JP2010524378A

JP2010524378A - 受信機

Info

Publication number: JP2010524378A
Application number: JP2010502579A
Authority: JP
Inventors: ジェイコプナーナイジェル; ガヴァンドナルド
Original assignee: ユー・ダブリュー・エスヴェンチャーズリミテッド
Priority date: 2007-04-12
Filing date: 2008-04-11
Publication date: 2010-07-15
Also published as: GB0707121D0; EP2132886A1; WO2008125848A1

Abstract

データシンボルが位相情報として符号化される光信号を受信する受信機であって、前記受信機は、前記光信号をフィルタリングするフィルタ手段と、前記光信号のデータシンボルを時間のオーバーラップによって干渉させることによって前記信号からの位相情報を強度情報に変換する手段と、前記フィルタ手段の帯域幅及び／又は干渉するシンボルの一時的オーバーラップを可変する手段とを備えた受信機。
【選択図】図３

Description

本発明は、受信機に関するものである。

差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）においては、図１に概略的に示されるように、データは、隣接したビット間の位相差について符号化される。

ＤＰＳＫは、高いデータ転送速度システムへの適応性の結果として多くの注意を引きつけている。これは、オン・オフ変調（ＯＯＫ）（Ｈ．Ｇｎａｕｃｋ，Ｊ等による光波信号技術第２３巻（２００５年）１１５参照）に比較して、大部分は、光信号／ノイズ比（ＯＳＮＲ）パフォーマンスの改善による。色分散及び極性化モード分散に対するトレランスの如きＯＯＫに関連する多くの他の制限は、ＰＳＫに同様に限定している。従って、特に、改良されたスペクトル効率に結びつくことができる強いフィルタリングが使用される場合には、ＤＰＳＫフォーマットがこれらの制限に一層抵抗せしめることができる方法を検討することは、興味があることである。

マッハ−ツェンダー（ＭＺ）干渉計２と、１対のフォトダイオード３、４と、減算器５とを含む公知のＤＰＳＫ復調器１は、図２に概略的に示されている。

このマッハ-ツェンダー干渉計１は、１対のアーム１ａ及び１ｂを含み、一方のアームは、１ビットの遅延(τ)を有する。干渉計のこれらのアームからの出力が組み合わせられると、干渉を引き起こす。１ビットの遅延(τ)は、信号中の各ビットを個々の隣接ビットに干渉せしめる。データは、マッハ-ツェンダー干渉計の後で強度(intensity)変調として受け取られる。

「１」ビットは、フォトダイオード（３，４）の一方で受け取られ、「０」ビットは、他方のフォトダイオードで受け取られる。

データは、減算器によって２つのフォトダイオード（３、４）の差から復元される。

ＤＰＳＫは、ＯＯＫに比べて３ＤＢまでの大きな受信感度と、低いピーク電力と、小さなチャンネル内４波混合とを含む幾つか利点を有する。

ＤＰＳＫに関する問題は、自己位相変調や、現存する分散及びＰＭＤや、なお現存する相互位相変調及び４波混合によって引き起こされる位相ノイズを含む。

最近の論文では、強いフィルタリングが用いられている場合、特に、分散が存在する場合（Ｂ．Mikkelsen等による「電子レット」第４２号(２００６年)１３６３）、ＮＲＺ-ＤＰＳＫ(ＰＤＰＳＫ)の部分的な復調が受信機の性能を向上することができることが解った。ＰＤＰＳＫは、復調マッハ-ツェンダー干渉計（ＭＺＩ）の遅延が１ビット未満の周期である場合に当てはまる。この場合、隣接ビットに完全に干渉をするのではなく、各ビットは、隣接ビットやそれ自体に部分的に干渉する。これは、ペナルティを引き起こすことが通常予想されるが（H.Gnauck等による光波科学技術、第２３巻（２００５年）第１１５号）、それが性能の向上をもたらす場合がある。

データビットが位相情報として符号化される光信号を受け取るために改良された受信機を提供することが望ましい。

本発明によれば、データシンボルが位相情報として符号化される光信号を受け取るための受信機が提供されるが、この受信機は、光信号をフィルタリングするフィルタ手段と、信号中のデータシンボルを時間でオーバーラップすることにより干渉せしめられることによって信号からの位相情報を強度情報に変換する手段と、フィルタ手段の帯域幅及び／又は干渉シンボルの一時的オーバラップを可変する手段とを含んでいる。

有利なことであるが、フィルタ手段の帯域幅及び／又は干渉シンボルの一時的なオーバーラップを可変することによって、分散トレランス又はＯＳＮＲトレランスを最適化することができる。

ＤＰＳＫを示す図である。既述の公知のＤＰＳＫ復調器を示す図である。本発明を実施するシステムを示す図である。本発明を実施するシステムを示す図である。本発明を実施するシステムの分散に対するＱ値のプロット図である。本発明を実施するシステムの分散に対するフィルタ帯域幅と遅延とのプロット図である。アイ・ダイアグラム（Eye diagrams）の図である。本発明の実施例で用いられるマイケルソン干渉計を示す図である。可変帯域幅フィルタと遅延ラインとの組み合わせを示す図である。可変帯域幅フィルタと遅延ラインとの組み合わせを示す図である。フィルタ帯域幅と干渉計遅延に対するＱ値のプロット図である。フィルタ帯域幅と干渉計遅延に対するＱ値のプロット図である。更に他のアイ・ダイアグラムの図である。更に他のアイ・ダイアグラムの図である。 π／２ＤＰＳＫを示す図である。ＤＱＰＳＫを示す図である。ＤＱＰＳＫを示す図である。

本明細書で述べる本発明の幾つかの実施例は、ゼロ復帰（ＲＺ）と搬送波抑圧ゼロ復帰（ＣＳＲＺ）とのパルス波形を有するＰＤＰＳＫを使用している。

図３ａを参照すると、本発明を実施する復調装置５０が示されている。この装置は、フィルタ５１と、一方のアームに遅延(τ)を有する干渉計５２と、１対のフォトダイオード５４、５５と減算器５６とを含むデータ復元器５３とから成っている。

この復調装置５０を有するシステムでの所定の分散のために、最適の遅延(τ)とフィルタ帯域幅とがある。従って、適応モードにおいては、最適の遅延と帯域幅とを周期的に調整するか選択して環境上の変化/ルーティングの変化で分散の変化に応答することができるように、遅延(τ)(従って干渉ビットのオーバーラップ)とフィルタ帯域幅との両方を調整するか可変する。

それに代えて、これらの特性は、一旦最適なパフォーマンスに選択され、その後一定にしてもよい。

図示の実施例では、フィルタは、遅延ラインの手前に配置される。フィルタは、標準のＤＰＳＫ変調器の手前で光学ネットワークのどの位置にも配置することができることが解る。

図３ｂは、本発明を実施し、図３ａの復調装置５０を有するシステムを概略的に示す。この例において、干渉計５２は、マッハ−ツェンダー干渉計である。

図３ｂの装置では、適切には、パルスカーヴィング（carving）ＭＺ干渉計が後続する場合には、マッハ−ツェンダー干渉計を駆動して４２．７Ｇｂｉｔ/s ＤＰＳＫ光信号を生成するために２^７ＰＲＢＳが使用される。その後、信号に雑音が付加され、この位置で、この雑音は、分散長を通過する。その後、この雑音は、フィルタリングされ、ＭＺＩ５２を通過してＤＰＳＫ信号を復調し、次いで、バランスされた検知器を使用して受け取られる。フィルタ帯域幅とＭＺＩの遅延と形との両方が変化する。比較のために使用された欠陥（デフォルト）受信機は、ＭＺＩに１ビットの遅延を有して５０ＧＨｚのガウス（Gaussian）フィルタを含んでいた。

このシステムは、無パルス（ＮＺＲ）と、５０％のＲＺと、６７％(搬送波抑圧)のＲＺとについて、分散を０乃至２００ｐｓ（ピコセカンド）/ｎｍの範囲として考察した。ＭＺ１の遅延とフィルタ帯域幅とは、最良のパフォーマンスを付与するために最適化された。すべての場合に、分散トレランスは、ＭＺＩの遅延を少なくし、且つフィルタ帯域幅を小さくすることによって実質的に改善された。最適化された受信機が使用されると、許容することができる分散は、少なくとも「２」のファクタだけ増加される。

図４に示されるグラフは、このシステムのための分散の関数としてのＱ値を示す。点線は、１ビットの遅延であり、実線は、最適化された遅延である。

図４のグラフから明らかなように、ＭＺＩの遅延とフィルタ帯域幅とを最適化することにより、分散トレランスが大きく改善される。最適化がないと、大きなペナルティ又は電子的な補償なしでは−５０ｐｓ／ｎｍより大きな分散を許容することができない。この分散では、１１．７ｐｓのパルスは、１９ｐｓまで広ろがった。遅延とフィルタとが最適化されると、同じペナルティで、１００ｐｓ／ｎｍ以上を許容することができ、これは、３２ｐｓに広げる１１．７ｐｓのパルスと等価である。これを達成するのに必要なフィルタ帯域幅と遅延は、図５のグラフに示されている。

図５のグラフは、分散に対するフィルタ帯域幅と遅延との変動を示す。遅延は、実線で示され、右側の縦軸に関連している。フィルタ帯域幅は、点線で示され、左側の縦軸に関連している。５０％のＲＺと６７％のＲＺの両方の結果が与えられている。

フィルタ帯域幅と遅延とは、ともに、受信機に対する分散トレランスを最適化するために著しく小さくされる。遅延は、ビット周期のほぼ５０％までほとんど直線的に低減している。フィルタ帯域幅は、５０ｐｓ／ｎｍの分散で、ほぼ３５ＧＨｚまで急速に降下し、その後ほとんど一定である。

図６ａ及び図６bは、５０％のＲＺで１００ｐｓ／ｎｍの後のアイ・ダイアグラムである。図６aは、最適化されていないが、図６bは、最適化されている。

このアイ・ダイアグラムは、最適化された受信機が使用される場合には、アイの開口が改善されているのを示す。また、これらのアイ・ダイアグラムは、最適化で、適切な識別レベル（decision level）が０から増加することを示している。これは、バランスのとれた検出が最早用いられていないことを示す。

分散トレランスの改善の理由は、最適化プロセスの限界を見ることによって理解することができる。ＤＰＳＫ信号を遅延干渉計なしで,且つ非常に強いフィルタリングで受信すると、この信号は、デュオバイナリ（Duobinary）信号として直接検出することができる[Ｄ．Ｐｅｎｎｉｎｃｋｘ等、ＥＣＯＣＯ１，(２００１)、４５６参照]。

このことから明らかなことであるが、ＭＺＩの遅延が小さくなり、フィルタ帯域幅が狭くなると、信号は、高い分散トレランスを有することで有名なデュオバイナリ信号に部分的に変換されている[A. J. Price等、エレクトロン．レット、３１、(１９９５)、５８参照]。実際には、ＤＰＳＫ信号が受信されると、ＭＺＩの１つの出力には、デュオバイナリ信号がある[X. Wei等、ＥＣＯＣ'０２、４(２００２)、Ｉ参照]。この変形されたデュオバイナリ信号は、より広い帯域幅を有し、強くフィルタリングすることによって、この信号の大部分は、削除される。

信号がデュオバイナリに変換すると、検出が最早バランスされないが、そこで示された結果から、これが分散トレランスの改善によってオフセットされるので、ＯＳＮＲパフォーマンスが減少していることが明らかである。

Ｐ−ＤＰＳＫの利点は、以下のように要約される。
１) 受信機で信号を部分的にデュオバイナリに変換することによって分散及びＰＭＤに対するトレランスの改善(分散は、同じペナルティに対して２倍以上とすることができる)。
２) 完全なＤＰＳＫからデュオバイナリに受信機を同調させることができることは、リンクに依存して、ＯＳＮＲ又は分散のためにそれを最適化することができることを意味する。
３) 強くフィルタリングすると、スペクトル効率を改善することができる。

図３に示されたシステムでは、復調器は、同調可能な遅延があるマッハ-ツェンダー干渉計を含んでいる。同調可能な遅延がある他の干渉計をその代りに用いてもよい。

例えば、図７は、ＭＺＩの代わりに、図３のシステムに組み入れられることができるマイケルソン干渉計(ＭＩ)１０を示している。

ＭＩ１０は、５０/５０ビームスプリッター１２を有する光学媒体１１と、この光学媒体１１から間隔Ｌ_１及び光学媒体１７から間隔Ｌ２離れた第１のミラー１３及び第２のミラー１４とから成っている。ビームスプリッター１２は、入力ビームを２つのビームに分割し、一方の分割ビームは、第１のミラー１３によって反射されて第１の出力ビームを生成し、第２の分割ビームは、第２のミラー１４によって反射されて第２の出力ビームを生成する。ＭＩ１０は、遅延時間τに一致するようにＬ_２とＬ_１との差によって生ずる実効光路長差を有する。Ｌ_１とＬ_２との一方又は両方を変えることによって、遅延時間τ(従って干渉ビットの一時的なオーバーラップ)は、所定の分散のために最適化することができる。例えば、第２のミラー１４を機械的に移動させることによって、またはＭＩ１０の２つのアームに光学ガラスの不一致の長さを使用することによって、Ｌ_２を変えることができる。

第２のミラー１４の代わりに、又は第２のミラー１４と共に、第１のミラー１３を機械的に移動して遅延時間τを変えたり、同調したりしてもよいことは理解されることと思う。２４ｐｓから８ｐｓまで４０Ｇｂｉｔ/sで遅延を変えることは、機械的に最良に行うことができる。

図７では、差動検出の次の段階で要求される２つの出力ビームを容易に引き出すのを許すように、入力ビームは、通常ではない入射角での入射である。

導波路等を用いて自由空間バージョンを実施することができることも認識できることと思う。

可変帯域フィルタを形成する種々の方法があり、これらの方法は、次のものを含んでいる。
１. (多数の干渉層に基づく)誘電体フィルタ上で入射角度（ＡＯＩ）を大きくする狭い帯域幅フィルタ・オンを回転すると（Rotating narrow bandwidth filter-on increasing angle of incidence (AOI) on a dielectric filter）、誘電体層からの反射によって折り目が付けられた（creased）オーバーラップする干渉電界の数が少なくなる。即ち、干渉の実効細かさが減少してフィルタのスペクトル帯域幅を増加させる。帯域幅の正確な変動は、誘電体層の実効屈折率(屈折率が低くなると、変動が一層大きくなる)と実効ビーム径とに依存する。回転すると、幾分のロスが見られる。
２．これらは、２つとも、オーバーラップの程度が変わることができるフィルタをスペクトル的にオフセットする。２つ以上のフィルタのスペクトルのオーバーラップ領域は、データに見られるように生成スペクトルを表わす。フィルタのうち１つ以上のフィルタのスペクトル位置を変えることによって、実効スペクトルのオーバーラップが変化して、変動スペクトル帯域幅を発生する。帯域幅の変化につれてロスも増加する。しかしながら、多空洞構造（multi-cavity architecture）(又はガイアース・トゥールノア（Gires tournois）干渉計等の如き差し込み構造に基づいたフィルタ)、即ちスペクトル領域に矩形波状パターンを生成するように多数のエタロンを組み合わせたフィルタのまわりに設計されるようにフィルタが選択される場合には、これらのフィルタのうち２つのフィルタの不整合が大きくなる。すべての場合に、フィルタのスペクトル位置は、温度によって変化し、ＡＯＩが変化する。このオフセット帯域幅効果は、汚れるか温度が変化してスペクトル位置の変化をもたらす２つのファイバー・ブラグ・グレイティング（fibre Bragg grating）を使用しても達成される。

今まで述べた実施例では、可変帯域フィルタと遅延ラインとは、別々になっているが、他の実施例では、これらのコンポーネントは、同じ装置内に組込まれていてもよい。

このような装置２０の一例が図８に示されている。

この装置２０は、マイケルソン干渉計において、入力ビーム受取用のサーキュレータ２１と、５０/５０ビームスプリッター２２と、チャープ・ファイバ・ブラグ・グレイティング（chirped fibre Bragg grating）（ＦＢＧ）２３と、固定フィルタ２４とから成っている。

この構成では、チャープ・ＦＢＧ２３からの反射が適切なスペクトルフィルタ２４からの反射と干渉させられる。チャープ・グレイティング２３は、反射波長がその長さに沿って変化するにつれてインデックスピリオドの実効数が１波長毎に増加するように構成されている。これは、グレイティングの実効分解能がその長さに沿って変化する効果を有する。これは、異なるスペクトル反射率と長さとの一連の非チャープ・グレイティングを組み合わせる（stitch）のに類似している。この形式のグレイティングであると、それが機械的又は熱的に汚れると、信号/データが反射する光位置が変化し(従って、光路長差を変化し)、それと共に、実効帯域幅が最適な要件に理想的に一致する。干渉は、反射される光でのみ発生することができるので、干渉は、干渉計内の最も狭いフィルタに限定される。最も狭いフィルタ外の光は、干渉を生じないし、ＤＰＳＫ情報を含むこともない。

この構成で、温度を変化することによって、熱効果のみによって遅延の変動を生ずることができ、スペクトル分解能及び分散が問題となる。

第１の出力ビームは、サーキュレータから出力され、第２の出力ビームは、ビームスプリッター２２から出力される。

可変帯域フィルタと遅延ラインとの両方を組込んだ他の例の装置３０が図９に示されている。この装置３０は、サーキュレータ３１と、ビームスプリッター３２と、最適化された残余遅延部（residual delay）３３と、一方が他方より長い１対のチャープ・ＦＢＧ３４とから成っている。

チャープ・グレイティング３４は、マイケルソン干渉計の２つのアームに用いられている。これらのチャープ率、即ち反射波長の単位長さあたりの変化は異なり、最初と最終の波長は、同一である。初期遅延を確立するために、２つのＦＢＧの間に一定の遅延がある。グレイティングが(機械的又は熱的に)汚れると、グレイティング内でデータ/信号が反射する実効点が変化する。これらのチャープ率が異なるので、正味の遅延変動が干渉計のアーム内のデータ間で生じる。従って、所要の遅延の変化を生ずる。非チャープＦＢＧの反射共振内で実効位相変動が零に接近し、従って、長い方のＦＢＧは、パルス位相に影響がなく、即ち、反射共振の実効スペクトルスタート位置だけが遅延時間差を指示する。従って、狭い帯域幅を有する長い方のグレイティングを干渉計測定の損失なしで使用することができる。それ故に、長い方のグレイティングがその長さに沿って可変分解能を有して作られるように、即ち、反射共振の実効帯域幅がその長さに沿って変化するように、２つのグレイティングのチャープ率が選択される。これは、短い方のチャープ・グレイティングは、長い方のチャープ・グレイティングにより得られた反射帯域幅に最適の遅延を同期するように波長に対して非線形の遅延を有することを必要とすることを意味する。それに代えて、短い方のチャープ・グレイティングの周期的パターンにギャップがあって最適性を付与し、即ち、異なった反射波長の非チャープ・グレイティングが一体に組み付けられ(stitched)てもよい。復調器は、５０ｄｅｇＣ(反射ＦＢＧの波長の０.７５ｎｍの変動)の範囲に亘って作動することができ、６０Ｇｈｚから２５ＧＨｚの帯域幅の相応する変化で２４ｐｓから８ｐｓまで遅延変化を付与することができることが意図される。もちろん、ＦＢＧが伸張性が高い金属基体に接合されている場合には、一層大きな実効波長変化が引き起こされることになる。２つのグレイティングの異なる波長の非チャープ・グレイティングの組み付け(stitching)を用いると、どんな分散問題も緩和するが、ＤＰＳＫ復調器レスポンスのステップ状変化にＦＢＧのひずみを付与することができる。

図１０及び図１１は、本発明を実施するシステム用のフィルタ帯域幅と干渉計遅延とに対するＱ値のプロットを示す。

０の分散(図１０)では、１ビットの遅延と広いフィルタとが最適である。

１００ｐｓ/ｎｍの分散(図１１)では、１６ｐｓの遅延とより狭いフィルタとが最適である。

図１２ａ及び図１２ｂは、図６a及び図６bと同様の更に他のアイ・ダイアグラムである。使用されるパルス変調はＲＺ−５０％であり、分散は、ループ(loops)/ｎｍである。図１２aのアイは、１ビットの遅延と５０ＧＨｚのフィルタリングを有する。図１２bのアイは、１ビットの遅延６７％と３６ＧＨｚのフィルタリングを有する。

図１３は、遅延干渉計が一方のアームにπ/２の位相を付加するπ/２ＤＰＳＫを示す。このπ/２ＤＰＳＫは、ＰＭＤトレランスを改善しているのが示されている。これをＰ−ＤＰＳＫと組み合わせると、一層の利益をもたらすことができる。両方のフォーマットとも強いフィルタリングを許容する。本発明の実施例は、π/２ＤＰＳＫを使用してもよい。

図１４及び図１５は、ＤＱＰＳＫを示す。このＤＱＰＳＫでは、各シンボルがそれぞれ２ビットを符号化することができる。これは、シンボルレートを減少し、従って、ＯＳＮＲパフォーマンスは、１〜２ｄＢ悪くなるが、スペクトル効率と分散及びＰＭＤ制限を改善する。ＤＱＰＳＫは、一層複雑な送信機と受信機とを有するが、部分復調の原理は、この場合にも同様に当てはまる。従って、本発明の実施例は、ＤＱＰＳＫを使用してもよい。

ＰＳＫシステムの受信機で、干渉計、例えばＭＺＩの遅延及び／又はフィルタ帯域幅を可変することによる本発明の実施例では、色分散に対するトレランスを改善することができる。この方法では、ＯＳＮＲパフォーマンスか分散トレランスかのいずれかを最大限にするために最適に同調することができるＰＳＫ受信機を設計するができる。分散トレランスは、少なくとも２倍にすることができ、また、狭いフィルタリングを使用することができる。

Claims

データシンボルが位相情報として符号化される光信号を受信する受信機であって、前記受信機は、
前記光信号をフィルタリングするフィルタ手段と、
前記光信号のデータシンボルを時間のオーバーラップによって干渉させることによって前記信号からの位相情報を強度情報に変換する手段と、
前記フィルタ手段の帯域幅及び／又は干渉するシンボルの一時的オーバーラップを可変する手段と
を備えた受信機。
請求項1に記載の受信機であって、前記光信号からの位相情報を強度情報に変換する手段は、前記光信号が２つの信号に分割され、その後再度組み合わせられる干渉計である受信機。
請求項２に記載の受信機であって、前記干渉するシンボルの一時的オーバーラップを可変する手段は、前記干渉計の２つのアームの間の光路差を可変する手段から成っており、前記干渉計の一方のアームに沿って分割信号の一方が通過し、他方のアームに沿って他方の分割信号が通過する受信機。
請求項１、２又は３に記載の受信機であって、前記フィルタ手段の帯域幅を可変する手段と干渉シンボルの一時的オーバーラップを可変する手段とが同じ装置内に組込まれている受信機。
請求項１乃至４のいずれかに記載の受信機であって、前記信号は、ＤＰＳＫ信号又はＤＱＰＳＫ信号である受信機。
請求項１に記載の受信機であって、前記フィルタ手段は、可変するスペクトルオーバーラップ度合いを有するスペクトル的にオフセットされている２つのフィルタから成っている受信機。
請求項１に記載の受信機であって、前記フィルタ手段は、誘電体フィルタ上で入射角を増加する回転式の狭い帯域フィルタ・オンから成っている受信機。
請求項４に記載の受信機であって、チャープ・グレイティングを備えている受信機。
請求項１乃至８のいずれかに記載の受信機であって、前記干渉シンボルの一時的オーバーラップを可変する手段は、前記信号の各シンボルがそれ自体か信号の他の個々のシンボルとオーバーラップせしめるように設定することができる受信機。
データシンボルが位相情報として符号化される光信号を受信し復調する受信機であって、前記受信機は、
前記光信号をフィルタリングするフィルタ手段と、
干渉計とから成り、
前記フィルタ手段の帯域幅が可変であるか、干渉計の少なくとも1つの光路の遅延が可変であるかその両方が可変である受信機。