JP2010517016A - Automatic noise measurement system - Google Patents
Automatic noise measurement system Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010517016A JP2010517016A JP2009546522A JP2009546522A JP2010517016A JP 2010517016 A JP2010517016 A JP 2010517016A JP 2009546522 A JP2009546522 A JP 2009546522A JP 2009546522 A JP2009546522 A JP 2009546522A JP 2010517016 A JP2010517016 A JP 2010517016A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- variable
- mixer
- noise
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
- G01R29/26—Measuring noise figure; Measuring signal-to-noise ratio
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/20—Measurement of non-linear distortion
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
Abstract
伝送RF信号の雑音成分を測定するように構成される雑音試験測定システムを説明する。雑音試験測定システムは、アンテナと、低雑音増幅器と、局部発振器と、第1の結合器と、第1の可変移相器と、第1のミキサと、プロセッサと、を含み得る。上記システムは、アナログ−デジタル変換器と、アナログ−デジタル変換器に信号を提供するように構成される第2の可変増幅器とをさらに備え得る。上記プロセッサは、第2の可変増幅器を制御して、アナログ−デジタル変換器の所望のダイナミックレンジ内にその出力を保持するようにさらに構成され得る。A noise test measurement system configured to measure a noise component of a transmitted RF signal is described. The noise test measurement system may include an antenna, a low noise amplifier, a local oscillator, a first combiner, a first variable phase shifter, a first mixer, and a processor. The system may further comprise an analog-to-digital converter and a second variable amplifier configured to provide a signal to the analog-to-digital converter. The processor may be further configured to control the second variable amplifier to maintain its output within the desired dynamic range of the analog to digital converter.
Description
本願は、2005年5月20日に出願された「Intelligent Low Noise Design」という名称の米国特許出願第11/134,546号の一部継続出願(CIP)である。本願は、また、2006年7月28日に出願された「Low−Noise Source」という名称の米国特許出願第11/494,884号のCIPであり、この米国特許出願第11/494,884号自体は、米国特許出願第11/134,546号のCIPであり、これらの出願の両方が本明細書により、それら全体が参照により援用される。本願は、また、2007年1月17日に出願された「Wireless Noise Measurement」という名称の米国特許出願第60/885,218号に対する優先権を主張し、この出願は本明細書により、その全体が参照により援用される。
This application is a continuation-in-part (CIP) of US patent application Ser. No. 11 / 134,546, filed May 20, 2005, entitled “Intelligent Low Noise Design”. This application is also the CIP of US patent application Ser. No. 11 / 494,884 entitled “Low-Noise Source” filed on Jul. 28, 2006, which is hereby incorporated by reference. As such, it is the CIP of US patent application Ser. No. 11 / 134,546, both of which are hereby incorporated by reference in their entirety. This application also claims priority to US Patent Application No. 60 / 885,218 entitled “Wireless Noise Measurement” filed on January 17, 2007, which is hereby incorporated by reference in its entirety. Is incorporated by reference.
(発明の背景)
(1.発明の分野)
本発明は、雑音測定に関し、より具体的には、無線伝送器のための自動雑音測定システムに関する。
(Background of the Invention)
(1. Field of the Invention)
The present invention relates to noise measurement, and more particularly to an automatic noise measurement system for a wireless transmitter.
(2.関連技術)
一般に、電気、電気光学、および電気音響通信システムの目的は、伝送器を受信器から分離する通信チャネルを通じて、情報担持信号(一般的に「基底帯域信号」として公知)を伝送することである。基底帯域信号(基底帯域波、基底帯域波形、または単に「基底帯域」としても公知)は、情報供給源によって配信されたときの元々の情報搬送信号を表す周波数帯域の指定に使用される。
(2. Related technology)
In general, the purpose of electrical, electro-optic, and electroacoustic communication systems is to transmit information bearing signals (commonly known as “baseband signals”) over a communication channel that separates the transmitter from the receiver. Baseband signals (also known as baseband waves, baseband waveforms, or simply “basebands”) are used to specify the frequency band that represents the original information carrier signal when delivered by the information source.
通信チャネルの効率的な利用は、典型的には、基底帯域信号の周波数の範囲の、通信チャネルを介する伝送に適した他の周波数範囲への移行と、その後、受信後に元々の周波数範囲まで戻すための対応する移行とが必要である。一例として、典型的な無線システムは、概して、30kHz以上の周波数を有する信号で動作しなければならず、一方で、基底帯域信号は、通常、可聴周波数範囲(すなわち、20〜20kHzの周波数範囲)にある周波数を含み、無線システムが満足に動作するために、一部の形態の周波数帯域の移行が使用されなければならない。信号内の周波数範囲の移行は、変調信号(変調波または変調波形としても公知)に従って、搬送信号(搬送波、搬送波長、または単に「搬送体」としても公知)の一部の特性を変化させるプロセスとして定義される「変調」のプロセスを使用することによって達成され得る。搬送信号は、典型的には、情報搬送信号(すなわち、変調信号)である第2の信号によって、その特性が変調されること、または印加されることが可能な、(通常、電気的な)連続波形を有する信号である。概して、搬送信号自体は、その振幅、その周波数、またはその位相が変調信号によって変更させられる等の、いくつかの様式で変更させられるまで、いかなる情報も伝達しない。これらの変調信号により誘起される変化は、変調プロセスの結果として生じた信号を介して情報を伝達する。この状況において、基底帯域信号は、変調信号と称され、変調プロセスの結果は、被変調信号(または被変調波)と称される。通信システムでの受信端では、通常、変調信号(すなわち、元々の情報搬送信号でもある、元々の基底帯域信号)を、変調信号で搬送される情報を受信するように復元する必要がある。これは、変調プロセスとは逆の、復調として公知のプロセスを使用することによって達成される。 Efficient use of a communication channel typically shifts the frequency range of the baseband signal to another frequency range suitable for transmission over the communication channel and then returns to the original frequency range after reception. A corresponding transition is necessary. As an example, a typical wireless system generally must operate with signals having a frequency of 30 kHz or higher, while baseband signals are typically in the audible frequency range (ie, the 20-20 kHz frequency range). In order for a wireless system to operate satisfactorily, including some frequencies, some form of frequency band transition must be used. The transition of a frequency range in a signal is a process that changes some characteristics of a carrier signal (also known as a carrier wave, carrier wavelength, or simply “carrier”) according to a modulated signal (also known as a modulated wave or modulated waveform). Can be achieved by using a process of “modulation” defined as The carrier signal can be modulated or applied in characteristics (usually electrical), typically by a second signal that is an information carrier signal (ie, a modulated signal). It is a signal having a continuous waveform. In general, the carrier signal itself does not convey any information until it is changed in several ways, such as its amplitude, its frequency, or its phase is changed by a modulation signal. The changes induced by these modulation signals convey information via signals resulting from the modulation process. In this situation, the baseband signal is referred to as the modulated signal and the result of the modulation process is referred to as the modulated signal (or modulated wave). At the receiving end in a communication system, it is usually necessary to restore the modulated signal (ie, the original baseband signal, which is also the original information carrier signal) so as to receive the information carried by the modulated signal. This is accomplished by using a process known as demodulation as opposed to the modulation process.
残念なことに、電気、電気光学、および電気音響システム内の雑音は、これらの種類のシステムによって利用および/または処理される信号の振幅および/または位相の両方を妨害し得る。この状況において、「雑音」という用語は、電気、電気光学、および電気音響システム内の所望の信号の伝送および処理を擾乱する傾向がある、望ましくない信号を指定するために使用される。しかしながら、これらの種類のシステムの多くは、比較的に振幅の変動の影響を受けないので、位相の変動(「位相雑音」と表される)の方が、概してより多くの問題を含む。一例として、発振器は、発振周波数を有する発振出力信号(例えば、概して「正弦信号」として公知の正弦波形を有する信号等)を生成することが可能なデバイスである。概して、発振器は、位相雑音が、典型的には、結果として生じる発振器出力信号に対する主要な雑音要因であるように、振幅における任意の起こり得る変動の影響を低減する、ある種類の振幅を制限する特徴を含む。 Unfortunately, noise in electrical, electro-optic, and electro-acoustic systems can interfere with both the amplitude and / or phase of the signals utilized and / or processed by these types of systems. In this context, the term “noise” is used to designate unwanted signals that tend to disturb the transmission and processing of desired signals in electrical, electro-optic, and electroacoustic systems. However, since many of these types of systems are relatively unaffected by amplitude variations, phase variations (denoted “phase noise”) generally involve more problems. As an example, an oscillator is a device capable of generating an oscillating output signal having an oscillating frequency (eg, a signal having a sine waveform, generally known as a “sine signal”). In general, oscillators limit certain types of amplitudes, reducing the effects of any possible fluctuations in amplitude, such that phase noise is typically a major noise factor on the resulting oscillator output signal. Includes features.
位相雑音のような雑音は、電気、電気光学、および/または電気音響システムの設計および/または性能において非常に重要な要因であるので、設計者は、典型的には、所与のシステムのための位相雑音の尺度を要求する。過去において、所与のシステムの位相雑音を特徴付けるように、種々のアプローチが利用された。例えば、増幅器は、最初に、既知の周波数の入力信号を増幅器の入力に注入し、次いで、結果として生じる増幅出力信号をスペクトル分析器によって測定することによって特徴付けられ、該スペクトル分析器は、所与の信号のそれぞれの振幅強度および周波数を含む、いくつかの電気、音響、または光学信号のスペクトル波形合成を表示することができるデバイスである。残念なことに、このアプローチの測定感度は、スペクトル分析器の比較的に不十分な感度によって制限される。さらに、信号の搬送周波数に近い周波数値での位相雑音の測定が困難であり、該搬送周波数は、搬送信号の周波数である。 Since noise, such as phase noise, is a very important factor in the design and / or performance of electrical, electro-optic, and / or electroacoustic systems, designers typically do for a given system Requires a measure of phase noise. In the past, various approaches have been utilized to characterize the phase noise of a given system. For example, an amplifier is characterized by first injecting an input signal of a known frequency into the input of the amplifier and then measuring the resulting amplified output signal with a spectrum analyzer, the spectrum analyzer being A device that can display the spectral waveform composition of several electrical, acoustic, or optical signals, including the amplitude intensity and frequency of each of the given signals. Unfortunately, the measurement sensitivity of this approach is limited by the relatively poor sensitivity of the spectrum analyzer. Furthermore, it is difficult to measure phase noise at a frequency value close to the carrier frequency of the signal, and the carrier frequency is the frequency of the carrier signal.
スペクトル分析器とは異なり、位相固定弁別器システムは、比較的に良好な感度を有し、概して、搬送周波数付近での測定を可能にする。しかしながら、位相固定弁別器システムを構成するのは、煩雑であり、かつ時間がかかる。この課題を解決する試みにおいては、そのようなシステムの煩雑な本質を緩和しようとする、特許文献1(その全体は本明細書において参照することによって援用される)に記載されているような、自動位相固定弁別器雑音試験測定システム(Automated Phase−locked Discriminator Noise−test Measurement System:「APDシステム」)が開発された。図1には、それぞれ信号経路106、108、および110を介して、被試験ユニット(unit−under−test:「UUT」)102およびスペクトル分析器104と信号通信する、APDシステム100の実装の一例の機能ブロック図が示されている。
Unlike spectrum analyzers, phase locked discriminator systems have relatively good sensitivity and generally allow measurements near the carrier frequency. However, configuring a phase locked discriminator system is cumbersome and time consuming. In an attempt to solve this problem, as described in U.S. Patent No. 6,099,028 (incorporated by reference in its entirety), which seeks to alleviate the cumbersome nature of such a system, An automated phase-locked discriminator noise-test measurement system ("APD system") has been developed. FIG. 1 illustrates an example implementation of an
APDシステム100は、可変低雑音供給源112と、可変移相器114と、可変増幅器116と、ミキサ118と、可変低雑音整合増幅器120と、アナログ−デジタル変換器(「ADC」)122と、コントローラ124とを含む。UUT102は、それぞれ信号経路106および108を介して、可変低雑音供給源112および可変増幅器116の両方と信号通信する。ミキサ118は、それぞれ信号経路126、128、および130を介して、可変移相器114、可変増幅器116、および可変低雑音整合増幅器120と信号通信する。可変移相器114はまた、信号経路132を介して、可変低雑音供給源112とも信号通信する。ADC122は、それぞれ信号経路134および136を介して、可変低雑音整合増幅器120およびコントローラ124と信号通信する。コントローラ124は、それぞれ信号経路110、138、140、142、および144を介して、スペクトル分析器104、可変低雑音供給源112、可変移相器114、可変増幅器116、および可変低雑音整合増幅器120と信号通信する。
The
動作の一例として、可変低雑音供給源112は、UUT102を駆動するための(低雑音搬送信号である)UUT入力信号146を生成する。UUT102は、例えば増幅器、移相器、ダイプレクサ、または他の好適なデバイスもしくはデバイスのシステム等の、ユーザが位相雑音試験測定を要求する、任意のデバイスであり得る。UUT102は、信号経路106を介してUUT入力信号146を受信し、それを処理してUUT出力信号148を生成する。一例として、UUT102が増幅器である場合、UUT出力信号148は、UUT入力信号146の増幅バージョンとなる。UUT出力信号148は、信号経路108を介して受信され、可変増幅器116によって増幅されて、信号経路128を介してミキサ118に渡される可変増幅器信号150を生成する。可変低雑音供給源112はまた、信号経路132を介して可変移相器114に渡される可変移相器入力信号152も生成する。可変移相器入力信号152は、UUT入力信号146と同一であり、UUT入力信号146と同一の周波数を有する。可変移相器114は、可変移相器入力信号152を90度移相して、信号経路126を介してミキサ118に渡される可変移相信号154を生成する。この様式では、可変増幅器信号150の搬送信号は、ミキサ118によって生成されたミキサ出力信号156から除去される。ミキサ出力信号156をADC122の適切なダイナミックレンジ内に保つために、ミキサ出力信号156は、信号経路130を介して可変低雑音整合増幅器120に渡され、該増幅器によって処理されて、信号経路134を介してADC122に渡される可変低雑音整合出力信号158を生成する。
As an example of operation, the variable
可変増幅器信号150の搬送信号を除去するために、可変移相信号154は、搬送信号に対して直交(すなわち、90度移行)させなければならない。可変増幅器信号150と可変移相信号154との直交関係が確立されなかった場合は、ADC122からのデジタルADC出力信号160にDCオフセットが存在することになる。
In order to remove the carrier signal of the
コントローラ124は、ADC出力信号160を監視し、可変移相器制御信号162を使用して可変移相器114を制御して、可変増幅器信号150と可変移相信号154との直交関係を保持する。可変移相器制御信号162は、信号経路140を介して可変移相器114に送信される。
The
可変増幅器信号150からの搬送信号の除去はまた、搬送信号(すなわち、UUT入力信号146)、および搬送体の移相バージョン(すなわち、可変移相信号154)が、ミキサ118に入ったときに等しいパワーであるかどうかにも依存する。したがって、可変移相器114の制御と同じように、コントローラ124はまた、信号経路142を介して、可変増幅器制御信号164を使用したADC出力信号160の処理に応答する可変増幅器116を制御して、可変移相信号154および可変増幅器信号150に対する等しいパワーも保持する。これらのパワーは、正確に同等に保持する必要は無く、その代わりに、ミキサ118の線形動作が確保されるように、単に、互いに十分な範囲内にあるだけでもよい。当業者は、可変増幅器116は、単に増幅するだけではなく、可変増幅器制御信号164に応答して減衰させる場合もあると理解されるであろう。一例として、UUT102が増幅器である場合、可変増幅器116は、UUT出力信号148を減衰させて、可変移相信号154および可変増幅器信号150の両方の比較パワーを等しい状態に保たなければならない場合がある。コントローラ124はまた、信号経路144を介して、可変低雑音整合増幅器制御信号166を用いて、可変低雑音整合増幅器120を制御して、可変低雑音整合出力信号158を、ADC122のための適切なダイナミックレンジ内に保持し得る。
Removal of the carrier signal from the
直交動作に対する成分の制御が行われると、コントローラ124は、ADC出力信号160が単に位相雑音を表すように、ADC出力信号160から搬送信号を除去する。可変低雑音供給源112によって注入された位相雑音は、UUT102が取り除かれ、そして可変低雑音供給源112が単に可変増幅器116に直接供給を行うように、較正動作によって補われてもよいが、このような直接供給は、遅延線(図示せず)を通じて発生し得る。較正中にADC出力信号160内に結果として生じた位相雑音は、コントローラ124に関連付けられたメモリ(図示せず)内に記憶され得る。したがって、UUT102の試験中に、コントローラ124(またはコントローラ124に関連付けられたスペクトル分析器104)は、ADC出力信号160のフーリエ分析を実行して、位相雑音パワーを決定してもよい。測定された位相雑音は、次いで、可変低雑音供給源112によって注入された位相雑音によって調整して、UUT102によって供給された付加的な位相雑音を決定してもよい。
When the component control for quadrature operation is performed, the
ADC出力信号160内で測定される位相雑音は、UUT入力信号146の周波数に依存する。例えば、UUT102は、ある周波数で雑音が多いが、別の周波数では、それほどでもない場合がある。周波数範囲の全域で位相雑音を測定するために、コントローラ124は、可変低雑音供給源112に命令して、信号経路138を介して、可変低雑音供給源命令信号168を用いたUUT入力信号146の周波数の変更、結果として生じた位相雑音の測定、周波数の再変更、周波数を変更した後に結果として生じた位相雑音の測定、等を行ってもよい。有利には、このような測定は、自動的かつ正確に行われ、従来の位相雑音試験測定システムに必要となるような、手作業による介入または追跡が無い。
The phase noise measured in the
残念なことに、APDシステム100は、当技術分野において大幅な進歩を示すが、最適な低雑音性能のための所与の成分を適切にバイアスまたは駆動するのに多くの要因が関係するため、依然としてある程度の課題が残る。一例として、UUT102が光ファイバリンクである場合、光ファイバリンクには、典型的には、APDシステム100によって適切に試験され得るように、最適な性能のための手作業によるバイアスが必要となるので、ユーザからの多大な手作業による介入が無ければ、APDシステム100は、光ファイバリンクの試験を行うことができないだろう。
Unfortunately, although the
一例として、図2に、従来の光ファイバリンク200の機能ブロック図を示す。光ファイバリンク200は、入力増幅器202と、レーザダイオード204と、光ファイバチャネル206と、光検出器208と、出力増幅器210とを含み得る。本例では、レーザダイオード204は、それぞれ信号経路212および214を介して、入力増幅器202および光ファイバチャネル206と信号通信し得る。光検出器208は、それぞれ信号経路216および218を介して、光ファイバチャネル206および出力増幅器210と信号通信し得る。
As an example, FIG. 2 shows a functional block diagram of a conventional
動作の一例では、入力増幅器202は、電気入力信号sin(t)220を増幅し、レーザ入力信号222を生成して、レーザダイオード204を駆動する。その結果、レーザダイオード204は、入力光信号224を、光ファイバチャネル206(光ファイバであり得る)へ送り込む。光ファイバチャネル206を通過した後に、出力された光信号226は、光検出器208内で電気信号228に変換される。出力増幅器210は、次いで、電気信号228を増幅して、出力信号sout(t)230を提供する。残念なことに、APDシステムによる最適な性能のための光ファイバリンク200の適切なバイアスには、多くの要因が関与する。例えば、入力増幅器202および出力増幅器210内のトランジスタを適切にバイアスし、かつレーザダイオード204および光検出器208を適切にバイアスすることを含む、光ファイバリンク200への、入力増幅器202および出力増幅器210の整合は、光ファイバリンク200が出力信号sout(t)230に注入する付加的な位相雑音に影響を及ぼす全ての要因である。しかしながら、光ファイバリンク200の設計者は、これらの要因を設定する利口な(intelligent)方法を持たない。類似した状況が、多くの他のシステムおよびデバイスにおける変数の適切な設定に関して存在する。
In one example of operation,
加えて、APDシステム100は、有利には、多くの異なる種類のUUT102の位相雑音性能の特徴付けするために使用され得るが、残念なことに、APDシステム100には、例えば供給源信号を搬送するのに同軸ケーブルまたは共平面導波路を含んでもよい伝送線のような、可変低雑音供給源112への非無線信号経路が必要である。そのような信号経路を通じた供給源信号の利用が非常に不便である、または不可能である携帯電話に用いられるような伝送器が存在する。
In addition, the
従って、当技術分野においては、伝送無線信号の受信および分析を通じて、無線伝送器の位相雑音性能を測定することができる自動システムが必要である。 Therefore, there is a need in the art for an automated system that can measure the phase noise performance of a wireless transmitter through reception and analysis of the transmitted wireless signal.
(概要)
伝送RF信号の雑音成分を測定するように構成される雑音試験測定システムを開示する。雑音試験測定システムは、アンテナと、低雑音増幅器と、周波数供給源(局部発振器でもよい)と、第1の結合器と、第1の可変移相器と、第1のミキサと、コントローラ(プロセッサでもよい)とを含んでもよい。アンテナは、伝送RF信号を受信して、受信RF信号を提供するように構成してもよく、また、低雑音増幅器は、受信RF信号を増幅して、増幅RF信号を提供するように構成してもよい。周波数供給源は、周波数基準信号(LO信号であってもよい)を提供するように構成してもよい。第1の結合器は、LO信号の第1のバージョンと増幅RF信号とを結合して、結合RF信号を提供するように構成してもよく、また、第1の可変移相器は、LO信号の第2のバージョンを、制御信号に応答する直交LO信号に移相するように構成してもよい。第1のミキサは、結合RF信号を受信するように構成されるRFポート、および直交LO信号を受信するように構成されるLOポートを有してもよい。第1のミキサは、そのRFおよびLOポートで受信した信号を混合して、第1の混合出力信号を提供するようにさらに構成してもよい。コントローラは、制御信号を生成するよう、および雑音成分を測定するよう第1の混合出力信号のデジタル化バージョンを分析するように構成してもよい。
(Overview)
A noise test measurement system configured to measure a noise component of a transmitted RF signal is disclosed. The noise test measurement system includes an antenna, a low noise amplifier, a frequency source (which may be a local oscillator), a first coupler, a first variable phase shifter, a first mixer, a controller (processor). May be included). The antenna may be configured to receive the transmitted RF signal and provide a received RF signal, and the low noise amplifier may be configured to amplify the received RF signal and provide an amplified RF signal. May be. The frequency source may be configured to provide a frequency reference signal (which may be a LO signal). The first combiner may be configured to combine the first version of the LO signal and the amplified RF signal to provide a combined RF signal, and the first variable phase shifter includes the LO The second version of the signal may be configured to phase shift to a quadrature LO signal responsive to the control signal. The first mixer may have an RF port configured to receive the combined RF signal and an LO port configured to receive the quadrature LO signal. The first mixer may be further configured to mix the signals received at its RF and LO ports to provide a first mixed output signal. The controller may be configured to analyze the digitized version of the first mixed output signal to generate a control signal and to measure a noise component.
本発明の他のシステム、方法、特徴、および利点は、以下の図および発明を実施するための形態を考察することによって当業者にとって明らかとなるであろう。全てのそのような追加的なシステム、方法、特徴、および利点は、本説明および本発明の範囲内に含まれ、また、付随の請求項によって保護されることを意図している。 Other systems, methods, features, and advantages of the present invention will become apparent to those skilled in the art from consideration of the following figures and detailed description. All such additional systems, methods, features, and advantages are intended to be included within the scope of this description and the invention and protected by the accompanying claims.
本発明は、以下の図を参照してより十分に理解することができる。図の構成要素は必ずしも正確な縮尺ではなく、代わりに、本発明の原理を示す際に強調される。図において、同じ参照番号は、異なる図面を通じて対応する部品を示す。 The present invention can be more fully understood with reference to the following figures. The components in the figures are not necessarily to scale, emphasis instead being placed upon illustrating the principles of the invention. In the figures, like reference numerals designate corresponding parts throughout the different views.
(詳細な説明)
好適な実施形態の以下の説明においては、その一部を形成する付随の図面を参照するが、本発明が実行され得る特定の実施形態を例示するために示されたものである。他の実施形態を利用してもよく、また、本発明の範囲から逸脱することなく変更を行ってもよいことを理解されたい。
(Detailed explanation)
In the following description of the preferred embodiments, reference is made to the accompanying drawings that form a part hereof, and which is shown by way of illustration of specific embodiments in which the invention may be practiced. It should be understood that other embodiments may be utilized and changes may be made without departing from the scope of the present invention.
(少なくとも1つの制御可能な変数を有する被試験ユニット)
図3には、本発明による自動位相雑音測定システム(「ANMシステム」)300の実装の一例の機能ブロック図が示されている。ANMシステム300は、被試験ユニット(「UUT」)302によって提供される付加的な位相雑音を最小化するように、フィードバックを利用して、位相雑音の測定値に応答するUUT302内の1つ以上の制御可能な変数を同調させる。UUT302は、それぞれ信号経路304、306、および324を介して、ANMシステム300と信号通信する。
(Unit under test with at least one controllable variable)
FIG. 3 shows a functional block diagram of an example implementation of an automatic phase noise measurement system (“ANM system”) 300 according to the present invention. The ANM system 300 utilizes one or more of the
ANMシステム300は、可変低雑音供給源310と、可変移相器312と、可変増幅器314と、ミキサ316と、可変低雑音整合増幅器318と、アナログ−デジタル変換器(「ADC」)320と、コントローラ322とを含んでもよい。本例では、UUT302は、それぞれ信号経路304、306、および324を介して、可変低雑音供給源310、可変増幅器314、およびコントローラ322と信号通信してもよい。ミキサ316は、それぞれ信号経路326、328、および330を介して、可変移相器312、可変増幅器314、および可変低雑音整合増幅器318と信号通信してもよい。可変移相器312はまた、信号経路332を介して、可変低雑音供給源310とも信号通信する。ADC320は、それぞれ信号経路334および336を介して、可変低雑音整合増幅器318およびコントローラ322と信号通信する。コントローラ322は、それぞれ信号経路324、338、340、342、および344を介して、UUT302、可変低雑音供給源310、可変移相器312、可変増幅器314、および可変低雑音整合増幅器318と信号通信する。コントローラ322は、コントローラデバイス、マイクロコントローラ、プロセッサ、マイクロプロセッサ、特定用途向け集積回路(「ASIC」)、デジタル信号プロセッサ(「DSP」)、または他の類似するプログラム可能デバイスであってもよい。
The ANM system 300 includes a variable
当業者は、「信号通信する」という用語が、信号(非情報および情報搬送信号の両方を含む)および/または情報をあるデバイスから別のデバイスへ渡すことができ、無線、有線、アナログ、および/またはデジタル信号経路を含む、2つのデバイス間のあらゆる信号経路に沿った、あらゆる通信、および/または電磁的、音響、デジタル、または情報搬送接続および/または結合を意味するものと理解されたい。「信号経路」は、例えば、導電ワイヤ、電磁伝送線、および/または導波路、取り付けられた、および/または電磁的または機械的に結合させた端子、半導電性または誘電性材料またはデバイス、または他の類似する物理的接続または結合等の、物質的なものであってもよい。加えて、信号経路は、通信情報が、必ずしも直接電磁接続を通過せずに、様々なデジタル形式で、あるデバイスから別のデバイスへ渡される、デジタル成分を通じた自由空間(電磁伝搬の場合)または情報搬送経路等の、非物質的なものであってもよい。 One skilled in the art can refer to the term “signal communication” to pass signals (including both non-information and information-carrying signals) and / or information from one device to another, wireless, wired, analog, and It should be understood to mean any communication and / or electromagnetic, acoustic, digital, or information carrying connection and / or coupling along any signal path between two devices, including / and digital signal paths. “Signal path” refers to, for example, conductive wires, electromagnetic transmission lines, and / or waveguides, attached and / or electromagnetically or mechanically coupled terminals, semiconductive or dielectric materials or devices, or It may be material, such as other similar physical connections or couplings. In addition, the signal path is a free space (in the case of electromagnetic propagation) through digital components where communication information is not necessarily passed directly through an electromagnetic connection, but is passed in various digital formats from one device to another. It may be non-material such as an information transport route.
UUT302は、例えば増幅器、移相器、ダイプレクサ、光ファイバリンク、または他の好適なデバイスまたはデバイスのシステム等の、ユーザが位相雑音試験測定を要求するあらゆるデバイスであってもよい。図1に示されたUUTとは異なり、実装の本例のUUT302は、UUT302がその出力信号に注入する位相雑音に影響を及ぼす、少なくとも1つの制御可能な変数を持つ。
動作の一例として、可変低雑音供給源310は、UUT302を駆動するための、(低雑音搬送信号であってもよい)UUT入力信号346を生成する。UUT302は、例えば増幅器、移相器、ダイプレクサ、光ファイバリンク、または他の好適なデバイスまたはデバイスのシステム等の、ユーザが位相雑音試験測定を要求するあらゆるデバイスであってもよい。UUT302は、信号経路304を介してUUT入力信号346を受信し、それを処理してUUT出力信号348を生成する。一例として、UUT302が増幅器である場合、UUT出力信号348は、UUT入力信号346の増幅バージョンとなる。UUT出力信号348は、信号経路306を介して受信され、可変増幅器314によって増幅されて、信号経路328を介してミキサ316に渡される可変増幅器信号350を生成する。可変低雑音供給源310はまた、信号経路332を介して可変移相器312に渡される可変移相器入力信号352も生成する。可変移相器入力信号352は、UUT入力信号346と同一であり、UUT入力信号346と同一の周波数を有する。可変移相器312は、可変移相器入力信号352を90度移相して、信号経路326を介してミキサ316に渡される可変移相信号354を生成する。この方法では、可変増幅器信号350の搬送信号は、ミキサ316によって生成されたミキサ出力信号356から除去される。ミキサ出力信号356をADC320の適切なダイナミックレンジ内に保つために、ミキサ出力信号356は、信号経路330を介して可変低雑音整合増幅器318に渡され、該増幅器によって処理されて、信号経路334を介してADC320に渡される可変低雑音整合出力信号358を生成する。
As an example of operation, variable
可変増幅器信号350の搬送信号を除去するために、可変移相信号354は、搬送信号に対して直交(すなわち、90度移行)させなければならない。可変増幅器信号350と可変移相信号354との直交関係が確立されなかった場合は、ADC320からのデジタルADC出力信号360にDCオフセットが存在することになる。
In order to remove the carrier signal of the
図1に示されたAPDシステムと同様に、コントローラ322は、ADC出力信号360を監視し、可変移相器制御信号362を使用して可変移相器312を制御して、可変増幅器信号350と可変移相信号354との直交関係を保持する。可変移相器制御信号362は、信号経路340を介して可変移相器312に送信される。
Similar to the APD system shown in FIG. 1,
可変増幅器信号350からの搬送信号の除去はまた、搬送信号(すなわち、UUT入力信号346)、および搬送の移相バージョン(すなわち、可変移相信号354)が、ミキサ316に入った時に等しいパワーであるかどうかにも依存する。したがって、可変移相器312の制御と同じように、コントローラ322はまた、信号経路342を介して、可変増幅器制御信号364を使用したADC出力信号360の処理に応答する可変増幅器314を制御して、可変移相信号354および可変増幅器信号350に対する等しいパワーも保持する。これらのパワーは、正確に同等に保持する必要は無く、その代わりに、ミキサ316の線形動作が確保されるように、単に、互いに十分な範囲内にあるだけでもよい。この場合も、当業者は、可変増幅器314は、単に増幅するだけではなく、可変増幅器制御信号364に応答して減衰させる場合もあると理解されるであろう。一例として、UUT302が増幅器である場合、可変増幅器314は、UUT出力信号348を減衰させて、可変移相信号354および可変増幅器信号350の両方の比較パワーを等しい状態に保たなければならない場合がある。コントローラ322はまた、信号経路344を介して、可変低雑音整合増幅器制御信号366を用いて、可変低雑音整合増幅器318を制御して、可変低雑音整合出力信号358を、ADC320のための適切なダイナミックレンジ内に保持してもよい。
The removal of the carrier signal from the
直交動作に対する成分の制御が行われると、コントローラ322は、ADC出力信号360が単に位相雑音だけを表すように、ADC出力信号360から搬送信号を除去する。可変低雑音供給源310によって注入された位相雑音は、UUT302が取り除かれ、可変低雑音供給源310が単純に可変増幅器314に直接供給を行うように、較正動作によって補われてもよいが、このような直接供給は、遅延線(図示せず)を通じて発生してもよい。較正中にADC出力信号360内に結果として生じた位相雑音は、コントローラ322に関連付けられたメモリ(図示せず)内に記憶してもよい。したがって、UUT302の試験中に、コントローラ322は、ADC出力信号360のフーリエ分析を実行して、位相雑音パワーを決定してもよい。測定された位相雑音は、次いで、可変低雑音供給源310によって注入された位相雑音によって調整して、UUT302によって供給された付加的な位相雑音を決定してもよい。
When the component control for quadrature operation is performed, the
ADC出力信号360で測定される位相雑音は、UUT入力信号346の周波数に依存する。例えば、UUT302は、ある周波数で雑音が多いが、他ではそれほどでもない場合がある。周波数範囲の全域で位相雑音を測定するために、コントローラ322は、可変低雑音供給源310に命令して、信号経路338を介して、可変低雑音供給源命令信号368を用いたUUT入力信号346の周波数の変更、結果として生じた位相雑音の測定、周波数の再変更、周波数を変更した後に結果として生じた位相雑音の測定、等を行ってもよい。
The phase noise measured at the
UUT302が、UUT302がその出力信号に注入する位相雑音に影響を及ぼす、少なくとも1つの制御可能な変数を持つデバイスである状況では、コントローラ322は、信号経路324を介してUUT302に送信されるUUT命令信号370を用いて、少なくとも1つの制御可能な変数の値を制御する。
In the situation where the
例えば、UUT302は、図4に示される増幅器400を含んでもよい。増幅器は、便宜上、第1の可変減衰器402および第2の可変減衰器404として示される、一組の可変減衰器を含んでもよい。しかしながら、該一組の可変減衰器は、2つを超える可変減衰器であってもよいと理解されたい。本例では、第1の可変減衰器402および第2の可変減衰器404は、増幅器出力信号(すなわち、UUT出力信号348)内に生成される付加的な位相雑音の量を変化させるように、それらの減衰を変化させてもよい。第1の可変減衰器402は、増幅器400を、増幅器入力信号(すなわち、UUT入力信号346)を搬送する入力線に整合させるように機能し、一方で、第2の可変減衰器404は、増幅器400を、増幅器出力信号(すなわち、UUT出力信号348)を搬送する出力線に整合させるように機能する。
For example, the
本例の図3に戻ると、コントローラ322は、本願明細書にさらに記載されているように、可変減衰器402および404を制御することができる。その結果、位相雑音測定は、UUT302内の少なくとも1つの制御可能な変数の制御に依存する。例えば、UUT302が、図4の増幅器400をUUT302内に含むならば、測定される位相雑音は、可変減衰器402および404の設定に依存する。コントローラ322は、したがって、UUT命令信号370を使用して、これらの設定(および、したがって、可変減衰器402および404によって提供される対応する減衰)を変化させて、デジタルADC出力信号360内の結果として生じる位相雑音を観察してもよい。
Returning to FIG. 3 of the present example, the
例えば、減衰の増加が命令された時に位相雑音が増加した場合、コントローラ322は、測定を繰り返すが、より少ない量の減衰を命令してもよい。UUT302内で制御された変数の自由度および相互作用は、変数の数が増加するにつれて、複雑さが増加することを理解されるであろう。しかしながら、コントローラ322は、無線業界に共通の技術を使用して、これらの変数の最適な設定を決定するように構成してもよい。コントローラ322は、最適化データセットを検出および記憶することができるので、このような最大効率および雑音フロアのための制御をトグルする方法は、自動化してもよい。「最適適合」方法、または「最適データ適合」の決定が可能なあらゆる信号処理方法を用いて、制御可能な変数のための最適な設定を決定してもよい。
For example, if the phase noise increases when an increase in attenuation is commanded, the
上記に議論したように、ADC出力信号360内で測定される位相雑音は、UUT入力信号346の周波数に依存する。例えば、UUT302は、ある周波数で雑音が多いが、他ではそれほどでもない場合がある。周波数範囲の全域で位相雑音を測定するために、コントローラ322は、可変低雑音供給源命令信号368を使用して、UUT入力信号346の周波数を変更するように、可変低雑音供給源310に命令してもよい。UUT302内の制御可能な変数の変動に応答する位相雑音を最適化するプロセスは、次いで、繰り返され、結果として生じる位相雑音の記録、周波数の再変更、等を行う。
As discussed above, the phase noise measured in the
概して、UUT302内のコントローラ322によって制御可能な変数の量および種類は、事実上無限である。例えば、UUT302が、図2において議論した既知の光ファイバリンク200のような光ファイバリンクを含むならば、増幅器202および210は、図4に関して議論した減衰器とともに構成して、各減衰器によって導入される減衰の量を含む、4つの変数を提供してもよい。加えて(または代替として)、増幅器202および210内のトランジスタ(または複数のトランジスタ)のバイアスを、制御可能な変数としてもよい。同様に、レーザダイオード204および光検出器208のバイアスはまた、制御可能な変数として設計してもよい。制御可能な変数の最適な設定が決定されると、製造業者は、次いで、これらの変数を制御可能なものではなく、ANMシステム300を使用して決定したものとして構成される、システムまたはデバイスを製造する。
In general, the amount and type of variables that can be controlled by the
(結合UUTおよび可変低雑音供給源)
当業者は、UUTおよび可変低雑音供給源を、例えば発振器のような、1つのデバイス(「供給源UUT」として知られる)に結合してもよいので、図3においてUUT302と可変低雑音供給源310とを切り離して示しているのは、単なる概念的な切り離しであることを理解されるであろう。発振器の例において、可変低雑音供給源は、UUTである。よって、この種類の供給源UUTの別々の低雑音供給源による駆動は冗長となり、したがって、UUTに送信する外部で生成されたUUT入力信号は必要無い。
(Combined UUT and variable low noise source)
One skilled in the art may combine the UUT and variable low noise source into a single device (known as a “source UUT”), such as an oscillator, so that in FIG. It will be understood that the separation from 310 is merely a conceptual separation. In the oscillator example, the variable low noise source is a UUT. Thus, driving this type of source UUT with a separate low noise source is redundant, and therefore no externally generated UUT input signal to transmit to the UUT is required.
以下、図5を参照すると、ANMシステム500の別の実装の一例の機能ブロック図が示されている。本例では、ANMシステム500は、信号経路504、506、508、および510を介して、供給源UUT502と信号通信する。
Referring now to FIG. 5, a functional block diagram of an example of another implementation of the ANM system 500 is shown. In this example, ANM system 500 is in signal communication with
ANMシステム500は、可変移相器512と、遅延線514と、可変増幅器516と、ミキサ518と、可変低雑音整合増幅器520と、ADC522と、コントローラ524とを含んでもよい。本例では、可変増幅器516は、それぞれ信号経路526、528、および530を介して、遅延線514、ミキサ518、およびコントローラ524と信号通信してもよい。ミキサ518はまた、それぞれ信号経路532および534を介して、可変移相器512および可変低雑音整合増幅器520と信号通信してもよい。可変移相器512はまた、信号経路510を介して、供給源UUT502と信号通信する。ADC522は、それぞれ信号経路536および538を介して、可変低雑音整合増幅器520およびコントローラ524の両方と信号通信する。コントローラ524は、それぞれ信号経路504、508、540、530、および542を介して、供給源UUT502、可変移相器512、可変増幅器516、および可変低雑音整合増幅器520と信号通信する。この場合も、コントローラ524は、コントローラデバイス、マイクロコントローラ、プロセッサ、マイクロプロセッサ、ASIC、DSP、または他の類似するプログラム可能デバイスであってもよい。
The ANM system 500 may include a variable phase shifter 512, a
供給源UUT502の位相雑音を分析する動作の一例では、遅延線514は、供給源UUT出力信号546の遅延出力信号544を生成することができる。供給源UUT出力信号546は、供給源UUT502によって生成される。当業者は、供給源UUT502が、cos(ωt)に等しい正弦出力信号を生成することができる完全な供給源である状況で、任意の時間t1とt2との間の位相差は、これらの時間の間の遅延期間だけに依存するものと理解されたい。しかしながら、現実世界の供給源では、この位相差に影響を及ぼす一部の位相雑音もまた存在することになる。一般に、遅延期間の選択は、ANMシステム500が、搬送信号の周波数に対するより小さい周波数オフセットでの位相雑音を測定する能力、および位相雑音測定の感度に影響を及ぼすことが示され得る。遅延線514によって提供される遅延が増加するにつれて、搬送周波数からのより小さいオフセットでの位相雑音を測定する能力、および感度が高められる。しかしながら、遅延線514を通じた減衰は、感度が高くなり過ぎて、測定に影響を及ぼし得るので、遅延を任意に増加させることはできない。
In an example of an operation that analyzes the phase noise of
図3および5の検討は、供給源UUTおよび非供給源UUTの特徴付けの間の基本的な類似点を示す。UUTが供給源UUTであるか、非供給源UUTであるかに関わらず、可変増幅器314または516、ミキサ316または518、可変低雑音整合増幅器318または520、ADC320または522、および可変移相器312または512の制御および動作は同一である。したがって、図3と同様に、供給源UUT502は、図3の可変低雑音供給源310に関する議論と同じように、可変移相器入力信号548を位相可変移相器512に提供する。可変増幅器516は、遅延出力信号544を受信し、ミキサ518に渡される可変増幅器信号550を生成するが、該ミキサは、可変増幅器信号550と、(可 変移相器入力信号548の90度移相バージョンである)可変移相器512によって生成された可変移相信号552とを混合し、ミキサ出力信号554を生成する。コントローラ524は、ミキサ518の線形動作を保持するように、可変増幅器制御信号556によって可変増幅器516を制御する。コントローラ524は、加えて、それぞれ信号経路540および542を介して、可変移相器制御信号558によって可変移相器512を制御し、かつ可変低雑音整合増幅器制御信号559によって可変低雑音整合増幅器520を制御する。コントローラ524は、図3の非供給源UUT302の同調に関する議論と同じように、信号経路508を介して、第1のUUTコマンド信号560を使用して、供給源UUT502内の少なくとも1つの制御可能な変数を同調させるように動作する。同様に、コントローラ524は、図3に関して議論したように、信号経路504を介して、第2のUUTコマンド信号562を使用して、供給源UUT502によって使用される搬送周波数を制御する。この場合も図3の例と同様に、コントローラ524は、信号経路536を介した可変低雑音整合増幅器出力端信号566の受信に応答してADC522によって生成された、信号経路538を介した受信ADC出力信号564の監視に応答して、ANMシステム500内のデバイスおよび/またはモジュールを制御する。
The discussion of FIGS. 3 and 5 shows basic similarities between the characterization of source UUT and non-source UUT. Regardless of whether the UUT is a source UUT or a non-source UUT, the
図6には、信号経路604、606、608、および610を介して供給源UUT602と信号通信する、ANMシステム600の別の実装の一例の機能ブロック図を示す。遅延線によって提供される遅延量は、供給源UUT602からの位相雑音の特徴付けに関して強い影響を有するので、ANMシステム600は(図5に示されるANMシステム500とは異なり)、調整可能な遅延線612として示される選択可能な遅延特徴を含む。しかしながら、図5のANMシステム500と同様に、ANMシステム600もまた、可変移相器614と、可変増幅器616と、ミキサ618と、可変低雑音整合増幅器620と、ADC622と、コントローラ624とを含んでもよい。本例では、可変増幅器616は、それぞれ信号経路626、628、および644を介して、調整可能な遅延線612、ミキサ618、およびコントローラ624と信号通信してもよい。ミキサ618はまた、それぞれ信号経路632および634を介して、可変移相器614および可変低雑音整合増幅器620と信号通信してもよい。可変移相器614はまた、信号経路610を介して、供給源UUT602と信号通信する。ADC622は、それぞれ信号経路636および638を介して、可変低雑音整合増幅器620およびコントローラ624の両方と信号通信する。調整可能な遅延線612はまた、それぞれ信号経路608および640を介して、供給源UUT602およびコントローラ624と信号通信する。コントローラ624はまた、それぞれ信号経路604、642、644、646、および648を介して、供給源UUT602、可変移相器614、可変増幅器616、可変低雑音整合増幅器620、およびADC622と信号通信する。この場合も、コントローラ624は、コントローラデバイス、マイクロコントローラ、プロセッサ、マイクロプロセッサ、ASIC、DSP、または他の類似するプログラム可能デバイスであってもよい。
FIG. 6 shows a functional block diagram of an example of another implementation of an ANM system 600 that is in signal communication with a source UUT 602 via
ANMシステム600の動作は、図5に示される非制御遅延線514に対する選択可能な遅延特徴の動作および制御に関する差異を除いて、図5に示されるANMシステム500の動作に類似する。図6では、この選択可能な遅延特徴は、供給源UUT608によって生成された、信号経路608を介して受信した供給源UUT出力信号650を遅延させる、調整可能な遅延線612によって提供される。位相雑音測定の所望の感度および周波数オフセットに基づいて、コントローラ624は、信号経路640を介して送信される調整可能な遅延線制御信号652を使用して、調整可能な遅延線612内の遅延線(図示せず)を選択する。
The operation of the ANM system 600 is similar to the operation of the ANM system 500 shown in FIG. 5 except for differences in the operation and control of selectable delay features for the
一例として、調整可能な遅延線612は、図7に示される遅延τ1から遅延τNまでの、対応する複数の遅延を提供する複数の遅延線を含んでもよい。明確に示すために、調整可能な遅延線612内に含まれる複数の遅延線から、遅延τ1を有する第1の遅延線700、遅延τ2を有する第2の遅延線702、および遅延τNを有する第Nの遅延線704だけを図7に示している。これらの遅延線700、702、および704は、例えば電界効果トランジスタ(「FET」)(図示せず)のようなスイッチの作動を通じて、調整可能な遅延線制御信号652を介して、コントローラ324によって選択されてもよい。
As an example,
動作の一例では、図6に戻ると、調整可能な遅延線612内のどの遅延線が選択されたかに関わらず、図5に関して議論したプロセスと同様に、可変増幅器616は、次いで、(信号経路626を介して)調整可能な遅延線612からの受信遅延出力信号654を増幅し、それに応答して、ミキサ618に渡される可変増幅器出力信号656を生成する。同様に、可変移相器入力信号658は、供給源UUT602によって生成され、信号経路610を介して可変移相器614に渡される。可変移相器614は、可変移相器入力信号658を受信し、同じくミキサ618によって受信される可変位相信号660を生成するように、それを90度移相する。それに応答して、ミキサ618は、信号経路634を介して可変低雑音整合増幅器620に渡されるミキサ出力信号662を生成するように、可変増幅器出力信号656と可変移相信号660とを混合する。
In one example of operation, returning to FIG. 6, regardless of which delay line within the
本例では、供給源UUT602は、例えば信号経路604を介して送信されたコントローラ624からの供給源UUT制御信号664によって制御可能なトランジスタバイアス電圧または他の変数等の、少なくとも1つの制御可能な変数を含む。したがって、ANMシステム600は、図5のANMシステム500の動作の議論と同様に動作する。ADC622によって生成された(信号経路648を介した)デジタルADC出力信号666を用いた、供給源UUT602の位相雑音の測定に応答して、コントローラ624は、ANMシステム600の位相雑音性能を最適化するように、供給源UUT602内の少なくとも1つの制御可能な変数を同調させるよう(信号経路606を介して)第2の供給源UUT制御信号668を駆動する。
In this example, source UUT 602 includes at least one controllable variable, such as a transistor bias voltage or other variable that can be controlled by source UUT control signal 664 from controller 624 transmitted via
本発明を、特定の実装の例に関して説明したが、本説明は、本発明の用途の一例に過ぎず、制限するものとして見なすべきではないと理解されたい。一例として、図5および6の両方において、可変増幅器(514または612)および遅延線514または調整可能な遅延線612の順序は、遅延線(または調整可能な遅延線)が、変増幅器出力端信号の遅延バージョンをミキサ(518または618のいずれか)に提供するように、それぞれ逆にしてもよい。
Although the invention has been described with reference to specific implementation examples, it is to be understood that the description is only an example of the invention's application and should not be taken as a limitation. As an example, in both FIGS. 5 and 6, the order of variable amplifier (514 or 612) and
(無線位相雑音測定)
別の実装の一例として、ANMシステムは、伝送無線信号の受信および分析を通じて、無線伝送器の雑音性能を測定することができる。本実装を実行するために、米国特許第6,745,020号(2002年8月29日に出願された、発明の名称「Direct Downconversion Receiver」、参照することによって全体として本願明細書に援用される)に記載のダイレクトダウンコンバージョン技術を、ユーザが無線伝送器の雑音フロアを遠隔で測定できるように適合してもよい。
(Radio phase noise measurement)
As an example of another implementation, the ANM system can measure the noise performance of a wireless transmitter through reception and analysis of the transmitted wireless signal. US Pat. No. 6,745,020 (named “Direct Downconversion Receiver”, filed Aug. 29, 2002), which is hereby incorporated by reference in its entirety to implement this implementation. May be adapted to allow a user to remotely measure the noise floor of a wireless transmitter.
図8を参照すると、(米国特許第6,745,020号に記載の)ダイレクトダウンコンバージョン受信器800の実装の一例の機能ブロック図が示されている。ダイレクトダウンコンバージョン受信器800は、信号供給源802と、可変移相器804と、ミキサ806と、第1の結合器808と、第2の結合器810と、アンテナ812とを含んでもよい。本例では、第1の結合器808は、それぞれ信号経路814および816を介して、信号供給源802および第2の結合器810と信号通信してもよい。第2の結合器810はまた、それぞれ信号経路818および820を介して、ミキサ806およびアンテナ812両方と信号通信してもよい。可変移相器804はまた、それぞれ信号経路822および824を介して、第1の結合器808およびミキサ806と信号通信してもよい。
Referring to FIG. 8, a functional block diagram of an example implementation of a direct downconversion receiver 800 (described in US Pat. No. 6,745,020) is shown.
ダイレクトダウンコンバージョン受信器800は、ミキサ806からの基底帯域信号出力826内のDCオフセット成分を軽減することができる。ミキサ810は、その基底帯域信号出力826が、ミキサ806に対する(信号経路818を介した)ミキサ入力信号828の生成物、および信号経路824を介したミキサ806に対する周波数基準信号830(局部発振器(local oscillator:「LO」)信号等)を表す、両側波帯または単側波帯ミキサのいずれかであってもよい。
動作の一例では、ダイレクトダウンコンバージョン受信器800は、所与の搬送周波数を有する着信無線周波数(「RF」)信号832をアンテナ812で受信する。それに応答して、アンテナ812は、信号経路820を介して第2の結合器810に渡される受信RF信号834を生成する。第2の結合器810は、次いで、受信RF信号834をミキサ入力信号828に結合させて、それをミキサ806に渡す。当業者は、受信器のアーキテクチャにおいて従来行われているように、着信RF信号832は、アンテナ812で受信され、ミキサ806に結合させる前に、フィルタおよび低雑音増幅器(図示せず)によって処理してもよいと理解されるであろう。
In one example of operation,
信号供給源802は、電圧制御発振器(voltage controlled oscillator:「VCO」)または好適なLO信号出力の別の類似した発生器であってもよい。一例として、信号供給源802は、正弦出力信号836を生成してもよい。当業者は、LO信号出力の種類は、着信RF信号832内に存在する特定の変調に依存すると理解するであろう。ミキサ入力信号828をミキサ306に渡す前に、第1の結合器の主出力信号838および受信RF信号834は、第2の結合器810を通じて結合される。第1の結合器主出力信号838は、第1の結合器808を通じて正弦出力信号836を渡すことによって生成される。第1の結合器808はまた、信号経路822を介して可変移相器804に渡される可変移相器入力信号840を生成する。信号分配器はまた、第1の結合器808の代わりに利用してもよいことを理解されるであろう。可変移相器804は、直交局部発振器信号(すなわち、周波数基準信号830)を、ミキサ806のLO入力ポート842(すなわち、信号経路824を介して周波数基準信号830を受信するポート)に提供するよう正弦出力信号836を90度移相するように構成される。本例では、可変移相器804は、個別構成要素の機能ブロックとして示されているが、可変移相器804はまた、ミキサ806内に含まれてもよいと理解されたい。ミキサ806の一部である可変移相器804の例では、周波数基準信号830がミキサ806のRF入力ポート844(すなわち、信号経路818を介してミキサ入力信号828を受信するポート)に結合し、それによって、基底帯域信号出力826内に望ましくないDCオフセット成分を自己結合して生成する機会は、最小化される。代替として、可変移相器804は、周波数基準信号830のRF入力ポート844への放射性または反応性結合を最小化するように、ミキサ806のLO出力ポート842のできるだけ近くに位置させてもよい。
The
第1および第2の結合器808および810の設計は、当業者には既知であるRF技術を用いて、受信RF信号834および正弦出力信号836を伝搬するように選択された導波路の種類(例えば、ストリップ線路、同軸ケーブル、またはマイクロストリップ型導波路、等)に依存すると理解されたい。その結果、実装される導波路の種類は、搬送周波数、信号パワーレベル、空間的懸案事項、および他の既知の設計上の選択に依存する。
The design of the first and
本実装では、基底帯域信号出力826は、受信RF信号834および正弦出力信号836に対するRF周波数間の周波数差の正弦である、周波数オフセット項を含む。加えて、種々の二重周波数項が生成され、それらは容易にフィルタ処理されてもよい。この方法では、基底帯域信号出力826は、他のダイレクトダウンコンバージョン受信器とともに存在するDCオフセットの課題を伴わずに達成され得る。
In this implementation, the
図9を参照すると、図8に関して議論したダイレクトダウンコンバージョン受信器のアーキテクチャの適応化を含む、ANMシステム900が示されている。ANMシステム900は、供給源LO902と、可変増幅器904と、可変移相器906と、ミキサ908と、可変低雑音整合増幅器910と、ADC912と、コントローラ914と、アンテナ(または複数のアンテナ)916と、低雑音増幅器(low−noise amplifier:「LNA」)918と、結合器920と、オプションのアイソレータ922とを含んでもよい。可変増幅器904は、それぞれ信号経路924、926、および928を介して、ミキサ908、コントローラ914、および結合器920と信号通信してもよい。ミキサ908はまた、信号経路930および932を介して、可変移相器906および可変低雑音整合増幅器910と信号通信してもよい。可変低雑音整合増幅器910は、それぞれ信号経路934および936を介して、ADC912およびコントローラ914と信号通信してもよい。コントローラ914は、それぞれ信号経路938および940を介して、可変移相器906およびADC912と信号通信してもよい。供給源LO902は、それぞれ信号経路942および944を介して、可変移相器906およびオプションのアイソレータ922と信号通信してもよい。結合器920は、それぞれ信号経路946および948を介して、LNA918およびオプションのアイソレータ922と信号通信してもよい。LNA918はまた、信号経路930を介してアンテナ916と信号通信してもよい。
Referring to FIG. 9, an
動作の一例では、無線信号950は、アンテナ916(または複数のアンテナ)で受信され、RF受信信号952を生成するように、LNA918を通じて処理される。本例では、供給源LO902は、図5に関する議論と同様に構成される。供給源LO902は、供給源LO出力信号954および可変移相器入力信号956と称される、2つの同じ信号を生成する。しかしながら、本例では、供給源LO出力信号954または可変移相器入力信号956は、受信RF信号952に対するLOとして機能する。よって、可変移相器入力信号956は、信号経路930を介してミキサ908のLOポート962で受信される、直交LO信号(すなわち、可変移相出力信号960)を生成するように、可変移相器906を通じて移相される。受信RF信号952は、複合結合器出力信号964を形成するように、結合器920を使用して供給源LO出力信号954と結合される。本例では、供給源LO出力信号954は、断路処理した供給源LO出力信号966を形成するように、オプションのアイソレータ922によって処理してもよい。いかなるオプションのアイソレータ922も利用されない場合、断路処理した供給源LO出力信号966は、供給源LO出力信号954と同一である。
In one example of operation,
図5に関する議論と同じように、ミキサ908が線形に動作する程度にLOポート962に印加された時と比較した時に、ミキサ908のRFポート970に印加される、結果として生じる可変増幅出力信号968が十分なパワーのものであるように、可変増幅器904は、結合された結合器出力信号964を増幅してもよい。この点に関しては、ミキサ908の設計および線形性に応じて、一部の実装では可変増幅器904が必要無い場合がある。信号経路932上のミキサ908からのミキサ出力信号972は、次いで、図5に関して議論したように処理されてもよい。本実装では、それぞれ信号経路938を介した制御信号974、信号経路926を介した976、および信号経路936を介した978を使用して、以前に議論したように、コントローラ914は、可変移相器906、可変増幅器904、および可変低雑音整合増幅器910を制御する。受信RF信号952が直交LO信号(すなわち、供給源LO出力信号954)を汚染するのを防止するために、供給源LO902は、オプションのアイソレータ922を使用して、結合器920から断路されてもよい。しかしながら、結合器920が十分に指向的である場合、オプションのアイソレータ922が必要無い場合がある。信号経路940上のADC912によって生成されたデジタル化雑音信号980への、FFT等のスペクトル分析を実行することによって、コントローラ914は、無線信号950を生成する無線伝送器(図示せず)の雑音フロアを特徴付けてもよい。本例では、雑音測定は、ANMシステム900を無線伝送器に接続するいかなる伝送線も必要とせずに、完全に無線で行われる。
Similar to the discussion with respect to FIG. 5, the resulting variable amplified
別の実装では、遅延線(図示せず)はまた、図5に関する議論と同じように使用されてもよい。この遅延線は、結合器920の前または後ろに挿入してもよい。しかしながら、受信RF信号952に関する直交弁別器の機能は、結果として生じる弁別機能が、受信RF信号952の代わりに、供給源LO出力信号954および可変移相器入力信号956に印加されることになる、このような遅延線の包含を通じて達成されないことを理解されるであろう。しかしながら、供給源LO902に関して弁別機能を実行することが有利な実装も存在し得る。いずれにせよ、供給源LO902は、付加的な雑音測定が実行されてもよいように、無線信号916の伝送に用いられる無線伝送器(図示せず)よりも低い雑音フロアを有するべきである。供給源LO902として構成してもよい低雑音供給源の一例は、2006年7月21日に出願された米国特許出願第11/494,884号に記載されており、その内容は、参照することによって全体として本願明細書に援用される。しかしながら、あらゆる好適な低雑音供給源を使用して供給源LO902を形成してもよいことを理解されるであろう。受信RF信号952との組み合わせに起因する付加的な雑音が決定されてもよいように、初期較正を実行して、供給源LO902の雑音フロアを決定してもよい。受信RF信号952に関して、ダウンコンバージョンアーキテクチャが直交弁別器の代わりに作成されているので、無線信号950は、ミキサ出力信号972内の周波数の差(LOからのオフセット)として表されることになる。この信号とDCとの間は、伝送器雑音スペクトルである。二重周波数成分は、図8に関して議論したように、適切な信号フィルタ(図示せず)を使用して取り除いてもよい。図5で議論した弁別器とは異なり、このデジタル化雑音信号980のスペクトルは、振幅雑音および位相雑音を表すことになる。
In another implementation, a delay line (not shown) may also be used as in the discussion with respect to FIG. This delay line may be inserted in front of or behind the
その結果、図10には、無線伝送器1002の振幅雑音および位相雑音を別々に測定することができ、ANMシステム1000の実装の一例の機能ブロック図が示されている。ANMシステム1000は、供給源LO1004と、可変増幅器1006と、第1の可変移相器1008と、第2の可変移相器1010と、第1のミキサ1012と、コントローラ1014と、第1の結合器1016と、第2の結合器1018と、アンテナ1020と、第1のLNA1022と、振幅および位相(「AMおよびPM」)変調器1024と、オプションのアイソレータ1026と、第2のミキサ1028と、分配器1030と、第2のLNA1032と、第3のLNA1034と、第1のADC1036と、第2のADC1038とを含んでもよい。供給源LO1004は、それぞれ信号経路1040、1042、および1044を介して、第1の可変移相器1008、第2の可変移相器1010、コントローラ1014、およびオプションのアイソレータ1026と信号通信してもよい。分配器1030は、供給源LO1004によって生成された(および信号経路1040を介して送信された)あらゆる信号を、それぞれ信号経路1045および1046を介して、第1の可変移相器1008および第2の可変移相器1010に送信される、2つの分配信号に分配することができる。可変増幅器1006は、それぞれ信号経路1048、1050、および1052を介して、第1の結合器1016、第2の結合器1018、およびコントローラ1014と信号通信してもよい。第2の結合器1018は、それぞれ信号経路1053および1054を介して、第1のミキサ1012および第2のミキサ1028と信号通信してもよい。第1の可変移相器1008は、それぞれ信号経路1056および1058を介して、第1のミキサ1012およびコントローラ1014と信号通信してもよい。同様に、第2の可変移相器1010は、それぞれ信号経路1060および1062を介して、第2のミキサ1028およびコントローラ1014と信号通信してもよい 。第1の結合器1016は、それぞれ信号経路1064および1066を介して、オプションのアイソレータ1026およびAMおよびPM変調器1024と信号通信してもよい。第1のLNA1022は、それぞれ信号経路1067および1068を介して、アンテナ1020およびAMおよびPM変調器1024と信号通信してもよい。無線伝送器1002は、本例では無線信号経路である信号経路1069を介して、アンテナ1020と信号通信してもよい。加えて、コントローラ1014は、同じく無線信号経路であってもよい信号経路1070を介して、伝送器1002と信号通信してもよい。
As a result, FIG. 10 shows a functional block diagram of an example implementation of the ANM system 1000 that can measure the amplitude noise and phase noise of the
動作の一例では、無線伝送器1002は、無線信号1071を、無線信号1071を受信するアンテナ1020(または複数のアンテナ)に伝送し、信号経路1067を介してLNA1022に渡される受信信号1072を生成する。LNA1022は、信号経路1068を介してAMおよびPM変調器1024に送信される受信RF信号1073を生成するように、受信信号1072を処理する。AMおよびPM変調器1024は、信号経路1066を介して第1の結合器1016に渡される変調受信信号1074を生成するように、受信RF信号1073を受信し、AM変調および/または位相PM技術を受信RF信号1073に適用する。
In one example of operation, the
供給源LO1004は、オプションのアイソレータ1026を通じて、信号経路1044および1064を介して第1の結合器1016に渡される、供給源LO出力信号1075を生成する。オプションのアイソレータ1026が存在する場合、オプションのアイソレータ1026は、断路供給源LO出力信号1076を生成する。オプションのアイソレータ1026が存在しない場合、断路供給源LO出力信号1076は、供給源LO出力信号1075と同一のものとなる。この場合も、図9に記載されているように、オプションのアイソレータ1026の目的は、変調受信信号1074が供給源LO出力信号1075を汚染するのを防止し、したがって、オプションのアイソレータ1026は、第1の結合器1016から供給源LO1004を断路することである。しかしながら、第1の結合器1016が十分に指向的である場合、オプションのアイソレータ1026が必要無い場合がある。
The
第1の結合器1016は、信号経路1048を介して可変増幅器1006に渡される結合受信信号1077を生成するように、断路供給源LO出力信号1076(またはオプションのアイソレータ1026が存在しない場合は、供給源LO出力信号1075)と、変調受信信号1074とを結合する。可変増幅器1006は、信号経路1050を介して第2の結合器1018に渡される増幅器受信信号1078を生成するように、結合受信信号1077を受信して、それを増幅する。第2の結合器1018は、増幅受信信号1078を、(信号経路1053を介して)第1のミキサ1012に渡される第1の増幅受信信号1079、および(信号経路1054を介して)第2のミキサ1028に渡される第2の増幅受信信号1080に分配する。
The first combiner 1016 supplies a disconnected source LO output signal 1076 (or an
供給源LO1004はまた、信号経路1040を介して分配器1030(または信号を2つの信号に分配できる他の好適なデバイス)に送信される、可変移相器入力信号1081を生成する。分配器1030は、それぞれ信号経路1045および1046に沿って、第1の可変移相器入力信号1082および第2の可変移相器入力信号1083を生成するように、可変移相器入力信号1081を受信して、それを分配する。第1の可変移相器入力信号1082は、図9に関する議論と同じように、直交LO信号1084を第1のミキサ1012に提供するように、第1の可変移相器1008内で処理される。加えて、第2の可変移相器入力信号1083は、同相LO信号1085を第2のミキサ1028に提供するように、第2の可変移相器1010内で処理される。前述のように、両方のミキサ(1012および1028)は、増幅受信信号1078の分配バージョンを受信する。
第2のミキサ1028は、同相信号LO1085と第2の増幅受信信号1080とを混合しているので、結果として生じる第2のミキサ出力信号1086は、図9に関する議論と同じように、第2のLNA1032および第1のADC1036を通じてこの第2のミキサ出力信号1086を処理した後の、同相(「I」)成分を表す。この結果として生じるI成分信号1087は、信号経路1088を介してコントローラ1014に渡されてもよい。同様に、第1のミキサ1012は、直交LO信号1084と第1の増幅受信信号1079とを混合しており、第1のミキサ出力信号1089を生成する。第1のミキサ出力信号1089は、第3のLNA1034および第2のADC1038によって処理されると、信号経路1091を介してコントローラ1014に渡されるデジタル直交(「Q」)成分信号1090を表す。
Since the
本実装では、振幅雑音または位相雑音が、これらのIおよびQ成分信号1087および1090とともに測定されているかどうかの決定は、AMおよびPM変調器1024内の受信RF信号1073に利用されている変調の種類によって制御される。一例として、AMおよびPM変調器1024が、次いで、所定のAM変調を所定のPM変調を受信RF信号1073に印加する場合、ANMシステム1000は、無線伝送器1002内の付加的な振幅雑音および付加的な位相雑音の量を決定するように、IおよびQ成分信号1090および1087へのこれらの変調の影響を分析してもよい。
In this implementation, the determination of whether amplitude or phase noise is being measured along with these I and Q component signals 1087 and 1090 is the modulation of the modulation utilized in the received RF signal 1073 within the AM and PM modulator 1024. Controlled by type. As an example, if the AM and PM modulator 1024 then applies a predetermined AM modulation to the received RF signal 1073, the ANM system 1000 may add additional amplitude noise and addition within the
無線伝送器1002内の雑音フロアの決定に加え、ANMシステム1000はまた、米国特許出願第11/134,546号に記載された技術を使用して、無線伝送器1002を同調させることもできる。一例として、無線伝送器1002は、信号経路1070を介して、無線伝送器制御信号1091を使用して、コントローラ1014によって制御されてもよい、トランジスタ(図示せず)または他の好適な同調可能デバイスのバイアス設定を有してもよい。IおよびQ成分信号1090および1087(または、図9に関して議論したそれらの結合された効果)の分析を通じた雑音スペクトルへの影響を観察することによって、コントローラ1014は、無線伝送器1002が、無線伝送器1002の雑音フロアを低くするよう同調されるように、(制御変数(control variable:CV)として指定してもよい)無線伝送器制御信号1091を調整してもよい。コントローラ1014は、デジタル化雑音信号(または信号)を分析し、それに応じて、対応する制御変数(CV)を調整することによって、その出力を直交に保持するように、(信号経路1058を介して、第1の可変移相器制御信号1092を介して、ここで、第1の可変移相器制御信号1092はまた、別のCVである)第1の可変移相器1008を制御し、かつ、その出力を供給源LO出力信号1075と同相に保持するように、(信号経路1062を介して、第2の可変移相器制御信号1093を介して、ここで、第2の可変移相器制御信号1093はまた、別のCVである)第2の可変移相器1010を制御する。
In addition to determining the noise floor within the
一例として、第1の可変移相器1008は、可変低雑音増幅器1006からの増幅信号1078(基本的に、供給源LO出力信号1075の関連バージョンである)と直交するように、第1の可変移相器制御信号1092によって制御される。しかしながら、第1の可変移相器制御信号1092内のエラーによって搬送信号が除去されなかった場合、搬送信号は、結果として生じる雑音スペクトル内にDCオフセットとして存在する。このDCオフセットは、直交位相の一方にある極性を有し、直交位相の他方に反対の極性を有するように、第1の可変移相器1008が、ほぼ直交する角度(例えば、80〜100度)で走査する時に、符号を変更する。DCオフセットのような測定可能な変数(measurable variable:「MV」)へのCVの影響は、種々の制御アルゴリズムに使用されてもよい。例えば、DCオフセット内の符号の変更は、ゼロ交差の検索に使用されてもよい。一般に、ゼロ交差MVを生成するCVは、いくつかの間隔に分割されたその範囲を有してもよい。コントローラ1014は、これらの間隔を通じてCVをステップ化して、ゼロ交差MVへの影響を観察する。例えば、ゼロ交差MVは、それぞれCV0およびCV1のCVの値に対応する、2つの値MV0およびMV1に関する符号を変更してもよい。このゼロ交差点のまたがりを考えると、CVの最適な設定(「CVoptimal」)は、次式で示すことができる。
As an example, the first variable phase shifter 1008 is first variable to be orthogonal to the amplified signal 1078 from the variable low noise amplifier 1006 (essentially a related version of the source LO output signal 1075). It is controlled by a phase
第2の可変移相器1010は、第2のミキサ1028の出力信号が最大搬送パワーを有するべきであるという、相補的な方法で制御される。第2の可変移相器1010を制御する第2の可変移相器制御信号1093(これもまた別のCVである)は、対応するMVの最大値を見つけるように、コントローラ1014によって制御されてもよい。例えば、第2のミキサ1028の出力信号は、CVの5つの連続する増分がCV0からCV4まで変動する場合に、MVの対応する値が、MV2>MV1>MV0、およびまたMV2>MV3>MV4となるよう生成されるように、その範囲全体にわたって増加させてもよい。最大のMVを生成するCVの値は、したがって、CV2となる。CVの利用可能な範囲全体にわたっていかなる最大値も見つからなかった場合は、連続するCV間の間隔が広すぎる可能性があり、新しい検索は、間隔を半分に減らして行われる。最大値が見つかると、CV0とCV4との間の間隔は、以前の検索で使用された連続するCV点の間の間隔が半分となるように、以前の割合の2倍でサンプリングされる。最大パターンがもはや識別できない場合、アルゴリズムが、MV変数の最大値での雑音にズームしたと推定されてもよい。パターンが識別できるCVの最後の繰り返しに対するMVの最大値は、対応するCVoptimal値を提供する。このCVoptimal値は、ゼロ交差のMV制御に関して議論したように追跡されてもよい。
The second variable phase shifter 1010 is controlled in a complementary manner that the output signal of the
追加的な制御は、制御経路1042に沿って制御信号1094を介して供給源LO1004(周波数の変更に望ましい場合)に、(信号経路1052に沿って制御信号1095を介して)可変増幅器1006に、および(可変LNAであってもよい)LNA1032および1034等の他の構成要素に提供される。ANMシステム1000における経験的観察は、単一のCVが、他のCVに対して支配的な影響を有し得ることを示す場合がある。例えば、第1の可変移相器制御信号1092は、第1のミキサ出力信号1089内にゼロ交差点に対する支配的なCVとなり得る。したがって、本例では、支配的なCVを最初に同調させて、その後にあまり支配的でないCVが続いてもよい。しかしながら、この同調方法は、複数のCVの並行制御に容易に拡大され得ることを理解されるであろう。
Additional control is provided via the control signal 1094 along the
図11を参照すると、被試験ユニット(「UUT」)内の1つ以上の制御可能な変数を同調させるようにフィードバックを用いる、ANMシステムの動作方法の一例を示す工程図が示されている。例のプロセス1100は、ステップ1102で始まり、ステップ1104で、可変低雑音供給源は、RF信号を生成し、それをUUTおよび可変移相器に伝送する。ステップ1106で、UUTは、RF信号を受信し、それを処理して出力信号を生成し、次いで、それを可変増幅器に渡し、ステップ1108で、可変増幅器は、出力信号を増幅して、可変増幅信号を生成する。ステップ1110で、可変移相器は、RF信号を受信し、該可変移相器は、RF信号を90度移相して可変移相信号を生成する。
Referring to FIG. 11, a flow diagram illustrating an example of how an ANM system operates using feedback to tune one or more controllable variables in a unit under test (“UUT”) is shown. The
可変増幅信号および可変移相信号は、次いで、ステップ1112で、ミキサに渡される。ステップ1114で、ミキサは、可変低雑音整合増幅器に送信されるミキサ出力信号を生成し、ステップ1116で、可変低雑音整合増幅器は、アナログ−デジタル変換器(「ADC」)に渡される可変低雑音整合出力信号を生成する。ADCは、次いで、ステップ1118で、コントローラに渡されるデジタルADC出力信号を生成する。ステップ1120で、コントローラは、デジタルADC出力信号を監視し、それぞれ可変移相器制御信号、可変増幅器制御信号、可変低雑音整合増幅器制御信号を利用して、可変移相器、可変増幅器、および可変低雑音整合増幅器を制御し、また、可変低雑音供給源命令信号を利用してUUT入力信号の周波数を変更するように、可変低雑音供給源に命令する。
The variable amplification signal and variable phase shift signal are then passed to the mixer at
加えて、コントローラは、UUT命令信号を利用して、UUTの少なくとも1つの制御可能な変数の値を制御するように構成される。図4に関して前述したように、このような制御可能な変数の一例は、UUT内に含まれる可変減衰器であってもよい。決定ステップ1122で、コントローラは、例えば、最小の位相雑音が存在するといった、少なくとも1つの制御可能な変数の最適な設定が取得されたかどうかを決定する。最適な設定が得られた場合、プロセス1100は、ステップ1124で終了する。そうでない場合、プロセスは、ステップ1104に戻り、それ自体を繰り返す。
In addition, the controller is configured to utilize the UUT command signal to control the value of at least one controllable variable of the UUT. As described above with respect to FIG. 4, an example of such a controllable variable may be a variable attenuator included within the UUT. At decision step 1122, the controller determines whether an optimal setting of at least one controllable variable has been obtained, eg, there is minimal phase noise. If the optimal settings have been obtained, the
当業者には、上述した1つ以上の機能、モジュール、ユニット、ブロック、プロセス、サブプロセス、またはプロセスステップは、ハードウェアおよび/またはソフトウェアによって実行されてもよいことを理解および認識されるであろう。プロセスがソフトウェアによって実行される場合、ソフトウェアは、上述したデバイスのうちのいずれかの中のソフトウェアメモリ(図示せず)内に常駐させてもよい。ソフトウェアメモリ内のソフトウェアは、論理関数を実装するための実行可能な命令の順序付けられたリストを含んでもよく(すなわち、デジタル回路または供給源コード等のデジタル形態で、またはアナログ回路、またはアナログの電気、音響、またはビデオ信号等のアナログ供給源等のアナログ形態で実装されてもよい「論理」)、また、命令実行システム、装置またはデバイスから命令を選択的に取り出して、その命令を実行してもよい、コンピュータベースのシステム、プロセッサを含むシステム、または他のシステム等の、命令実行システム、装置、またはデバイスによって、またはこれと接続して使用するための、あらゆるコンピュータが読み取り可能な(または信号担持)媒体内に選択的に組み込んでもよい。本文書の文脈では、「コンピュータが読み取り可能な媒体」および/または「信号担持媒体」は、命令実行システム、装置、またはデバイスによって、またはこれと接続して使用するための、プログラムを含む、記憶する、通信する、伝搬する、または運搬することができるあらゆる手段である。コンピュータが読み取り可能な媒体は、例えば、これに限定されないが、選択的に、電子、磁気、光、電磁、赤外線、または半導体システム、装置、デバイス、または伝搬媒体であってもよい。コンピュータが読み取り可能な媒体のより具体的な例には、それでも非限定的なリストであるが、1つ以上のワイヤを有する電気的接続(電気)、携帯型コンピュータディスケット(磁気)、RAM(電気)、読み出し専用メモリ「ROM」(電気)、消去可能かつプログラム可能な読み出し専用メモリ(EPROMまたはフラッシュメモリ)(電気)、光ファイバ(光)、および携帯型コンパクトディスク読み出し専用メモリ「CDROM」(光)が挙げられる。コンピュータが読み取り可能な媒体は、例えば紙または他の媒体の光学走査を介してプログラムを電気的に取り込み、次いで、必要に応じて好適な様態でコンパイル、翻訳、そうでない場合は処理し、次いでコンピュータメモリ内に記憶することができるので、プログラムが印刷された紙または別の好適な媒体であってもよいことに留意されたい。 Those skilled in the art will understand and appreciate that one or more of the functions, modules, units, blocks, processes, subprocesses, or process steps described above may be performed by hardware and / or software. Let's go. If the process is performed by software, the software may reside in software memory (not shown) in any of the devices described above. The software in the software memory may include an ordered list of executable instructions for implementing the logic function (ie, in digital form, such as a digital circuit or source code, or an analog circuit, or analog electrical "Logic", which may be implemented in analog form, such as an analog source such as an audio or video signal), and selectively fetching instructions from an instruction execution system, apparatus or device and executing the instructions Any computer readable (or signal) for use by or in connection with an instruction execution system, apparatus, or device, such as a computer-based system, a system including a processor, or other system (Supported) may be selectively incorporated in the medium. In the context of this document, “computer-readable medium” and / or “signal-bearing medium” includes a program for use by or in connection with an instruction execution system, apparatus, or device. Any means that can, communicate, propagate or carry. The computer readable medium may be, for example but not limited to, an electronic, magnetic, optical, electromagnetic, infrared, or semiconductor system, apparatus, device, or propagation medium. More specific examples of computer readable media are still a non-limiting list, but electrical connections (electrical), portable computer diskettes (magnetic), RAM (electrical) with one or more wires. ), Read-only memory “ROM” (electric), erasable and programmable read-only memory (EPROM or flash memory) (electric), optical fiber (optical), and portable compact disk read-only memory “CDROM” (optical) ). A computer readable medium, for example, electronically captures the program via optical scanning of paper or other media, then compiles, translates, or otherwise processes in a suitable manner as necessary, and then processes the computer Note that the program may be printed paper or another suitable medium, since it can be stored in memory.
本発明の種々の実施形態を説明したが、当業者には、本発明の範囲内で、さらに多くの実施形態および実装が可能であることが明らかとなるであろう。故に、本発明は、添付の特許請求の範囲およびそれらの均等物を考慮した場合を除いて、制限されない。 While various embodiments of the invention have been described, it will be apparent to those skilled in the art that many more embodiments and implementations are possible within the scope of the invention. Accordingly, the invention is not limited except in light of the attached claims and their equivalents.
Claims (12)
該伝送RF信号を受信して、受信RF信号を提供するアンテナと、
該受信RF信号を増幅して、増幅RF信号を提供するように構成される低雑音増幅器と、
LO信号を提供するように構成される局部発振器と、
該LO信号の第1のバージョンと該増幅RF信号とを結合して、結合RF信号を提供するように構成される第1の結合器と、
該LO信号の第2のバージョンを、制御信号に応答する直交LO信号に移相するように構成される第1の可変移相器と、
該結合RF信号を受信するように構成されるRFポートと、該直交LO信号を受信するように構成されるLOポートとを有する第1のミキサであって、該第1のミキサは、そのRFポートおよびLOポートにおいて受信された該信号を混合して、第1の混合出力信号を提供するようにさらに構成される、第1のミキサと、
該制御信号を生成するために、そして該雑音成分を測定するために、該第1の混合出力信号のデジタル化バージョンを分析するように構成されるプロセッサと
を備えている、システム。 A noise test measurement system configured to measure a noise component of a transmission RF signal, comprising:
An antenna for receiving the transmitted RF signal and providing a received RF signal;
A low noise amplifier configured to amplify the received RF signal and provide an amplified RF signal;
A local oscillator configured to provide an LO signal;
A first combiner configured to combine a first version of the LO signal and the amplified RF signal to provide a combined RF signal;
A first variable phase shifter configured to phase shift a second version of the LO signal to a quadrature LO signal responsive to the control signal;
A first mixer having an RF port configured to receive the combined RF signal and an LO port configured to receive the quadrature LO signal, the first mixer comprising the RF port A first mixer further configured to mix the signals received at the port and the LO port to provide a first mixed output signal;
A processor configured to analyze a digitized version of the first mixed output signal to generate the control signal and to measure the noise component.
前記結合RF信号を受信するように構成されるRFポートと、前記直交LO信号を受信するように構成されるLOポートとを有する第2のミキサであって、該第2のミキサは、そのRFポートおよびLOポートにおいて受信された該信号を混合して、第2の混合出力信号を提供するようにさらに構成される、第2のミキサと
をさらに備え、前記プロセッサは、該第2の混合出力信号のデジタル化バージョンを分析して、該第2の制御信号を生成するように、そして前記雑音成分を測定するようにさらに構成される、請求項1に記載のシステム。 A second variable phase shifter configured to phase shift a third version of the LO signal to provide an in-phase LO signal responsive to a second control signal;
A second mixer having an RF port configured to receive the combined RF signal and an LO port configured to receive the quadrature LO signal, wherein the second mixer has its RF A second mixer further configured to mix the signals received at the port and the LO port to provide a second mixed output signal, the processor comprising the second mixed output The system of claim 1, further configured to analyze a digitized version of a signal to generate the second control signal and to measure the noise component.
伝送RF信号を提供するために、該無線伝送器からRF信号を伝送することと、
受信RF信号を提供するために、該伝送RF信号を受信することと、
結合RF信号を提供するために、該受信RF信号とLO信号のバージョンとを結合することと、
ミキサ出力信号を提供するために、該結合RF信号と該LO信号の直交バージョンとを混合することと、
該雑音フロアを決定するために、該ミキサ出力信号のスペクトルを分析することと
を包含する、方法。 A method for measuring a noise floor for a radio transmitter, comprising:
Transmitting an RF signal from the wireless transmitter to provide a transmitted RF signal;
Receiving the transmitted RF signal to provide a received RF signal;
Combining the received RF signal with a version of the LO signal to provide a combined RF signal;
Mixing the combined RF signal and an orthogonal version of the LO signal to provide a mixer output signal;
Analyzing the spectrum of the mixer output signal to determine the noise floor.
デジタル化信号を形成するために、前記ミキサ出力信号をデジタル化することと、
該デジタル化信号を高速フーリエ変換することと
を包含する、請求項9に記載の方法。 Analyzing the spectrum includes
Digitizing the mixer output signal to form a digitized signal;
The method of claim 9, comprising: fast Fourier transforming the digitized signal.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US88521807P | 2007-01-17 | 2007-01-17 | |
PCT/US2008/051374 WO2008089371A2 (en) | 2007-01-17 | 2008-01-17 | Automated noise measurement system |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010517016A true JP2010517016A (en) | 2010-05-20 |
Family
ID=39523359
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009546522A Pending JP2010517016A (en) | 2007-01-17 | 2008-01-17 | Automatic noise measurement system |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP2109775A2 (en) |
JP (1) | JP2010517016A (en) |
KR (1) | KR20090115729A (en) |
AU (1) | AU2008206142A1 (en) |
CA (1) | CA2673529A1 (en) |
MX (1) | MX2009007650A (en) |
WO (1) | WO2008089371A2 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104764941B (en) * | 2009-09-23 | 2018-01-09 | 光电波公司 | Based on the phase noise in light delay measurement radio frequency, microwave or millimeter-wave signal |
US9423440B2 (en) * | 2009-10-21 | 2016-08-23 | Advantest Corporation | Test device and test method for measuring a phase noise of a test signal |
US20160245913A1 (en) * | 2015-02-19 | 2016-08-25 | Korea Advanced Institute Of Science And Technology | Apparatus and method for measuring precipitation in the atmosphere using k-band frequency-modulated continuous wave (fmcw) weather radar system |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5608331A (en) * | 1995-06-06 | 1997-03-04 | Hughes Electronics | Noise measurement test system |
JP2005518686A (en) * | 2001-06-21 | 2005-06-23 | ユージン ジスキー | Intermodulation product cancellation circuit |
JP2005537723A (en) * | 2002-08-29 | 2005-12-08 | ルジスキ、ユージーン | Direct conversion receiver |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6128470A (en) * | 1996-07-18 | 2000-10-03 | Ericsson Inc. | System and method for reducing cumulative noise in a distributed antenna network |
JP4567480B2 (en) * | 2005-02-04 | 2010-10-20 | 富士通株式会社 | Signal transmission system and signal transmission method |
-
2008
- 2008-01-17 EP EP08713815A patent/EP2109775A2/en not_active Withdrawn
- 2008-01-17 KR KR1020097017071A patent/KR20090115729A/en not_active Application Discontinuation
- 2008-01-17 WO PCT/US2008/051374 patent/WO2008089371A2/en active Application Filing
- 2008-01-17 JP JP2009546522A patent/JP2010517016A/en active Pending
- 2008-01-17 CA CA002673529A patent/CA2673529A1/en not_active Abandoned
- 2008-01-17 MX MX2009007650A patent/MX2009007650A/en active IP Right Grant
- 2008-01-17 AU AU2008206142A patent/AU2008206142A1/en not_active Abandoned
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5608331A (en) * | 1995-06-06 | 1997-03-04 | Hughes Electronics | Noise measurement test system |
JP2005518686A (en) * | 2001-06-21 | 2005-06-23 | ユージン ジスキー | Intermodulation product cancellation circuit |
JP2005537723A (en) * | 2002-08-29 | 2005-12-08 | ルジスキ、ユージーン | Direct conversion receiver |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
JPN6012049076; E. RUBIOLA et al.: 'The ±45°Correlation Interferometer as a Means to Measure Phase Noise of Parametric Origin' IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement Vol. 52, No. 1, 200302, pp. 182-188, IEEE * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP2109775A2 (en) | 2009-10-21 |
MX2009007650A (en) | 2009-10-12 |
CA2673529A1 (en) | 2008-07-24 |
WO2008089371A3 (en) | 2008-09-04 |
KR20090115729A (en) | 2009-11-05 |
AU2008206142A1 (en) | 2008-07-24 |
WO2008089371A2 (en) | 2008-07-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR0158791B1 (en) | Noise measurement test system | |
US8155914B2 (en) | Measuring phase noise in radio frequency, microwave or millimeter signals based on photonic delay | |
US20090208205A1 (en) | Photonic Based Cross-Correlation Homodyne Detection with Low Phase Noise | |
JP5073887B2 (en) | Automatic frequency stepping noise measurement test system | |
US7885632B2 (en) | Automated noise measurement system | |
JP2010517016A (en) | Automatic noise measurement system | |
US11041882B1 (en) | Active harmonic load pull impedance tuner | |
US8965727B2 (en) | Intelligent low noise design | |
KR101184331B1 (en) | Apparatus and method for detecting passive intermodulation distortion signal | |
US8363849B2 (en) | Automated interferometric noise measurement | |
JP5776495B2 (en) | Gain measuring circuit, gain measuring method and communication apparatus | |
KR101077498B1 (en) | Frequency-selective phase/delay control for an amplifier | |
US11199568B2 (en) | Millimeter wave active load pull using low frequency phase and amplitude tuning | |
US20210218425A1 (en) | Transmitter with compensation of vco pulling | |
KR101973154B1 (en) | Fmcw radar using pulse modulation and receiver channel calibration method in fmcw radar using pulse modulation | |
JP2679445B2 (en) | Transmission power control method | |
KR100221601B1 (en) | Apparatus for checking rf spurious automatically | |
KR101123337B1 (en) | Optical-based signal generator and sensing signal generating system having the same | |
KR101123336B1 (en) | Optical-based signal generator and sensing signal generating system having the same | |
JP2002374129A (en) | Predistortion compensating circuit, predistortion compensating method, program and medium | |
KR20150070788A (en) | Wideband rf receiver | |
CN117572364A (en) | Signal generation device, radar signal testing system and radar signal testing method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20110113 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120918 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20121217 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20121225 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20130117 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20130124 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20130425 |