the maximum transmission band can be 2N SBR Δf. However, in the conventional technology, since the signal of the same transmission frequency is transmitted twice, the entire transmission band is doubled, that is, the distance resolution is doubled with respect to the observation time (the efficiency is halved). Have
また、観測時間が2NSBRTPRIと長いので、場合によっては機敏な目標の運動に対して対処することができない欠点を有する。 In addition, since the observation time is as long as 2N SBR T PRI , there is a disadvantage that in some cases it is not possible to cope with an agile target movement.
また、相対速度分解能は式(5)または式(8)で決定され、それ以上の分解能、精度は望むことができない欠点を有する。 Further, the relative velocity resolution is determined by the equation (5) or the equation (8), and there is a disadvantage that higher resolution and accuracy cannot be desired.
また、受信信号に静止クラッタ等の不要信号が受信された場合、相対速度計測結果に悪影響を及ぼす欠点を有する。 In addition, when an unnecessary signal such as a static clutter is received as a received signal, there is a drawback that the relative speed measurement result is adversely affected.
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、クラッタ、多次エコーの抑圧が可能で、合成帯域処理によって相対速度を高精度・高速度分解能で計測し、高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and can suppress clutter and multi-order echoes. The relative speed can be measured with high accuracy and high speed resolution by synthetic band processing, and high distance resolution can be obtained. An object of the present invention is to provide a pulse radar device that performs the distance measurement.
この発明は、周波数が重複することがなく、周波数順に並べた場合に隣接周波数のそれぞれの周波数差が所定周波数間隔の整数倍になる、任意のパターンの周波数列に対応する周波数をそれぞれ有する信号列を所定のパルス繰り返し周期で出力する可変周波数発振器と、前記可変周波数発振器からの信号列と基準中間周波数信号とにより生成される送信キャリア信号をパルス化したパルス信号を生成し送信信号として送信する送信手段と、前記送信手段の送信信号による前記パルス繰り返し周期毎に得られる目標および背景からの反射信号、前記前記可変周波数発振器からの信号列、および前記送信信号と同じ基準中間周波数信号に基づいて受信ビデオ信号を生成すると共に前記反射信号の周波数帯以外の周波数成分を遮断するフィルタ機能を含む受信手段と、前記受信ビデオ信号から前記目標の相対速度を計測する相対速度計測器と、前記相対速度計測器で求めた相対速度により、前記受信ビデオ信号に対し相対速度補正し合成帯域処理を行う相対速度補正合成帯域処理器と、前記相対速度補正合成帯域処理器の出力の振幅値を求め、合成帯域処理による前記目標の高分解能の測距結果を出力する包絡線検波器と、を備えたことを特徴とするパルスレーダ装置にある。 The present invention provides a signal sequence having frequencies corresponding to a frequency sequence of an arbitrary pattern in which the frequency difference is an integer multiple of a predetermined frequency interval when the frequencies are arranged in order of frequency without overlapping the frequencies. A variable frequency oscillator that outputs a signal with a predetermined pulse repetition period, a pulse signal obtained by pulsing a transmission carrier signal generated by a signal sequence from the variable frequency oscillator and a reference intermediate frequency signal, and transmission as a transmission signal And a reflected signal from the target and background obtained at each pulse repetition period by the transmission signal of the transmission means, a signal sequence from the variable frequency oscillator, and a reference intermediate frequency signal that is the same as the transmission signal Filter function for generating a video signal and blocking frequency components other than the frequency band of the reflected signal Including a receiving means, a relative speed measuring device for measuring the target relative speed from the received video signal, and a relative speed correction for the received video signal by a relative speed obtained by the relative speed measuring device to perform a combined band process. A relative velocity correction synthesis band processor to perform, an envelope detector for obtaining an amplitude value of the output of the relative speed correction synthesis band processor and outputting the target high-resolution ranging result by the synthesis band processing, The pulse radar apparatus is characterized by the above.
この発明では、クラッタ、多次エコーの抑圧が可能で、合成帯域処理によって相対速度を高精度・高速度分解能で計測し、高距離分解能の測距を行うことができる。 According to the present invention, clutter and multi-order echo can be suppressed, and the relative speed can be measured with high accuracy and high speed resolution by synthetic band processing, and distance measurement with high distance resolution can be performed.
以下、この発明によるパルスレーダ装置を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。各図において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し重複する説明は省略する。 Hereinafter, a pulse radar device according to the present invention will be described with reference to the drawings according to each embodiment. In each figure, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1から8によるパルスレーダ装置の構成の一例を示す図である。可変周波数発振器1では、パルス繰り返し周期TPRIを設定するとともに、パルス繰り返し周期毎に送信周波数が任意の周波数で変化する合成帯域数NSBR個の周波数を繰り返し設定し発振する。すなわち所定のパルス繰り返し周期でそのような周波数列に対応する周波数をそれぞれ有する信号列を出力する。但し、パルス繰り返し周期毎に発振した周波数を低い順から並べた場合、隣接周波数の周波数差は所定の周波数間隔Δfの整数倍となっている。図2にパルス繰り返し周期毎の周波数(周波数列)の一例を示す。発振した信号は周波数変換器3aと3bに送られる。
FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of a pulse radar apparatus according to
基準中間周波数信号発振器2では、基準中間周波数信号を発振し、周波数変換機3aと90度ハイブリッド器10に送る。
The reference intermediate
周波数変換器3aでは、可変周波数発振器1で発振された信号の周波数と、基準中間周波数信号発振器2で生成された信号の周波数の和の周波数の送信キャリア信号を生成し、送信機4へ送る。
The frequency converter 3 a generates a transmission carrier signal having the sum of the frequency of the signal oscillated by the
送信機4では、周波数変換器3aからの信号を所定パルス幅TPにパルス化し、パルス信号を生成する。またパルス信号は送信機4で電力が増幅され、送受切替器5へ送られる。以後、送信機4で発振される周波数シーケンスを、送信周波数シーケンスと呼ぶ。
At
送受切替器5ではパルス信号をアンテナ6から送信信号として送信した後、送受を切り替える。目標からの反射信号は、アンテナ6で受信された後、周波数変換器3bに送られ、反射信号の周波数と可変周波数発振器1で発振された信号の周波数の差の周波数のIF信号に変換され、増幅器7へ送られる。増幅器7ではIF信号の電力を増幅し、増幅された信号は分配器8へ送られる。
The transmission / reception switch 5 switches the transmission / reception after transmitting a pulse signal from the
分配器8において、IF信号は2つの信号に分けられ、それぞれ位相検波器9a、9bへ送られる。 In the divider 8, the IF signal is divided into two signals and sent to the phase detectors 9a and 9b, respectively.
一方、90度ハイブリッド器10は、基準中間周波数信号発振器2で生成された基準中間周波数信号を、90度の位相差を持った2つの信号に分離し、位相検波器9a、9bに出力する。位相検波器9a、9bは、分配器8からの入力信号、および90度ハイブリッド器10からの入力信号から、中間周波数信号の周波数と基準中間周波数信号の周波数との差の周波数を持ち、互いに90度の位相差を持つI成分、Q成分のビデオ信号(以下、I、Qビデオ信号と称す)を生成する。
On the other hand, the 90-
生成されたI、Qビデオ信号は、フィルタ処理器11a、11bに送られ、フィルタ処理される。フィルタとしては例えばSNR(Signal-to-Noise Ratio)を最大にする整合フィルタがある。フィルタ処理により、パルス繰り返し周期で決定される最大観測距離よりも遠方からのエコー(多次エコー)は、周波数変換器3bによりフィルタの中心周波数とは大きく異なる周波数に変換されるため抑圧される。
The generated I and Q video signals are sent to the
フィルタ処理されたI、Qビデオ信号は、サンプリング周波数が1/TP(送信パルス幅TPの逆数に相当)のA/D変換器12a、12bに入力され、送信パルス幅TPと同じ間隔のレンジビン毎のディジタルI、Qビデオ信号に変換され、ビデオ信号用メモリ13に記憶される。ビデオ信号用メモリ13は、相対速度計測及び合成帯域処理に必要な分、ディジタルビデオ信号を保存する。ディジタルI、Qビデオ信号を以後まとめてディジタル複素ビデオ信号(受信ビデオ信号)と呼ぶ。
Filtered I, Q video signals, A /
なお、図1の符号2,3a,4の部分が送信手段を構成し、符号3b、7〜13の部分が受信手段を構成する。
In addition, the code |
相対速度計測器14では、ディジタルI、Qビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。
The relative
送信機4でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスをfnとすると、目標が時刻t=0の時、距離r、相対速度vdの運動をしている場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。nはパルス数でn=0,1,・・・,NSBR−1,cは光速である。
Assuming that the transmission frequency sequence oscillated for each pulse by the
また、可変周波数発振器1において、送信周波数シーケンス(周波数列)fnとfn’−fn=fSを満たす送信周波数シーケンス(周波数列)fn’を時刻TSシフトさせて発振する。但しfSは定数である。その送信周波数シーケンスの一例を図3に示す。送信周波数シーケンスfn’でパルス信号を送信した場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。
Further, in the
よって、式(10)と式(11)の複素共役乗算は次式で表される。 Therefore, the complex conjugate multiplication of Expression (10) and Expression (11) is expressed by the following expression.
但し、fn’−fn=fSである。ここでfnはnに対して、可変周波数発振器1でどのように送信周波数が決定されたかは既知である。そのため、式(12)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えることが可能である。式(12)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えたときのディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。但しnに関係の無い位相はまとめてφとし、n’は式(12)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えたため、n’は0〜NSBR−1の間で重複無くほぼランダムとなる。
However, f n ′ −f n = f S. Respect where f n is n, how the transmission frequency is determined by the
式(13)の左から1番目のexp中の位相はnに関係なく、左から2番目のexp中の位相は、n’が0〜NSBR−1の間で重複無くほぼランダムとなるため、IFFTで左から2番目のexpの信号成分は積み上がらず、左から3番目のexpの信号成分がコヒーレント(同相)に積み上がるため、式(13)をIFFT等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、kPは式(13)をIFFTしたとき、振幅が最大となる点である。 The phase in the first exp from the left in the equation (13) is not related to n, and the phase in the second exp from the left is almost random with no overlap between 0 and N SBR −1. In IFFT, the second exp signal component from the left does not accumulate, and the third exp signal component from the left accumulates coherently (in-phase). Therefore, when the frequency analysis process such as IFFT is performed using Equation (13) The target relative speed can be obtained by the following formula. However, k P is when IFFT equation (13), in that the amplitude becomes maximum.
よって速度分解能は次式で表される。 Therefore, the speed resolution is expressed by the following equation.
また、最大観測速度は次式で表される。 The maximum observation speed is expressed by the following equation.
時間シフトTSを従来技術の説明と同等のNSBRTPRIとした場合、式(15)の速度分解能は式(8)と一致する。またfS=0、つまりfn=fn’である場合、式(13)の左から2番目のexp中の位相は0となり、式(13)の左から3番目のexpの信号成分のみ積み上がる。 If you time shift T S a N SBR T PRI description equivalent to the prior art, velocity resolution of formula (15) coincides with Equation (8). When f S = 0, that is, f n = f n ′, the phase in the second exp from the left in Expression (13) is 0, and only the signal component of the third exp from the left in Expression (13) Pile up.
式(14)で得られた相対速度をv’ dとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器15及び追尾処理器17へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器15では、相対速度計測器14からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。
Let v ′ d be the relative velocity obtained by equation (14). The obtained relative velocity information is sent to the relative velocity correction
式(17)及び式(18)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えIFFT等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器16で目標の信号が検出され(相対速度補正合成帯域処理器15の出力の振幅値を求め、合成帯域処理による目標の高分解能の測距結果を出力)、追尾処理器17で追尾処理が行われる(包絡線検波器16から得られる距離値と相対速度計測器14で求めた相対速度から目標を追尾する)。
Expression (17) and Expression (18) are rearranged in order from the lowest frequency oscillated at each pulse repetition period, and the synthesis band processing using frequency analysis processing such as IFFT is performed, and the target signal is detected by the envelope detector 16 (The amplitude value of the output of the relative velocity correction
包絡線検波器16で行われる検出処理は例えば、CFAR(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器17で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。
As a detection process performed by the
このようにこの実施の形態1を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術1と同等の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図3のようにfS=ΔfNSBRとし、全観測時間を2NSBRTPRIとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は2NSBRΔfとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能である。
As described above, by using the first embodiment, in the pulse radar apparatus that performs high-range resolution ranging by the synthetic band processing, the transmission signal of the radar is set as the target while maintaining the speed measurement performance equivalent to that of the
実施の形態2.
この発明の実施の形態2によるパルスレーダ装置の構成は図1に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態1中、可変周波数発振器1の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。
The configuration of the pulse radar apparatus according to the second embodiment of the present invention is basically the same as that shown in FIG. However, in the first embodiment, the operation of the
相対速度計測器14では、ディジタルI、Qビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。
The relative
送信機4でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスをfnとすると、目標が時刻t=0の時、距離r、相対速度vdの運動をしている場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。nはパルス数でn=0,1,・・・,NSBR−1,cは光速である。
Assuming that the transmission frequency sequence oscillated for each pulse by the
また、可変周波数発振器1において、送信周波数シーケンスfnとfn+fn’=fSを満たす送信周波数シーケンスfn’を時刻TSシフトさせて発振する。但しfSは定数である。その送信周波数シーケンスの一例を図4に示す。送信周波数シーケンスfn’でパルス信号を送信した場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。
Further, in the
よって、式(19)と式(20)の複素乗算は次式で表される。 Therefore, the complex multiplication of Expression (19) and Expression (20) is expressed by the following expression.
但し、fn+fn’=fSである。ここでfnはnに対して、重複無く任意の周波数であるため、式(21)の左から4番目のexpの信号成分はFFT等の周波数解析処理により積み上がらない。よって式(21)をFFT等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、kPは式(21)をFFTしたとき、振幅が最大となる点である。 However, f n + f n ′ = f S. Here, since f n is an arbitrary frequency with respect to n, there is no overlap, and the fourth exp signal component from the left in Expression (21) is not accumulated by frequency analysis processing such as FFT. Therefore, when the frequency analysis process such as FFT is performed on the equation (21), the target relative speed can be obtained by the following equation. However, k P is when FFT equation (21), in that the amplitude becomes maximum.
よって速度分解能は次式で表される。 Therefore, the speed resolution is expressed by the following equation.
また、最大観測速度は次式で表される。 The maximum observation speed is expressed by the following equation.
ここでfSは従来技術2の説明と同等の条件となる。2f0+(NSBR−1)Δfとした場合、式(23)の速度分解能は次式で表され、従来技術2の速度分解能、式(5)よりも速度分解能が向上していることがわかる。
Here, f S is a condition equivalent to that described in the
式(22)で得られた相対速度をv’ dとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器15及び追尾処理器17へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器15では、相対速度計測器14からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。
The relative velocity obtained by the equation (22) is set as v ′ d . The obtained relative velocity information is sent to the relative velocity correction
式(26)及び式(27)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えIFFT等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器16で目標の信号が検出され、追尾処理器17で追尾処理が行われる。
Expression (26) and Expression (27) are rearranged in order from the lowest frequency oscillated at each pulse repetition period, and a synthesis band process using a frequency analysis process such as IFFT is performed, and a target signal is detected by the
包絡線検波器16で行われる検出処理は例えば、CFAR(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器17で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。
As a detection process performed by the
このようにこの実施の形態2を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダにおいて、従来技術2と同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図4のようにfS=2f0+(2NSBR−1)Δfとし、全観測時間を2NSBRTPRIとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は2NSBRΔfとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能である。
As described above, by using the second embodiment, in the pulse radar that measures the distance with high distance resolution by the synthetic band processing, the transmission signal of the radar is set as the target while maintaining the speed measurement performance equal to or higher than that of the
実施の形態3.
この発明の実施の形態3によるパルスレーダ装置の構成は図1に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態1中、可変周波数発振器1の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。
The configuration of the pulse radar device according to the third embodiment of the present invention is basically the same as that shown in FIG. However, in the first embodiment, the operation of the
可変周波数発振器1では、送信機4から出力される送信周波数シーケンスが、実施の形態1で述べた送信周波数シーケンスfnとfn’(但しfn’−fn=fS)を、パルス繰り返し周期TPRIごとに交互になるように設定する。図5にパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す。発振した信号は周波数変換器3aと3bに送られる。
In the
相対速度計測器14では、ディジタルI、Qビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。
The relative
送信機4でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスがfnのとき、目標が時刻t=0の時、距離r、相対速度vdの運動をしている場合、送信周波数シーケンスfnのみを注目した場合、パルス繰返し周期が2TPRIになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。nはパルス数でn=0,1,・・・,NSBR−1,cは光速である。
When the transmission frequency sequence oscillated for each pulse by the
また、可変周波数発振器1において、送信周波数シーケンスfn’のとき、送信周波数シーケンスfn’のみを注目した場合、パルス繰返し周期が2TPRIになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。
Further, in the
但し、説明を簡便にするためTS=0とする。よって、式(28)と式(29)の複素共役乗算は次式で表される。 However, in order to simplify the explanation, T S = 0. Therefore, the complex conjugate multiplication of Expression (28) and Expression (29) is expressed by the following expression.
但し、fn’−fn=fSである。ここでfnはnに対して、重複無く任意の周波数であるため、式(30)の左から3番目のexpの信号成分はIFFT等の周波数解析処理により積み上がらない。よって式(30)をIFFT等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、kPは式(30)をIFFTしたとき、振幅が最大となる点である。 However, f n ′ −f n = f S. Respect where f n is n, because it is a duplicate without any frequency, the signal component of the third exp from the left of the formula (30) is not increased loading by the frequency analysis processing such as IFFT. Therefore, when the frequency analysis process such as IFFT is performed on the equation (30), the target relative speed can be obtained by the following equation. However, k P is when IFFT equation (30), in that the amplitude becomes maximum.
よって速度分解能は次式で表される。 Therefore, the speed resolution is expressed by the following equation.
また、最大観測速度は次式で表される。 The maximum observation speed is expressed by the following equation.
fSをΔfNSBRとした場合、式(32)の速度分解能は式(8)の1/2と一致する。つまり速度分解能は従来技術1よりも2倍改善される。
When f S is ΔfN SBR , the speed resolution of the equation (32) is equal to ½ of the equation (8). That is, the speed resolution is improved by a factor of 2 over the
式(31)で得られた相対速度をv’ dとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器15及び追尾処理器17へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器15では、相対速度計測器14からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。
The relative velocity obtained by the equation (31) is assumed as v ′ d . The obtained relative velocity information is sent to the relative velocity correction
式(34)及び式(35)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えIFFT等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器16で目標の信号が検出され、追尾処理器17で追尾処理が行われる。
Expression (34) and Expression (35) are rearranged in order from the lowest frequency oscillated at each pulse repetition period, and a synthetic band process using a frequency analysis process such as IFFT is performed, and the target signal is detected by the
包絡線検波器16で行われる検出処理は例えば、CFAR(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器17で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。
As a detection process performed by the
このようにこの実施の形態3を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術1以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図5のようにfS=ΔfNSBRとし、全観測時間を2NSBRTPRIとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は2NSBRΔfとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能である。
As described above, by using the third embodiment, in a pulse radar apparatus that performs high-range resolution ranging by synthetic band processing, the transmission signal of the radar is transmitted to the target while maintaining the speed measurement performance higher than that of the
実施の形態4.
この発明の実施の形態4によるパルスレーダ装置の構成は図1に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態1中、可変周波数発振器1の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。
The configuration of the pulse radar device according to the fourth embodiment of the present invention is basically the same as that shown in FIG. However, in the first embodiment, the operation of the
可変周波数発振器1では、送信機4から出力される送信周波数シーケンスが、実施の形態1で述べた送信周波数シーケンスfnとfn’(但しfn+fn’=fS)を、パルス繰り返し周期TPRIごとに交互になるように設定する。図6にパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す。発振した信号は周波数変換器3aと3bに送られる。
In the
相対速度計測器14では、ディジタルI、Qビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。
The relative
送信機4でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスがfnのとき、目標が時刻t=0の時、距離r、相対速度vdの運動をしている場合、送信周波数シーケンスfnのみを注目した場合、パルス繰返し周期が2TPRIになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。nはパルス数でn=0,1,・・・,NSBR−1,cは光速である。
When the transmission frequency sequence oscillated for each pulse by the
また、可変周波数発振器1において、送信周波数シーケンスfn’のとき、送信周波数シーケンスfn’のみを注目した場合、パルス繰返し周期が2TPRIになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。
Further, in the
但し、説明を簡便にするため以後TS=0とする。よって、式(36)と式(37)の複素乗算は次式で表される。 However, in order to simplify the description, T S = 0 is used hereinafter. Therefore, the complex multiplication of Expression (36) and Expression (37) is expressed by the following expression.
但し、fn+fn’=fSである。ここでfnはnに対して、重複無く任意の周波数であるため、式(38)の左から3番目のexpの信号成分はFFT等の周波数解析処理により積み上がらない。よって式(38)をFFT等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、kPは式(38)をFFTしたとき、振幅が最大となる点である。 However, f n + f n ′ = f S. Here, since f n is an arbitrary frequency with respect to n, there is no overlap, and therefore, the third exp signal component from the left in equation (38) is not accumulated by frequency analysis processing such as FFT. Therefore, when the frequency analysis process such as FFT is performed on the equation (38), the target relative speed can be obtained by the following equation. However, k P is when FFT equation (38), in that the amplitude becomes maximum.
よって速度分解能は次式で表される。 Therefore, the speed resolution is expressed by the following equation.
また、最大観測速度は次式で表される。 The maximum observation speed is expressed by the following equation.
ここでfSを従来技術の説明と同等の条件となる。2f0+(NSBR−1)Δfとした場合、式(40)の速度分解能は次式で表され、従来技術2の速度分解能、式(5)よりも速度分解能が向上していることがわかる。
Here, f S is the same condition as in the description of the prior art. In the case of 2f 0 + (N SBR −1) Δf, the speed resolution of the equation (40) is expressed by the following equation, and the speed resolution of the
式(39)で得られた相対速度をv’ dとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器15及び追尾処理器17へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器15では、相対速度計測器14からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。
The relative velocity obtained by the equation (39) is set as v ′ d . The obtained relative velocity information is sent to the relative velocity correction
式(43)及び式(44)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えIFFT等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器16で目標の信号が検出され、追尾処理器17で追尾処理が行われる。
Expression (43) and Expression (44) are rearranged in order from the lowest frequency oscillated at each pulse repetition period, and synthesis band processing using frequency analysis processing such as IFFT is performed, and the target signal is detected by the
包絡線検波器16で行われる検出処理は例えば、CFAR(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器17で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。
As a detection process performed by the
このようにこの実施の形態4を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術2と同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図6のようにfS=2f0+2(NSBR−1)Δfとし、全観測時間を2NSBRTPRIとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は2NSBRΔfとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能である。
As described above, by using the fourth embodiment, in the pulse radar device that performs high-range resolution ranging by the synthetic band processing, the transmission of the radar to the target is maintained while maintaining the speed measurement performance equal to or higher than that of the
実施の形態5.
この発明の実施の形態5によるパルスレーダ装置の構成は図1に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態1中、可変周波数発振器1の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。
Embodiment 5 FIG.
The configuration of the pulse radar apparatus according to the fifth embodiment of the present invention is basically the same as that shown in FIG. However, in the first embodiment, the operation of the
相対速度計測器14では、ディジタルI、Qビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。
The relative
送信機4でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスをfn=f0+nΔfとすると、目標が時刻t=0の時、距離r、相対速度vdの運動をしている場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。nはパルス数でn=0,1,・・・,NSBR−1,cは光速である。
Assuming that the transmission frequency sequence oscillated for each pulse by the
また、可変周波数発振器1において、送信周波数シーケンスfnとfn’−fn=fSを満たす送信周波数シーケンスfn’=fS+f0+nΔfを時刻TSシフトさせて発振する。但しfSは定数である。その送信周波数シーケンスを図7に示す。送信周波数シーケンスfn’でパルス信号を送信した場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。
Further, the
よって、式(45)と式(46)の複素共役乗算は次式で表される。 Therefore, the complex conjugate multiplication of Expression (45) and Expression (46) is expressed by the following expression.
但し、fn’−fn=fSである。式(47)の左から1番目及び2番目のexp中の位相はnに関係なく、左から3番目のexpの信号成分がコヒーレント(同相)に積み上がるため、式(47)をIFFT等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、kPは式(47)をIFFTしたとき、振幅が最大となる点である。 However, f n ′ −f n = f S. The phase of the first exp and the second exp from the left in equation (47) is independent of n, and the third exp signal component from the left accumulates coherently (in-phase). When the frequency analysis process is performed, the target relative speed can be obtained by the following equation. However, k P is when IFFT equation (47), in that the amplitude becomes maximum.
よって速度分解能は次式で表される。 Therefore, the speed resolution is expressed by the following equation.
また、最大観測速度は次式で表される。 The maximum observation speed is expressed by the following equation.
式(48)で得られた相対速度をv’ dとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器15及び追尾処理器17へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器15では、相対速度計測器14からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。
The relative velocity obtained by the equation (48) is set as v ′ d . The obtained relative velocity information is sent to the relative velocity correction
式(51)及び式(52)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えIFFT等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器16で目標の信号が検出され、追尾処理器17で追尾処理が行われる。
Expression (51) and Expression (52) are rearranged in order from the lowest frequency oscillated at each pulse repetition period, and the synthesis band processing using frequency analysis processing such as IFFT is performed, and the target signal is detected by the
包絡線検波器16で行われる検出処理は例えば、CFAR(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器17で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。
As a detection process performed by the
このようにこの実施の形態5を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、図7のようにfS=ΔfNSBRとし、全観測時間を2NSBRTPRIとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は2NSBRΔfとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能である。このとき速度分解能は式(49)より、c/(4ΔfTPRIN2 SBR)となり、従来技術1よりも速度分解能が向上する。
As described above, by using the fifth embodiment, in the pulse radar apparatus that performs ranging with high range resolution by the synthesis band processing, f S = ΔfN SBR as shown in FIG. 7, and the total observation time is 2N SBR T PRI. In this case, the total transmission signal band obtained in this embodiment can take 2N SBR Δf, which can solve the problem that the distance resolution, which is a drawback of the prior art, is doubled. At this time, the speed resolution is c / (4ΔfT PRI N 2 SBR ) according to the equation (49), and the speed resolution is improved as compared with the
実施の形態6.
この発明の実施の形態6によるパルスレーダ装置の構成は図1に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態1中、可変周波数発振器1の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。
The configuration of the pulse radar device according to the sixth embodiment of the present invention is basically the same as that shown in FIG. However, in the first embodiment, the operation of the
相対速度計測器14では、ディジタルI、Qビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。
The relative
送信機4でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスをfn=f0+nΔfとすると、目標が時刻t=0の時、距離r、相対速度vdの運動をしている場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。nはパルス数でn=0,1,・・・,NSBR−1,cは光速である。
Assuming that the transmission frequency sequence oscillated for each pulse by the
また、可変周波数発振器1において、送信周波数シーケンスfnとfn+fn’=fSを満たす送信周波数シーケンスfn’=fS−f0−nΔfを時刻TSシフトさせて発振する。但しfSは定数である。その送信周波数シーケンスを図8に示す。送信周波数シーケンスfn’でパルス信号を送信した場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。
Further, in the
よって、式(53)と式(54)の複素乗算は次式で表される。 Therefore, the complex multiplication of Expression (53) and Expression (54) is expressed by the following expression.
但し、fn+fn’=fSである。式(55)の左から1番目及び2番目のexp中の位相はnに関係なく、左から3番目のexpの信号成分がコヒーレント(同相)に積み上がるため、式(55)をFFT等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、kPは式(55)をFFTしたとき、振幅が最大となる点である。 However, f n + f n ′ = f S. The phase in the first and second exp from the left in the equation (55) is not related to n, and the signal components of the third exp from the left are accumulated coherently (in-phase). When the frequency analysis process is performed, the target relative speed can be obtained by the following equation. However, k P is when FFT equation (55), in that the amplitude becomes maximum.
よって速度分解能は次式で表される。 Therefore, the speed resolution is expressed by the following equation.
また、最大観測速度は次式で表される。 The maximum observation speed is expressed by the following equation.
式(56)で得られた相対速度をv’ dとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器15及び追尾処理器17へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器15では、前記相対速度計測器14からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。
The relative velocity obtained by the equation (56) is set as v ′ d . The obtained relative velocity information is sent to the relative velocity correction
式(59)及び式(60)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えIFFT等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器16で目標の信号が検出され、追尾処理器17で追尾処理が行われる。
Equation (59) and Equation (60) are rearranged in order from the lowest frequency oscillated at each pulse repetition period, and the synthesis band processing using frequency analysis processing such as IFFT is performed, and the
包絡線検波器16で行われる検出処理は例えば、CFAR(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器17で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。
As a detection process performed by the
このようにこの実施の形態6を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、図8のようにfS=2f0+(2NSBR−1)Δfとし、全観測時間を2NSBRTPRIとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は2NSBRΔfとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能である。このとき速度分解能は式(57)より、式(5)と一致し従来技術2の測速度性能も保持している。
As described above, by using the sixth embodiment, in a pulse radar apparatus that performs high-range resolution ranging by synthetic band processing, f S = 2f 0 + (2N SBR −1) Δf as shown in FIG. When the total observation time is 2N SBR T PRI , the total transmission signal band obtained in this embodiment can be 2N SBR Δf, which can solve the problem that the distance resolution that is the disadvantage of the prior art is doubled. . At this time, the velocity resolution is consistent with Equation (5) from Equation (57), and the velocity measurement performance of
実施の形態7.
この発明の実施の形態7によるパルスレーダ装置の構成は図1に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態1中、可変周波数発振器1の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。
The configuration of the pulse radar apparatus according to the seventh embodiment of the present invention is basically the same as that shown in FIG. However, in the first embodiment, the operation of the
可変周波数発振器1では、送信機4から出力される送信周波数シーケンスが、実施の形態1で述べた送信周波数シーケンスfnとfn’(但しfn’−fn=fS)を、パルス繰り返し周期TPRIごとに交互になるように設定する。図9にパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す。発振した信号は周波数変換器3aと3bに送られる。但し、fn=f0+nΔf、fn’=fS+f0+nΔfである。
In the
相対速度計測器14では、ディジタルI、Qビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。
The relative
送信機4でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスがfnのとき、目標が時刻t=0の時、距離r、相対速度vdの運動をしている場合、送信周波数シーケンスfnのみを注目した場合、パルス繰返し周期が2TPRIになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。nはパルス数でn=0,1,・・・,NSBR−1,cは光速である。
When the transmission frequency sequence oscillated for each pulse by the
また、可変周波数発振器1において、送信周波数シーケンスfn’のとき、送信周波数シーケンスfn’のみを注目した場合、パルス繰返し周期が2TPRIになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。
Further, in the
但し、説明を簡便にするためTS=0とする。よって、式(61)と式(62)の複素共役乗算は次式で表される。 However, in order to simplify the explanation, T S = 0. Therefore, the complex conjugate multiplication of Equation (61) and Equation (62) is expressed by the following equation.
但し、fn’−fn=fSである。式(63)の左から1番目及び2番目のexp中の位相はnと関係ない。よって式(63)をIFFT等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、kPは式(63)をIFFTしたとき、振幅が最大となる点である。 However, f n ′ −f n = f S. The phase in the first and second exp from the left in the equation (63) is not related to n. Therefore, when the frequency analysis process such as IFFT is performed on the equation (63), the target relative speed can be obtained by the following equation. However, k P is when IFFT equation (63), in that the amplitude becomes maximum.
よって速度分解能は次式で表される。 Therefore, the speed resolution is expressed by the following equation.
また、最大観測速度は次式で表される。 The maximum observation speed is expressed by the following equation.
fSをΔfNSBRとした場合、式(65)の速度分解能は式(8)の1/2とほぼ一致する。つまり速度分解能は従来技術1よりも約2倍改善する。
When f S is ΔfN SBR , the speed resolution of the equation (65) is almost equal to ½ of the equation (8). That is, the speed resolution is improved about twice as much as the
式(64)で得られた相対速度をv’ dとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器15及び追尾処理器17へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器15では、相対速度計測器14からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。
The relative velocity obtained by the formula (64) and v 'd. The obtained relative velocity information is sent to the relative velocity correction
式(67)及び式(68)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えIFFT等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器16で目標の信号が検出され、追尾処理器17で追尾処理が行われる。
Expression (67) and Expression (68) are rearranged in order from the lowest frequency oscillated at each pulse repetition period, and synthesis band processing using frequency analysis processing such as IFFT is performed, and the target signal is detected by the
包絡線検波器16で行われる検出処理は例えば、CFAR(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器17で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。
As a detection process performed by the
このようにこの実施の形態7を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術1以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図9のようにfS=ΔfNSBRとし、全観測時間を2NSBRTPRIとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は2NSBRΔfとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能である。
In this way, by using the seventh embodiment, in a pulse radar apparatus that performs high-range resolution ranging by synthetic band processing, the transmission signal of the radar is sent to the target while maintaining the speed measurement performance of the
実施の形態8.
この発明の実施の形態8によるパルスレーダ装置の構成は図1に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態1中、可変周波数発振器1の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。
Embodiment 8 FIG.
The configuration of the pulse radar apparatus according to the eighth embodiment of the present invention is basically the same as that shown in FIG. However, in the first embodiment, the operation of the
可変周波数発振器1では、送信機4から出力される送信周波数シーケンスが、実施の形態1で述べた送信周波数シーケンスfnとfn’(但しfn+fn’=fS)を、パルス繰り返し周期TPRIごとに交互になるように設定する。図10にパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す。発振した信号は周波数変換器3aと3bに送られる。但し、fn=f0+nΔf、fn’=fS−f0−nΔfである。
In the
相対速度計測器14では、ディジタルI、Qビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。
The relative
送信機4でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスがfnのとき、目標が時刻t=0の時、距離r、相対速度vdの運動をしている場合、送信周波数シーケンスfnのみを注目した場合、パルス繰返し周期が2TPRIになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。nはパルス数でn=0,1,・・・,NSBR−1,cは光速である。
When the transmission frequency sequence oscillated for each pulse by the
また、可変周波数発振器1において、送信周波数シーケンスfn’のとき、送信周波数シーケンスfn’のみを注目した場合、パルス繰返し周期が2TPRIになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。
Further, in the
但し、説明を簡便にするためTS=0とする。よって、式(69)と式(70)の複素乗算は次式で表される。 However, in order to simplify the explanation, T S = 0. Therefore, the complex multiplication of Expression (69) and Expression (70) is expressed by the following expression.
但し、fn+fn’=fSである。式(71)の左から1番目及び2番目のexp中の位相はnには関係ない。よって式(71)をFFT等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、kPは式(71)をFFTしたとき、振幅が最大となる点である。 However, f n + f n ′ = f S. The phase in the first and second exps from the left in the formula (71) is not related to n. Therefore, when the frequency analysis process such as FFT is performed on the equation (71), the target relative speed can be obtained by the following equation. However, k P is when FFT equation (71), in that the amplitude becomes maximum.
よって速度分解能は次式で表される。 Therefore, the speed resolution is expressed by the following equation.
また、最大観測速度は次式で表される。 The maximum observation speed is expressed by the following equation.
ここでfSを従来技術2の説明と同等の条件となる。2f0+(NSBR−1)Δfとした場合、式(73)の速度分解能は次式で表され、従来技術よりも速度分解能が同等かやや向上していることがわかる。
Here, f S is the same condition as in the description of the
式(72)で得られた相対速度をv’ dとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器15及び追尾処理器17へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器15では、相対速度計測器14からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。
The relative velocity obtained by the equation (72) is set as v ′ d . The obtained relative velocity information is sent to the relative velocity correction
式(76)及び式(77)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えIFFT等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器16で目標の信号が検出され、追尾処理器17で追尾処理が行われる。
Expression (76) and Expression (77) are rearranged in order from the lowest frequency oscillated at each pulse repetition period, and the synthesis band processing using frequency analysis processing such as IFFT is performed, and the
包絡線検波器16で行われる検出処理は例えば、CFAR(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器17で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。
As a detection process performed by the
このようにこの実施の形態8を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術2と同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図10のようにfS=2f0+2(NSBR−1)Δfとし、全観測時間を2NSBRTPRIとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は2NSBRΔfとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能である。
As described above, by using the eighth embodiment, in a pulse radar device that performs high-range resolution ranging by synthetic band processing, the radar transmission to the target is maintained while maintaining speed measurement performance equal to or higher than that of the
実施の形態9.
図11はこの発明の実施の形態9によるパルスレーダ装置の構成の一例を示す図である。図11のパルスレーダ装置は、図1のパルスレーダ装置の構成に相対速度曖昧性解決処理器18を加えた構成である。また、可変周波数発振器1の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理が異なる。以下では図11を用いて実施の形態9を説明する。なお説明は、可変周波数発振器1および追加した相対速度曖昧性解決処理器18の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理について説明する。その他の処理及び動作は上記実施の形態1〜8に記載されているものと同様である。
Embodiment 9 FIG.
FIG. 11 is a diagram showing an example of the configuration of a pulse radar apparatus according to Embodiment 9 of the present invention. The pulse radar apparatus of FIG. 11 has a configuration in which a relative velocity
可変周波数発振器1では、送信機4の送信周波数シーケンスが、上記実施の形態1〜8で説明した送信周波数シーケンスに任意に切り替えることができる(任意に順次切り替えて選択可能)。送信周波数シーケンスの一例を図12に示す。
In the
図12で示した送信周波数シーケンスにおいて、区間1、区間2、区間3、区間4の各区間内の黒丸シンボル及び白丸シンボルで示した送信周波数シーケンスは、実施の形態8で説明した送信周波数シーケンスとなっている。
In the transmission frequency sequence shown in FIG. 12, the transmission frequency sequence indicated by the black circle symbol and the white circle symbol in each of the
また、区間1、区間2、区間3、区間4の各区間中の黒丸シンボル及び白丸シンボルの内、2個を取り出した全組み合わせは、実施の形態5、実施の形態6、実施の形態7、実施の形態8で説明した送信周波数シーケンスとなっている。
Further, all combinations obtained by extracting two of the black circle symbols and white circle symbols in the
また、区間5、区間6の各区間内の黒丸シンボル及び白丸シンボルで示した送信周波数シーケンスは、実施の形態8で説明した送信周波数シーケンスとなっている。
Further, the transmission frequency sequence indicated by the black circle symbol and the white circle symbol in each of the
また、区間5、区間6の黒丸シンボル及び白丸シンボルの送信周波数シーケンスの内、2個を取り出した全組み合わせは、実施の形態5、実施の形態6、実施の形態7、実施の形態8で説明した送信周波数シーケンスとなっている。
Further, all combinations obtained by extracting two of the transmission frequency sequences of the black circle symbol and the white circle symbol in the
相対速度計測器14では、送信機4の送信周波数シーケンスに応じた、実施の形態5、実施の形態6、実施の形態7、実施の形態8で示した相対速度計測を少なくとも2回以上行い、測速度結果を相対速度曖昧性解決処理器18へ出力する。
In the relative
相対速度曖昧性解決処理器18では、目標の相対速度の曖昧性を解決する。ここで曖昧性とは、目標の相対速度vdが最大観測速度vd,max以上であると、観測される相対速度がvd−vd,maxの整数倍として観測されることを意味する。その概念図を図13に示す。例えば、相対速度計測器14で、図12で示した区間1の送信周波数シーケンスと、区間1と区間2の黒丸シンボルの送信周波数シーケンスで相対速度計測を行ったとする。
The relative speed
図12の区間1の送信周波数シーケンスで相対速度計測を行う場合、実施の形態8で示したように、速度分解能と最大観測速度は次式で表される。
When the relative speed measurement is performed in the transmission frequency sequence in
また、図12の区間1と区間2の黒丸シンボルの送信周波数シーケンスで相対速度計測を行った場合、実施の形態5においてTPRIが2倍、NSBRが1/2になった送信周波数シーケンスと考え、実施の形態5で示したように、速度分解能と最大観測速度は次式で表される。
Further, when the relative speed measurement is performed with the transmission frequency sequences of the black circle symbols in
式(78)と式(80)を比較すると速度分解能は式(78)の方が小さく、性能が良い。しかし、式(79)と式(81)を比較すると最大観測速度は式(81)の方が大きく、高速目標の相対速度を曖昧性なしに観測することができる。 Comparing equation (78) and equation (80), the velocity resolution is smaller in equation (78) and the performance is better. However, comparing Equation (79) with Equation (81), the maximum observation speed is larger in Equation (81), and the relative speed of the high-speed target can be observed without ambiguity.
相対速度曖昧性解決処理器18は、図14の(a)の曖昧性有り、(b)の曖昧性無しに示すように、曖昧性が無い送信周波数シーケンスの相対速度計測結果を用いて、速度分解能の良い送信周波数シーケンスの相対速度計測結果の曖昧性を解決することを特徴とする。また、相対速度曖昧性解決処理器18では、他のセンサーからの速度情報や、他の測速度方法から得た相対速度を用いて、相対速度計測結果の曖昧性を解決してもよい。他のセンサーの速度情報とは、例えば、この発明のレーダ装置以外のレーダやレーダ以外のセンサーで観測され、得られた速度である。また、他の測速度方法とは、例えば、ドップラー処理や、観測された距離値の時間変化から得られた相対速度である。曖昧性を解決された速度分解能の良い送信周波数シーケンスで相対速度計測された目標の相対速度(この場合、区間1の送信周波数シーケンス)は、相対速度計測器14に出力され、相対速度補正合成帯域処理器15に出力される。
The relative speed
相対速度補正合成帯域処理器15では、曖昧性を解決された目標の相対速度を用いて、ディジタル複素ビデオ信号に対して相対速度補正を行い、IFFT等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い包絡線検波器16へ出力される。このとき、合成帯域処理に用いる、ディジタル複素ビデオ信号は所望の全送信信号帯域幅、ΔfNSBRを確保できるのであれば、任意のディジタル複素ビデオ信号を選ぶことができる。例えば図12の区間1で得られたディジタル複素ビデオ信号である。
The relative speed correction
このようにこの実施の形態9を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術と比較して、少ない観測時間で同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能であり、相対速度結果の曖昧性も解決可能である。 As described above, by using the ninth embodiment, in the pulse radar device that performs high-range resolution ranging by the synthetic band processing, the speed measurement performance equal to or higher than that in the conventional technique is maintained with less observation time. However, it is difficult for the target to detect the transmission signal of the radar, and the frequency between the transmission pulses is hardly close, so that the multi-order echo can be suppressed. In addition, it is possible to solve the problem that the distance resolution, which is a disadvantage of the prior art, is doubled, and to solve the ambiguity of the relative speed result.
実施の形態10.
図15はこの発明の実施の形態10および11によるパルスレーダ装置の構成の一例を示す図である。図15のパルスレーダ装置は、図11の実施の形態9のパルスレーダ装置の構成にMTI処理器19を加えた構成である。また実施の形態9と比べて、可変周波数発振器1の動作が異なる。以下ではこの実施の形態における送信周波数シーケンスの一例を示す図16を用いて実施の形態10を説明する。なお説明は可変周波数発振器1と追加したMTI処理器19の動作について説明する。その他の処理及び動作は実施の形態9と同様である。
FIG. 15 is a diagram showing an example of the configuration of the pulse radar apparatus according to Embodiments 10 and 11 of the present invention. The pulse radar apparatus of FIG. 15 has a configuration in which an
可変周波数発振器1では、送信機4の送信周波数シーケンスが、実施の形態1〜8で説明した送信周波数シーケンスに任意に切り替えることができ、例えば図16のように送信周波数シーケンスを時間シフトTSした送信周波数シーケンスに設定することができる(任意に切り替えて選択、さらに所定時間後に繰り返し出力)。例えば図16では時間シフトTSは2TPRIである。
In the
MTI処理器19では、受信されたディジタル複素ビデオ信号に対しMTI処理を行う。MTI処理とは、同じ送信周波数でパルス信号を送信し、受信されたディジタル複素ビデオ信号同士の差をとる処理である。MTI処理により静止目標等に代表されるクラッタ(不要信号)を抑圧する。
The
MTI処理器19でMTI処理されたディジタル複素ビデオ信号は相対速度計測器14、相対速度補正合成帯域処理器15へ出力される。
The digital complex video signal subjected to MTI processing by the
このようにこの実施の形態10を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術と比較して、少ない観測時間で同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、静止目標等に代表されるクラッタ(不要信号)を抑圧することが可能となる。また従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能であり、相対速度結果の曖昧性も解決可能である。 As described above, by using the tenth embodiment, the pulse radar device that performs high-range resolution ranging by the synthetic band processing maintains the same or better speed measurement performance with less observation time than the conventional technology. However, it is difficult for the target to detect the transmission signal of the radar, and the frequency between the transmission pulses is hardly close, so that the multi-order echo can be suppressed. Further, clutter (unnecessary signal) typified by a stationary target or the like can be suppressed. In addition, it is possible to solve the problem that the distance resolution, which is a disadvantage of the prior art, is doubled, and to solve the ambiguity of the relative speed result.
実施の形態11.
この発明の実施の形態11によるパルスレーダ装置の構成は図15に示した実施の形態10のものと基本的に同じである。但し、実施の形態10中、可変周波数発振器1の動作と、相対速度計測器14および相対速度補正合成帯域処理器15の信号処理が異なる。以下ではこの実施の形態における送信周波数シーケンスの一例を示す図17を用いて実施の形態11を説明する。なお説明は可変周波数発振器1と相対速度計測器14と相対速度補正合成帯域処理の動作について説明する。その他の処理及び動作は実施の形態10と同様である。
Embodiment 11 FIG.
The configuration of the pulse radar device according to the eleventh embodiment of the present invention is basically the same as that of the tenth embodiment shown in FIG. However, in the tenth embodiment, the operation of the
可変周波数発振器1では、送信機4の送信周波数シーケンスが、実施の形態1〜10で説明した送信周波数シーケンスに任意に切り替えることができ、例えば図17のように送信周波数シーケンスを時間シフトTSした送信周波数シーケンスに設定することができる(任意に切り替えて選択、さらに所定時間後に繰り返し出力)。例えば図17では時間シフトTSは2TPRIである。
In the
また、実施の形態1で説明したように、パルス繰り返し周期毎に発振した周波数を低い順から並べた場合、隣接周波数の周波数差は所定の周波数間隔Δfの整数倍となっており、例えば図17の場合、所定の周波数間隔Δfの2倍である2Δfとなる。 As described in the first embodiment, when the frequencies oscillated for each pulse repetition period are arranged in ascending order, the frequency difference between adjacent frequencies is an integral multiple of a predetermined frequency interval Δf. For example, FIG. In this case, 2Δf which is twice the predetermined frequency interval Δf.
相対速度計測器14では、MTI処理器19でMTI処理されたディジタル複素ビデオ信号を用いて相対速度計測を行う。ディジタル複素ビデオ信号は、図17の下図で示すように、2区間に分けられ相対速度計測が行われる。相対速度計測手法は、例えば実施の形態9で示した方法がある。
The relative
相対速度補正合成帯域処理器15では、相対速度曖昧性解決処理器18で相対速度の曖昧性が解決された相対速度を相対速度計測器14から受け取り、相対速度補正を行い、合成帯域処理を行う。
In the relative speed correction
この実施の形態11では、求めることができる相対速度は、例えば図17の下図で示されたように区間1と区間2の2個である。相対速度補正合成帯域処理器15では、各区間に対応した相対速度を用いて、相対速度を補正し合成帯域処理を行う。合成帯域処理は例えば図17の下図で示した区間1と区間2で得られたディジタル複素ビデオ信号を用いて行う。もちろん、区間1と区間2で求めた相対速度の平均値で相対速度を補正し合成帯域処理を行ってもよい。
In the eleventh embodiment, the relative speeds that can be obtained are, for example, two of
このようにこの実施の形態11を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術と比較して、少ない観測時間で同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、静止目標等に代表されるクラッタ(不要信号)を抑圧することが可能となる。また従来技術の欠点である距離分解能が2倍損する点を解決可能であり、相対速度結果の曖昧性も解決可能である。 As described above, by using the eleventh embodiment, a pulse radar device that performs high-range resolution ranging by combining band processing maintains speed measurement performance equal to or higher than that of the prior art with less observation time. However, it is difficult for the target to detect the transmission signal of the radar, and the frequency between the transmission pulses is hardly close, so that the multi-order echo can be suppressed. Further, clutter (unnecessary signal) typified by a stationary target or the like can be suppressed. In addition, it is possible to solve the problem that the distance resolution, which is a disadvantage of the prior art, is doubled, and to solve the ambiguity of the relative speed result.
なおこの発明は上記各実施の形態に限定されるものでなく、これらの可能な組み合わせを全て含むことは云うまでもない。 Needless to say, the present invention is not limited to the above embodiments, and includes all possible combinations thereof.
この発明のパルスレーダ装置は、例えば、目標とする航空機を追尾する装置や航空管制レーダ等に利用可能である。 The pulse radar device of the present invention can be used for, for example, a device for tracking a target aircraft or an air traffic control radar.
1 可変周波数発振器、2 基準中間周波数信号発振器、3a,3b 周波数変換器、4 送信機、5 送受切替器、6 アンテナ、7 増幅器、8 分配器、9a,9b 位相検波器、10 90度ハイブリッド器、11a,11b フィルタ処理器、12a,12b A/D変換器、13 ビデオ信号用メモリ、14 相対速度計測器、15 相対速度補正合成帯域処理器、16 包絡線検波器、17 追尾処理器、18 相対速度曖昧性解決処理器、19 MTI処理器。
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記可変周波数発振器からの信号列と基準中間周波数信号とにより生成される送信キャリア信号をパルス化したパルス信号を生成し送信信号として送信する送信手段と、
前記送信手段の送信信号による前記パルス繰り返し周期毎に得られる目標および背景からの反射信号、前記可変周波数発振器からの信号列、および前記送信信号と同じ基準中間周波数信号に基づいて受信ビデオ信号を生成すると共に前記反射信号の周波数帯以外の周波数成分を遮断するフィルタ機能を含む受信手段と、
前記受信ビデオ信号から前記目標の相対速度を計測する相対速度計測器と、
前記相対速度計測器で求めた相対速度により、前記受信ビデオ信号に対し相対速度補正し合成帯域処理を行う相対速度補正合成帯域処理器と、
前記相対速度補正合成帯域処理器の出力の振幅値を求め、合成帯域処理による前記目標の高分解能の測距結果を出力する包絡線検波器と、
を備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。 A signal sequence having a frequency corresponding to a frequency sequence of an arbitrary pattern in which the frequency difference between adjacent frequencies is an integral multiple of a predetermined frequency interval when the frequencies are arranged in order of frequency without overlapping the frequency. A variable frequency oscillator that outputs in a repeating cycle;
Transmitting means for generating a pulse signal obtained by pulsing a transmission carrier signal generated by a signal sequence from the variable frequency oscillator and a reference intermediate frequency signal and transmitting the pulse signal as a transmission signal;
A reception video signal is generated based on a reflection signal from the target and background obtained at each pulse repetition period by the transmission signal of the transmission means, a signal sequence from the variable frequency oscillator, and the same reference intermediate frequency signal as the transmission signal And a receiving means including a filter function for cutting off frequency components other than the frequency band of the reflected signal;
A relative velocity measuring device for measuring the relative velocity of the target from the received video signal;
A relative speed correction synthesis band processor that performs a relative speed correction and a synthesis band processing on the received video signal according to the relative speed obtained by the relative speed measuring device;
Obtaining an amplitude value of an output of the relative velocity correction synthesis band processor, and outputting an object high-resolution ranging result by the synthesis band processing; an envelope detector;
A pulse radar device comprising:
前記可変周波数発振器が、請求項2から請求項6までに記載の周波数列を任意に順次切り替えて選択し、選択した周波数列に対応する周波数を有する信号列を出力し、
前記相対速度計測器が、前記可変周波数発振器からの信号列に基づく前記受信ビデオ信号により、前記目標の相対速度を複数回計測し、
前記相対速度曖昧性解決処理器が、前記相対速度計測器が複数回計測した前記目標の相対速度計測結果のうち曖昧性が無い最大観測速度が大きい場合の計測結果により速度分解能の良い場合の計測結果の曖昧性を解消し、
前記相対速度補正合成帯域処理器が、前記相対速度曖昧性解決処理器で曖昧性が解消された前記目標の相対速度により前記受信ビデオ信号に対し相対速度補正し合成帯域処理を行う、
ことを特徴とする請求項1に記載のパルスレーダ装置。 A relative speed ambiguity resolution processor;
The variable frequency oscillator selects and sequentially switches the frequency sequence according to claims 2 to 6 and outputs a signal sequence having a frequency corresponding to the selected frequency sequence,
The relative velocity measuring device measures the target relative velocity a plurality of times by the received video signal based on the signal sequence from the variable frequency oscillator,
Measurement when the relative speed ambiguity resolution processor has a good speed resolution based on the measurement result when the maximum observed speed without ambiguity is large among the target relative speed measurement results measured by the relative speed measuring device a plurality of times. To resolve the ambiguity of the results
The relative speed correction synthesis band processor performs a synthesis band process by correcting a relative speed with respect to the received video signal based on the target relative speed whose ambiguity has been resolved by the relative speed ambiguity resolution processor;
The pulse radar device according to claim 1.
前記可変周波数発振器が、請求項2から請求項6までに記載の周波数列を任意に切り替えて選択し、選択した周波数列に対応する周波数を有する信号列を所定時間後に繰り返し出力し、
前記MTI処理器が、前記可変周波数発振器からの信号列に基づいて得られた前記受信ビデオ信号の内、同じ周波数の信号列に基づく前記受信ビデオ信号に対しMTI処理による背景からの反射信号であるクラッタの抑圧を行い、
前記相対速度計測器が、前記MTI処理が施された前記受信ビデオ信号により、前記目標の相対速度を複数回計測し、
前記相対速度曖昧性解決処理器が、前記相対速度計測器が複数回計測した前記目標の相対速度計測結果のうち曖昧性が無い最大観測速度が大きい場合の計測結果により速度分解能の良い場合の計測結果の曖昧性を解消し、
前記相対速度補正合成帯域処理器が、前記MTI処理が施された前記受信ビデオ信号に対し、曖昧性が解消された前記目標の相対速度により相対速度補正し合成帯域処理を行う、
ことを特徴とする請求項1に記載のパルスレーダ装置。 An MTI processor and a relative speed ambiguity resolution processor;
The variable frequency oscillator arbitrarily switches and selects the frequency sequence according to claim 2, and repeatedly outputs a signal sequence having a frequency corresponding to the selected frequency sequence after a predetermined time,
The MTI processor is a reflected signal from the background by MTI processing for the received video signal based on the signal sequence of the same frequency among the received video signals obtained based on the signal sequence from the variable frequency oscillator. Clutter suppression,
The relative velocity measuring device measures the target relative velocity a plurality of times based on the received video signal subjected to the MTI processing,
Measurement when the relative speed ambiguity resolution processor has a good speed resolution based on the measurement result when the maximum observed speed without ambiguity is large among the target relative speed measurement results measured by the relative speed measuring device a plurality of times. To resolve the ambiguity of the results
The relative speed correction synthesis band processor performs a synthesis band process on the received video signal subjected to the MTI process by performing a relative speed correction based on the target relative speed from which ambiguity is eliminated;
The pulse radar device according to claim 1.
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---|---|
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JP2009193431A Pending JP2011043476A (en) | 2009-08-24 | 2009-08-24 | Pulse radar apparatus |
Country Status (1)
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|
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