JP2010521896A - 光通信のための光受信機 - Google Patents

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Abstract

光信号を受信及び処理する装置及び技術は、差動符号化位相偏移変調受信機の加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を調整し、光学系における符号間干渉を低減する装置及び方法を含む。

Description

優先権の主張
このＰＣＴ出願は、以下の６つの米国特許出願の優先権を主張する。
１．２００７年３月１４日に出願された米国特許出願番号第１１／７２４，０１７号、発明の名称「OPTICAL RECEIVER HAVING FSR PHASE COMPENSATION」。
２．２００７年３月２２日に出願された米国特許出願番号第１１／７２６，５５７号、発明の名称「OPTICAL RECEIVER HAVING TRANSFER FUNCTION BANDWIDTH SELECTION」。
３．２００７年５月１日に出願された米国特許出願番号第１１／７９９，４３５号、発明の名称「DELAY LINE INTERFEROMETER HAVING A STEPPED DELAY ELEMENT」。
４．２００７年５月３０日に出願された米国特許出願番号第１１／８０７，８４０号、発明の名称「DECODER HAVING BANDWIDTH CONTROL FOR ISI COMPENSATION」。
５．２００７年５月１日に出願された米国特許出願番号第１１／７９９，２１８号、発明の名称「DELAY LINE INTERFEROMETER HAVING A MOVABLE MIRROR」。
６．２００７年１１月５日に出願された米国特許出願番号第１１／９３５，３４５号、発明の名称「OPTICAL RECEIVER HAVING BANDWIDTH CONTROL FOR INTERSYMBOL INTERFERENCE COMPENSATION」。
上の特許出願の開示は、引用によってこのＰＣＴ出願に援用される。
本発明は、光通信及び光通信における光受信機に関する。
フィルタを有する光学システムでは、複数のフィルタの有効な連結された帯域幅（effective concatenated bandwidth）が符号間干渉（intersymbol interference：ＩＳＩ）を誘導する。ＩＳＩは、信号の歪みを引き起こし、受信機における判定品質（ビットの論理値が「１」であるか「０」を正確に検出する能力）を低下させる。この判定品質は、誤りビットの数を計数し、これを送信されたビットの総数で除算することによって定量化できる。これにより得られる比をビット誤り率（bit error ratio：ＢＥＲ）と呼ぶ。受信機における信号の品質を論ずる他の手法としては、ｅｒｆｃ−１を逆相補誤差関数として、
Figure 2010521896
を用いて、ＢＥＲをＱと呼ばれるパラメータに変換する手法がある。信号品質に対するＩＳＩの歪み効果は、一般的に、変調信号のベースバンドアイダイヤグラム（baseband eye diagram）によって視覚化でき、ＩＳＩは、「１」のシンボルレベルと「０」のシンボルレベルとの間の間隙をシンボルの前縁及び後縁によって部分的に埋めてしまう。
光信号は、一般的に２位相偏移（binary phase shift keyed：ＢＰＳＫ）変調を使用し、ここでは、搬送波は、０ラジアン及びπラジアンの位相シフトによって、論理値「０」及び「１」のデータビットに変調される。論理値「０」又は「１」は、受信機において、検出された信号が、ＩＱ平面とも呼ばれる信号ベクトル図の垂直な虚軸の左にあるか又は右にあるかを判定することによって復号される。極検出器（polar detector）とみなすことができる検出器は、受信した位相の絶対値が、π／２より大きければ「０」、π／２より小さければ「１」と判定する。直角検出器（rectangular detector）とみなすことができる検出器は、信号の位相のコサインが負であれば「０」、正であれば「１」と判定する。
ＢＰＳＫ光信号は、差動符号化位相偏移（differentially-encoded phase shift keyed：ＤｅＢＰＳＫ又はＤＰＳＫ）変調フォーマットを使用してもよい。ＤＰＳＫ変調フォーマットは、２つの連続して送信されたシンボル間の差分として入力データを符号化する。入力データは、前のシンボルを参照して電気的「遅延＋加算（delay + add）」関数によって予め差動符号化され、これにより入力データビットの論理値「０」又は「１」は、前のビットに対する０ラジアン又はπラジアンの搬送波位相の変化として符号化される。検出器では、現ビットを前ビットと比較することによって逆の処理を行う。
ＤＰＳＫ復号機能は、遅延線干渉計（delay line interferometer：ＤＬＩ）及びバランスド検出器（balanced detector）を用いて実行してもよい。干渉計は、同じ位相を有する２つの波は、互いに加算され、逆の位相を有する２つの波は、互いに相殺し合う傾向があるという原理に基づいて動作する。干渉計は、光信号を受信する入力ポートと、２つの出力ポート、すなわち、加算される波を発行する加算的出力ポート（constructive output port）と、相殺し合う傾向がある波を発行する相殺的出力ポート（destructive output port）とを有する。
ＤＰＳＫ信号のための遅延線干渉計（ＤＬＩ）は、ＤＰＳＫ変調のシンボル時間Ｔに略々等しい、２つの波の間の内部遅延差分の更なる要素を有する。加算的出力ポートは、信号Ｅｃ＝Ｅ（ｔ）＋Ｅ（ｔ−Ｔ）を発行し、相殺的出力ポートは、信号Ｅｄ＝Ｅ（ｔ）−Ｅ（ｔ−Ｔ）を発行する。時間Ｔの影響によって、２つの出力ポートにおける信号が逆になり、これにより連続するビットがπラジアン異なる場合、波は、相殺的出力ポートにおいて加算され、加算的出力ポートにおいて相殺される。ＥｃとＥｄとの間の差分は、直接強度検出受信機（direct detection intensity receiver）によって検出でき、２つの連続するビット間で、信号の位相の変化があるか判定することができ、これにより、ＤＰＳＫ変調によって搬送される論理ビットを推定することができる。
この遅延差分の影響によって、入力ポートから各出力ポートへの伝達関数は、（周波数領域において）正弦波振幅応答（sinusoidal amplitude response）を有することになる。伝達関数のサイクルのスペクトル周期は、１／Ｔに等しく、自由スペクトル領域（free spectral range：ＦＳＲ）と呼ばれる。ＦＳＲに比例する正弦波幅（sinusoidal width）は、ＤＬＩ入力から加算的出力及び相殺的出力に渡される信号の周波数帯域を有効に制限する。伝達関数の周波数領域サイクルの位相は、ＦＳＲ位相と呼ばれる。
本出願は、差動符号化位相偏移変調受信機（differentially encoded phase shift keyed receiver）の加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を調整し、光学系における符号間干渉を低減する装置及び方法を含む、光信号を受信及び処理する装置及び技術を含む。
一側面においては、光受信機は、差動変調を有する光信号を受信して復調する、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を有する信号プロセッサを備える。好ましい実施の形態では、信号プロセッサは、遅延線干渉計（ＤＬＩ）と、自由スペクトル領域（ＦＳＲ）位相コントローラと、利得不均衡化器とを備える。ＤＬＩは、差動変調信号を復調し、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）帯域幅を定義する２つの信号パス間の通過時間差分Ｙを有する。ＦＳＲは、伝達関数を制御することによって得られる、ＩＳ１歪みを低減する性能利益が、時間差分Ｙが変調信号のシンボル時間に等しくないときに加算的出力及び相殺的出力における復調された信号を最大にしないことによって失われる性能を上回るように、算出又は調整される。ＦＳＲ位相コントローラは、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の位相を調整して、変調された光信号の搬送波に対してＦＳＲ伝達関数を調節する。利得不均衡化器は、算出又は調整された等しくない利得を加算的パス及び相殺的パス内の信号に適用し、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を決定又は変更する。
他の側面においては、光入力信号を差動復調する遅延線干渉計は、入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離する光学スプリッタと、信号パスの１つにおける第１の方向に沿って、第２の方向における遅延要素の位置に基づいて選択された光遅延によって、信号を遅延させる位置決め可能遅延要素（positionable delay element）と、第２の方向において、通過時間差分を制御するために遅延要素を位置決めする位置決めデバイスとを備える。
他の側面においては、遅延線干渉計において、光入力信号を差動復調する方法は、入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離するステップと、信号パスの１つにおける第１の方向に沿って、位置決め可能遅延要素を横断する信号を、第２の方向における遅延要素の位置に依存する選択された光遅延によって遅延させるステップと、第２の方向において、通過時間差分を制御するために遅延要素を位置決めするステップとを有する。
他の側面においては、光入力信号を差動復調する遅延線干渉計は、入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離する光学スプリッタと、信号パスの１つに信号を反射する可動ミラーと、ミラーを選択可能な位置に位置決めして通過時間差分を制御する位置決めデバイスとを備える。
他の側面においては、遅延線干渉計において、光入力信号を差動復調する方法は、入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離するステップと、可動ミラーによって信号パスの１つの信号を反射するステップと、ミラーを選択可能な位置に位置決めして通過時間差分を制御するステップとを有する。
他の側面においては、光受信機は、変調された光入力信号を受信し、それぞれ加算的出力及び相殺的出力において信号を発行する、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を有する信号プロセッサと、信号プロセッサ内に配設され、伝達関数の少なくとも１つに、入力信号の周波数に対して制御可能な伝達関数位相を提供する少なくとも１つの伝達位相要素と、伝達位相要素に接続され、伝達関数位相を制御し、加算的出力及び相殺的出力の信号パワー間の差分を最大にする伝達位相コントローラとを備える。
他の側面においては、光信号を受信する方法は、変調された光入力信号に、少なくとも一方が制御可能な伝達関数位相を有する加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を適用して、それぞれ加算的出力及び相殺的出力において信号を提供するステップと、光信号の周波数に対して伝達関数位相を制御し、加算的出力及び相殺的出力の信号パワーの間の差分を最大にするステップとを有する。
他の側面においては、光受信機は、変調された光入力信号を処理し、加算的出力及び相殺的出力のそれぞれにおいて信号を発行し、少なくともどちらか１つが制御可能な帯域幅を有する加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を有する信号プロセッサと、信号プロセッサ内に配置され、入力信号の有効帯域幅に基づいて帯域幅を選択して、入力信号における信号劣化を補償する帯域幅制御要素とを備える。
他の側面においては、変調された光信号を受信する方法は、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数に基づいて、変調された光入力信号を処理し、それぞれ、加算的出力及び相殺的出力において信号を発行するステップを有し、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つは、制御可能な帯域幅を有する。この方法は、入力信号の有効帯域幅に基づいて、帯域幅を制御し、入力信号における信号劣化を補償するステップを含む。
他の側面においては、変調された光信号を受信する光受信機は、変調された光入力信号を加算的信号パス及び相殺的信号パスに分離する信号プロセッサと、信号パスの少なくとも１つに配置され、入力信号の有効帯域幅に基づいて、信号パスの間で光学的利得不均衡を選択し、入力信号における信号劣化を補償する光学的利得不均衡化器とを備える。
他の側面においては、変調された光信号を受信する方法は、変調された光入力信号を光学的な加算的信号パス及び相殺的信号パスに分離するステップと、入力信号の有効帯域幅に基づいて、信号パスの間で光学的利得不均衡を選択し、入力信号における信号劣化を補償するステップとを有する。
他の側面においては、変調された光入力信号を受信する光受信機は、入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供する、ＦＳＲ帯域幅を定義する自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を定義する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離するデコーダと、信号パスのうちの第１の信号パスにおける周期的位相応答対周波数を有し、ＦＳＲ帯域幅を変更して、復調された信号のための再構成された帯域幅を提供する周期的位相フィルタとを備える。
他の側面においては、変調された光入力信号を受信する方法は、入力信号を通過時間差分を有する２つの信号パスに分離するステップと、ＦＳＲ帯域幅を定義するための自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を定義する通過時間差分に基づいて、入力信号を差動復調するステップと、復調された信号を加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに発行するステップと、信号パスのうちの第１の信号パスにおける信号をフィルタリングして、周期的位相応答対周波数を提供し、ＦＳＲ帯域幅を変更して、復調された信号のための再構成された帯域幅を提供するステップとを有する。
他の側面においては、光受信機は、変調された光入力信号を受信し、加算的出力及び相殺的出力のそれぞれにおいて信号を発行する、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を有する信号プロセッサと、信号プロセッサ内に配置され、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つの伝達関数帯域幅を制御する伝達帯域幅要素とを備え、伝達関数帯域幅は、入力信号において符号間干渉を補償するよう選択される。
更に他の側面においては、上述した装置及び技術に基づいて光受信機を構成し、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を制御することによって、差動符号化された変調伝送システムにおける符号間干渉（ＩＳＩ）を緩和する。
一具体例においては、チャネル間隔によって分離された搬送波周波数を有する通信システムを介して、変調された光入力信号によって搬送されるデータを推定するように構成された光受信機は、チャネル間隔に略々等しいＤＬＩ自由スペクトル範囲を有し、搬送波周波数において周期的伝送通過帯域を提供し、差動復号された加算的干渉信号を発行する遅延線干渉計（ＤＬＩ）と、チャネル間隔に略々等しいエタロン自由スペクトル領域を有し、搬送波周波数において周期的伝送阻止帯域を提供し、加算的干渉信号をフィルタリングするエタロンと、フィルタリングされた加算的干渉信号を用いてデータを推定するように構成されたデータ推定器とを備える。
他の具体例においては、通信システムを介して、変調された光入力信号によって搬送されるデータを推定するように構成された光受信機は、入力信号を受信し、入力信号の搬送波周波数において伝送通過帯域を有する差動復号された加算的干渉信号を発行するように構成された遅延線干渉計（ＤＬＩ）と、搬送波周波数において伝送阻止帯域を有し、加算的干渉信号をフィルタリングする光フィルタと、フィルタリングされた加算的干渉信号を用いてデータを推定するように構成されたデータ推定器とを備える。
他の具体例においては、チャネル間隔によって分離された搬送波周波数を有する通信システムを介して、変調された光入力信号によって搬送されるデータを推定する方法は、チャネル間隔に略々等しい自由スペクトル領域によって入力信号を差動復号し、光干渉を用いて、搬送波周波数において周期的伝送通過帯域を提供して、差動復号された加算的干渉信号を発行するステップと、チャネル間隔に略々等しい自由スペクトル領域によって加算的干渉信号をフィルタリングして、搬送波周波数において周期的な阻止帯域を提供するステップと、フィルタリングされた加算的干渉信号を用いて、データを推定するステップとを有する。
他の具体例においては、通信システムを介して、変調された光入力信号によって搬送されるデータを推定する方法は、入力信号を差動復号し、入力信号上の光干渉を用いて、入力信号の搬送波周波数において伝送通過帯域を有する差動復号された加算的干渉信号を発行するステップと、加算的干渉信号を、搬送波周波数において、伝送阻止帯域によって光学的にフィルタリングするステップと、フィルタリングされた加算的干渉信号を用いて、データを推定するステップとを有する。
更に他の具体例においては、光通信における光送信信号を受信する光受信機は、受信した光伝送信号を第１の光信号及び第２の光信号に分離する光学スプリッタと、第１の光信号を受け取る第１の光路と、第２の光信号を受け取る第２の光路と、第１及び第２の光路を結合し、第１及び第２の光路との間で光干渉を引き起こし、光学的な加算的干渉信号及び光学的な相殺的干渉信号を生成する光カプラと、光学的な加算的干渉信号を受け取る加算的出力ポートと、光学的な相殺的干渉信号を受け取る相殺的出力ポートと、第１及び第２の光路の間の相対位相遅延を制御し、光学的な加算的干渉信号が光伝送信号の搬送波周波数において伝送通過帯域を有するようにするメカニズムと、を備える光遅延干渉計を備える。光フィルタは、第１及び第２の光路の１つに位置し、光をフィルタリングし、搬送波周波数において伝送阻止帯域を有するように構成されている。光受信機は、更に、光学的な加算的信号を第１の電気検出器出力に変換する第１の光学検出器と、光学的な相殺的信号を第２の電気検出器出力に変換する第２の光学検出器と、第１及び第２の光学検出器と通信し、第１及び第２の電気検出器出力を受信し、第１及び第２の電気検出器出力の間の差分を、光送信信号によって搬送されたデータを搬送する電気信号として生成する電気信号結合器とを備える。
装置及び技術のこれらの及びこの他の実施例及び具体例は、添付の図面、詳細な説明及び特許請求の範囲に詳細に開示されている。
ＢＰＳＫ信号のベクトル図である。 可調整自由スペクトル領域（ＦＳＲ）に関する、遅延線干渉計（ＤＬＩ）における加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を示す図である。 変調された光信号を受信するための例示的な光送信システムのブロック図である。 図３のシステムの光受信機の包括的なブロック図である。 遅延線干渉計（ＤＬＩ）を含む図３のシステムの光受信機の詳細なブロック図である。 図５の受信機の遅延線干渉計（ＤＬＩ）を示す図である。 図５の受信機の遅延線干渉計（ＤＬＩ）を示す図である。 図５の受信機の遅延線干渉計（ＤＬＩ）を示す図である。 自由スペクトル領域の段階的傾斜を有する図５の受信機のＤＬＩを示す図である。 自由スペクトル領域の滑らかな傾斜を有する図５の受信機のＤＬＩを示す図である。 自由スペクトル領域を選択するための可動ミラーを有する図５の受信機のＤＬＩを示す図である。 図５の遅延線干渉計のために用いることができる第１のＧＴデコーダの具体例を示す図である。 図５の遅延線干渉計のために用いることができる第２のＧＴデコーダの具体例を示す図である。 図１７の光受信機の遅延線干渉計（ＤＬＩ）を示す図である。 変調された光信号を受信するための例示的な方法の単純化されたフローチャートである。 算出されたＦＳＲ及び算出された利得不均衡を使用する例示的な方法のフローチャートである。 最良の信号品質のためにＦＳＲ及び利得不均衡が調整される例示的な方法のフローチャートである。 システム帯域幅に基づいて、図３のシステムにおけるＩＳＩを補償するためのＦＳＲの演算を示すグラフ図である。 システム帯域幅及びＦＳＲに基づいて、図３のシステムにおけるＩＳＩを補償するための利得不均衡の演算を示すグラフ図である。 図６ＤのＤＬＩのための段階的傾斜ＦＳＲ遅延要素の具体例を示す図である。 図６ＤのＤＬＩのための段階的傾斜ＦＳＲ遅延要素の具体例を示す図である。 図６ＥのＤＬＩのための滑らかな傾斜ＦＳＲ遅延要素の具体例を示す図である。 図６ＥのＤＬＩのための滑らかな傾斜ＦＳＲ遅延要素の具体例を示す図である。 図６ＥのＤＬＩのための滑らかな傾斜ＦＳＲ遅延要素の具体例を示す図である。 傾斜を用いて図６Ａ〜図６ＧのＤＬＩのＦＳＲ位相を調整する伝達（ＦＳＲ）位相要素を示す図である。 図６Ｇ及び図６ＨのＧＴデコーダ内のエタロンフィルタの周期的位相応答を示すグラフ図である。 図６Ｇ及び図６ＨのＧＴデコーダを調節する方法のフローチャートである。 標準の遅延線干渉計の伝達関数を示すグラフ図である。 図６Ｇ及び図６ＨのＧＴデコーダの再構成された伝達関数を示すグラフ図である。 図３のシステムのためのエタロンノッチフィルタを含む例示的な光受信機の詳細なブロック図である。 図１７の受信機のエタロンフィルタの第１の具体例を示す図である。 図１７の受信機のエタロンフィルタの第２の具体例を示す図である。 図１７の受信機のエタロンフィルタの第３の具体例を示す図である。 図１７の光受信機を構成する例示的な方法のフローチャートである。 図６ＩのＤＬＩの自由スペクトル領域位相を整列させる方法のフローチャートである。 図１７の受信機のデータを推定する方法のフローチャートである。 図１７の受信機における加算的干渉信号及び相殺的干渉信号の透過伝達関数を示すグラフ図である。 図１７の受信機の加算的干渉信号について、最適な帯域幅を決定するためのグラフ図である。 図１７のエタロンの反射係数を構成するためのグラフ図である。 図１７のエタロンのための最適な帯域幅を示すグラフ図である。 図１７の受信機の加算的干渉信号パスのための最適な帯域幅を示すグラフ図である。
光通信において光信号を受信する装置、システム及び技術の様々な実施例及び実装例を説明する。なお、光信号の受信及び検出において、ここに説明する特徴に関する技術的詳細の全てを採用する必要はない。ここに説明する技術的詳細は、特定の要求又はニーズに基づいて、特定の実装例に合わせて組み合わせてもよく、適応化させてもよい。
以下に説明する特定の実施例及び実装例は、差動符号化ＢＰＳＫ（differentially-encoded BPSK：ＤｅＢＰＳＫ又はＤＰＳＫ）変調フォーマットを用いる２位相偏移変調（binary phase shift keyed：ＢＰＳＫ）信号を用いる。但し、例えば、４位相偏移変調（quadrature phase shift keyed：ＱＰＳＫ）、４ＱＡＭ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のより高次の変調フォーマットを含む他の変調フォーマットを用いて、本出願に開示する１つ以上の技術的特徴を具現化してもよい。特定の実施例として、差動符号化ＱＰＳＫ（differentially-encoded QPSK：ＤＱＰＳＫ）を用いてもよい。
図１は、０ラジアン及びπラジアンの位相状態を有する２位相偏移変調（ＢＰＳＫ）光信号のベクトル表現である。複素ＢＰＳＫ光信号の実数（同相又は「Ｉ」）部及び虚数（直交位相又は「Ｑ」）部は、それぞれ、水平軸及び垂直軸上に示されている。０の位相状態とπの位相状態との間のＢＰＳＫ信号は、ＩＱ平面における純粋な位相変調の軌跡（一定の振幅で継続的に位相が変化する）、又はＩＱ平面におけるマッハツェンダー変調（Mach-Zehnder modulation）の軌跡（ゼロ振幅から継続的に振幅が変化する）、又はこれらの間の軌跡を有する。ＤＰＳＫ変調フォーマットでは、論理ビットは、連続する位相状態の間の差分として符号化される。
図２は、遅延線干渉計（ＤＬＩ）を有する信号プロセッサの入力ポートと、加算的出力ポート及び相殺的出力ポートとの間の例示的な加算的伝達関数及び相殺的伝達関数のグラフを示しており、以下ではこれらをＧ（ｆ）及びＨ（ｆ）と呼ぶ。伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）は、伝送された光パワー対周波数の周波数応答である。図の縦軸は、パワー伝送を示している。図の横軸は、伝達関数の中心周波数に対して変調シンボルレートＲにスケーリングされた光入力信号の周波数を示している。伝達関数の中心周波数は、ゼロとして示している。スケーリング係数Ｒは、光信号によって搬送される変調位相状態のシンボル時間Ｔの逆数である。
ＤＬＩは、差動変調された信号を復調するための通過時間差分（transit time difference）Ｙを有する。通過時間差分Ｙ（図４及び図５）は、場合によっては、差分通過時間（differential transit time）Ｙ又は単に時間Ｙと呼ばれることもある。時間Ｙの逆数は、ＤＬＩの自由スペクトル領域（ＦＳＲ）である。視点を変えれば、ＤＬＩのＦＳＲは、伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の周期として定義される。ここでは、１．０Ｒ、１．１Ｒ、１．２Ｒ及び１．３Ｒの自由スペクトル領域（ＦＳＲ）について、加算的伝達関数Ｇ（ｆ）及び相殺的伝達関数Ｈ（ｆ）を示している。ＦＳＲを増加させると、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の帯域幅が有効に増加する。この場合の加算的伝達関数の帯域幅は、最大振幅の１／２の点又は加算的伝達関数及び相殺的伝達関数が交差する点の間の周波数スペクトルである。相殺的伝達関数の帯域幅は、加算的伝達関数の阻止帯域又は加算的伝達関数及び相殺的伝達関数が交差する帯域幅であると理解される。式１及び式２は、それぞれ、ＤＬＩの加算的伝達関数Ｇ（ｆ）及び相殺的伝達関数及びＨ（ｆ）を示している。
Figure 2010521896
ＦＳＲ伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）は、周波数領域において周期的であることがわかる。周期的伝達関数の位相は、（周波数領域におけるオフセット）は、ＦＳＲ位相と呼ばれる。差動変調を用いる光学システムにおいては、伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）が光信号の搬送波周波数又は変調された光信号のスペクトルのエネルギの中心において、最大の比率又は正規化された差分（合計によってスケーリングされた差分）を有するようにＦＳＲ位相が調整された場合、最良の信号品質を得ることができる。図２は、最大伝達関数差分のための伝達関数位相又はＦＳＲ位相の正しい調整を示しており、伝達関数の中心周波数は、対称的な光入力信号スペクトルのために、受信した光入力信号の中心周波数及び搬送波周波数に整列されている。
図３は、参照符号１０で示すデータ伝送システムの具体例のブロック図である。システム１０は、光送信機１２及び光受信機２０を含む。送信機１２及び受信機２０は、光送信リンク１６を介して接続されている。送信リンク１６は、波長分離多重（wavelength division multiplexing：ＷＤＭ）を使用し、異なる光搬送波周波数を同時に用いて複数の光信号を搬送してもよい。
送信機１２は、入力データの論理値１及び０を隣接する（時間的に連続する）位相状態の間の位相差として符号化する差動符号化位相偏移（ＤＰＳＫ）変調フォーマットを用いて光信号を送信する。例えば、ＤＰＳＫでは、隣接する０ラジアンの位相状態及び連続するπラジアンの位相状態は、何れも論理値「０」を有するデータビットを搬送し、πラジアンの位相状態に続く０ラジアンの位相状態及び０ラジアンの位相状態に続くπラジアンの位相状態は、何れも論理値「１」を有するデータビットを搬送する。もちろん、一般性を失うことなく、論理値「０」及び論理値「１」を逆にすることもできる。また、ＤＰＳＫ変調には、πラジアンによって分離される如何なる２つの位相状態を用いてもよい。
送信機１２は、入力データの論理ビットのための差動符号化位相偏移（ＤＰＳＫ）変調によって変調された光信号２２によってリンク１６の一端を照射する。信号２２は、リンク１６を通過し、受信機２０によって受信される変調された光信号２４として、リンク１６の他端に現れる。リンク１６は、フィルタ２６によって表される１つ以上のフィルタによって生じる有効光帯域幅を有する周波数応答を有する。リンク１６の光帯域幅は、入力信号２４のスペクトルの有効光帯域幅になる。
受信機２０は、信号２４を復調し、その入力データの最適推定である出力データを提供する。出力データは、入力データの正確な複製であることが望ましい。しかしながら、送信リンク１６は、受信信号２４の品質を劣化又は減損させ、信号品質のこの劣化又は減損によって、受信機２０が提供する出力データにおいて誤りが発生することがある。信号劣化の根本原因の１つは、フィルタ２６によって引き起こされる、リンク１６内の符号間干渉（intersymbol interference：ＩＳＩ）である。受信機２０は、出力データの誤りを低減するために、リンク１６における品質劣化、特にＩＳＩを補償するように設計されている。
受信機２０における装置及び方法は、信号品質の測定、並びにリンク１６の有効光帯域幅及び／又は入力信号２４の有効光帯域幅に基づく演算を用いて、以下に限定されるものではないが、ＩＳＩ、信号依存性雑音（signal-dependent noise）、信号非依存性雑音（signal independent noise）を含む、入力信号における１つ以上の信号劣化又は減損を補償する。信号品質測定は、ビット誤り率（bit error ratio：ＢＥＲ）測定又はアイ開口率（eye opening ratio）測定であってもよい。幾つかの場合、信号品質測定は、受信機２０における光学的又は電気的な加算的パス信号及び相殺的パス信号から得られる信号対雑音測定を用いることができる。一具体例においては、受信機２０は、リンク１６の有効光帯域幅に基づく演算を用いて、受信した入力信号２４のＢＥＲを最小化する。
図４は、参照符号２０で示す光受信機の具体例のブロック図である。受信機２０は、光信号２４を受信し、送信機１２によって送信された入力データの受信機２０による最適推定である出力データを提供する。
受信機２０は、復調器３０及びデータ推定器３２を備える。受信機２０又は外部のコンピュータは、帯域幅制御アルゴリズム３３を備える。復調器３０は、光入力信号２４を復調し、電気ベースバンド信号を発行する。データ推定器３２は、ベースバンド信号を処理し、出力データを発行する。また、受信機２０は、光信号２４が波長分離多重（ＷＤＭ）され複数のチャネルを含んでいる場合、光信号２４をチャネルにフィルタリングする入射光フィルタを備えていてもよい。
復調器３０は、信号プロセッサ３４、検出器装置（detector apparatus）３５、結合器３６及び伝達位相コントローラ３７を備える。信号プロセッサ３４は、２つの部分、すなわち、光信号プロセッサ３４Ａ及び電気信号プロセッサ３４Ｂを備える。光信号プロセッサ３４Ａは、入力ポート４２において信号２４を受信し、信号２４を光学的な加算的干渉信号及び相殺的干渉信号に分離し、差分通過時間Ｙによって信号２４を差動復調し、それぞれ加算的出力ポート及び相殺的出力ポート４３Ａ、４４Ａにおいて、信号を発行する。検出器装置３５は、ポート４３Ａ、４４Ａから光学的な加算的パス信号及び相殺的パス信号を受信し、光信号に対する変調のために、光子を電子に変換し、電流ｉＧ及びｉＨとして示す電気的な加算的パス信号及び相殺的パス信号を提供する。
信号プロセッサ３４Ｂは、電気信号を処理し、処理された電気信号を、それぞれ加算的出力ポート及び相殺的出力ポート４３Ｂ、４４Ｂを介して、結合器３６に渡す。結合器３６は、加算的パス信号の瞬間的信号レベルと、相殺的パス信号の瞬間的信号レベルとの間の差分を取り、ベースバンド信号を提供する。受信機２０の変形例では、データ推定器３２がポート４３Ｂ、４４Ｂに接続され、差動電気信号を受信する。
光干渉を用いて入力信号２４を加算的パス及び相殺的パスに分離することにより、信号プロセッサ３４Ａにおいて、それぞれ加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）が提供される。伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）は、それぞれ、信号プロセッサ３４及び検出器装置３５によって、入力ポート４２から加算的出力ポート及び相殺的出力ポート４３Ｂ、４４Ｂに提供される加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の一部である。一具体例においては、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数は、信号プロセッサ３４Ａ内で主に判定され、出力ポート４３Ａ、４４Ａに供給される。
伝達位相コントローラ３７は、出力ポート４３Ａ、４４Ａ（又は４３Ｂ、４４Ｂ）における信号のパワーに関連するレベルを測定し、平均する検出器４５を備える。測定されるパワーに関連するレベルは、出力ポート４３Ａ、４４Ａ（又は出力ポート４３Ｂ、４４Ｂ）における信号パワーを示し、又はこの信号パワーと単調関係を有する。例えば、測定値は、信号パワー、信号の大きさの平均、信号レベルの二乗、又は任意の指数による信号レベルの絶対値であってもよい。伝達位相コントローラ３７は、測定値を用いて、ポート４３Ａの信号パワー対ポート４４Ａの信号パワーの比（又はポート４３Ｂの信号パワー対ポート４４Ｂの信号パワーの比）を最大にするフィードバック信号を提供する。また、この思想は、逆のモードにおいて、ポート４４Ａの信号パワー対ポート４３Ａの信号パワーの比（又はポート４４Ｂの信号パワー対ポート４３Ｂの信号パワーの比）を最大にするために用いることもできる。
信号プロセッサ３４Ａは、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の可調整位相シフトΦＧ及びΦＨを提供する制御可能な伝達位相要素（transfer phase element）４６Ｇ、４６Ｈを有する。要素４６Ｇ、４６Ｈは、同じ物理的な要素４６であってもよく、位相シフトΦＧ及びΦＨは、同じ位相シフトΦであってもよい。伝達位相コントローラ３７は、検出器４５からのパワーに関連する測定値を用いて、要素４６Ｇ、４６Ｈ又は要素４６を制御し、位相ΦＧ、ΦＨ又は位相Φを調整し、加算的ポート４３Ａ（又は４３Ｂ）及び相殺的ポート４４Ａ（又は４４Ｂ）の信号間の正規化された信号パワー差分が最大になるよう、伝達関数の位相をシフトさせる。この処理は、変調された光信号２４の搬送波周波数及び変調された光信号２４におけるエネルギの中心周波数に対して伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）を調節するために用いてもよい。
信号プロセッサ３４Ａは、選択可能又は制御可能な帯域幅（bandwidth：ＢＷ）を提供する伝達帯域幅要素（transfer bandwidth element）４８を有する。加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つは、この帯域幅に少なくとも部分的に依存する。一具体例においては、光信号プロセッサ３４Ａは、遅延線干渉計（delay line interferometer：ＤＬＩ）を含んでいてもよい。この場合、帯域幅は、時間Ｙの逆数によって定義され、又は変更される。
受信機２０の設計又は設営の間、又は受信機２０の動作中に、出力データの信号品質又はビット誤り率について、演算若しくは検査を行い、又は能動フィードバックを提供する。システム１０の信号品質の主な劣化は、フィルタ２６によって引き起こされる符号間干渉（ＩＳＩ）である。帯域幅制御アルゴリズム３３は、図１０に示すように、伝達帯域幅要素４８を判定又は制御するために演算を行い又はフィードバックを提供する。演算若しくは検査、又は能動フィードバックは、要素４８を選択又は制御して、帯域幅を選択又は調整し、システム１０において最良の信号品質又は最小のＩＳＩを実現するために用いられる。光学的又は電気的信号の信号品質は、ベースバンド信号におけるアイ開口を測定することによって、又はビット誤り率（ＢＥＲ）を測定することによって測定してもよい。
信号品質を最適化するために、利得不均衡（gain imbalance）を算出し、又は信号品質データから信号プロセッサ３４へのフィードバックを提供して、光プロセッサ３４Ａ若しくは電気プロセッサ３４Ｂ又はこれらの両方に供給する不均衡制御アルゴリズム（imbalance control algorithm）６４を設けてもよい。信号プロセッサ３４は、利得不均衡演算又はフィードバックを用いて、加算的パス信号と相殺的パス信号との間で利得を不均衡化する。利得不均衡演算は、リンク１６及び入力信号２４の有効光帯域幅に基づいて行うことができる。
通過時間差分Ｙの選択を変更する副次的作用として、伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の伝達関数位相又はＦＳＲ位相が入力信号２４の周波数に対して多サイクル分スライドすることがある。一般則では、ＦＳＲ遅延が変更された場合、伝達関数位相シフトΦ又は位相シフトΦＧ及びΦＨは、伝達（ＦＳＲ）位相コントローラ３７によって、伝達（ＦＳＲ）位相要素４６又は４６Ｇ及び４６Ｈを調整して伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）をその最適な周波数位置に再び中心を合わせることによって再調整しなければならない。受信した光スペクトルが対称的である場合、最適な位置は、入力された光信号２４の搬送波周波数に一致する。一方、ＦＳＲ帯域幅に対する位相シフトΦ又は位相シフトΦＧ及びΦＨの変更の影響は、小さく、重要ではない。
また、受信機２０は、信号品質フィードバック９２のためのパスを有していてもよい。信号品質のためのデータは、信号品質フィードバック９２を介して処理され、伝達位相コントローラ３７に渡される。伝達位相コントローラ３７は、処理された信号品質データを用いて、伝達位相要素４６の位相遅延を微調節して、信号品質を改善及び最適化する。好ましくは、要素４６は、まず、フィードバックループにおいて、パワーに関連する測定に基づいて調節され、次に、第２のフィードバックループにおいて、ビット誤り率（ＢＥＲ）を最小化するために微調節される。信号品質データは、ＢＥＲを直接測定することによって、ベースバンド信号のアイ開口率を測定することによって、及び／又は光学的又は電気的な加算的パス信号及び相殺的パス信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を測定することによって得ることができる。
図５は、参照符号１２０で示される光受信機の具体例の詳細なブロック図である。受信機１２０は、システム１０について上述した受信機２０の具体例である。受信機２０の要素に類似し、又はその実施の形態である受信機１２０の要素は、参照符号に１００を加えることによって示している。
受信機１２０は、復調器１３０、データ推定器１３２及びビット誤り率（ＢＥＲ）検出器１３８を含む。また、受信機１２０又は外部のコンピュータは、帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム１３３及び不均衡制御アルゴリズム１６４を備える。復調器１３０は、光信号２４を復調し、復調された電気信号をデータ推定器１３２に渡す。データ推定器１３２は、電気信号を処理し、元の入力データの最適な推定を行い、最適に推定された入力データを出力データとして発行する。ＢＥＲ検出器１３８は、出力データのＢＥＲを推定する。ＢＥＲは、信号品質データとして用いることができる。復調器１３０は、アルゴリズム１３３、１６４、１９２による信号品質データを使用する。
復調器１３０は、信号プロセッサ１３４、検出器装置１３５、結合器１３６及び伝達自由スペクトル領域（free spectral range：ＦＳＲ）位相コントローラ１３７を備える。信号プロセッサ１３４は、光信号プロセッサ１３４Ａ及び電気信号プロセッサ１３４Ｂを備える。光信号プロセッサ１３４Ａは、入力信号ポート１４２において光入力信号２４を受信し、信号２４を光学的な加算的干渉信号及び相殺的干渉信号に分離し、信号２４を差分時間Ｙで差動復調し、それぞれ加算的出力ポート及び相殺的出力ポート１４３Ａ、１４４Ａから検出器装置１３５に信号を発行する。
検出器装置１３５は、光学的な加算的パス信号及び相殺的パス信号に施されている変調を電気信号に変換し、その電気信号を電気信号プロセッサ１３４Ｂに渡す。電気信号プロセッサ１３４Ｂは、電気信号を処理し、処理された電気信号を、それぞれ加算的出力ポート及び相殺的出力ポート１４３Ｂ、１４４Ｂにおいて、結合器１３６に発行する。結合器１３６は、加算的パス信号の瞬間的信号レベルと、相殺的パス信号の瞬間的信号レベルとの間の差分を取り、ベースバンド信号を提供する。受信機１２０の変形例では、データ推定器１３２がポート１４３Ｂ、１４４Ｂに接続され、差動電気信号を受信する。
光信号プロセッサ１３４Ａは、遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０及び光学的不均衡化器（optical imbalancer）１５２を備える。電気信号プロセッサ１３４Ｂは、電気的不均衡化器１５６を備える。ＤＬＩ１５０は、復調器１３０の入力ポート１４２に接続されて信号２４を受け取る入力ポート１６５を有する。ＤＬＩ１５０の入力ポート１６５とその加算的出力ポート１６６との間の加算的伝達関数は、式１の伝達関数Ｇ（ｆ）を含む。ＤＬＩ１５０の入力ポート１６５とその相殺的出力ポート１６８との間の相殺的伝達関数は、式２の伝達関数Ｈ（ｆ）を含む。
信号プロセッサ１３４の入力ポート１４２と加算的出力ポート１４３Ｂとの間の加算的伝達関数は、ＤＬＩ１５０の加算的伝達関数と、光学的不均衡化器１５２、検出器装置１３５及び電気的不均衡化器１５６の加算的信号パスの伝達関数とを含む。同様に、信号プロセッサ１３４の入力ポート１４２と相殺的出力ポート１４４Ｂとの間の相殺的伝達関数は、ＤＬＩ１５０の相殺的伝達関数と、光学的不均衡化器１５２、検出器装置１３５及び電気的不均衡化器１５６の相殺的信号パスの伝達関数とを含む。
加算的出力ポート及び相殺的出力ポート１６６、１６８における信号は、ポート１６５において入力信号を２つのパスに分離し、次に信号を再結合することによって、光干渉によって生成できる。ＤＬＩ１５０は、伝達自由スペクトル領域（ＦＳＲ）帯域幅要素１４８と呼ばれる第１の信号遅延要素と、伝達（ＦＳＲ）位相要素１４６と呼ばれる第２の信号遅延要素とを有する。ＦＳＲ位相要素１４６は、ＤＬＩ１５０内の信号パスにおける信号通過時間の間に遅延差分を提供し、また、ＤＬＩ１５０のための加算的自由スペクトル領域伝達関数及び相殺的自由スペクトル領域伝達関数に伝達関数位相シフトΦを提供する。ＦＳＲ帯域幅要素１４８は、ＤＬＩ１５０の信号パス内の信号通過時間の間に信号遅延Ｚ（図６Ａ〜図６Ｃ）を提供する。
ＦＳＲ帯域幅要素１４８によって提供される信号遅延Ｚは、ＦＳＲ遅延と呼ばれ、ＦＳＲ位相要素１４６が提供するＦＳＲ位相遅延と呼ばれる信号遅延差分と区別される。なお、ここでは、２つの異なる種類の位相、すなわち、周期的信号の位相と、周期的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の位相とについて説明している。入力信号２４を差動復調するための信号通過時間差分Ｙへの主要な貢献は、ＦＳＲ遅延Ｚが担っている。なお、受信機１２０にとって、時間差分Ｙは、包括的には、変調信号２４のシンボル時間Ｔと同じにならない。典型的なシステム１０では、受信機１２０の時間差分Ｙは、シンボル時間Ｔの約８３％未満である。
時間差分Ｙの逆数は、ＤＬＩ１５０の加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）及び帯域幅を定義する。ＤＬＩ１５０の自由スペクトル領域は、ＤＬＩ１５０の加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）を決定し、又はＤＬＩ１５０の加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）に貢献する。ＦＳＲ帯域幅要素１４８のＦＳＲ遅延Ｚは、リンク１６の既知の又は測定された特性に基づいて選択又は調整され、時間差分Ｙを提供し、時間差分Ｙは、ＤＬＩ１５０のための所望の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を提供し、システム１０の性能を向上させ、特に、フィルタ２６によって引き起こされる符号間干渉（ＩＳＩ）に起因する信号品質劣化を抑制する。帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム１３３は、図１０のグラフに示すように、要素１４８を決定又は制御するための演算を行い、又はフィードバックを提供する。幾つかの実施の形態では、ＦＳＲ帯域幅要素１４８及びＦＳＲ位相要素１４６を、位相シフトΦを提供するための小さい可調整範囲を有する大きい遅延Ｚを有する単一の要素として結合してもよい。
ＦＳＲ位相要素１４６は、伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の周期的な周波数応答の位相Φを微調節し、変調された入力信号２４の搬送波周波数に対して伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）を調節するために使用される。一般的に言えば、ＦＳＲ遅延Ｚが新たに選択又は調整される都度、ＦＳＲ位相を再調整する必要がある。ＦＳＲ位相要素１４６は、ＤＬＩ１５０に含まれているメカニズム１７４によって制御でき、メカニズム１７４は、ＦＳＲ位相コントローラ１３７によって制御される。メカニズム１７４は、要素１４６の温度を制御するための加熱器（oven）であってもよい。
受信機１２０は、光信号２４が波長分離多重（ＷＤＭ）された複数のチャネルを含んでいる場合、光信号２４をチャネルにフィルタリングする入射光フィルタを備えていてもよい。入射光フィルタは、リンク１６内のフィルタ２６の１つとみなすこともできる。コスト及び利便性の観点から、あらゆるチャネルについて同じプロセッサ１３４及び同じＤＬＩ１５０を用いることが望ましい。
上述した一般側の例外として、ＦＳＲ帯域幅要素１４８が、チャネルの周波数間隔の逆数に正確に等しい時間差分Ｙを提供するように選択される場合、ＦＳＲ位相コントローラ１３７及びＦＳＲ位相要素１４６は、不要である。例えば、チャネル間隔が５０ＧＨｚであり、シンボル時間が２３ピコ秒であれば、時間差分Ｙは、２０ピコ秒となる。但し、この特別なケースでは、ＤＬＩ１５０のＦＳＲは、最良のＢＥＲのために最適化できないこともある。受信機１２０では、ＦＳＲ帯域幅要素１４８は、最良のＢＥＲのための通過時間差分Ｙ及びＦＳＲを提供するために、送信リンク１６におけるＩＳＩを補償するための基準に基づいて選択され、時間差分Ｙは、チャネル間隔の逆数ではない。
光学的不均衡化器１５２は、出力ポート１６６、１６８からの信号にそれぞれ適用される光学的利得を制御し、出力ポート１４３Ａ、１４４Ａへの加算的信号及び相殺的信号の間に利得不均衡を提供する加算的可変利得要素１７６及び相殺的可変利得要素１７８を含む。要素１７６、１７８の利得は、不均衡制御アルゴリズム１６４によって制御でき、加算的パス及び相殺的パスのためのパワー利得の比を変更し、それぞれ式３及び式４に基づく加算的伝達関数ｇｏ（ｆ）及び相殺的伝達関数ｈｏ（ｆ）を提供する。式３及び式４において、シンボルβｏとして示す光学的利得不均衡は、マイナス１からプラス１に変化する。
Figure 2010521896
不均衡演算は、ＢＥＲ検出器１３８からのＢＥＲを最小化するように、能動フィードバックを用いる閉ループにおいて、動的に行ってもよい。または、不均衡演算は、ＢＥＲを測定した後に（再び設定及び放置されるまで）「設定及び放置（set and forget）」してもよい。または、不均衡演算は、リンク１６の既知又は測定された特性からの演算に基づく開ループであってもよい。この演算については、図１１を用いて後述する。利得要素１７６、１７８は、利得比を提供するために可変増幅又は可変減衰を使用してもよい。可変利得比を提供するためには、利得要素１７６、１７８の一方のみが可変であればよい。
検出器装置１３５は、それぞれポート１４３Ａ、１４４Ａの光信号を検出し、光子を電子に変換することによって、電気的不均衡化器１５６に電気信号を提供する加算的光検出器１８２及び相殺的光検出器１８４を含む。検出器１８２、１８４のためにフォトダイオードを用いてもよい。各フォトダイオード１８２、１８４は、検出された光パワーに比例する電気信号を生成する。入力ポート１６５から検出器装置１３５の電気的出力への加算的伝達関数及び相殺的伝達関数は、それぞれ式５及び式６の項を含む。
Figure 2010521896
ＦＳＲ位相コントローラ１３７は、ＦＳＲ位相要素１４６の位相遅延を制御し、加算的検出器及び相殺的検出器１８２、１８４における光パワーの比を最大にする。一具体例においては、ＦＳＲ位相コントローラ１３７は、加算的信号パス及び相殺的信号パスにおける信号のパワーに関連する測定を行う検出器１４５を含む。検出器１４５は、それぞれ光電流ＡＣ及びＡＤを測定することによって、加算的検出器及び相殺的検出器１８２、１８４における光パワーを測定し、平均化する。光電流は、検出器１８２、１８４における光子から電子への変換によって生じる電流である。光電流は、検出器１８２、１８４を流れる電流を測定し、次に、平均化を行って高周波成分を取り除くことによって測定される。高周波成分は、光学的変調の帯域幅より低い通過帯域を有する低域通過電気フィルタによって取り除くことができる。
ＦＳＲ位相コントローラ１３７内のアルゴリズムは、ＦＳＲ位相要素１４６の位相遅延を制御して、伝達関数の比、差分又は正規化された差分を最大にする。正規化された差分は、加算的信号パス及び相殺的信号パスのパワーに関連する測定値の差を加算的信号パス及び相殺的信号パスのパワーに関連する測定値の和によって除算した値である。ＦＳＲ位相コントローラ１３７は、式７に示すように、平均光電流から測定される正規化された差分ΔＢを最大にするように構成してもよい。
Figure 2010521896
また、受信機１２０は、信号品質フィードバック１９２のためのパスを含んでいてもよい。信号品質に関するデータは、信号品質フィードバック１９２を介して処理され、ＦＳＲ位相コントローラ１３７に渡される。ＦＳＲ位相コントローラ１３７は、処理された信号品質データを使用して、ＦＳＲ位相要素１４６の位相遅延を微調節し、信号品質を改善及び最適化する。好ましくは、ＦＳＲ位相要素１４６は、まず、フィードバックループにおいて加算的−相殺的正規化パワー差分を最大化するように調節され、次に、ビット誤り率（ＢＥＲ）を最小化するために微調節される。信号品質データは、ＢＥＲを直接測定することによって、ベースバンド信号のアイ開口率を測定することによって、及び／又は光学的又は電気的な加算的パス信号及び相殺的パス信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を測定することによって得ることができる。
電気的不均衡化器１５６は、加算的検出器及び相殺的検出器１８２、１８４からの信号にそれぞれ適用される電気的利得を制御し、出力ポート１４３Ｂ、１４４Ｂから信号を発行する加算的可変利得要素及び相殺的可変利得要素１８６、１８８を含む。要素１８６、１８８の利得は、不均衡制御アルゴリズム１６４によって制御でき、加算的パス及び相殺的パスのための利得の比を変更し、それぞれ式８及び式９に基づく加算的伝達関数ｇｅ（ｆ）及び相殺的伝達関数ｈｅ（ｆ）を提供する。式８及び式９において、シンボルβｅとして示す電気利得不均衡は、マイナス１からプラス１に変化する。
Figure 2010521896
ＢＥＲ検出器１３８からのＢＥＲを最小化するように、能動フィードバックを用いる閉ループにおいて、不均衡演算を動的に行ってもよい。または、不均衡演算は、ＢＥＲを測定した後に（再び設定及び放置されるまで）「設定及び放置（set and forget）」してもよい。または、不均衡演算は、リンク１６の既知又は測定された特性からの演算に基づいて提供される開ループであってもよい。この演算については、図１１を用いて後述する。利得要素１８６、１８８は、利得比を提供するために可変増幅又は可変減衰を使用してもよい。可変利得比を提供するためには、利得要素１８６、１８８の一方のみが可変であればよい。
結合器１３６は、加算的出力ポート及び相殺的出力ポート１４３Ｂ、１４４Ｂからの電気信号間の差分を取り、この差分をベースバンド信号としてデータ推定器１３２に渡す。ベースバンド信号は、入力信号２４に対応する復調された信号である。
ベースバンド信号は、システム内で劣化が生じなければ、データクロックに同期されたサンプル時における入力データを正確に表現する瞬間的信号レベルを有する。例えば、サンプル時において、入力データのある信号レベルは、論理値「１」を表し、他の信号レベルは、論理値「０」を表す。しかしながら、様々な信号劣化、特に、リンク１６のフィルタ２６に起因する符号間干渉（ＩＳＩ）によって、サンプル時におけるベースバンド信号の信号レベルが様々なレベルを有するようになり、「１」が「０」と判定され、又は「０」が「１」と判定されるようなレベルになることさえある。データクロックに同期され、同じディスプレイに繰り返し表示されるベースバンド信号は、アイダイヤグラムとして現れ、ここで、アイの開口は、復調された信号の品質の尺度となる。
データ推定器１３２は、フレーム及びデータクロック信号を復元し、誤り検出及び訂正技術を使用し、入力データの最適推定を生成する。データ推定器１３２は、この入力データの最適推定を出力データとして発行する。ＢＥＲ検出器１３８は、データ推定器１３２からの誤り検出及び訂正情報及び／又は予測される出力データに関するプログラミングされた知識を用いてビット誤り率（ＢＥＲ）を推定する。動的な動作のために、ＢＥＲ検出器１３８は、復調器１３０内の不均衡制御アルゴリズム１６４にＢＥＲを渡す。ＢＥＲ測定又はフィードバックを提供するＢＥＲ検出器１３８の機能は、ベースバンド信号の信号品質を測定するデバイスによって置換又は拡張できる。信号品質デバイス及び／又は測定機能は、受信機１２０の内部に設けてもよく、外部に設けてもよい。外部機器として、信号品質又はＢＥＲを測定するための検査装置を用いてもよい。
ＦＳＲ遅延Ｚの選択を変更する副次的作用として、伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の伝達関数位相又はＦＳＲ位相が入力信号２４の周波数に対して多サイクル分スライドすることがある。一般則では、ＦＳＲ遅延が変更された場合、伝達関数位相シフトΦ又は位相シフトΦＧ及びΦＨは、伝達（ＦＳＲ）位相コントローラ１３７によって、ＦＳＲ位相要素１４６を調整して伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）を入力光信号２４の周波数に再調節することによって再調整しなければならない。一方、ＦＳＲ帯域幅に対する位相シフトΦ又は位相シフトΦＧ及びΦＨの変化の影響は、小さく、重要ではない。
受信機２０、１２０は、メモリに保存された命令に基づいて受信機２０、１２０を動作させるマイクロプロセッサシステムを含む。これらの命令は、上述した帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム３３、１３３、不均衡制御アルゴリズム６４、１６４及び信号品質フィードバック９２、１９２を含む。受信機２０、１２０に関する信号品質は、ＢＥＲ、ＩＳＩ、アイ開口率及び／又は信号対雑音比（ＳＮＲ）に関して定義することができる。通常、光学的及び電気的な加算的パス信号及び相殺的パス信号における最小のＢＥＲ、ＩＳＩの最良の補償、最大のアイ開口及び最高の信号対雑音比（ＳＮＲ）は、受信機２０、１２０内の同じ選択及び調整について、最適化又は略々最適化される。アルゴリズム１９２は、ＢＥＲを最小化するためのフィードバックループにおいて動作してもよい。
図６Ａは、ＤＬＩ１５０の具体例として、遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０Ａを示している。ＤＬＩ１５０に関連する要素に類似するＤＬＩ１５０Ａに関連する要素は、参照符号に文字「Ａ」を付加することによって示している。ＤＬＩ１５０Ａは、入力ポート１６５Ａ、伝達（ＦＳＲ）位相要素１４６Ａ、メカニズム又は加熱器１７４Ａ、部分反射性の第１のミラー２０２Ａ、第２のミラー２０４Ａ、第３のミラー２０８Ａ、加算的出力ポート１６６Ａ及び相殺的出力ポート１６８Ａのための構造的要素を備える。
ＤＬＩ１５０Ａの構造的要素は、以下のように配置されている。入力光信号２４は、部分反射性の第１のミラー２０２Ａの表面を照射する。第１のミラー２０２Ａは、光信号２４のパスに対して、信号２４の一部が信号２１２Ａとして反射され、信号２４の一部が信号２１４Ａとして通過されるような角度に設定されている。信号２１２Ａは、第２のミラー２０４Ａから信号２１６Ａとして反射され、第１のミラー２０２Ａの表面に戻る。信号２１４Ａは、要素１４６Ａを照射し、微調節位相遅延の後に信号２１８Ａとして現れる。信号２１８Ａは、第３のミラー２０８Ａから信号２２２Ａとして反射する。
信号２２２Ａは、要素１４６Ａを照射し、位相遅延の後に信号２２４Ａとして現れる。信号２２４Ａは、第１のミラー２０２Ａの裏面を照射する。信号２２４Ａの一部は、第１のミラー２０２Ａの裏面から反射され、第１のミラー２０２Ａの表面を通過した信号２１６Ａの一部と結合し、加算的出力ポート１６６Ａにおいて信号２２６Ａが生成される。信号２２４Ａの一部は、第１のミラー２０２Ａの裏面を通過し、第１のミラー２０２Ａの表面から反射した信号２１６Ａの一部と結合し、相殺的出力ポート１６８Ａにおいて信号２２８Ａが生成される。
ＤＬＩ１５０Ａの要素は、入力信号２４を第１のパス２３２Ａと第２のパス２３４Ａとに分離する。第１のパス２３２Ａの通過時間は、信号２１２Ａ、２１６Ａの通過時間の合計である。第２のパス２３４Ａの通過時間は、信号２１４Ａ、２１８Ａ、２２２Ａ及び２２４Ａの通過時間の和と、要素１４６Ａの位相遅延の２倍との合計である。第１及び第２のパスの通過時間の間の差分は、入力光信号２４の復調のために用いられる差分通過時間Ｙである。時間Ｙは、要素１４６Ａにおいて、信号位相遅延を調整し、ＤＬＩ１５０ＡのＦＳＲ位相を調整して、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の伝達関数位相を調整することによって微調節される（図２参照）。
要素１４６Ａの材料は、温度に依存する光屈折率を有するように選択される。ＦＳＲ位相コントローラ１３７Ａは、加熱器１７４Ａの温度を調整して、要素１４６Ａの遅延を微調節し、ＤＬＩ１５０Ａの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の中心を入力光信号２４の光搬送波周波数に合わせる制御信号を提供する。
図６Ｂは、ＤＬＩ１５０の具体例として遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０Ｂを示している。ＤＬＩ１５０に関連する要素に類似するＤＬＩ１５０Ｂに関連する要素は、参照符号に文字「Ｂ」を付加することによって示している。ＤＬＩ１５０Ｂは、入力ポート１６５Ｂ、伝達ＦＳＲ帯域幅要素１４８Ｂ、伝達（ＦＳＲ）位相要素１４６Ｂ、メカニズム又は加熱器１７４Ｂ、部分反射性の第１のミラー２０２Ｂ、第２のミラー２０４Ｂ、第３のミラー２０８Ｂ、加算的出力ポート１６６Ｂ及び相殺的出力ポート１６８Ｂのための構造的要素を備える。
ＤＬＩ１５０Ｂの構造的要素は、以下のように配置されている。入力光信号２４は、部分反射性の第１のミラー２０２Ｂの表面を照射する。第１のミラー２０２Ｂは、光信号２４のパスに対して、信号２４の一部が信号２１２Ｂとして反射され、信号２４の一部が信号２１４Ｂとして通過されるような角度に設定されている。信号２１２Ｂは、第２のミラー２０４Ｂから信号２１６Ｂとして反射され、第１のミラー２０２Ｂの表面に戻る。信号２１４Ｂは、要素１４８Ｂを照射し、遅延Ｚの後に信号２１７Ｂとして現れる。信号２１７Ｂは、要素１４６Ｂを照射し、微調節位相遅延の後に信号２１８Ｂとして現れる。信号２１８Ｂは、第３のミラー２０８Ｂから信号２２２Ｂとして反射する。
信号２２２Ｂは、要素１４６Ｂを照射し、位相遅延の後に信号２２３Ｂとして現れる。信号２２３Ｂは、要素１４８Ｂを照射し、遅延Ｚの後に信号２２４Ｂとして現れる。信号２２４Ｂは、第１のミラー２０２Ｂの裏面を照射する。信号２２４Ｂの一部は、第１のミラー２０２Ｂの裏面から反射され、第１のミラー２０２Ｂの表面を通過した信号２１６Ｂの一部と結合し、加算的出力ポート１６６Ｂにおいて信号２２６Ｂが生成される。信号２２４Ｂの一部は、第１のミラー２０２Ｂの裏面を通過し、第１のミラー２０２Ｂの表面から反射した信号２１６Ｂの一部と結合し、相殺的出力ポート１６８Ｂにおいて信号２２８Ｂが生成される。
ＤＬＩ１５０Ｂの要素は、入力信号２４を第１のパス２３２Ｂと第２のパス２３４Ｂとに分離する。第１のパス２３２Ｂの通過時間は、信号２１２Ｂ、２１６Ｂの通過時間の合計である。第２のパス２３４Ｂの通過時間は、信号２１４Ｂ、２１７Ｂ、２１８Ｂ、２２２Ｂ、２２３Ｂ及び２２４Ｂの通過時間の和と、要素１４６Ｂの位相遅延の２倍と、遅延Ｚの２倍との合計である。第１及び第２のパスの通過時間の間の差分は、入力光信号２４の復調のために用いられる差分通過時間Ｙである。ＦＳＲ遅延Ｚは、通過時間差分Ｙの一部である。帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム１３３Ｂ（図１０）は、要素１４８Ｂの遅延Ｚを選択又は調整することによって時間Ｙを提供し、ＤＬＩ１５０Ｂの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）（図２）のＦＳＲ及び帯域幅を選択又は調整する演算又は制御信号を提供する。
要素１４６Ｂの材料は、温度に依存する光屈折率を有するように選択される。ＦＳＲ位相コントローラ１３７Ｂは、加熱器１７４Ｂの温度を調整して、要素１４６Ｂの遅延を微調節し、ＤＬＩ１５０Ｂの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）（図２）の中心を入力光信号２４の光搬送波周波数に合わせる制御信号を提供する。
図６Ｃは、ＤＬＩ１５０の具体例として遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０Ｃを示している。ＤＬＩ１５０に関連する要素に類似するＤＬＩ１５０Ｃに関連する要素は、参照符号に文字「Ｃ」を付加することによって示している。ＤＬＩ１５０Ｃは、入力ポート１６５Ｃ、結合された伝達ＦＳＲ帯域幅要素及び位相要素１４８Ｃ、１４６Ｃ、メカニズム又は加熱器１７４Ｃ、部分反射性の第１のミラー２０２Ｃ、第２のミラー２０４Ｃ、第３のミラー２０８Ｃ、加算的出力ポート１６６Ｃ及び相殺的出力ポート１６８Ｃのための構造的要素を備える。
ＤＬＩ１５０Ｃの構造的要素は、以下のように配置されている。入力光信号２４は、部分反射性の第１のミラー２０２Ｃの表面を照射する。第１のミラー２０２Ｃは、光信号２４のパスに対して、信号２４の一部が信号２１２Ｃとして反射され、信号２４の一部が信号２１４Ｃとして通過されるような角度に設定されている。信号２１２Ｃは、第２のミラー２０４Ｃから信号２１６Ｃとして反射され、第１のミラー２０２Ｃの表面に戻る。信号２１４Ｃは、要素１４８Ｃ、１４６Ｃを照射し、遅延Ｚ及び微調節位相遅延による調整の後に信号２１８Ｃとして現れる。信号２１８Ｃは、第３のミラー２０８Ｃから信号２２２Ｃとして反射する。
信号２２２Ｃは、要素１４８Ｃ、１４６Ｃを照射し、遅延Ｚ及び位相遅延による調整の後に信号２２４Ｃとして現れる。信号２２４Ｃは、第１のミラー２０２Ｃの裏面を照射する。信号２２４Ｃの一部は、第１のミラー２０２Ｃの裏面から反射され、第１のミラー２０２Ｃの表面を通過した信号２１６Ｃの一部と結合し、加算的出力ポート１６６Ｃにおいて信号２２６Ｃが生成される。信号２２４Ｃの一部は、第１のミラー２０２Ｃの裏面を通過し、第１のミラー２０２Ｃの表面から反射した信号２１６Ｃの一部と結合し、相殺的出力ポート１６８Ｃにおいて信号２２８Ｃが生成される。
ＤＬＩ１５０Ｃの要素は、入力信号２４を第１のパス２３２Ｃと第２のパス２３４Ｃとに分離する。第１のパス２３２Ｃの通過時間は、信号２１２Ｃ、２１６Ｃの通過時間の合計である。第２のパス２３４Ｃの通過時間は、信号２１４Ｃ、２１８Ｃ、２２２Ｃ及び２２４Ｃの通過時間の和と、要素１４８Ｃ、１４６Ｃの位相遅延の調整による遅延Ｚの２倍との合計である。第１及び第２のパスの通過時間の間の差分は、入力光信号２４の復調のために用いられる差分通過時間Ｙである。ＦＳＲ遅延Ｚは、通過時間差分Ｙの一部である。帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム１３３Ｃ（図１０）は、要素１４８Ｃ、１４６Ｃの遅延Ｚを選択又は調整することによって時間Ｙを提供し、ＤＬＩ１５０Ｃの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）（図２）のＦＳＲ及び帯域幅を選択又は調整する演算又は制御信号を提供する。
要素１４８Ｃ、１４６Ｃの材料は、温度に依存する光屈折率を有するように選択される。ＦＳＲ位相コントローラ１３７Ｃは、加熱器１７４Ｃの温度を調整して、要素１４６Ｃの位相遅延を微調節し、ＤＬＩ１５０Ｃの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）（図２）の中心を入力光信号２４の光搬送波周波数に合わせる制御信号を提供する。
図６Ｄは、ＤＬＩ１５０の具体例として、自由スペクトル領域のための離散ステップを有する遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０Ｄを示している。ＤＬＩ１５０の要素に類似するＤＬＩ１５０Ｄの要素は、参照符号に文字「Ｄ」を付加することによって示している。ＤＬＩ１５０Ｄは、伝達ＦＳＲ帯域幅要素１４８Ｄを備える。遅延要素１４８Ｄとも呼ばれる伝達ＦＳＲ帯域幅要素１４８Ｄは、階段状断面を有する。要素１４８Ｄは、要素１４８ＤをＤＬＩ１５０Ｅ内の信号に対して位置決めすることによって、遅延Ｚのための離散固定ステップを提供するように位置決め可能である。
ＤＬＩ１５０Ｄは、以下のように配置された入力ポート１６５Ｄ、伝達（ＦＳＲ）位相要素１４６Ｄ、位置決め可能遅延要素１４８Ｄ、メカニズム又は加熱器１７４Ｄ、位置決めデバイス１７５Ｄ、部分反射性の第１のミラー２０２Ｄ、第２のミラー２０４Ｄ、第３のミラー２０８Ｄ、加算的出力ポート１６６Ｄ、相殺的出力ポート１６８Ｄを備える。入力光信号２４は、部分反射性の第１のミラー２０２Ｄの表面を照射する。第１のミラー２０２Ｄは、光信号２４のパスに対して、信号２４の一部が信号２１２Ｄとして反射され、信号２４の一部が信号２１４Ｄとして通過されるような角度に設定されている。信号２１２Ｄは、第２のミラー２０４Ｄから信号２１６Ｄとして反射され、第１のミラー２０２Ｄの表面に戻る。信号２１４Ｄは、要素１４８Ｄを照射し、遅延Ｚの後に信号２１７Ｄとして現れる。信号２１７Ｄは、要素１４６Ｄを照射し、可調整微調節遅延の後に信号２１８Ｄとして現れる。信号２１８Ｄは、第３のミラー２０８Ｄから信号２２２Ｄとして反射する。
信号２２２Ｄは、要素１４６Ｄを照射し、位相遅延の後に信号２２３Ｄとして現れる。信号２２３Ｄは、要素１４８Ｄを照射し、ＦＳＲ遅延Ｚの後に信号２２４Ｄとして現れる。信号２２４Ｄは、第１のミラー２０２Ｄの裏面を照射する。信号２２４Ｄの一部は、第１のミラー２０２Ｄの裏面から反射され、第１のミラー２０２Ｄの表面を透過した信号２１６Ｄの一部と結合し、加算的出力ポート１６６Ｄにおいて信号２２６Ｄが生成される。信号２２４Ｄの一部は、第１のミラー２０２Ｄの裏面を透過し、第１のミラー２０２Ｄの表面から反射した信号２１６Ｄの一部と結合し、相殺的出力ポート１６８Ｄにおいて信号２２８Ｄが生成される。典型的には、要素１４８Ｄ、１４６Ｄは、バルク光群屈折率を有し（時間遅延は、群屈折率に距離を乗算し、真空中の光速によって除算した値に等しい。）、これは、要素１４８Ｄ、１４６Ｄの外で信号２１２Ｄ、２１６Ｄ、２１４Ｄ、２１７Ｄ、２１８Ｄ、２２２Ｄ、２２３Ｄ及び２２４Ｄが経験する群屈折率より遙かに大きい。
ＤＬＩ１５０Ｄの要素は、入力信号２４を第１のパス２３２Ｄと第２のパス２３４Ｄとに分離する。第１のパス２３２Ｄの通過時間は、信号２１２Ｄ、２１６Ｄの通過時間の合計である。第２のパス２３４Ｄの通過時間は、信号２１４Ｄ、２１７Ｄ、２１８Ｄ、２２２Ｄ、２２３Ｄ及び２２４Ｄの通過時間の和と、要素１４６Ｄの可調整遅延の２倍と、要素１４８ＤのＦＳＲ遅延Ｚの２倍との合計である。第１及び第２のパスの通過時間の間の差分は、入力光信号２４の復調のために用いられる差分通過時間Ｙである。要素１４６Ｄ、１４８Ｄの一方又は両方は、２つのピースから構成してもよく、一方のピースは、信号パス２３２Ｄ内にあり、他方のピースは、信号パス２３４Ｄ内にあり、これによって、２つの要素ピースの信号遅延の間の差分として信号遅延を提供してもよい。
要素１４８Ｄは、２つ以上の階段ライザ（蹴上げ：riser）２４２Ｄと、階段トレッド（踏面：tread）２４４Ｄとを有する階段状断面を有する。これに代えて、要素１４８Ｄは、異なる群屈折率を有するセグメントを有していてもよい。位置決めデバイス１７５Ｄは、信号２１４Ｄがライザ２４２Ｄの１つにおいて要素１４８Ｄに入り、信号２２４Ｄがライザ２４２Ｄの１つにおいて要素１４８Ｄから出るように要素１４８Ｄを位置決めする。これに代えて、要素１４８Ｄの反対側に階段を設け、信号２２３Ｄが要素１４８Ｄに入り、ライザ２４２Ｄの１つにおいて信号２１７Ｄが要素１４８Ｄから出るようにしてもよい。遅延ステップサイズは、トレッド２４４Ｄの物理的長さに比例する。
位置決めデバイス１７５Ｄは、要素１４８Ｄを、信号２１４Ｄ、２１７Ｄ、２２３Ｄ及び２２４Ｄに略々垂直な方向に段階的に位置決めし、要素１４８Ｄの有効光路長を増加又は減少させて、ＦＳＲ遅延Ｚを増加又は減少させる。遅延Ｚの離散ステップは、差分通過時間Ｙの離散ステップを提供し、これにより、ＤＬＩ１５０Ｄの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）のＦＳＲ帯域幅に離散ステップを提供する。離散ステップは、要素１４８Ｄの位置の僅かな狂いを許容するため有益であることがある。
帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム１３３Ｄは、位置決めデバイス１７５Ｄを制御して、要素１４８Ｄを位置決めする。制御アルゴリズム１３３Ｄは、受信機２０、１２０の外部にあってもよく、受信機２０、１２０内に含まれていてもよい。技術者が、制御アルゴリズム１３３Ｄからの情報を用いて位置決めデバイス１７５Ｄを操作してもよく、又は制御アルゴリズム１３３Ｄからの情報は、位置決めデバイス１７５Ｄの自動動作のためのフィードバックループの一部であってもよい。
要素１４６Ｄの材料は、温度に依存する群屈折率を有するように選択される。ＦＳＲ位相コントローラ１３７Ｄは、加熱器１７４Ｄの温度を調整して、要素１４６Ｄの位相遅延を微調節し、ＤＬＩ１５０Ｄの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の中心を入力光信号２４の光搬送波周波数に合わせる制御信号を提供する。要素１４８Ｄのために温度に依存する群屈折率を有する材料を使用して、（図６Ｃにおいて、要素１４６Ｃ、１４８Ｃとして示すように）伝達位相要素１４６Ｄ及び段階的ＦＳＲ遅延要素１４８Ｄの機能を結合してもよい。
図６Ｅは、ＤＬＩ１５０の具体例として、自由スペクトル領域のための滑らかな調整傾斜を有する遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０Ｅを示している。ＤＬＩ１５０に関連する要素に類似するＤＬＩ１５０Ｅに関連する要素は、参照符号に文字「Ｅ」を付加することによって示している。ＤＬＩ１５０Ｅは、伝達ＦＳＲ帯域幅要素１４８Ｅを備える。遅延要素１４８Ｅとも呼ばれる伝達ＦＳＲ帯域幅要素１４８Ｅは、滑らかな変化又は傾斜を有する断面を有する。要素１４８Ｅは、要素１４８ＥをＤＬＩ１５０Ｅ内の信号に対して位置決めすることによって、遅延Ｚの連続的な変化を提供するように位置決め可能である。
ＤＬＩ１５０Ｅは、以下のように配置された入力ポート１６５Ｅ、伝達（ＦＳＲ）位相要素１４６Ｅ、位置決め可能遅延要素１４８Ｅ、メカニズム又は加熱器１７４Ｅ、位置決めデバイス１７５Ｅ、部分反射性の第１のミラー２０２Ｅ、第２のミラー２０４Ｅ、第３のミラー２０８Ｅ、加算的出力ポート１６６Ｅ及び相殺的出力ポート１６８Ｅを備える。入力光信号２４は、部分反射性の第１のミラー２０２Ｅの表面を照射する。第１のミラー２０２Ｅは、光信号２４のパスに対して、信号２４の一部が信号２１２Ｅとして反射され、信号２４の一部が信号２１４Ｅとして通過されるような角度に設定されている。信号２１２Ｅは、第２のミラー２０４Ｅから信号２１６Ｅとして反射され、第１のミラー２０２Ｅの表面に戻る。信号２１４Ｅは、要素１４８Ｅを照射し、ＦＳＲ遅延Ｚの後に信号２１７Ｅとして現れる。信号２１７Ｅは、要素１４６Ｅを照射し、可調整微調節遅延の後に信号２１８Ｅとして現れる。信号２１８Ｅは、第３のミラー２０８Ｅから信号２２２Ｅとして反射する。
信号２２２Ｅは、要素１４６Ｅを照射し、位相遅延の後に信号２２３Ｅとして現れる。信号２２３Ｅは、要素１４８Ｅを照射し、ＦＳＲ遅延Ｚの後に信号２２４Ｅとして現れる。信号２２４Ｅは、第１のミラー２０２Ｅの裏面を照射する。信号２２４Ｅの一部は、第１のミラー２０２Ｅの裏面から反射され、第１のミラー２０２Ｅの表面を通過した信号２１６Ｅの一部と結合し、加算的出力ポート１６６Ｅにおいて信号２２６Ｅが生成される。信号２２４Ｅの一部は、第１のミラー２０２Ｅの裏面を通過し、第１のミラー２０２Ｅの表面から反射した信号２１６Ｅの一部と結合し、相殺的出力ポート１６８Ｅにおいて信号２２８Ｅが生成される。典型的には、要素１４８Ｅ、１４６Ｅは、バルク群屈折率を有し、これは、要素１４８Ｅ、１４６Ｅの外で信号２１２Ｅ、２１６Ｅ、２１４Ｅ、２１７Ｅ、２１８Ｅ、２２２Ｅ、２２３Ｅ及び２２４Ｅが経験する群屈折率より遙かに大きい。
ＤＬＩ１５０Ｅの要素は、入力信号２４を第１のパス２３２Ｅと第２のパス２３４Ｅとに分離する。第１のパス２３２Ｅの通過時間は、信号２１２Ｅ、２１６Ｅの通過時間の合計である。第２のパス２３４Ｅの通過時間は、信号２１４Ｅ、２１７Ｅ、２１８Ｅ、２２２Ｅ、２２３Ｅ及び２２４Ｅの通過時間の和と、要素１４６Ｅの可調整遅延の２倍と、要素１４８ＥのＦＳＲ遅延Ｚの２倍との合計である。第１及び第２のパスの通過時間の間の差分は、入力光信号２４の復調のために用いられる差分通過時間Ｙである。要素１４６Ｅ、１４８Ｅの一方又は両方は、２つのピースから構成してもよく、一方のピースは、信号パス２３２Ｅ内にあり、他方のピースは、信号パス２３４Ｅ内にあり、これによって、２つの要素ピースの信号遅延の間の差分として信号遅延を提供してもよい。
要素１４８Ｅは、連続的に変化する光遅延を提供するために、物理的長さの滑らかな変化又は傾斜を有する断面を有する。これに代えて、要素１４８Ｅは、光学的群屈折率の滑らかな傾斜を有していてもよい。位置決めデバイス１７５Ｅは、要素１４８Ｅを、信号２１４Ｅ、２１７Ｅ、２２３Ｅ及び２２４Ｅに垂直な方向に移動させ、要素１４８Ｅの有効光路長を増加又は減少させて、ＦＳＲ遅延Ｚを増加又は減少させる。連続的な可変ＦＳＲ遅延Ｚは、連続的な可変差分通過時間Ｙを提供し、これにより、ＤＬＩ１５０Ｅの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）に、滑らかな、連続的な可変ＦＳＲ帯域幅を提供する。
帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム１３３Ｅは、位置決めデバイス１７５Ｅを制御して、要素１４８Ｅを位置決めする。制御アルゴリズム１３３Ｅは、受信機２０、１２０の外部にあってもよく、受信機２０、１２０内に含まれていてもよい。技術者が制御アルゴリズム１３３Ｅからの情報を用いて位置決めデバイス１７５Ｅを操作してもよく、又は制御アルゴリズム１３３Ｅからの情報によって位置決めデバイス１７５Ｅを自動的に動作させ、要素１４８Ｅを、光信号２１４Ｅ、２１７Ｅ、２２３Ｅ及び２２４Ｅに対してより垂直にまたは垂直でなくなる方向に移動させてもよい。
要素１４６Ｅの材料は、温度に依存する光学的群屈折率を有するように選択される。ＦＳＲ位相コントローラ１３７Ｅは、加熱器１７４Ｅの温度を調整して、要素１４６Ｅの位相遅延を微調節し、ＤＬＩ１５０Ｅの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の中心を入力光信号２４の光搬送波周波数に合わせる制御信号を提供する。
要素１４８Ｅ、１４６Ｅは、（図６Ｃにおいて、要素１４６Ｃ、１４８Ｃとして示すように）要素１４８ＥのＦＳＲ遅延Ｚ及び要素１４６Ｅの微調節されたＦＳＲ位相調整を提供する有効光路長を有する単一の要素に結合してもよい。更に、位置決めデバイス１７５Ｅは、要素１４８Ｅを微細に位置決めすることによって、微細な位相遅延制御を提供してもよい。
図６Ｆは、ＤＬＩ１５０の具体例として、自由スペクトル領域の選択又は調整のための可動ミラー２０８Ｆを有する遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０Ｆを示している。ＤＬＩ１５０に関連する要素に類似するＤＬＩ１５０Ｆに関連する要素は、参照符号に文字「Ｆ」を付加することによって示している。可動ミラー２０８Ｆは、ＤＬＩ１５０Ｆの信号パスに選択可能な光路長を提供することによって、伝達ＦＳＲ帯域幅要素として機能する。光路長の調整は、ＤＬＩ１５０Ｆ内の２つの信号パスの間で遅延Ｚを制御することによって、ＤＬＩ１５０Ｆの自由スペクトル領域の制御を提供する。遅延Ｚは、信号パスに対するミラー２０８Ｆの位置２４６Ｆを選択することによって選択される。
ＤＬＩ１５０Ｆは、以下のように配置された入力ポート１６５Ｆ、伝達（ＦＳＲ）位相要素１４６Ｆ、メカニズム又は加熱器１７４Ｆ、位置決めデバイス１７５Ｆ、部分反射性の第１のミラー２０２Ｆ、第２のミラー２０４Ｆ、可動ミラーである第３のミラー２０８Ｆ、加算的出力ポート１６６Ｆ及び相殺的出力ポート１６８Ｆを備える。入力された光信号２４は、部分反射性の第１のミラー２０２Ｆの表面を照射する。第１のミラー２０２Ｆは、光信号２４のパスに対して、信号２４の一部が信号２１２Ｆとして反射され、信号２４の一部が信号２１４Ｆとして通過されるような角度に設定されている。信号２１２Ｆは、第２のミラー２０４Ｆから信号２１６Ｆとして反射され、第１のミラー２０２Ｆの表面に戻る。信号２１４Ｆは、要素１４６Ｆを照射し、微調節信号遅延の後に信号２１８Ｆとして現れる。信号２１８Ｆは、遅延Ｚを透過し、第３のミラー２０８Ｆから信号２２２Ｆとして反射する。
信号２２２Ｆは、遅延Ｚを通過し、要素１４６Ｆを照射し、位相遅延の後に信号２２４Ｆとして現れる。信号２２４Ｆの一部は、第１のミラー２０２Ｆの裏面から反射され、第１のミラー２０２Ｆの表面を通過した信号２１６Ｆの一部と結合し、加算的出力ポート１６６Ｆにおいて信号２２６Ｆが生成される。信号２２４Ｆの一部は、第１のミラー２０２Ｆの裏面を通過し、第１のミラー２０２Ｆの表面から反射した信号２１６Ｆの一部と結合し、相殺的出力ポート１６８Ｆにおいて信号２２８Ｆが生成される。典型的には、要素１４６Ｆは群屈折率を有し、これは、要素１４６Ｆの外で信号２１２Ｆ、２１６Ｆ、２１４Ｆ、２１８Ｆ、２２２Ｆ及び２２４Ｆが経験する群屈折率より遙かに大きい。
ＤＬＩ１５０Ｆの要素は、入力信号２４を第１のパス２３２Ｆと第２のパス２３４Ｆとに分離する。第１のパス２３２Ｆの通過時間は、信号２１２Ｆ、２１６Ｆの通過時間の合計である。第２のパス２３４Ｆの通過時間は、信号２１４Ｆ、２１８Ｆ、２２２Ｆ及び２２４Ｆの通過時間の和と、要素１４６Ｆの位相遅延の２倍と、可動ミラー２０８Ｆの機械的な長さ調整によるＦＳＲ遅延Ｚの２倍との合計である。第１及び第２のパスの通過時間の間の差分は、入力光信号２４の復調のために用いられる差分通過時間Ｙである。要素１４６Ｆは、信号パス２３２Ｆ内の１つのピースと、信号パス２３４Ｆ内の１つのピースとを有し、２つのパス２３２Ｆ、２３４Ｆにおける信号遅延の間の差分である信号遅延を微調節してもよい。ミラー２０４Ｆ、２０８Ｆの何れか又は両方を、選択可能な位置２４６Ｆを有する可動ミラーとして構成してもよい。
位置決めデバイス１７５Ｆは、ミラー２０８Ｆを信号２１８Ｆ、２２２Ｆの方向に移動させ、ＤＬＩ１５０Ｆの信号パス２３２Ｆと信号パス２３４Ｆとの間の有効光路長を増加又は減少させ、ＦＳＲ遅延Ｚを増加又は減少させる。連続的な可変ＦＳＲ遅延Ｚは、連続的な可変差分通過時間Ｙを提供し、これにより、ＤＬＩ１５０Ｆの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）に、滑らかな、連続的な可変ＦＳＲ帯域幅を提供する。
帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム１３３Ｆは、位置決めデバイス１７５Ｆを制御して、ミラー２０８Ｅを位置決めする。制御アルゴリズム１３３Ｆは、受信機２０、１２０の外部にあってもよく、受信機２０、１２０内に含まれていてもよい。技術者が制御アルゴリズム１３３Ｆからの情報を用いて位置決めデバイス１７５Ｆを操作してもよく、又は制御アルゴリズム１３３Ｆからの情報によって位置決めデバイス１７５Ｆを自動的に動作させ、要素１４８Ｆを移動させ、光信号２１８Ｆ、２２２Ｆが横断する距離を短縮又は延長してもよい。位置決めデバイス１７５Ｆは、後述する位置決めデバイス１７５Ｄの構成と同様の手法によって構成することができる。
要素１４６Ｆの材料は、温度に依存する光学的群屈折率を有するように選択される。ＦＳＲ位相コントローラ１３７Ｆは、加熱器１７４Ｆの温度を調整して、要素１４６Ｆの遅延を微調節し、ＤＬＩ１５０Ｆの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の中心を入力光信号２４の光搬送波周波数に合わせる制御信号を提供する。可動ミラー２０８Ｆは、ＦＳＲ遅延Ｚを選択する機能とＦＳＲ位相を微調節する機能とを結合してもよい。
図７は、伝送リンクチャネルを介して伝送された差分位相偏移変調（ＤＰＳＫ）された光信号を受信する方法の具体例の単純化されたフローチャートである。これらのステップの１つ又は任意の組合せは、コンピュータが読取可能な形式で、コンピュータにステップを実行させる命令として、タンジブルメディア３００に保存してもよい。
ステップ３０１では、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を演算し、又は演算に基づくルックアップテーブルを読み出し、又は能動的に調節を行って、符号間干渉（ＩＳＩ）の影響を最小化し、信号品質を改善する。伝達関数は、遅延線干渉計（ＤＬＩ）の信号パスの遅延Ｚを選択して、ＤＬＩの自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を選択することによって実装できる。遅延Ｚは、差動復調を提供するための、通常、ＤＰＳＫシンボル時間Ｔに等しくない差分時間Ｙに貢献する。信号品質は、出力データのビット誤り率（ＢＥＲ）によって判定してもよい。第１の実施の形態では、遅延Ｚは、ＢＥＲを最小化するために、信号品質測定からのフィードバックによって遅延Ｚを動的に調整することによって選択される。第２の実施の形態では、遅延Ｚは、試行錯誤によって、測定ＢＥＲを最小化するように選択される。第３の実施の形態では、遅延Ｚは、同じチャネル帯域幅を有することが既知である他の光学伝送リンクチャネルにおけるＢＥＲ測定値に基づいて選択される。第４の実施の形態では、遅延Ｚは、既知のチャネル又はスペクトル帯域幅からの演算によって選択される。第５の実施の形態では、遅延Ｚは、ＢＥＲを最小化するためのチャネル帯域幅又はスペクトルに基づく演算結果を有するテーブルから選択される。ＦＳＲの演算は、図１０に示している。ＢＥＲ検出に代えて、又はこれに加えて、遅延Ｚの選択、調整又は制御のために、ＢＥＲ以外の信号品質の解析及び測定、例えば、アイ開口の測定を用いてもよい。なお、新たなＦＳＲ遅延Ｚが選択されると、受信機２０は、入力信号２４上の同期（lock）を失う場合がある。
ステップ３０２では、最良の信号品質のために、（ＦＳＲ遅延Ｚについて上述したように）加算的出力ポート信号と相殺的出力ポート信号との間の光学的利得不均衡を選択する。利得不均衡のための演算は、図１１に示している。信号品質は、上述のようにして判定してもよい。
ステップ３０３では、光学的な加算的パス信号及び相殺的パス信号の間の信号パワー差分を最大にするように加算的伝達関数と相殺的伝達関数の位相を調整する。伝達関数の位相は、システムを動作させて、出力データを提供させながら、出力データを過剰に劣化させることなく、ＤＬＩの信号パス内の信号遅延要素の遅延を微調節することによって、ＦＳＲ位相として調整してもよい。オプションとして、ＦＳＲ位相は、最良の信号品質のために更に調節してもよい。ＦＳＲ位相調整は、入力光信号の搬送波周波数に対して加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を調節する。
図８は、算出されたＦＳＲ及び算出された利得不均衡を用いて、伝送リンクチャネルを介して伝送された差分位相偏移変調（ＤＰＳＫ）された光信号を受信する方法の具体例の単純化されたフローチャートである。これらのステップの１つ以上は、コンピュータが読取可能な形式で、コンピュータにステップを実行させる命令として、タンジブルメディア３１０に保存してもよい。以下のステップの詳細では、システム１０及び光受信機２０、１２０を参照する。
ステップ３２０では、設計、検査又は設営の間の何れかにおいて、伝送システム１０の特徴、特にリンク１６の帯域幅に基づいて、最良の信号品質及び／又は最低のビット誤り率（ＢＥＲ）が得られる遅延線干渉計（ＤＬＩ）の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を算出する。ステップ３２２では、ＤＬＩのＦＳＲ、シンボルレートＲ及び伝送システム１０の特徴、特にフィルタ２６の帯域幅に基づいて、最良の信号品質及び／又は最低のビット誤り率（ＢＥＲ）が得られる光学的及び／又は電気的な利得不均衡を算出する。
実際の動作では、受信機２０、１２０は、ステップ３２４において変調された入力信号２４を受信する。ステップ３３０では、予め算出されたＦＳＲを有するＤＬＩが、信号２４を差動復号し、光干渉を用いて、信号を加算的信号パス及び相殺的信号パスに分離する。ステップ３３２では、ＦＳＲ位相を調整し、信号２４の搬送波に対してＦＳＲ伝達関数を調節する。ステップ３３４では、加算的信号パス及び相殺的信号パス内の信号に光学的利得不均衡を適用し、光学的な加算的信号出力及び相殺的信号出力を提供する。
ステップ３３６では、光学的な加算的信号出力及び相殺的信号出力における信号の変調を電気信号に変換する。ステップ３３８では、加算的信号パス及び相殺的信号パスの信号に電気的利得不均衡を適用し、電気的な加算的信号出力及び相殺的信号出力を提供する。
ステップ３４２では、加算的信号出力及び相殺的信号出力の信号について、パワーに関連する測定値を検出する。利得不均衡が電気信号に適用されている場合は、電気的出力信号を測定する。利得不均衡が、電気信号ではなく、光信号に適用されている場合、光学的出力信号及び電気的出力信号の何れを測定してもよい。一実施の形態においては、利得は、光信号に適用され、パワーに関連する検出値は、光学的変調を電気信号に変換するための平均光電流の測定値である。ステップ３４４では、パワーに関連する測定値間の正規化された差分をステップ３３２に適用し、ＦＳＲ位相を調整する。ステップ３５２では、信号の差分を取ることによって電気的な加算的パス信号及び相殺的パス信号を結合する。この差分は、ベースバンド信号として発行される。そして、ステップ３５４では、ベースバンド信号から、送信機１２からの入力データを推定し、出力データを提供する。
図９は、システム１０を介してデータを送信することを試みながら、ＢＥＲに基づいてＦＳＲ及び利得不均衡を調整し、送信リンクチャネルを介して送信された差分位相偏移変調（ＤＰＳＫ）された光信号を受信する動的手法の具体例のフローチャートである。これらのステップの１つ以上は、コンピュータが読取可能な形式で、コンピュータにステップを実行させる命令として、タンジブルメディア３６０に保存してもよい。以下のステップの詳細では、システム１０及び光受信機２０、１２０を参照する。なお、受信機２０、１２０を調整している間に、データを何度か再送信することが必要になることもある。
まず、ステップ３２４では、入力信号２４を受信する。ステップ３３０では、ＤＬＩが、信号２４を差動復号し、光干渉を用いて、信号を加算的信号パス及び相殺的信号パスに分離する。ステップ３３２では、ＦＳＲ位相を調整し、信号２４の搬送波に対してＦＳＲ伝達関数を調節する。対称的な信号スペクトルの場合、ＦＳＲ位相は、ＦＳＲ伝達関数の中心を信号２４の搬送波に合わせるように調節される。ステップ３３４では、加算的信号パス及び相殺的信号パス内の信号に光学的利得不均衡を適用し、光学的な加算的信号出力及び相殺的信号出力を提供する。
ステップ３３６では、光学的な加算的信号出力及び相殺的信号出力における信号の変調を電気信号に変換する。ステップ３３８では、加算的信号パス及び相殺的信号パスの信号に電気的利得不均衡を適用し、電気的な加算的信号出力及び相殺的信号出力を提供する。
ステップ３４２では、加算的信号出力及び相殺的信号出力の信号について、パワーに関連する測定値を検出する。利得不均衡が電気信号に適用されている場合は、電気的出力信号を測定する。利得不均衡が、電気信号ではなく、光信号に適用されている場合、光学的出力信号及び電気的出力信号の何れを測定してもよい。一実施の形態においては、利得は、光信号に適用され、パワーに関連する検出値は、光学的変調を電気信号に変換するための平均光電流の測定値である。ステップ３４４では、パワーに関連する測定値間の正規化された差分を適用し、ステップ３３２のＦＳＲ位相を調整する。ステップ３５２では、信号の差分を取ることによって電気的な加算的パス信号及び相殺的パス信号を結合する。この差分は、ベースバンド信号として発行される。
ステップ３５２では、加算的電気信号出力及び相殺的電気信号出力の差分を判定し、ベースバンド信号を提供する。ステップ３５４では、ベースバンド信号から、送信機１２からの入力データを推定し、出力データを提供する。
ステップ３７２では、光信号又は電気信号から信号品質を判定し、又は出力データのビット誤り率（ＢＥＲ）を測定する。ステップ３７４では、信号品質又はＢＥＲのフィードバックを適用し、ステップ３３０で用いられるＦＳＲを調整する。ステップ３７６では、信号品質のフィードバックを適用し、ステップ３３４の光学的及び／又は利得不均衡を調整する。そして、オプションとして、ステップ３７８では、信号品質のフィードバックを適用し、ステップ３３２のＦＳＲ位相を調整する。ステップ３３０、３３２及び／又は３３４は、信号品質における更なる改善が検出されなくなるまで繰り返してもよい。ステップ３３０における新たな選択又は調整のためにＦＳＲが変更される都度、ステップ３３２においてＦＳＲ位相を再調節する必要がある。
図１０は、システム１０の有効光帯域幅に基づいて、ＤＬＩ１５０（図４、図５及び図６Ａ〜図６Ｃ）の最適なＦＳＲを算出する帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム３３、１３３のための例示的なグラフを示している。ＦＳＲ及び帯域幅は、システム１０のシンボルレートＲ（シンボル時間Ｔの逆数）に正規化される。この図から、最適なＦＳＲは、シンボルレートＲより少なくとも１０％大きいことがわかる。また、この図から、システム１０の有効光帯域幅がシンボルレートＲより小さい場合、最適なＦＳＲは、シンボルレートＲより少なくとも２０％大きいことがわかる。なお、１、１．１、１．２、１．３、１．４、１．５、１．６、１．７、１．８、１．９及び２のＦＳＲ／Ｒレベルは、それぞれ、変調された光入力信号２４のシンボル時間Ｔの約９０．９％、８３．３％、７６．９％、７１．４％、６６．７％、６２．５％、５８．８％、５５．６％、５２．６％及び５０％の差動復調通過時間によって提供される。
図１１は、光学的不均衡化器１５２及び／又は電気的不均衡化器１５６によって適用される追加的な利得不均衡を算出する利得不均衡制御アルゴリズム６４、１６４のための例示的なグラフを示している。利得不均衡項βは、ＤＬＩ１５０のためのＦＳＲ、システム１０の有効光帯域幅及びシステム１０のシンボルレートＲから算出される。
図１２Ａ〜Ｅは、それぞれ、段階的及び滑らかな傾斜遅延要素１４８Ｄ、１４８Ｅの具体例を示している。第１の方向４０２の信号４００は、要素１４８Ｄ、１４８Ｅの有効光路長を横断する。要素１４８Ｄは、有効光路長の段階的傾斜を有し、遅延Ｚの離散的な増加を提供する。要素１４８Ｅは、有効光路長の滑らかな傾斜を有し、連続的な可変量として遅延Ｚを提供する。
要素１４８Ｄ、１４８Ｅは、位置決めデバイス１７５Ｄ、１７５Ｅによって第２の方向４０４に位置決めされ、遅延Ｚを選択し、ＤＬＩ１５０Ｄの信号パス２３２Ｄと２３４Ｄの間又はＤＬＩ１５０Ｅの信号パス２３２Ｅと２３４Ｅの間に所望の通過時間差分Ｙを提供する。第２の方向４０４は、第１の方向４０２に略々垂直である。用語「傾斜」は、要素１４８Ｄ、１４８Ｅの第２の方向４０４における位置の変化に対する要素１４８Ｄ、１４８Ｅの信号遅延の変化を指す。様々な実施の形態では、遅延Ｚは、１ピコ秒、２ピコ秒、５ピコ秒、１０ピコ秒又は２０ピコ秒の範囲に亘って変更することができる。要素１４８Ｄの遅延ステップは、５０ＧＨｚのチャネル帯域幅の場合、典型的には、約１／４〜５ピコ秒であるが、２０フェムト秒（ｆｓ）又はこれ以下でもよい。変調シンボル時間に関しては、遅延ステップは、典型的には、変調された光入力信号の変調シンボル時間の１〜２０％であるが、０．０２５％又はこれ以下であってもよい。変調された光入力信号２４のチャネル帯域幅又は変調帯域幅に関しては、遅延ステップは、典型的には、帯域幅の逆数の１〜２０％であるが、０．０２５％又はこれ以下であってもよい。
位置決めデバイス１７５Ｄは、要素１４８Ｄ、１４８Ｅを第２の方向４０４に少しずつ動かし又は位置決めする手段を有する。位置決めデバイス１７５Ｄは、良好な位置制御のために、ネジ４２３を有していてもよい。帯域幅ＦＳＲ制御アルゴリズム１３３Ｄからの情報に基づき、技術者による手動操作又はステッピングモータ４２４によって、ネジ４２３の回転４３３を制御し、要素１４８Ｄを第２の方向４０４に進退させる。ブラケット４２６は、信号４００に対して、ＤＬＩハウジング内にネジ４２３及びモータ４２４を保持する。位置決めデバイス１７５Ｅも同様の手法で構成してもよい。一旦、要素１４８Ｄ、１４８Ｅが適切に位置決めされると、例えば、タイダウンストラップ（tie down straps）等の何らかの固定手段によって要素１４８Ｄ、１４８Ｅを固定する。固定手段及び／又はブラケット４２６は、要素１４８Ｄ、１４８ＥをＤＬＩハウジングの機械振動から分離するために、衝撃吸収材料を必要とすることもある。
図１２Ａは、第１の方向４０２に垂直なライザ２４２Ｄと、第１の方向４０２に略々平行なトレッド２４４Ｄとを有する段階的ステップ４０６を有する遅延要素１４８Ｄ（図６Ｄ）を示している。信号４００は、ライザ２４２Ｄにおける入射点又は出射点を介して、要素１４８Ｄを横断する。遅延Ｚのステップのサイズは、第１の方向４０２に延びるトレッド２４４Ｄの長さに比例する。受信機２０、１２０の機械振動のために生じるおそれがある遅延Ｚのジッタを最小化するために、ライザ２４２Ｄの反対側となる要素１４８Ｄの側面４０８は、ライザ２４２Ｄに平行にされている。ライザ２４２Ｄの高さを増加させれば、機械的衝撃又は大きな振幅変動に対する遅延Ｚの耐性が高まる。
図１２Ｂは、段階的遅延要素１４８Ｄの変形例を要素１４８Ｄ１として示している。要素１４８Ｄ１は、第２の方向４０４に互いに積層された異なる光学的群屈折率を有する複数のセグメント２４２Ｄ１を有し、セグメント２４２Ｄ１の光遅延Ｚは、信号４００によって横断される要素１４８Ｄ１の物理的長さと、セグメント２４２Ｄ１の群屈折率との積に比例する。受信機２０、１２０の機械振動のために生じるおそれがある遅延Ｚのジッタを最小化するために、信号４００が要素１４８Ｄ１を出入りする要素１４８Ｄ１の両側面は、平行にされている。セグメント２４２Ｄ１の高さを第２の方向４０４に増加させれば、機械的衝撃又は大きな振幅変動に対する遅延Ｚの耐性が高まる。
図１２Ｃは、三角形の断面を有する遅延要素１４８Ｅを示している。要素１４８Ｅの位置の第２の方向４０４における連続する滑らかな変化は、遅延Ｚの連続する滑らかな変化を提供する。
図１２Ｄは、遅延要素１４８Ｅの変形例を、台形の断面を有する要素１４８Ｅ１として示している。要素１４８Ｅの位置の第２の方向４０４における連続する滑らかな変化は、遅延Ｚの連続する滑らかな変化を提供する。
図１２Ｅは、遅延要素１４８Ｅの変形例を、互いに逆の三角形の断面を有する２つの要素４０９、４１０を含む要素１４８Ｅ２として示している。要素４０９は、位置が固定されており、要素４１０は、第２の方向４０４に位置決め可能である。信号４００は、第１の方向４０２において両方の要素４０９、４１０を通過し、結合された遅延Ｚを生じる。
要素４０９、４１０は、それぞれ、材料の屈折率、及び材料の側面と信号４００との間の傾斜角度に起因する波長に依存するビーム偏角４１１、４１２を誘導する。材料及び傾斜角度は、ビーム偏角４１１の波長依存性がビーム偏角４１２の波長依存性を補償して、概ね波長から独立した信号パスを提供するように選択してもよい。
ここでは、固定された要素４０９の第１及び第２の側面を側面４１３、４１４として示し、位置決め可能な要素４１０の第１及び第２の側面を側面４１５、４１６として示している。要素４０９、４１０に同じ材料を用いる場合、側面４１３、４１５を平行にし、及び側面４１４、４１６を平行にしてもよい。但し、要素４１０を要素４０９に対して僅かに回転させてもよい。固定された要素４０９を第２の方向４０４において静止させたまま、可動の要素４１０の位置を第２の方向４０４において連続的に滑らかに変化させることによって、遅延Ｚの連続する滑らかな変化が提供される。
図１３は、傾斜角度４４８を用いて信号遅延を微調節し、上述した、伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の位相を調整する伝達ＦＳＲ位相要素４４６を示している。要素４４６は、受信機２０、１２０において要素４６、１４６として用いてもよく、ＤＬＩ１５０Ａ〜Ｆにおいて、要素１４６Ａ〜Ｆに代えて用いてもよい。
ここでは、２つの信号パス２３２Ａ〜Ｆ又は２３４Ａ〜Ｆ（図６Ａ〜Ｆ）の１つの一部を信号パス４３４として示している。信号パス４３４内の信号４５０は、要素４４６を通過し、信号遅延を提供して伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）のＦＳＲ位相を調整する。要素４４６は、要素４４６外の信号パス４３４における信号の光屈折率より高い光屈折率を有する。
可調整傾斜角４４８は、機械的メカニズム４７４によって、信号４５０の方向に関して調整される。メカニズム４７４は、伝達ＦＳＲコントローラ３７、１３７、１３７Ａ〜Ｆについて上述した手法で、伝達（ＦＳＲ）位相コントローラ４３７によって制御される。信号４５０に対して要素４４６の傾斜角４４８を調整すると、信号４５０が横断する物理的長さが変化することによって、信号４５０の遅延が微調整される。要素４４６は、光屈折率の温度依存性が最小の材料から形成してもよい。
包括的考察
伝達（ＦＳＲ）位相要素４６、１４６、１４６Ａ〜Ｆ及び４４６が提供する信号遅延は、伝達関数位相調整を提供するために、光入力信号２４の搬送波周波数における少なくとも１サイクル周期の範囲に亘って、調整できる必要がある。その調節分解能及び安定性は、搬送波サイクル周期の１％以上の精度を有する必要がある。ＦＳＲ位相調整を温度によって調節する場合、熱膨張係数及び熱的な群屈折率係数（thermal group index coefficient）によって、温度変化とＦＳＲ位相変化との間のスケーリング係数が決まる。例えば、（ドイツ、マインツのショット社（Schott AG）製の）ＬａＳＦＮ９から形成された調節プレートでは、群屈折率は、約１．８であり、熱係数の合計は、約９×１０−６／Ｋ（ケルビン）である。厚さ３ｍｍのプレートを介する伝搬遅延は、約１８ピコ秒であり、熱的な調節範囲は、０．１６２ｆｓ／Ｋである。２００テラヘルツ（ＴＨｚ）の搬送波周波数では、光周期は、５フェムト秒（ｆｓ）であり、１周期のＦＳＲ位相の変化は、０．３１Ｋの安定性が保たれた３１Ｋの温度変化を必要とする。これは実際の結果である。
一方、望まれる差分通過時間Ｙ（ＦＳＲ帯域幅要素４８、１４８、１４８Ａ〜Ｆが提供する信号遅延Ｚを選択することによって制御される）は、搬送波周波数の多サイクルに亘る。搬送波周波数のサイクルに関して、所望の時間Ｙは、変調システム時間を搬送波サイクル時間で除算し、変調された光入力信号２４において符号間干渉（ＩＳＩ）を正確に補償する所望のＦＳＲ／Ｒで除算することによって算出できる。例えば、変調シンボル時間が２３．３ピコ秒、搬送波サイクル時間が５ｆｓ、所望のＦＳＲ／Ｒが１．０１の場合、時間Ｙは、４６１３．８６サイクルになる。変調シンボル及び搬送波サイクル時間が同じで、所望のＦＳＲ／Ｒが２の場合、時間Ｙは、２３３０サイクルになる。伝達（ＦＳＲ）位相要素及びＦＳＲ帯域幅要素を結合することは、以下の理由のために実用的ではない。
熱的に調節される伝達（ＦＳＲ）位相要素で差分時間Ｙを提供する場合に上述の具体例を適用したとすると、１．０１〜２のＦＳＲ／Ｒ範囲を提供するために、位相要素は、約２３００搬送波サイクル周期、又は１１．５ピコ秒（ｐｓ）の遅延範囲を有する必要がある。このためには、非実用的な７１０００Ｋの温度領域が必要となる。ＦＳＲ帯域幅要素４８、１４８、１４８Ａ〜Ｆの遅延Ｚは、差分通過時間Ｙの全てを提供する必要はない。例えば、時間Ｙは、遅延Ｚと、それぞれの信号パス２３２Ａ〜Ｆと２３４Ａ〜Ｆとの間の固定された差分通過時間との合計によって構成できる。しかしながら、遅延Ｚの範囲を１ピコ秒に限定してもなお、必要な温度調節範囲は、非実用的な７１００Ｋである。
なお、本明細書において説明する遅延Ｚは、伝達関数（ＦＳＲ）帯域幅要素４８、１４８、１４８Ａ〜Ｆを２回経由する通過時間（往復時間）であり、本明細書において説明する伝達（ＦＳＲ）位相信号遅延は、伝達（ＦＳＲ）位相要素４６、１４６、１４６Ａ〜Ｆ及び４４６を２回経由する通過時間（往復時間）である。但し、受信機２０、１２０、ＤＬＩ１５０及び１５０Ａ〜Ｆは、帯域幅要素及び位相要素の一方又は両方を信号が１回だけ通過するように構成することもでき、この場合、遅延Ｚ及び／又は伝達（ＦＳＲ）位相信号遅延は、単一の通過の時間によって提供される。
図６Ｇは、遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０の具体例として、ギヤス−トールニス（Gires-Tournois：ＧＴ）デコーダ１５０Ｇを示している。ＧＴデコーダ１５０Ｇは、遅延線干渉計として動作し、ギヤス−トールニスエタロン（Gires-Tournois etalon）２５０Ｇとして実現されたフィルタは、信号パスの１つにおける反射器として機能する。エタロン２５０Ｇは、反射信号について周期的位相応答を有する周波数の周期的位相フィルタである。エタロン２５０Ｇからの反射信号における周波数フィルタリングによって、エタロン２５０Ｇが組み込まれている遅延線干渉計の生来的な自由スペクトル領域の加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）が変更及び再構築される。
エタロン２５０Ｇは、部分反射性の前面ＰＲと、高反射性の後面ＨＲとを有する。部分反射面ＰＲの反射係数及びエタロン２５０Ｇの厚さ、光屈折率及び内部入射角度は、入力信号２４を差動復調するための差分通過時間Ｙに影響することなく、ＧＴデコーダ１５０Ｇの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の帯域幅を変更して、光入力信号２４における符号間干渉を補償し、出力データのビット誤り率を最小化するように選択される。
ＧＴデコーダ１５０Ｇは、入力ポート１６５Ｇと、部分反射性の第１のミラー２０２Ｇを有するビームスプリッタキューブ２５２Ｇと、第２のミラー２０４Ｇと、補償スペーサ２５３Ｇと、第１の中間的スペーサ２５４Ｇと、エタロン位相調節要素２５６Ｇを含むＧＴエタロン２５０Ｇと、空隙２５９Ｇを有するＦＳＲ位相調節スペーサ２５８Ｇと、第２の中間的スペーサ２６２Ｇと、加算的出力ポート１６６Ｇと、相殺的出力ポート１６８Ｇとを備える。ＦＳＲ位相調節要素４４６Ｇは、スペーサ２５８Ｇの空隙２５９Ｇ内に取り付けられている。ＤＬＩ１５０Ａ〜Ｆの要素に類似するＧＴデコーダ１５０Ｇの要素には、同様の基本参照符号を用いており、例えば、第１のミラー２０２Ｇは、機能的に、第１のミラー２０２Ａ〜Ｆに類似している。
説明を目的として、ＤＬＩ１５０Ｇ内の２つの信号パスを垂直信号パス２３２Ｇ及び水平信号パス２３４Ｇと呼ぶ。中間的スペーサ２５４Ｇ、２６２Ｇは、一致する信号遅延を有するように構成されている。補償スペーサ２５３Ｇは、ＦＳＲ位相調節要素４４６Ｇの有効光路長を除いて、ミラー２０２Ｇから第２のミラー２０４Ｇへの光路長と、第２のミラー２０２Ｇから部分反射面ＰＲへの光路長とが等しくなるように、ＦＳＲ位相調節スペーサ２５８Ｇの厚さを補償する。ＧＴエタロン２５０Ｇは、入力信号２４を差動復調するための差分通過時間Ｙを提供する。
水平信号パス２３４Ｇにおけるキューブ２５２Ｇと補償スペーサ２５３Ｇとの間及び差分スペーサ１４８Ｇと中間的スペーサ２５４Ｇとの間の光インタフェースは、無反射面ＡＲである。水平信号パス２３４Ｇにおける中間的スペーサ２５４Ｇとエタロン２５０Ｇとの間の光インタフェースは、部分反射面ＰＲである。エタロン２５０Ｇの後面は、エタロン１５０Ｇ内で信号を反射する高反射面ＨＲである。垂直信号パス２３２Ｇにおけるキューブ２５２Ｇとスペーサ２５８Ｇとの間及びスペーサ２５８Ｇと中間的スペーサ２６２Ｇとの間の光インタフェースは、無反射面ＡＲである。中間的スペーサ２６２Ｇの後面は、垂直信号パス２３２Ｇを反射するための第２のミラー２０４Ｇとして機能する高反射面ＨＲである。
入力された光信号２４は、入力ポート１６５Ｇにおいてスプリッタキューブ２５２Ｇに入り、部分反射性の第１のミラー２０２Ｇの表面を照射する。第１のミラー２０２Ｇは、光信号２４に対して、信号２４の一部が垂直信号パス２３２Ｇに反射され、信号２４の一部がミラー２０２Ｇを介して水平信号パス２３４Ｇに通過するような角度に設定されている。水平信号パス２３４Ｇは、キューブ２５２Ｇ、スペーサ２５３Ｇ及び中間的スペーサ２５４Ｇを経由してエタロン２５０Ｇに至る。エタロン２５０Ｇは、選択された反射係数、厚さ、屈折率及び内部の入射角に基づいて、水平信号パス２３４Ｇ内の信号を反射し、中間的スペーサ２５４Ｇ及びスペーサ２５３Ｇに戻す。水平信号パス２３４Ｇ内の反射信号は、キューブ２５２Ｇに再び入り、ここで、一部は、第１のミラー２０２Ｇの裏面から反射して、加算的出力ポート１６６Ｇに供給され、一部は、ミラー２０２Ｇの裏面を通過して、相殺的出力ポート１６８Ｇに供給される。
垂直信号パス２３２Ｇは、キューブ２５２Ｇからスペーサ２５８Ｇ及び中間的スペーサ２６２Ｇを介して、第２のミラー２０４Ｇに至る。第２のミラー２０４Ｇは、垂直信号パス２３２Ｇ内の信号を反射し、中間的スペーサ２６２Ｇ及びスペーサ２５８Ｇを介して、キューブ２５２Ｇに戻す。垂直信号パス２３２Ｇ内の反射信号の一部は、第１のミラー２０２Ｇの表面を通過し、加算的出力ポート１６６Ｇに供給され、垂直信号パス２３２Ｇ内の反射信号の一部は、第１のミラー２０２Ｇの表面から反射して、相殺的出力ポート１６８Ｇに供給される。
スペーサ２５８Ｇの空隙２８２Ｇ内のＦＳＲ位相調節要素４４６Ｇは、傾斜角４４８Ｇを用いて、信号遅延を微調節して、ＧＴデコーダ１５０Ｇの生来的な伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）のＦＳＲ位相を調整する。要素４４６Ｇは、垂直信号パス２３２Ｇ内の要素４４６Ｇの直近の外側の信号の光屈折率より高い光屈折率を有する。垂直信号パス２３２Ｇの信号の方向に対して傾斜角４４８Ｇを調整すると、垂直信号パス２３２Ｇ内の信号が要素４４６Ｇ内を横断する物理的長さが変化することによって、信号２３２Ｇの遅延が微調整される。傾斜角４４８Ｇは、伝達（ＦＳＲ）位相コントローラ４３７Ｇによって制御されるメカニズム４７４Ｇによって制御される。コントローラ４３７Ｇは、上述したコントローラ３７、１３７、１３７Ａ〜Ｆ、４３７と同様に動作してもよい。または、傾斜角４４８Ｇは、メカニズム４７４Ｇが、パワー対周波数の周期的伝達関数の所望の位相を得るためにベクトルネットワークアナライザ検査装置を用いて調整してもよい。変形例では、要素４４６Ｇは、温度に応じて変化する光屈折率を有し、メカニズム４７４Ｇは、温度を制御することによって要素２４６Ｇの有効光路長を制御する加熱器である。
エタロン位相調節要素２５６Ｇは、傾斜角２６８Ｇを用いて、ＧＴエタロン２５０Ｇの反射関数対周波数の周期的位相応答を微調節して、位相応答が入力信号２４の搬送波周波数に関して略々対称的になるようにする。要素２５６Ｇは、水平信号パス２３４Ｇ内の要素２５６Ｇの直近の外側の信号の光屈折率より高い光屈折率を有する。エタロン２５０Ｇ内の信号の方向に対して傾斜角２６８Ｇを調整すると、信号が要素２５６Ｇ内を横断する物理的長さが変化することによって、微細な信号遅延調整が提供される。傾斜角２６８Ｇは、エタロン周波数コントローラ２７４Ｇによって制御されるメカニズム２７２Ｇによって制御される。変形例では、要素２５６Ｇは、温度に応じて変化する光屈折率を有し、メカニズム２７２Ｇは、温度を制御することによって要素２５６Ｇの有効光路長を制御する加熱器である。
ＧＴデコーダ１５０Ｇは、ＧＴエタロン２５０Ｇのフィルタ位相応答と、ＧＴデコーダ１５０Ｇの干渉計動作のための自由スペクトル領域のためのＦＳＲ位相との個別の整列（アラインメント）を有する。ＧＴエタロン２５０Ｇを整列するために、空隙２５９Ｇにビームブロッカ２８３Ｇを挿入し、垂直信号パス２３２Ｇ内の信号を切断又は吸収する。ビームブロッカとして、１枚の紙を用いてもよい。ＧＴエタロン２５０Ｇの反射フィルタ周期的位相応答は、垂直信号パス２３２Ｇをブロックしている間に、入力信号２４の搬送波に整列される。ＧＴエタロン２５０Ｇが整列された後、ビームブロッカ２８３Ｇを取り外し、ＧＴデコーダ１５０Ｇ及び標準動作のためにＦＳＲ位相を整列させる。
図６Ｈは、遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０の具体例として、ギヤス−トールニス（ＧＴ）デコーダ１５０Ｈを示している。ＧＴデコーダ１５０Ｈは、遅延線干渉計として動作し、ギヤス−トールニスエタロン２５０Ｈとして実現されたフィルタは、信号パスの１つにおける反射器として機能する。エタロン２５０Ｈは、反射信号について周期的位相応答を有する周波数の周期的位相フィルタである。エタロン２５０Ｈからの反射信号における周波数フィルタリングによって、エタロン２５０Ｈが組み込まれている遅延線干渉計の生来的な自由スペクトル領域の加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）が変更及び再構築される。
エタロン２５０Ｇは、ＰＲとして示す部分反射性の前面と、ＨＲとして示す高反射性の後面ＨＲとを有する。部分反射面ＰＲの反射係数及びエタロン２５０Ｈの厚さ、光屈折率及び内部入射角度は、入力信号２４を差動復調する差分通過時間Ｙに影響することなく、ＧＴデコーダ１５０Ｈの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の帯域幅を変更して、光入力信号２４における符号間干渉を補償し、出力データのビット誤り率を最小化するように選択される。
ＤＬＩ１５０Ｈは、入力ポート１６５Ｈと、部分反射性の第１のミラー２０２Ｈを有するビームスプリッタキューブ２５２Ｈと、第２のミラー２０４Ｈと、空隙２５９Ｈを含む差分スペーサ１４８Ｈと、エタロン位相調節要素２５６Ｈを含むＧＴエタロン２５０Ｈと、加算的出力ポート１６６Ｇと、相殺的出力ポート１６８Ｇとを備える。ＦＳＲ位相調節要素４４６Ｈは、スペーサ１４８Ｈの空隙２５９Ｈに取り付けられている。ＤＬＩ１５０Ａ〜Ｆの要素に類似するＧＴデコーダ１５０Ｈの要素には、同様の基本参照符号を用いており、例えば、第１のミラー２０２Ｈは、機能的に、第１のミラー２０２Ａ〜Ｆに類似している。
説明を目的として、ＤＬＩ１５０Ｇ内の２つの信号パスを垂直信号パス２３２Ｈ及び水平信号パス２３４Ｈと呼ぶ。差分スペーサ１４８Ｈは、入力信号２４を差動復調するための差分通過時間Ｙを提供し、エタロン１５０Ｈにおける信号遅延を補償するための更なる遅延を有する。
垂直信号パス２３２Ｈにおけるキューブ２５２Ｈと差分スペーサ１４８Ｈとの間の光インタフェースは、無反射面ＡＲである。差分スペーサ１４８Ｈの後面は、垂直信号パス２３２Ｈを反射するための第２のミラー２０４Ｈとして機能する高反射面ＨＲである。水平信号パス２３４Ｈにおけるキューブ２５２Ｈとエタロン２５０Ｈとの間の光インタフェースは、部分反射面ＰＲである。エタロン２５０Ｈの後面は、エタロン１５０Ｈ内で信号を反射する高反射面ＨＲである。
入力光信号２４は、入力ポート１６５Ｈにおいてスプリッタキューブ２５２Ｈに入り、部分反射性の第１のミラー２０２Ｈの表面を照射する。第１のミラー２０２Ｈは、光信号２４に対して、信号２４の一部が垂直信号パス２３２Ｈに反射され、信号２４の一部がミラー２０２Ｈを介して水平信号パス２３４Ｈに通過するような角度に設定されている。水平信号パス２３４Ｈは、キューブ２５２Ｈからエタロン２５０Ｈに至る。エタロン２５０Ｈは、選択された反射係数、厚さ、屈折率及び内部の入射角に基づいて、水平信号パス２３４Ｈを反射し、キューブ２５２Ｈに戻し、この一部は、第１のミラー２０２Ｈの裏面から反射して、加算的出力ポート１６６Ｈに供給され、一部は、ミラー２０２Ｈの裏面を通過して相殺的出力ポート１６８Ｈに供給される。
垂直信号パス２３２Ｈは、キューブ２５２Ｈから差分スペーサ１４８Ｈを介して、第２のミラー２０４Ｈに至る。第２のミラー２０４Ｈは、垂直信号パス２３２Ｈを反射し、差分スペーサ１４８Ｈを介してキューブ２５２Ｈに戻し、この一部は、第１のミラー２０２Ｈの表面を通過して加算的出力ポート１６６Ｈに供給され、一部は、第１のミラー２０２Ｈの表面から反射して相殺的出力ポート１６８Ｈに供給される。
入力信号２４を差動復調するための差分通過時間Ｙは、差分スペーサ１４８Ｈとエタロン２５０Ｈとの間の有効光路長の差分によって制御される水平信号パス２３２Ｇと水平信号パス２３４Ｈとの間の通過時間の差分である。
差分スペーサ１４８Ｈ内のＦＳＲ位相調節要素４４６Ｈは、傾斜角４４８Ｈを用いて、信号遅延を微調節して、ＧＴデコーダ１５０Ｈの生来的な伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）のＦＳＲ位相を調整する。要素４４６Ｈは、垂直信号パス２３２Ｈ内の要素４４６Ｈの直近の外側の信号の光屈折率より高い光屈折率を有する。垂直信号パス２３２Ｈの信号の方向に対して傾斜角４４８Ｈを調整すると、垂直信号パス２３２Ｈが要素４４６Ｇ内を横断する物理的長さが変化することによって、信号２３２Ｈの遅延が微調整される。傾斜角４４８Ｈは、伝達（ＦＳＲ）位相コントローラ４３７Ｈによって制御されるメカニズム４７４Ｈによって制御される。コントローラ４３７Ｈは、上述したコントローラ３７、１３７、１３７Ａ〜Ｆ、４３７と同様に動作してもよい。または、傾斜角４４８Ｈは、メカニズム４７４Ｈが、パワー対周波数の周期的伝達関数の所望の位相を得るためにベクトルネットワークアナライザ検査装置を用いて調整してもよい。変形例では、要素４４６Ｈは、温度に応じて変化する光屈折率を有し、メカニズム４７４Ｈは、温度を制御することによって要素４４６Ｈの有効光路長を制御する加熱器である。
エタロン位相調節要素２５６Ｈは、傾斜角２６８Ｈを用いてＧＴエタロン２５０Ｈの反射関数対周波数の位相を微調節して、反射関数の周期的位相応答が入力信号２４の搬送波周波数に関して対称的になるようにする。要素２５６Ｈは、要素２５６Ｈの直近の外側のエタロン２５０Ｈ内の信号の光屈折率より高い光屈折率を有する。エタロン２５０Ｈ内の信号の方向に対して傾斜角２６８Ｈを調整すると、エタロン２５０Ｈ内の信号が要素４４６Ｈ内を横断する物理的長さが変化することによって、遅延が微調整される。傾斜角２６８Ｈは、エタロン周波数コントローラ２７４Ｈによって制御されるメカニズム２７２Ｈによって制御される。変形例では、要素２５６Ｈは、温度に応じて変化する光屈折率を有し、メカニズム２７２Ｈは、温度を制御することによって要素２５６Ｈの有効光路長を制御する加熱器である。
ＧＴデコーダ１５０Ｈは、ＧＴエタロン２５０Ｈのフィルタ位相応答と、ＧＴデコーダ１５０Ｈの干渉計動作のための自由スペクトル領域のためのＦＳＲ位相との個別の整列を有する。ＧＴエタロン２５０Ｈを整列するために、空隙２５９Ｈにビームブロッカ２８３Ｈを挿入し、垂直信号パス２３２Ｈ内の信号を切断又は吸収する。ビームブロッカとして、１枚の紙を用いてもよい。ＧＴエタロン２５０Ｈの反射フィルタ周期的位相応答は、垂直信号パス２３２Ｈをブロックしている間に、入力信号２４の搬送波に整列される。ＧＴエタロン２５０Ｈが整列された後、ビームブロッカ２８３Ｈを取り外し、ＧＴデコーダ１５０Ｈ及び標準動作のためにＦＳＲ位相を整列させる。
図１４は、ＧＴエタロン２５０Ｇ又は２５０Ｈからの信号反射の反射信号のフィールドを入射信号のフィールドで除算した値をｒｓｕｍとして、以下に示すｒｓｕｍ式に基づく周期的位相応答対周波数のグラフを示している。このｒｓｕｍの式において、ｒ１は、エタロン２５０Ｇ又は２５０Ｈの部分反射性のＰＲ面のフィールド反射係数であり、ｎは、エタロン２５０Ｇ又は２５０Ｈの材料の光屈折率であり、ｋ＝２π／λ＝２πｖ／ｃは、λを入力信号２４の光波長とし、又はｖを入力信号２４の光周波数とした場合の角波数であり、Ｌは、エタロン２５０Ｇ又は２５０Ｈの厚さであり、θは、エタロン２５０Ｇ又は２５０Ｈの内部の入射角度である。
Figure 2010521896
反射位相の周期は、屈折率ｎ、厚さＬ及び角度θの相互作用によって提供される。｜ｒｓｕｍ｜２対周波数は、回析及び残留損失の影響を除けば一定である。ＧＴデコーダ１５０Ｇ又は１５０Ｈの帯域幅は、ＧＴエタロン２５０Ｇ又は２５０Ｈの位相応答反射に依存し、これは、部分反射性のＰＲ面のコーティングの反射係数ｒ１に依存する。このグラフは、０．４、０．７及び０．９９のフィールド反射係数ｒ１について、位相応答反射ｒｓｕｍをしている。
係数ｒ１のための適切なコーティングは、特定のエンドユーザのための光チャネル又は変調帯域幅に基づいて、生来的なＦＳＲ帯域幅を変更し、ＧＴデコーダ１５０Ｇ又は１５０Ｈの伝達関数の再構成された帯域幅を提供し、符号間干渉を補償し、又はビット誤り率を最小化するように選択される。同時に、ＧＴデコーダ２５０Ｇ又は２５０Ｈの干渉計動作の自由スペクトル領域は、標準のＩＴＵチャネル規格に適合させるために、例えば、５０ＧＨｚ等、一定に保つことができる。
設計及び開発では、システム１０の送信機１２、チャネル１６及び受信機２０又は１２０のパラメータ及び特徴に基づいて、シミュレーションプログラムを使用して、アイダイヤグラムビット誤り率及び他の結果に関するコンピュータシミュレーションを得る。反射係数ｒ１のためのパラメータは、コンピュータシミュレーションによって最も広いアイ開口、符号間干渉からの最小の劣化効果又は最低のビット誤り率を得ることによってシステム１０の性能を最適化するように調整される。このようなコンピュータシミュレーションプログラムは、米国、ニュージャージー州、ホルムデル（Holmdel）のVPIsystems社の一部門であるVPIphotonicsからのPhotonic Design Automation（ＰＤＡ）プログラム又はカナダ、オンタリオ州、オタワのOptiwave Systems社のPhotonic Design Softwareプログラムとして入手可能である。
ＧＴエタロン２５０Ｇ又は２５０Ｈの部分反射性のＰＲ面の反射係数ｒ１は、米国、ワシントン州、ウォバーン（Woburn）のAegis Semiconductor社（Aegis Semiconductor, Inc.）のLawrence H. Domashが２００４年の「Optical Society of America」に開示している手法によって調節してもよい。部分反射性のＰＲ面は、熱光学的特徴を有する水素化アモルファスシリコン（a-Si-H）による薄膜ＰＥＣＶＤプロセスによって、柔軟な均質のコーティングとして形成されている。熱光学的特徴によって、加熱器で温度を制御することによって反射係数ｒ１を制御することができる。
用語「エタロン」は、「測定ゲージ」又は「規格」を意味するフランス語の単語「etalon」に由来する。ファブリ−ペローエタロン（Fabry-Perot etalon）は、通常、２つの反射面を有する透明板から構成される。波長の関数としてのその透過スペクトルは、エタロンの共振に対応する周期的な伝達応答を示す。ファブリ−ペローエタロンにおいては、前面及び後面は、部分反射性である。ギヤス−トールニスエタロンは、前面の１つが高反射性を有するファブリ−ペローエタロンの特別な形式である。
図１５は、ＧＴデコーダ１５０Ｇ、１５０Ｈのための調節調整方法（tuning adjustment method）のフローチャートである。この方法のためのこれらのステップの１つ又は任意の組合せは、コンピュータが読取可能な形式で、コンピュータにステップを実行させる命令として、タンジブルメディア５００に保存してもよい。
上述したように、遅延線干渉計内の反射鏡の１つをギヤス−トールニス（ＧＴ）エタロンに置き換えて、ＧＴデコーダを構成してもよい。このようなＧＴデコーダは、２つの伝達関数位相、すなわち、差動変調された信号の復調のための差分遅延に対応する遅延線干渉計の自由スペクトル領域の伝達関数の位相と、ＧＴエタロンの反射の伝達関数の位相とを有すると考えることができる。実際には、位相が調整できなければ、入力信号の搬送波周波数又は入力信号の幾つかのチャネルの搬送波周波数に対して適切な伝達関数位相を有するＧＴデコーダを構成することは、困難な場合がある。ＧＴデコーダ１５０Ｇ、１５０Ｈにおいては、ＦＳＲ位相は、要素４４６Ｇ、４４６Ｈにおける光信号遅延を調整することによって調整され、ＧＴエタロン位相は、要素２５６Ｇ、２５６Ｈにおける光信号遅延を調整することによって調整される。
２つの位相を調整する方法では、光振幅（又はパワー）及び位相対周波数を測定する検査装置を用いる。このような検査装置は、バージニア州、ブラックスバーグ（Blacksburg）のLuna Technologies社から、光学ベクトルネットワークアナライザ（optical vector network analyzer）として市販されている。
ステップ５０２：光がアナライザから出射され、ＧＴデコーダの入力ポートに入り、デコーダ出力ポートの１つ（何れか１つ）からアナライザにおいて受光されるように、ＧＴデコーダをネットワークアナライザに接続する。
ステップ５０４：ＧＴデコーダの非ＧＴアームにビームブロッカを挿入し（ＧＴデコーダ１５０Ｇ、１５０Ｈのための垂直信号パス２３２Ｇ、２３２Ｈをブロックする。）、ＧＴデコーダのそのアームからデコーダ出力ポートへの反射を止める。
ステップ５０６：光信号位相対周波数を測定しながら、（要素２５６Ｇ又は２５６Ｈの有効光路長を調整することによって）エタロンの伝達関数周波数応答を調整して、位相応答の最も広い線形部分の中心を所望の光搬送波長に合わせる。この調整のための調節をロックする。
ステップ５０８：非ＧＴアームからビームブロッカを取り除く。
ステップ５１０：アナライザを用いて、光パワー（又は振幅）対周波数を測定し、非ＧＴアームのＦＳＲ位相調節を調整し、デコーダのパワー（又は振幅）の遅延線干渉計伝達関数の中心を所望の光搬送波長に合わせる。この調整のための調節をロックする。この時点で、ＧＴエタロンの通常の動作の準備が完了する。
図１６Ａ及び図１６Ｂは、標準の遅延線干渉計及びＧＴデコーダ１５０Ｇ又は１５０Ｈとして構成された干渉計の例示的な光学伝達関数を示すグラフである。縦軸は、パワー伝送を示しており、横軸は、１９４テラヘルツを中心周波数として、入力信号２４の周波数を示している。
図１６Ａは、入力信号２４の差動復調のための２０ピコ秒の通過時間差分Ｙを有する遅延線干渉計の自由スペクトル領域の加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）を示している。伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の（周波数領域における）周期的応答は、遅延線干渉計の自由スペクトル領域の生来的な特徴であり、差分スペーサ１４８Ｇ、１４８Ｈは、差分通過時間Ｙの半分の信号遅延を提供する（デコーダ１５０Ｇ、１５０Ｈ内の信号は、スペーサ１４８Ｇ又は１４８Ｈを２回通過する）。なお、スペーサ１４８Ｈは、エタロン２５０Ｈにおける信号遅延を補償するために、更なる信号遅延を提供する。通過時間差分Ｙは、遅延線干渉計の伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の生来的な自由スペクトル領域（ＦＳＲ）周期及び帯域幅を定義する。
図１６Ｂは、同じ２０ピコ秒の通過時間差分Ｙを有するＧＴデコーダ１５０Ｇ、１５０Ｈの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を示している。生来的な加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）は、伝達関数の帯域幅を再構成し、多くの場合、増加させるように、ＧＴエタロン２５０Ｇ又は２５０Ｈの周期的な位相フィルタリング動作によって変更される。これは、各チャネルのためにＦＳＲ位相を再調整することなく、同じＧＴデコーダ１５０Ｇ又は１５０Ｈを、複数のチャネルを有するシステム１０のＦＳＲ位相に適合させることができるため、有益である場合がある。例えば、５０ＧＨｚチャネル間隔を有するシステムにおいては、２０ピコ秒の差分通過時間Ｙを用いて、全てのチャネルのための一定のＦＳＲ位相整列を提供しながら、アルゴリズム又は動的フィードバックに基づいて、符号間干渉を補償し、ビット誤り率を最小化するために、ＧＴデコーダ１５０Ｇ又は１５０Ｈにおける伝達関数帯域幅を個別に選択することができる。
図１７は、参照符号６２０で示す光受信機の具体例の詳細なブロック図である。受信機６２０は、システム１０について上述した受信機２０の具体例である。受信機２０の要素に類似し、又はその実施の形態である受信機６２０の要素は、受信機２０の参照符号に６００を加えることによって示している。
受信機６２０は、復調器６３０、データ推定器６３２及びビット誤り率（ＢＥＲ）検出器６３８を備える。復調器６３０は、ポート１４２において光入力信号２４を受信し、光信号を差動復調して、電気ベースバンド信号に変換し、ベースバンド信号をデータ推定器６３２に発行する。
復調器６３０は、信号プロセッサ６３４、検出器装置６３５及び結合器６３６を備える。信号プロセッサ６３４は、遅延線干渉計（ＤＬＩ）１５０Ｉ及び光帯域阻止フィルタ６７６を有する光信号プロセッサセクション６３４Ａと、それぞれ６６７及び６６９の符号が付された加算的信号パス及び相殺的信号パス内の信号を処理するオプションの電気信号プロセッサセクション６３４Ｂと備える。光信号プロセッサ６３４Ａは、ポート１４２において、変調された光入力信号２４を受信し、信号２４上の変調を差動復号し、加算的光学的出力ポート及び相殺的光学的出力ポート１４３Ａ、１４４Ａから、差動復号された変調を有する信号を発行する。
検出器装置６３５は、ポート１４３Ａ、１４４Ａからの信号に施されている変調をそれぞれ電気信号に変換する加算的信号パス検出器及び相殺的信号パス検出器６８２、６８４を含む。電気信号プロセッサ６３４Ｂは、フィルタリング又は利得不均衡を適用し、それぞれ検出器６８２、６８４から出力ポート１４３Ｂ、１４４Ｂに電気的な加算的信号及び相殺的信号を渡す。結合器６３６は、ポート１４３Ｂにおける加算的パス信号の瞬間的信号レベルと、ポート１４４Ｂにおける相殺的パス信号の瞬間的信号レベルとの間の差分を取り、復調された電気信号をベースバンド信号として提供する。
データ推定器６３２は、ベースバンド信号に対して動作し、フレーム及びデータクロック信号を復元し、エラーを検出及び修正し、送信機１２における入力データの最適推定を生成し、最適推定を出力データとして発行する。受信機６２０の変形例では、データ推定器６３２は、ポート１４３Ｂ、１４４Ｂにおける信号に対して直接動作し、出力データを推定する。ＢＥＲ検出器６３８は、システム１０がデータを伝送している間、システム１０の通常動作を中断することなく、データ推定器６３２からの誤り検出及び訂正データ及び／又は出力データと既知の入力データとの比較を用いて、ビット誤り率を判定する。
復調器６３０は、ビット誤り率データを用いて、通常のシステム動作の間に、復調器６３０内で動的調整を行うためのフィードバックを行ってもよく、又は、設計、検査又は設営の間にビット誤り率データを測定して、通常のシステム動作のために固定される復調器６３０の構成を判定するために用いてもよい。
復調器６３０は、ポート１４２からＤＬＩ１５０Ｉの入力ポート１６５に入力信号２４を渡す。光増幅器６２８は、受信機６２０のフロントエンドで信号２４を増幅する。システム１０が波長分離多重（wavelength division multiplexed：ＷＤＭ）チャネルを有する場合、受信機６２０の前に光入力フィルタ６２９を配置し、単一の光チャネルのために信号２４を選択する。入力光フィルタ６２９は、システム１０の変調帯域幅（ＢＷｃｈ）を決定するリンク１６内のフィルタ２６の１つであるとみなされる。
ＤＬＩ１５０Ｉは、ポート１６５において光入力信号２４を受信し、信号を２つの信号パスに分離し、２つのパスの間の信号通過時間差分Ｙを用いて信号を差動復号し、差動復号された光干渉信号を加算的出力ポート及び相殺的出力ポート１６６、１６８に供給する。なお、ＤＬＩ１５０Ｉ内の差分信号パスは、加算的干渉信号パス及び相殺的干渉信号パス６６７、６６９と同じではない。
時間差分Ｙは、スペーサ素子１４８Ｉによって制御される。時間差分Ｙの逆数は、ＤＬＩ１５０Ｉの自由スペクトル領域（ＦＳＲｄｌｉ）を定義する。入力ポート１６５とその加算的出力ポート１６６との間のＤＬＩ１５０Ｉの透過伝達関数（transmission transfer function）は、上述した式１のＧ（ｆ）である。入力ポート１６５とその相殺的出力ポート１６８との間のＤＬＩ１５０Ｉの透過伝達関数は、上述した式２のＨ（ｆ）である。
ＤＬＩ１５０Ｉは、光入力信号２４の搬送波周波数に対して伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の位相を移動させ、ＦＳＲｄｌｉを整列させて、入力信号２４の搬送波周波数に又はその近傍にその中心を合わせる上述した伝達（ＦＳＲ）位相要素４４６（又は図５の１４６）を備える。これに代えて、ＤＬＩ１５０Ｉは、非常に厳密な機械的公差によって製造し、ＦＳＲ位相要素４４６（又は１４６）を必要とすることなく、自由スペクトル領域ＦＳＲｄｌｉを整列させて、搬送波周波数に中心を合わせてもよい。送信機１２による非対称の変調がある場合、又はリンク１６内の連結されたフィルタ２６が搬送波周波数に関して非対称的である場合、ＦＳＲｄｌｉの中心をそのスペクトルに合わせてもよい。
ＦＳＲ位相要素４４６（又は１４６）は、通信システム１０のチャネルの搬送波周波数に対して、伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）の周期的周波数応答のＦＳＲ位相を微調節するために使用される。ＤＬＩ１５０内の信号の方向に対するＦＳＲ位相要素４４６の角度４４８（図１３）は、機械的メカニズム４７４（図１３）によって物理的に制御される。メカニズム４７４は、ＦＳＲｄｌｉ位相コントローラ６３７からの電気信号に基づいて制御され、信号が横断する物理的長さを変更することによって、信号４３４（図１３）の遅延に微調整を提供する。これに代えて、コントローラ６３７の制御の下で、加熱器１７４によって要素１４６（図５）の温度を調整することによってＦＳＲｄｌｉ位相を調整してもよい。
ＦＳＲ位相の動的調整は、上述した手法によって、信号に関する加算的検出器及び相殺的検出器６８２、６８４からの測定値ＡＣ及びＡＤに基づいて、正規化されたパワー差分を用いて提供できる。要素４４６又は１４６のための動的な調整制御は、システム１０の動作を中断することなく、ＢＥＲ検出器６３８が測定したビット誤り率又は他の信号品質測定に基づく信号品質フィードバックによっても提供できる。受信機６２０の信号品質測定値は、ＢＥＲ、ＩＳＩ、アイ開口率及び／又は信号対雑音比（ＳＮＲ）に関して定義することができる。典型的には、受信機６２０内の同じ構成について、光学的及び電気的な加算的信号パス及び相殺的信号パスの最小のＢＥＲ、ＩＳＩの最良の補償、最大のアイ開口及び最高の信号対雑音比（ＳＮＲ）が最適化又は略々最適化される。
光フィルタ６７６は、２つの光路、すなわち加算的干渉信号パス６６７及び相殺的干渉信号パス６６９の少なくとも１つに実装される。ある光受信機では、光フィルタ６７９は、２つの信号パス６６７、６６９の両方に実装してもよい。ここに例示する具体例では、光フィルタ６７６は、加算的干渉信号パス６６７内の光学的不均衡化器６５２の一部である。フィルタ６７６は、入力信号２４の搬送波周波数に中心が合わせられた阻止帯域を有し、ＤＬＩ加算的出力ポート１６６からの信号をフィルタリングし、フィルタリングされた信号を加算的出力ポート１４３Ａに渡す。フィルタ６７６の阻止帯域は、全ての伝送を阻止することを意図せず、部分的に光学的透過性を有する。フィルタ６７６は、典型的には、入力信号２４の変調帯域幅ＢＷｃｈに応じて、その透過最小（transmission minima）において、０．５デシベル（ｄＢ）から約１０ｄＢの範囲の減衰を有する。フィルタ６７６は、ファブリ−ペロー（ＦＰ）エタロンフィルタ等の様々な光フィルタ構成によって実装できる。
また、この具体例の光学的不均衡化器は、相殺的干渉信号パス６６９内に補償減衰器６７８を含む。この補償減衰器６７８は、制御信号によって、相殺的干渉信号パス６６９内の光信号の振幅を変更するように調整可能である。
帯域幅構成アルゴリズム６３１は、システム１０内のＩＳＩ劣化を補償し、出力データの品質を向上させるために、システム１０のリンク１６、データレートＲ及びチャネル間隔ＣＨについて、システム１０のチャネル帯域幅ＢＷｃｈに基づいて、フィルタ６７６の阻止帯域幅を構成するために使用される。フィルタ６７６は、誘電体スタックの層又は色吸収線（color absorption line）によって構成され、特定の搬送波周波数において伝送阻止帯域を提供する。幾つかの実装例では、フィルタ６７６は、ファブリ−ペロー（ＦＰ）エタロンとして好適に構成することができる。エタロン６７６は、厚さに関連する自由スペクトル領域（ＦＳＲｅｔａｌｏｎ）を有する。エタロンフィルタ６７６の阻止帯域は、周期的であり、自由スペクトル領域ＦＳＲｅｔａｌｏｎの周期を有する。ＦＳＲｅｔａｌｏｎ位相構成アルゴリズム６７４は、エタロンフィルタ６７６の周波数スペクトル領域の位相を入力信号２４の搬送波周波数に整列させるために使用される。エタロンフィルタ６７６の阻止帯域幅は、エタロンフィルタ６７６の両面の反射率を適切に選択することによって目標値に固定することができる。２つの面の反射率は、図２１〜図２４の説明で概説するように、図２１及び図２２に示す関係に基づいて見出すことができる。特定の具体例として、エタロンフィルタ６７６は、チャネル間隔が５０ＧＨｚのシステムにおいて、４３Ｇｂｉｔ／ｓで変調されたＤＰＳＫ信号を搬送する光帯域幅３５ＧＨｚのチャネルのＩＳＩを最適化するように構成することができる。図２１は、最適受信機帯域幅がＢＷｏｐｔ＝（４３ＧＨｚ）１．４／２＝３０．１ＧＨｚとなるように、１．４となる２ＢＷｏｐｔ／Ｒを示している。図２２では、ＢＷｏｐｔ／ＣＨ＝３０．１ＧＨｚ／５０ＧＨｚ＝０．６０２の比は、エタロンフィルタ６７６の各面の０．１６のパワー反射率に対応している。
フィルタ補償減衰器６７８は、ＤＬＩ相殺的出力ポート１６８からの光信号を減衰させ、減衰された信号を相殺的出力ポート１４４Ａに渡す。減衰は、フィルタ６７６の阻止帯域の減衰を補償するように算出される。更に、減衰器６７８において、より大きい又はより小さい減衰を用いて、不均衡構成アルゴリズム６６４に基づいて算出された利得不均衡を提供して、システム１０内のＩＳＩ劣化を最小化してもよい。
減衰器６８６、６８８は、可変利得要素１８６、１８８（図５）に類似し、電気信号プロセッサセクション６３４Ｂ内の電気的不均衡化器６５６にオプションとして設けられ、検出器６８２、６８４から渡された電気信号に利得不均衡を適用して、加算的出力ポート及び相殺的出力ポート１４３Ｂ、１４４Ｂに供給する。減衰器６８６、６８８を用いて、加算的信号パス及び相殺的信号パス６６７、６６９において、不均衡構成アルゴリズム６６４によって決定された電気的な利得不均衡を提供し、システム１０におけるＩＳＩ劣化を最小化することができる。
入力ポート１４２から加算的出力ポート１４３Ｂへの加算的干渉信号パス６６７についての信号プロセッサ６３４の総合的な伝達関数は、ＤＬＩ１５０Ｉの加算的伝達関数Ｇ（ｆ）と、光フィルタ６７６、検出器６８２及び電気減衰器６８６の透過伝達関数とを含む。同様に、入力ポート１４２から相殺的出力ポート１４４Ｂへの相殺的干渉信号パス６６９についての信号プロセッサ６３４の総合的な伝達関数は、ＤＬＩ１５０Ｉの相殺的伝達関数Ｈ（ｆ）と、光減衰器６７８、検出器６８４及び電気減衰器６８８の透過伝達関数とを含む。
帯域幅構成アルゴリズム６３１及び不均衡構成アルゴリズム６６４は、それぞれ上述した帯域幅（ＦＳＲ）制御アルゴリズム１３３（図５）及び不均衡制御アルゴリズム１６４の動作と同様に動作し、既知の又は測定された変調帯域幅ＢＷｃｈ、入力信号２４に施されている変調のデータレートＲ、及びシステム１０のチャネル間隔に基づいて、加算的干渉信号パス６６７の帯域幅及び加算的パス６６７と相殺的パス６６９との間の利得不均衡を決定又は選択し、システム１０の性能を向上させ、特に、フィルタ２６によって引き起こされる符号間干渉（ＩＳＩ）に起因する信号品質の低下を抑制する。ＦＳＲｅｔａｌｏｎ位相構成アルゴリズム６７４は、エタロン６７６を構成して、その自由スペクトル領域ＦＳＲｅｔａｌｏｎのための位相を入力信号２４の搬送波周波数に整列させるために使用される。
受信機６２０は、メモリに保存された命令に基づいて受信機６２０を動作させるマイクロプロセッサシステムを備える。アルゴリズム６３１、６７４及び６６４は、マイクロプロセッサシステムで実行してもよく、外部のコンピュータで実行してもよい。
図６Ｉは、参照符号１５０Ｉが付された遅延線干渉計１５０の具体例を示している。ＤＬＩ１５０Ｉは、入力ポート１６５から加算的出力ポート及び相殺的出力ポート１６６、１６８への加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）について、生来的な自由スペクトル領域ＦＳＲｄｌｉを有する。
ＤＬＩ１５０Ｉは、部分反射面である表面及び裏面を有する第１のミラー２０２Ｉを有するビームスプリッタキューブ２５２Ｉと、高反射面ＨＲを有する第２のミラー２０４Ｉと、入力信号２４上の差動変調を復号するための差分通過時間Ｙを提供し、ＦＳＲｄｌｉを定義する厚さを有する差分スペーサ要素１４８Ｉと、高反射面ＨＲを有する第３のミラー２０８Ｉとを備える。通過時間Ｙは、スペーサ素子１４８Ｉを介する往復通過時間である。
スペーサ素子１４８Ｉの厚さは、システム１０のチャネル間隔ＣＨに等しい自由スペクトル領域ＦＳＲｄｌｉをＤＬＩ１５０Ｉに提供するように構成される。これは、システム１０がＷＤＭシステムである場合、関心がある特定のチャネルを受信するようにＷＤＭシステムに入力フィルタ６２９を追加するだけで、如何なるチャネルに対しても同じ受信機６２０を製造し、保管し、設営できるため、有益である。
スペーサ素子１４８Ｉは、無反射コーティングＡＲを有する前面ガラスと、空隙２８３Ｉと、高反射性のミラーコーティングＨＲを有する後面ガラスとを備える。スペーサ素子１４８Ｉの高反射性ＨＲ後面ガラスは、第３のミラー２０８Ｉを提供する。ＤＬＩ１５０Ａ〜Ｈの要素に類似し、及び／又は同様に動作するＤＬＩ１５０Ｉの要素には、同じ基本参照符号を用いており、例えば、第１のミラー２０２Ｉは、第１のミラー２０２Ａ〜Ｈに機能的に類似し、これらと同様に動作する。
ＤＬＩ１５０Ｉは、垂直信号パス２３２Ｉ及び水平信号パス２３４Ｉと呼ばれる２つの信号パスを有する。入力光信号２４は、入力ポート１６５においてビームスプリッタキューブ２５２Ｉに入り、部分反射性の第１のミラー２０２Ｉの表面を照射する。第１のミラー２０２Ｉは、信号に対して、信号の一部が垂直信号パス２３２Ｉに反射し、信号の一部がミラー２０２Ｉ水平信号パス２３４Ｉに通過するような角度に設定されている。
垂直信号パス２３２Ｉ内の信号は、キューブ２５２Ｉを上昇し、第２のミラー２０４Ｉから反射して、キューブ２５２Ｉを下降して、第１のミラー２０２Ｉに戻る。垂直信号パス２３２Ｉにおける第２のミラー２０４Ｉからの反射信号の一部は、第１のミラー２０２Ｉの表面を通過し、加算的出力ポート１６６に供給され、一部は、第１のミラー２０２Ｉの表面から反射して相殺的出力ポート１６８に供給される。
水平信号パス２３４Ｉ内の信号は、キューブ２５２Ｉ及びスペーサ素子１４８Ｉを介して進み、第３のミラー２０８Ｉに至る。第３のミラー２０８Ｉは、信号を反射し、スペーサ素子１４８Ｉ及びキューブ２５２Ｉを介して第１のミラー２０２Ｉに戻す。水平信号パス２３４Ｉにおける第３のミラー２０８Ｉからの反射信号の一部は、第１のミラー２０２Ｉの裏側から反射されて加算的出力ポート１６６に供給され、一部は、ミラー２０２Ｉの裏面を透過して相殺的出力ポート１６８に供給される。
上述した伝達ＦＳＲ位相要素４４６は、スペーサ素子１４８Ｉの空隙２８３Ｉ内に配置されている。要素４４６は、水平信号パス２３４Ｉ内の光信号遅延を微調節して、ＤＬＩ１５０Ｉの加算的伝達関数及び相殺的伝達関数Ｇ（ｆ）及びＨ（ｆ）を入力信号２４の搬送波に整列させるための可調整傾斜角４４８を有する。水平信号パス２３４Ｉ内の信号の方向に対して傾斜角４４８を調整すると、要素４４６内を信号が横断する物理的長さが変化することによって、信号の有効光遅延が変更される。傾斜角４４８は、機械的メカニズム４７４によって物理的に調整される。メカニズム４７４は、ＦＳＲｄｌｉ位相コントローラ６３７の制御に基づいて動作する。
コントローラ６３７は、コントローラ３７、１３７、１３７Ａ〜Ｆ又は４３７について上述したように、システム１０がオンラインの間にＦＳＲｄｌｉ位相を動的に制御するように動作してもよい。または、傾斜角４４８は、所望のＦＳＲｄｌｉ位相を得るためにベクトルネットワークアナライザ検査装置を使用して、メカニズム４７４によって、オフラインで調整してもよい。要素４４６及びメカニズム４７４は、要素１４６Ａ〜Ｆ及び加熱器１７４Ａ〜Ｆについて上述したように、温度に応じて変化する光屈折率を有する要素及び加熱器に置換してもよい。これに代えて、キューブ２５２Ｉ及びスペーサ素子１４８Ｉを、精密な公差によって製造し、動的調整を必要とすることなく、ＦＳＲｄｌｉ位相を整列してもよい。
ポート１６６、１６８の何れが加算的干渉信号を提供し、何れが相殺的干渉信号を提供するかに関する指定は、特定の設計及び指定に基づいて決定でき、２つの信号パス２３２Ｉ、２３４Ｉの間の有効光路長差分を、搬送波周波数の１／２波長によって変更する（ＦＳＲｄｌｉ位相を１８０°調整する）ことによって、逆にできる。加算的干渉信号は、入力信号２４のスペクトルを通過させるために中心が合わせられた伝送通過帯域を有するポート１６６又は１６８からの信号である。
図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃは、エタロン帯域阻止フィルタ６７６の第１、第２及び第３の具体例６７６Ａ、６７６Ｂ及び６７６Ｃを示している。エタロンフィルタ６７６Ａ、６７６Ｂ及び６７６Ｃは、それぞれ厚さ６７７Ａ及び、６７７Ｂ、６７７Ｃを有し、前面及び後面の部分反射性のガラス面ＰＲ１及びＰＲ２を備えるファブリ−ペロー（ＦＰ）エタロンとして構成される。ＤＬＩ加算的出力ポート１６６からの信号は、第１の前面ＰＲ１を照射し、空隙６７７Ａ、６７７Ｂ又は６７７Ｃを通過し、第２の面ＰＲ２から出力ポート１４３Ａに発行される。
厚さ６７７Ａ、６７７Ｂ、６７７Ｃは、エタロン６７６Ａ、６７６Ｂ及び６７６Ｃについて、システム１０のチャネル間隔に等しい自由スペクトル領域ＦＳＲｅｔａｌｏｎを生成するように、構成アルゴリズム６７４によって決定及び構成されている。これは、システム１０がＷＤＭシステムである場合、関心がある特定のチャネルを受信するようにＷＤＭシステムに入力フィルタ６２９を追加するだけで、如何なるチャネルに対しても同じ受信機６２０を製造し、保管し、設営できるため、有益である。
前面及び後面ＰＲ１及びＰＲ２の反射率Ｒ１及びＲ２は、入力信号２４の変調帯域幅ＢＷｃｈに基づいて、最適な帯域幅ＢＷｏｐｔを提供して、システム１０におけるＩＳＩ劣化を補償するように、帯域幅構成アルゴリズム６３１によって決定及び構成されている。
図１８Ａに示すように、エタロン６７６Ａの空隙６７７Ａは、ガラス面ＰＲ１及びＰＲ２の厚さを含む正確な厚さが、エタロン６７６ＡのＦＳＲｅｔａｌｏｎの周期的な透過伝達関数の位相をシステム１０のチャネルの搬送波周波数に整列させ、伝達関数の阻止帯域の中心を搬送波周波数に合わせるために正確な光路長を有するように精密に製造されている。
図１８Ｂに示すように、エタロン６７６Ｂは、空隙６７７Ｂ内の空気より大きい光屈折率を有する伝達関数位相調整要素６７５を備える。エタロン６７６Ｂの有効電気長は、エタロン周波数コントローラ２７４Ｂによって、要素６７５を信号に対して、ある角度６６８Ｂに傾けることによって、エタロンの自由スペクトル領域ＦＳＲｅｔａｌｏｎの位相を整列させ、システムチャネルの搬送波周波数に対してエタロン阻止帯域を位置決めするように、精密に構成される。傾斜角６６８Ｂは、光ネットワークアナライザの測定に基づいて調整した後に、適切な角度に固定してもよく、動的に制御してもよい。動的制御は、上述のように、コントローラ２７４Ｂが制御する機械的傾斜メカニズム２７２Ｂによって、信号品質に基づいて行ってもよく、正規化された差分パワー測定値に基づいて行ってもよい。
図１８Ｃに示すエタロン６７６Ｃの有効電気長は、エタロン周波数コントローラ２７４Ｃによって、エタロン６７６Ｃの全体を信号に対して、ある角度６６８Ｃに傾けることによって、エタロンの自由スペクトル領域ＦＳＲｅｔａｌｏｎの位相を整列させ、システムチャネルの搬送波周波数に対してエタロン阻止帯域を位置決めするように、精密に構成される。傾斜角６６８Ｃは、光ネットワークアナライザの測定に基づいて調整した後に、適切な角度に固定してもよく、動的に制御してもよい。動的制御は、上述のように、コントローラ２７４Ｃが制御する機械的傾斜メカニズム２７２Ｃによって、信号品質に基づいて行ってもよく、正規化された差分パワー測定値に基づいて行ってもよい。
図１９Ａは、システム１０の符号間干渉ＩＳＩを最小化するように光受信機６２０を構成する方法の具体例のフローチャートである。この方法のステップは、コンピュータ機器にステップを実行させる命令として、コンピュータが読取可能な形式で、タンジブルメディア７００に格納してもよい。
ステップ７０２において方法は、システム１０のチャネル間隔ＣＨ、シンボルレートＲ、搬送波周波数ＣＦ及び変調帯域幅ＢＷｃｈを知ることから開始される。
ステップ７０４では、自由スペクトル領域ＦＳＲｄｌｉがチャネル間隔ＣＨに殆ど等しくなる（好ましくは、１〜２％以内になる）ように遅延線干渉計（ＤＬＩ）を構成する。ステップ７０８では、ＤＬＩから発行された加算的干渉信号をフィルタリングするようにファブリ−ペロー（ＦＰ）エタロンを配置する。
ステップ７１２では、自由スペクトル領域ＦＳＲｅｔａｌｏｎがチャネル間隔ＣＨに殆ど等しくなるようにエタロンを構成する有効光路長を提供する厚さでエタロンを構成する。ステップ７１４では、自由スペクトル領域ＦＳＲｅｔａｌｏｎの周期的伝達関数の位相が搬送波周波数ＣＦに整列され、伝達関数が搬送波周波数ＣＦにおいて最小の伝送を有するように、厚さを精密に減少又は増加させる。
ステップ７１６では、変調帯域幅ＢＷｃｈ及びシンボルレートＲに基づいて、システム１０内のＩＳＩ劣化を最小化するための（ＤＬＩ及びエタロンの両方を含む）最適な加算的干渉信号パス帯域幅ＢＷｏｐｔを算出する。ステップ７１８では、ＩＳＩを最小化するために、最適な帯域幅ＢＷｏｐｔ及びチャネル間隔ＣＨに基づいて、エタロンの前面及び後面のパワー反射係数Ｒ１及びＲ２（又は振幅反射係数ｒ１及びｒ２）を構成する。
ステップ７３０では、ＤＬＩを構成又は調整し、ＦＳＲｄｌｉ位相を整列させ、加算的干渉信号伝送通過帯域の中心を搬送波周波数ＣＦに合わせる。
図１９Ｂは、ＦＳＲｄｌｉ位相を調整するステップ７３０のフローチャートである。ステップ７３２において、ＤＬＩ内の２つの差分信号パス間の信号遅延の微調整を提供するために、ＦＳＲｄｌｉ位相調整要素をＤＬＩ内に配置する。ステップ７３４では、通信システムを介してデータを送信する。そして、ステップ７３６において、加算的干渉信号及び相殺的干渉信号の正規化された信号パワー測定値又は信号品質測定をＦＳＲｄｌｉ位相要素にフィードバックし、ＦＳＲｄｌｉ位相を整列させ、加算的干渉信号の伝送通過帯域の中心が搬送波周波数ＣＦに合うようにする。
図１９Ｃは、差動変調された光信号を受信し、通信システムにおける符号間干渉ＩＳＩの影響を緩和する方法の具体例のフローチャートである。この方法のステップは、コンピュータ機器にステップを実行させる命令として、コンピュータが読取可能な形式で、タンジブルメディア７５０に格納してもよい。
ステップ７５２では、変調された光信号を受信し、システム１０のチャネル間隔ＣＨに等しい自由スペクトル領域ＦＳＲｄｌｉを有する遅延線干渉計（ＤＬＩ）において差動復号する。ステップ７５４では、ＦＳＲｄｌｉ位相を調節し、ＤＬＩを介して加算的干渉伝達関数及び相殺的干渉伝達関数の位相を整列させ、加算的干渉信号が、システム１０のチャネルの搬送波周波数ＣＦに中心が合わせられた伝送通過帯域を有するようにする。ステップ７５６では、ＤＬＩが加算的干渉信号及び相殺的干渉信号を発行する。
ステップ７６２では、システム１０のチャネル間隔ＣＨに等しい自由スペクトル領域ＦＳＲｅｔａｌｏｎを有するＦＰエタロンによって加算的干渉信号をフィルタリングし、ＦＳＲｅｔａｌｏｎ位相を整列させ、伝送阻止帯域の中心をシステムチャネルの搬送波周波数ＣＦに合わせ、符号間干渉（ＩＳＩ）を最小化するように最適化された帯域幅を有するように構成する。
ステップ７６６では、ＤＬＩからの相殺的干渉信号を減衰させ、最適化された帯域幅においてエタロン阻止帯域の損失を補償し、オプションとして、加算的干渉信号及び相殺的干渉信号の利得に不均衡を適用して、ＩＳＩを更に最小化する。ステップ７７２では、エタロンフィルタリングされた加算的干渉信号と、減衰された相殺的干渉信号から導出された信号間の差分に基づいて、入力信号が搬送するデータの最適推定を生成する。
図２０は、５０ギガヘルツ（ＧＨｚ）の例示的なチャネル間隔ＣＨ、並びに１９３．９５、１９４及び１９４．０５テラヘルツ（ＴＨｚ）の例示的な搬送波周波数ＣＦについて、受信機６２０における加算的信号パス及び相殺的干渉信号パスのパワー透過伝達関数対周波数のグラフを示している。加算的干渉信号の伝達関数のための最適な帯域幅ＢＷｏｐｔは、半分のパワー伝送について示している。相殺的干渉信号パスの伝達関数は、上述したＤＬＩ１５０Ｉの式２の伝達関数Ｈ（ｆ）であり、差分通過時間Ｙは、チャネル間隔ＣＨの逆数である。この場合、加算的干渉信号のための最適な帯域幅ＢＷｏｐｔは、相殺的干渉信号のための伝達関数の帯域幅より広いことがわかる。
図２１は、受信機６２０の加算的干渉信号の最適な帯域幅ＢＷｏｐｔを決定するための帯域幅構成アルゴリズムの具体例を示すグラフである。構成アルゴリズムは、システム１０のチャネルにおける変調帯域幅ＢＷｃｈに基づいて、システム１０内のＩＳＩ劣化を最小化するための最適な帯域幅ＢＷｏｐｔを決定する。Ｒは、入力信号２４のシンボルレートである。
図２２は、受信機６２０のエタロンフィルタ６７６の前面ＰＲ１及び後面ＰＲ２の反射係数Ｒ１及びＲ２を判定する帯域幅構成アルゴリズム６３１のグラフを示している。構成アルゴリズム６３１は、加算的干渉信号及びシステム１０のチャネル間隔ＣＨについて、受信機６２０の最適な帯域幅ＢＷｏｐｔに基づいて、システム１０内のＩＳＩ劣化を最小化するための反射係数Ｒ１及びＲ２を判定及び構成する。エタロン６７６の損失を最小化するために等しい係数Ｒ１及びＲ２を用いてもよい。
図２３は、５０ギガヘルツ（ＧＨｚ）のチャネル間隔ＣＨ、並びに１９３．９５、１９４及び１９４．０５テラヘルツ（ＴＨｚ）の搬送波周波数ＣＦを有するシステム１０の具体例におけるエタロン６７６のパワー透過伝達関数対周波数のグラフを示している。ここでは、この具体例におけるエタロン６７６の前面ＰＲ１及び後面ＰＲ２のフィールド反射係数の大きさｒ（ｒ＝ｒ１及びｒ＝ｒ２）を示している。０．１、０．２５、０．４及び０．５５の反射係数ｒ１及びｒ２は、エタロン６７６の阻止帯域伝送帯域幅を、それぞれエタロン帯域幅ＢＷｅｔａｌｏｎ１、ＢＷｅｔａｌｏｎ２、ＢＷｅｔａｌｏｎ３及びＢＷｅｔａｌｏｎ４に構成する。これから、反射係数を大きくすると、より大きいエタロン６７６の阻止帯域幅がより広く構成されることがわかる。
図２４は、５０ギガヘルツ（ＧＨｚ）のチャネル間隔ＣＨ、並びに１９３．９５、１９４及び１９４．０５テラヘルツ（ＴＨｚ）の搬送波周波数ＣＦを有するシステム１０の具体例の受信機６２０内の加算的干渉信号パスのパワー透過伝達関数対周波数のグラフを示している。この具体例では、エタロン６７６の前面ＰＲ１及び後面ＰＲ２のフィールド反射係数の大きさｒ１及びｒ２を示している。エタロン６７６の前面ＰＲ１及び後面ＰＲ２のための０．１、０．２５、０．４及び０．５５の反射係数ｒ（ｒ＝ｒ１及びｒ＝ｒ２）は、加算的干渉信号の透過伝達関数が、それぞれ最適な帯域幅ＢＷｏｐｔ１、ＢＷｏｐｔ２、ＢＷｏｐｔ３及びＢＷｏｐｔ４を有するように、エタロン６７６の帯域幅を構成する。これから、反射係数を大きくすると、受信機６２０の加算的干渉信号パスがより広い最適な帯域幅ＢＷｏｐｔに構成されることがわかる。
本明細書は、多くの詳細事項を含んでいるが、これらの詳細事項は、任意の発明の範囲又は特許請求の範囲を限定するものとは解釈されず、特定の実施の形態の特定の特徴の記述として解釈される。本明細書において、別個の実施の形態の文脈で開示した幾つかの特徴を組み合わせて、単一の実施の形態として実現してもよい。逆に、単一の実施の形態の文脈で開示した様々な特徴は、複数の実施の形態に別個に具現化してもよく、適切な如何なる部分的組合せとして具現化してもよい。更に、以上では、幾つかの特徴を、ある組合せで機能するものと説明しているが、初期的には、そのように特許請求している場合であっても、特許請求された組合せからの１つ以上の特徴は、幾つかの場合、組合せから除外でき、特許請求された組合せは、部分的組合せ又は部分的な組合せの変形に変更してもよい。同様に、図面では、動作を特定の順序で示しているが、このような動作は、所望の結果を達成するために、図示した特定の順序又は順次的な順序で行う必要はなく、また、図示した全ての動作を行う必要もない。
このように、特定の実施の形態について説明した。他の実施の形態も、以下の特許請求の範囲に含まれる。

Claims (95)

  1. 変調された光入力信号を受信し、それぞれ加算的出力及び相殺的出力において信号を発行する、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を有する信号プロセッサと、
    前記信号プロセッサ内に配置され、前記伝達関数の少なくとも１つに、前記入力信号の周波数に対して制御可能な伝達関数位相を提供する少なくとも１つの伝達位相要素と、
    前記伝達位相要素に接続され、前記伝達関数位相を制御し、前記加算的出力及び相殺的出力の信号パワー間の差分を最大にする伝達位相コントローラと、
    を備える光受信機。
  2. 前記差分は、前記信号パワー間の差分を前記信号パワーの合計で除算した正規化された差分である請求項１記載の受信機。
  3. 前記加算的出力及び相殺的出力における信号は、光信号である請求項１記載の受信機。
  4. 前記加算的出力及び相殺的出力における信号は、電気信号である請求項１記載の受信機。
  5. 前記加算的出力及び相殺的出力からの信号から導出された信号品質データを前記伝達位相コントローラに提供する信号品質フィードバックパスを更に備え
    前記伝達位相コントローラは、前記信号品質データを用いて、前記伝達関数位相を更に制御し、信号品質を最適化するように構成されている、
    請求項１記載の受信機。
  6. 前記加算的出力の光信号を第１の電気信号に変換することによって生じる第１の光電流を有する第１の光検出器と、前記相殺的出力の光信号を第２の電気信号に変換することによって生じる第２の光電流を有する第２の光検出器とを有する検出器装置を更に備え、
    前記伝達位相コントローラは、前記第１及び第２の光電流を用いて、前記伝達関数位相を制御するように構成されている、
    請求項１記載の受信機。
  7. 前記伝達位相コントローラは、前記第１及び第２の光電流の間の正規化された差分からのフィードバックに基づいて、前記伝達関数位相を制御するように構成されている、
    請求項６記載の受信機。
  8. 前記正規化された差分は、前記第１及び第２の光電流の間の差分を前記第１及び第２の光電流の合計で除算した結果である、
    請求項７記載の受信機。
  9. 前記信号プロセッサは、前記変調された光入力信号を差動復調するための通過時間差分を有する２つの信号パスを有する遅延線干渉計（ＤＬＩ）を含み、前記伝達関数は、前記通過時間差分によって定義される自由スペクトル領域（ＦＳＲ）によって少なくとも部分的に決定され、
    前記伝達位相要素は、前記信号パスの１つに配置され、前記信号パスを横断する信号の信号位相を調整して、前記伝達関数位相を調整する、
    請求項１記載の受信機。
  10. 前記ＤＬＩは、部分反射性の第１のミラーと、第２のミラーと、第３のミラーとを備え、
    前記第１のミラーは、前記入力信号を第１及び第２の信号に分離するように配置され、
    前記第２のミラーは、前記第１の信号を反射して前記第１のミラーに戻すように配置され、
    前記第３のミラーは、前記第２の信号を反射して前記第１のミラーに戻すように配置され、
    少なくとも１つの前記伝達位相要素は、それぞれ、前記第１及び第２の信号の少なくとも１つを遅延させ、前記伝達関数位相を調整するように配置され、
    前記第１のミラーは、前記加算的出力に、前記第１の信号の一部を渡し、前記第２の信号の一部を反射し、前記相殺的出力に、前記第１の信号の一部を反射し、前記第２の信号の一部を渡す、
    請求項９記載の受信機。
  11. 前記ＤＬＩ内に配置され、選択されたＦＳＲ遅延を有し、前記変調された光入力信号のシンボル時間に等しくない前記通過時間差分を提供するＦＳＲ要素を更に備える、
    請求項９記載の受信機。
  12. 前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号のシンボル時間の約９０％未満の前記通過時間差分を提供するように選択される、
    請求項１１記載の受信機。
  13. 前記変調された光入力信号の有効光帯域幅が前記変調された光入力信号のシンボルレート未満である場合、前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号のシンボル時間の約８３．３％未満の前記通過時間差分を提供するように選択される、
    請求項１２記載の受信機。
  14. 前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号における符号間干渉（ＩＳＩ）を最小化するように選択される、
    請求項１１記載の受信機。
  15. 前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号の光帯域幅に応じて選択される、
    請求項１１記載の受信機。
  16. 前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号の復調された表現の信号品質測定に基づいて選択される、
    請求項１１記載の受信機。
  17. 前記ＦＳＲ遅延は、前記差分通過時間によって差動復調される出力データについて、最小のビット誤り率（ＢＥＲ）を提供するように選択される、
    請求項１１記載の受信機。
  18. 前記信号プロセッサは、加算的信号パス及び相殺的信号パスを通過して前記加算的出力及び相殺的出力に至る光信号に利得不均衡を提供する光学的不均衡化器を含み、前記伝達関数は、前記利得不均衡によって少なくとも部分的に決定される、
    請求項１記載の受信機。
  19. 前記信号プロセッサは、自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を有する遅延線干渉計（ＤＬＩ）を更に含み、前記伝達関数は、前記ＦＳＲによって少なくとも部分的に決定され、
    前記利得不均衡は、前記変調された光入力信号の有効光帯域幅、前記変調された光入力信号のシンボルレート、及び前記伝達関数によって前記変調された光入力信号から導出される出力データのビット誤り率を最小化する前記ＦＳＲに基づいて選択される、
    請求項１８記載の受信機。
  20. 光学的な前記加算的出力及び相殺的出力の光信号を電気信号に変換し、前記電気信号が電気的な加算的信号パス及び相殺的信号パスを通過して電気的な前記加算的出力及び相殺的出力に至るようにする検出器装置と、
    前記電気的な加算的出力及び相殺的出力からの前記信号間の差分に対して動作し、出力データを提供するデータ推定器と、
    を備える請求項１記載の受信機。
  21. 光信号を受信する方法であって、
    変調された光入力信号に、少なくとも一方が制御可能な伝達関数位相を有する加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を適用して、それぞれ加算的出力及び相殺的出力において信号を提供するステップと、
    前記光信号の周波数に対して前記伝達関数位相を制御し、前記加算的出力及び相殺的出力の信号パワーの間の差分を最大にするステップと、
    を有する方法。
  22. 前記差分は、前記信号パワーの差分を前記信号パワーの合計で除算した正規化された差分である、
    請求項２１記載の方法。
  23. 前記加算的出力及び相殺的出力における信号は、光信号である、
    請求項２１記載の方法。
  24. 前記加算的出力及び相殺的出力における信号は、電気信号である、
    請求項２１記載の方法。
  25. 前記加算的出力及び相殺的出力からの信号から信号品質データを導出するステップと、
    前記信号品質データを用いて、前記伝達関数位相を更に制御し、信号品質を最適化するステップと、
    を更に有する請求項２１記載の方法。
  26. 前記加算的出力の光信号を第１の電気信号に変換することによって生じる第１の光電流と、前記相殺的出力の光信号を第２の電気信号に変換することによって生じる第２の光電流とを用いるステップを更に有し、
    前記伝達関数位相を制御するステップは、前記第１及び第２の光電流に基づいて前記伝達関数位相を調整するステップを含む、
    請求項２１記載の方法。
  27. 前記伝達関数位相を制御するステップは、前記第１及び第２の光電流の間の正規化された差分に基づいて前記伝達関数位相を調整するステップを含む、
    請求項２６記載の方法。
  28. 前記正規化された差分は、前記第１及び第２の光電流の間の差分を前記第１及び第２の光電流の合計で除算した結果である、
    請求項２７記載の方法。
  29. 前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を適用するステップは、
    遅延線干渉計（ＤＬＩ）内の２つの信号パスの間の通過時間差分を用いて前記入力信号を差動復調するステップを有し、前記伝達関数は、前記通過時間差分によって定義される自由スペクトル領域（ＦＳＲ）によって少なくとも部分的に決定され、
    前記信号パスの１つを横断する信号の信号位相を調整して、前記伝達関数位相を調整するステップを更に有する、
    請求項２１記載の方法。
  30. 前記入力信号を差動復調するステップは、
    前記入力信号を第１及び第２の信号パスの信号に分離するステップと、
    前記第１の信号パスに第１の信号を反射するステップと、
    前記第２の信号パスに第２の信号を反射するステップと、
    前記第１及び第２の信号の少なくとも１つを遅延させることによって、前記伝達関数位相を調整するステップと、
    前記加算的出力に、前記反射した第１の信号の一部を渡し、前記反射した第２の信号の一部を反射するステップと、
    前記相殺的出力に、前記反射した第１の信号の一部を反射し、前記反射した第２の信号の一部を渡すステップと、
    を有する請求項２９記載の方法。
  31. 前記入力信号を差動復調するステップは、
    前記変調された光入力信号のシンボル時間に等しくない前記通過時間差分を提供するＦＳＲ遅延を選択するステップを含む、
    請求項２９記載の方法。
  32. 前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号のシンボル時間の約９０％未満の前記通過時間差分を提供するように選択される、
    請求項３１記載の方法。
  33. 前記変調された光入力信号の有効光帯域幅が前記変調された光入力信号のシンボルレート未満である場合、前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号のシンボル時間の約８３．３％未満の前記通過時間差分を提供するように選択される、
    請求項３２記載の方法。
  34. 前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号における符号間干渉（ＩＳＩ）を最小化するように選択される、
    請求項３１記載の方法。
  35. 前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号の光帯域幅に応じて算出される、
    請求項３１記載の方法。
  36. 前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号の復調された表現の信号品質測定に基づいて選択される、
    請求項３１記載の方法。
  37. 前記ＦＳＲ遅延は、前記差分通過時間によって差動復調される出力データについて、最小のビット誤り率（ＢＥＲ）を提供するように選択される、
    請求項３１記載の方法。
  38. 前記伝達関数は、前記加算的出力及び相殺的出力における前記信号に適用される光学的利得不均衡を含む、
    請求項２１記載の方法。
  39. 前記伝達関数は、遅延線干渉計（ＤＬＩ）の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を更に含み、前記ＤＬＩは、前記変調された光入力信号を、前記加算的出力及び相殺的出力のための信号パスに分離し、
    前記変調された光入力信号の有効光帯域幅、前記変調された光入力信号のシンボルレート、及び前記伝達関数によって前記変調された光入力信号から推定される出力データのためにビット誤り率を最小化する前記ＦＳＲに基づいて、前記利得不均衡を選択するステップを更に有する、
    請求項３８記載の方法。
  40. 光学的な前記加算的出力及び相殺的出力の光信号を電気信号に変換し、前記電気信号が電気的な加算的信号パス及び相殺的信号パスを通過して電気的な前記加算的出力及び相殺的出力に至るようにするステップと、
    前記電気的な加算的出力及び相殺的出力の前記信号間の差分に基づいて、出力データを決定するステップと、
    を更に有する請求項２１記載の方法。
  41. 変調された光入力信号を受信し、加算的出力及び相殺的出力のそれぞれにおいて、信号を発行する、加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を有する信号プロセッサと、
    前記信号プロセッサ内に配置され、前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つの伝達関数帯域幅を制御し、前記入力信号において符号間干渉を補償するように前記伝達関数帯域幅を選択する伝達帯域幅要素と、
    を備える光受信機。
  42. 前記信号プロセッサは、前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数のために、前記入力信号を差動復調及び分離する、２つの信号パスの間の通過時間差分を有する遅延線干渉計（ＤＬＩ）を含み、前記伝達関数帯域幅は、前記通過時間差分によって少なくとも部分的に決定され、
    前記伝達帯域幅要素は、前記信号パスの一方の信号について、前記信号パスの他方の信号に対して、選択された自由スペクトル領域（ＦＳＲ）遅延を提供する１つ以上のセグメントを含み、前記通過時間差分は、前記ＦＳＲ遅延を選択することによって制御される、
    請求項４１記載の受信機。
  43. 前記入力信号の有効光帯域幅に基づいて、前記ＦＳＲ遅延を算出する帯域幅制御アルゴリズムを更に備える、
    請求項４２記載の受信機。
  44. 前記帯域幅制御アルゴリズムは、前記有効光帯域幅の情報を用いて、前記有効光帯域幅を有する変調された光入力信号のビット誤り率を最小化するための前記ＦＳＲ遅延を算出するように構成されている、
    請求項４３記載の受信機。
  45. 前記ＤＬＩは、部分反射性の第１のミラーと、第２のミラーと、第３のミラーとを備え、
    前記第１のミラーは、前記入力信号を第１及び第２の信号に分離するように配置され、
    前記第２のミラーは、前記第１の信号を反射して前記第１のミラーに戻すように配置され、
    前記第３のミラーは、前記第２の信号を反射して前記第１のミラーに戻すように配置され、
    前記伝達帯域幅要素は、前記第１及び第２の信号の間の差分信号遅延として、前記選択されたＦＳＲ遅延を適用するように配置され、
    前記第１のミラーは、前記加算的出力に、前記第１の信号の一部を渡し、前記第２の信号の一部を反射し、前記相殺的出力に、前記第１の信号の一部を反射し、前記第２の信号の一部を渡す、
    請求項４２記載の受信機。
  46. 前記ＦＳＲ遅延は、前記入力信号を差動復調するための前記通過時間差分が、前記入力信号の変調シンボル時間に等しくならないように選択される、
    請求項４２記載の受信機。
  47. 前記ＦＳＲ遅延は、前記入力信号を差動復調するための前記通過時間差分が、前記入力信号の変調シンボル時間の９０％未満になるように選択される、
    請求項４６記載の受信機。
  48. 前記入力信号の有効光帯域幅が前記入力信号の変調シンボルレート未満である場合、前記ＦＳＲ遅延は、前記入力信号を差動復調する前記通過時間差分が、前記入力信号の変調シンボル時間の約８３．３％未満になるように選択される、
    請求項４７記載の受信機。
  49. 前記ＦＳＲ遅延は、前記変調された光入力信号の復調された表現の信号品質に基づいて、前記信号品質を最高にするように選択される、
    請求項４２記載の受信機。
  50. 前記ＦＳＲ遅延は、前記差分通過時間によって差動復調される出力データのビット誤り率を最小にするように選択される、
    請求項４２記載の受信機。
  51. 前記ＤＬＩ内に配置され、前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つに、前記入力信号の周波数に対して制御可能な伝達関数位相を提供する１つ以上のセグメントを有する伝達位相要素と、
    前記伝達位相要素に接続され、前記伝達関数位相を制御し、前記加算的出力及び相殺的出力の信号パワーの間の差分を最大にする伝達位相コントローラと、
    を更に備える請求項４２記載の受信機。
  52. 前記伝達位相要素は、前記信号パスの一方の信号について、前記信号パスの他方の信号に対して、位相遅延を適用するように配置されている、
    請求項５１記載の受信機。
  53. 前記差分は、正規化された差分であり、前記正規化された差分は、前記信号パワーの間の差分を前記信号パワーの合計で除算した結果を含む、
    請求項５１記載の受信機。
  54. 前記加算的出力の光信号を第１の電気信号に変換することによって生じる第１の光電流を有する第１の光検出器と、前記相殺的出力の光信号を第２の電気信号に変換することによって生じる第２の光電流を有する第２の光検出器とを有する検出器装置を更に備え、
    前記伝達位相コントローラは、前記第１及び第２の光電流を用いて、前記伝達関数位相を制御するように構成されている、
    請求項５１記載の受信機。
  55. 前記伝達位相コントローラは、前記第１及び第２の光電流の間の正規化された差分からのフィードバックに基づいて、前記伝達関数位相を制御するように構成されている、
    請求項５４記載の受信機。
  56. 前記正規化された差分は、前記第１及び第２の光電流の間の差分を前記第１及び第２の光電流の合計で除算した結果を含む、
    請求項５５記載の受信機。
  57. 前記加算的出力及び相殺的出力からの信号から導出された信号品質のためのデータを用いて、前記伝達関数位相を制御し、前記信号品質を最適化する信号品質フィードバックパスを更に備える、
    請求項５１記載の受信機。
  58. 前記信号プロセッサ内に配置され、加算的信号パス及び相殺的信号パスを通過して前記加算的出力及び相殺的出力に至る光信号に利得不均衡を適用し、前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つを変更する光学的不均衡化器を更に備える、
    請求項５１記載の受信機。
  59. 前記利得不均衡は、前記入力信号の有効光帯域幅及び前記入力信号の変調シンボルレートに基づいて、前記符号間干渉を補償するように、前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つを変更するために選択される、
    請求項５８記載の受信機。
  60. 前記加算的出力及び相殺的出力の光信号を電気信号に変換する検出器装置と、
    前記加算的出力及び相殺的出力からの前記信号間の差分に対して動作し、出力データを提供するデータ推定器と、
    を備える請求項４１記載の受信機。
  61. 変調された光入力信号を受信する方法であって、
    少なくとも一方が変調された光入力信号を受信するための選択された伝達関数帯域幅を有する加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を適用して、それぞれ加算的出力及び相殺的出力において信号を発行するステップと、
    前記伝達関数帯域幅を選択して、前記入力信号における符号間干渉を補償するステップと、
    を有する方法。
  62. 前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数を適用するステップは、
    遅延線干渉計（ＤＬＩ）の２つの信号パスの間の通過時間差分を用いて、前記加算的出力及び相殺的出力のために、前記入力信号を差動復調及び分離するステップを有し、前記伝達関数帯域幅は、前記通過時間差分によって少なくとも部分的に決定され、
    前記伝達関数帯域幅を選択するステップは、
    前記信号パスの一方の信号を、前記信号パスの他方の信号に対して遅延させる自由スペクトル領域（ＦＳＲ）遅延を選択して、前記通過時間差分を制御するステップを含む、
    請求項６１記載の方法。
  63. 前記入力信号の有効光帯域幅に基づいて、前記ＦＳＲ遅延を算出するステップを更に有する、
    請求項６２記載の方法。
  64. 前記ＦＳＲ遅延を算出するステップは、前記有効光帯域幅の情報を用いて、前記有効光帯域幅を有する変調された光入力信号のビット誤り率を最小化するための前記ＦＳＲ遅延を算出するステップを含む、
    請求項６３記載の方法。
  65. 前記入力信号を差動復調及び分離するステップは、
    前記入力信号を第１及び第２の信号パスに分離するステップと、
    前記第１の信号パスに信号を反射するステップと、
    前記第２の信号パスに信号を反射するステップと、
    前記第１及び第２の信号パスの間に、差分信号遅延として前記選択されたＦＳＲ遅延を適用するステップと、
    前記加算的出力に、前記第１の信号パス内の前記反射した信号の一部を渡し、前記第２の信号パス内の前記反射した信号の一部を反射するステップと、
    前記相殺的出力に、前記第１の信号パス内の前記反射した信号の一部を反射し、前記第２の信号パス内の前記反射した信号の一部を渡すステップと、
    を有する請求項６２記載の方法。
  66. 前記ＦＳＲ遅延を選択するステップは、前記入力信号を差動復調するための前記通過時間差分が、前記入力信号の変調シンボル時間に等しくならないように制御するステップを含む、
    請求項６２記載の方法。
  67. 前記ＦＳＲ遅延を選択するステップは、前記入力信号を差動復調するための前記通過時間差分が、前記入力信号の変調シンボル時間の９０％未満となるように制御するステップを含む、
    請求項６６記載の方法。
  68. 前記入力信号の有効光帯域幅が前記入力信号の変調シンボルレート未満である場合、前記ＦＳＲ遅延を選択するステップは、前記入力信号を差動復調する前記通過時間差分が、前記入力信号の変調シンボル時間の約８３．３％未満になるように制御するステップを含む、
    請求項６７記載の方法。
  69. 前記ＦＳＲ遅延を選択するステップは、前記変調された光入力信号の復調された表現の信号品質に基づいて、前記信号品質を最高にするように、前記ＦＳＲ遅延を選択するステップを含む、
    請求項６２記載の方法。
  70. 前記ＦＳＲ遅延を選択するステップは、前記差分通過時間によって差動復調される出力データのビット誤り率を最小にするように前記ＦＳＲ遅延を選択するステップを含む、
    請求項６２記載の方法。
  71. 前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つについて、前記加算的出力及び相殺的出力の信号パワーの間の差分を最大にするように、前記入力信号の周波数に対して、伝達関数位相を制御するステップを更に有する、
    請求項６２記載の方法。
  72. 前記伝達関数位相を制御するステップは、前記信号パスの一方の信号について、前記信号パスの他方の信号に対して、位相遅延を適用するステップを含む、
    請求項７１記載の方法。
  73. 前記差分は、正規化された差分であり、前記正規化された差分は、前記信号パワーの間の差分を前記信号パワーの合計で除算した結果を含む請求項７１記載の方法。
  74. 前記加算的出力の光信号を第１の電気信号に変換し、第１の光電流を判定するステップと、
    前記相殺的出力の光信号を第２の電気信号に変換し、第２の光電流を判定するステップとを更に有し、 前記伝達関数位相を制御するステップは、前記第１及び第２の光電流を用いて前記伝達関数位相を制御するステップを含む、
    請求項７１記載の方法。
  75. 前記伝達関数位相を制御するステップは、前記第１及び第２の光電流の間の正規化された差分からのフィードバックに基づいて前記伝達関数位相を制御するステップを含む、
    請求項７４記載の方法。
  76. 前記正規化された差分は、前記第１及び第２の光電流の間の差分を前記第１及び第２の光電流の合計で除算した結果を含む、
    請求項７５記載の方法。
  77. 前記加算的出力及び相殺的出力からの信号から導出された信号品質のためのデータを用いて、フィードバックを提供し、前記伝達関数位相を制御し、前記信号品質を最適化するステップを更に有する、
    請求項７１記載の方法。
  78. 加算的信号パス及び相殺的信号パスを通過して前記加算的出力及び相殺的出力に至る光信号に利得不均衡を適用し、前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つを変更するステップを更に有する、
    請求項６１記載の方法。
  79. 前記利得不均衡は、前記入力信号の有効光帯域幅及び前記入力信号の変調シンボルレートに基づいて、前記符号間干渉を補償するように、前記加算的伝達関数及び相殺的伝達関数の少なくとも１つを変更するために選択される、
    請求項６８記載の方法。
  80. 前記加算的出力及び相殺的出力の光信号を電気信号に変換するステップと、
    前記加算的出力及び相殺的出力からの前記信号間の差分に対して動作し、出力データを提供するステップと、
    を更に有する請求項６１記載の方法。
  81. 光入力信号を差動復調する遅延線干渉計において、
    前記入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離する光学スプリッタと、
    前記信号パスの１つにおける第１の方向に沿って、第２の方向における遅延要素の位置に基づいて選択された光遅延によって、信号を遅延させる位置決め可能遅延要素と、
    前記第２の方向において、前記通過時間差分を制御するために前記遅延要素を位置決めする位置決めデバイスと、
    を備える遅延線干渉計。
  82. 遅延線干渉計内で光入力信号を差動復調する方法であって、 前記入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離するステップと、
    前記信号パスの１つにおける第１の方向に沿って、位置決め可能遅延要素を横断する信号を、第２の方向における前記遅延要素の位置に依存する選択された光遅延によって遅延させるステップと、
    前記第２の方向において、前記通過時間差分を制御するために前記遅延要素を位置決めするステップと、
    を有する方法。
  83. 変調された光入力信号を受信する光受信機であって、
    前記入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供し、ＦＳＲ帯域幅を定義するための自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を定義する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離するデコーダと、
    前記信号パスのうちの第１の信号パスにおける周期的位相応答対周波数を有し、前記ＦＳＲ帯域幅を変更して、前記復調された信号のための再構成された帯域幅を提供する周期的位相フィルタと、
    を備える光受信機。
  84. 変調された光入力信号を受信する方法であって、
    前記入力信号を、通過時間差分を有する２つの信号パスに分離するステップと、
    ＦＳＲ帯域幅を定義するための自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を定義する前記通過時間差分に基づいて、前記入力信号を差動復調するステップと、
    前記復調された信号を加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに発行するステップと、
    前記信号パスのうちの第１の信号パスにおける信号をフィルタリングして、周期的位相応答対周波数を提供し、前記ＦＳＲ帯域幅を変更して、前記復調された信号のための再構成された帯域幅を提供するステップと、
    を有する方法。
  85. 光入力信号を差動復調する遅延線干渉計であって、
    前記入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離する光学スプリッタと、
    前記信号パスの１つの信号を反射する可動ミラーと、
    前記ミラーを選択可能な位置に位置決めして前記通過時間差分を制御する位置決めデバイスと、
    を備える遅延線干渉計。
  86. 遅延線干渉計内で光入力信号を差動復調する方法であって、
    前記入力信号を、加算的出力及び相殺的出力の少なくとも１つに差動復調された信号を提供する通過時間差分を有する２つの信号パスに分離するステップと、
    可動ミラーによって前記信号パスの１つの信号を反射するステップと、
    前記ミラーを選択可能な位置に位置決めして前記通過時間差分を制御するステップと、
    を有する方法。
  87. チャネル間隔によって分離された搬送波周波数を有する通信システムを介して、変調された光入力信号によって搬送されるデータを推定するように構成された光受信機であって、
    前記チャネル間隔に略々等しいＤＬＩ自由スペクトル範囲を有し、前記搬送波周波数において周期的伝送通過帯域を提供し、差動復号された加算的干渉信号を発行する遅延線干渉計（ＤＬＩ）と、
    前記ＤＬＩ内の光路に位置し、前記チャネル間隔に略々等しいエタロン自由スペクトル領域を有し、前記搬送波周波数において周期的伝送阻止帯域を提供し、前記加算的干渉信号をフィルタリングするエタロンと、
    前記フィルタリングされた加算的干渉信号を用いて前記データを推定するように構成されたデータ推定器と、
    を備える受信機。
  88. 前記エタロンは、前記入力信号の変調帯域に応じて選択された伝送阻止帯域幅を有するように構成されている、
    請求項８７記載の受信機。
  89. 通信システムを介して、変調された光入力信号によって搬送されるデータを推定するように構成された光受信機であって、 前記入力信号を受信し、前記入力信号の搬送波周波数において伝送通過帯域を有する差動復号された加算的干渉信号を発行するように構成された遅延線干渉計（ＤＬＩ）と、
    前記ＤＬＩ内に位置し、前記搬送波周波数において伝送阻止帯域を有し、前記加算的干渉信号をフィルタリングする光フィルタと、
    前記フィルタリングされた加算的干渉信号を用いて前記データを推定するように構成されたデータ推定器と、
    を備える受信機。
  90. 前記フィルタは、前記入力信号の変調帯域幅に基づいて構成された伝送阻止帯域幅を有する、
    請求項８９記載の受信機。
  91. 前記フィルタは、前記入力信号の符号間干渉を最小化するように構成された伝送阻止帯域幅を有する、
    請求項８９記載の受信機。
  92. チャネル間隔によって分離された搬送波周波数を有する通信システムを介して、変調された光入力信号によって搬送されるデータを推定する方法において、
    前記チャネル間隔に略々等しい自由スペクトル領域によって前記入力信号を差動復号し、光干渉を用いて、前記搬送波周波数において周期的伝送通過帯域を提供して、差動復号された加算的干渉信号を発行するステップと、
    前記チャネル間隔に略々等しい自由スペクトル領域によって前記加算的干渉信号をフィルタリングして、前記搬送波周波数において周期的な阻止帯域を提供するステップと、 前記フィルタリングされた加算的干渉信号を用いて前記データを推定するステップと、
    を有する方法。
  93. 前記加算的干渉信号をフィルタリングするステップは、前記入力信号の変調帯域幅に応じて構成された阻止帯域伝送帯域幅によって、前記信号をフィルタリングするステップを含む、
    請求項９０記載の方法。
  94. 通信システムを介して、変調された光入力信号によって搬送されるデータを推定する方法であって、
    前記入力信号を差動復号し、前記入力信号上の光干渉を用いて、前記入力信号の搬送波周波数において伝送通過帯域を有する差動復号された加算的干渉信号を発行するステップと、
    前記加算的干渉信号を、前記搬送波周波数において、伝送阻止帯域によって光学的にフィルタリングするステップと、
    前記フィルタリングされた加算的干渉信号を用いて前記データを推定するステップと、
    を有する方法。
  95. 光通信における光伝送信号を受信する光受信機であって、
    受信した光伝送信号を第１の光信号及び第２の光信号に分離する光学スプリッタと、
    前記第１の光信号を受け取る第１の光路と、
    前記第２の光信号を受け取る第２の光路と、
    前記第１及び第２の光路を結合し、前記第１及び第２の光路との間で光干渉を引き起こし、光学的な加算的干渉信号及び光学的な相殺的干渉信号を生成する光カプラと、
    前記光学的な加算的干渉信号を受け取る加算的出力ポートと、
    前記光学的な相殺的干渉信号を受け取る相殺的出力ポートと、
    前記第１及び第２の光路の間の相対位相遅延を制御し、前記光学的な加算的干渉信号が、前記光伝送信号の搬送波周波数において、伝送通過帯域を有するようにするメカニズムと、
    前記第１及び第２の光路の１つに位置し、光をフィルタリングし、前記搬送波周波数において伝送阻止帯域を有するように構成された光フィルタと、
    を備える光遅延干渉計と、 前記光学的な加算的信号を第１の電気検出器出力に変換する第１の光学検出器と、
    前記光学的な相殺的信号を第２の電気検出器出力に変換する第２の光学検出器と、
    前記第１及び第２の光学検出器と通信し、前記第１及び第２の電気検出器出力を受信し、前記第１及び第２の電気検出器出力の間の差分を、前記光伝送信号によって搬送されたデータを搬送する電気信号として生成する電気信号結合器と、
    を備える光受信機。
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