JP2010237087A - Radar apparatus and method for measuring radio wave arrival direction using the same - Google Patents

Radar apparatus and method for measuring radio wave arrival direction using the same Download PDF

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光利 守永
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a radar apparatus for accurately obtaining an orientation of each target, even if there are a plurality of objects within a detecting visual field of a radar and Doppler frequencies of reflected waves from those objects become identical. <P>SOLUTION: The radar apparatus sorts out Doppler signals observed by the radar for each target generating the identical Doppler frequency, prepares a correlation matrix having averaged reflected wave data at times of different relative positional relations between the radar and the target, and measures the orientation of the target by changing orientation angle dependance of a reception intensity pattern of a radar receiver, using the correlation matrix. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、レーダ装置及びそれを用いた電波到来方向の計測方法に係り、特に、連続的な電波を用いて障害物の方位を高精度に計測する車載レーダ装置に適したレーダ装置及びそれを用いた電波到来方向の計測方法に関する。   The present invention relates to a radar device and a method of measuring the direction of arrival of radio waves using the radar device, and more particularly to a radar device suitable for an on-vehicle radar device that measures the direction of an obstacle with high accuracy using continuous radio waves and the same. The present invention relates to a method of measuring the direction of arrival of radio waves used.

従来のレーダ装置において、検知ターゲットの方位角を計測する方式はいくつかある。例えば、電波の照射方向を水平方向に走査するスキャン方式や、複数のアンテナで受信された信号の差異を利用するモノパルス方式がある。また近年ではMUSICやESPRITなどの到来方向推定手法(非特許文献1)が注目されている。これらの手法を車載レーダに応用する場合、受信波の全周波数の信号にMUSICやESPRITを行うのではなく、受信信号にFFTを施して得られたスペクトル上の周波数ピークを形成する信号のみに対して実施することで、演算量を削減するとともに、計測したいターゲット以外からの反射波の影響を除外している(例えば特許文献1)。   In the conventional radar apparatus, there are several methods for measuring the azimuth angle of the detection target. For example, there are a scan method that scans the irradiation direction of radio waves in the horizontal direction and a monopulse method that uses the difference between signals received by a plurality of antennas. In recent years, attention has been paid to arrival direction estimation methods (Non-patent Document 1) such as MUSIC and ESPRIT. When these methods are applied to in-vehicle radar, MUSIC and ESPRIT are not performed on the signals of all frequencies of the received waves, but only on signals that form frequency peaks on the spectrum obtained by performing FFT on the received signals. This reduces the amount of calculation and excludes the influence of reflected waves from other than the target to be measured (for example, Patent Document 1).

特許文献2には、受信信号から相関行列を作成し、到来方位の組み合わせを探索する方位測定方法が開示されている。   Patent Document 2 discloses a direction measurement method for creating a correlation matrix from a received signal and searching for a combination of arrival directions.

また、特許文献3には、MUSIC方式等に適用される到来波数の推定技術であって、複数のアンテナで受信された受信信号から作成した相関行列の固有値を正規化し、信号と雑音を区別するための閾値を設定し、この閾値より大きい固有値の数を到来波の数と推定するものが開示されている。   Patent Document 3 discloses a technique for estimating the number of incoming waves applied to the MUSIC method and the like, and normalizes eigenvalues of a correlation matrix created from received signals received by a plurality of antennas to distinguish a signal from noise. A threshold value is set, and the number of eigenvalues larger than the threshold value is estimated as the number of incoming waves.

特開2007−40806号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2007-40806 特許第2630200号公報Japanese Patent No. 2630200 特開2006−153579号公報JP 2006-153579 A

オーム社、菊間信良著「アダプティブアンテナ技術」、2003年Ohmsha, Nobuyoshi Kikuma "Adaptive Antenna Technology", 2003

自動車で走行時に障害物や前方走行車両までの距離や方位角を計測するために、ミリ波を利用したレーダ装置が広く利用されている。レーダ装置は電波を放射し、障害物や前方走行車両などの物体による反射波を受信する。そして、受信した反射波の強弱、周波数のドップラーシフト、電波の発射から反射波の受信までの伝搬時間などを検出し、その結果から物体までの距離や方位角、相対速度などを計測する。近年では、このようなレーダ装置を自動車に搭載し、障害物や先行車両を検出し、その結果に基づいて運転制御をおこなう定速走行装置や車間距離制御装置が開発、実用化されている。   Radar devices using millimeter waves are widely used to measure the distance and azimuth to obstacles and vehicles traveling ahead when traveling in an automobile. The radar device emits radio waves and receives reflected waves from objects such as obstacles and vehicles traveling ahead. Then, the intensity of the received reflected wave, the Doppler shift of the frequency, the propagation time from the emission of the radio wave to the reception of the reflected wave, etc. are detected, and the distance, azimuth, relative speed, etc. to the object are measured from the result. In recent years, a constant speed traveling device and an inter-vehicle distance control device that mount such a radar device on an automobile, detect an obstacle and a preceding vehicle, and perform operation control based on the detected result have been developed and put to practical use.

MUSICやESPRITは高分解能な方位角の計測を可能とするが、ターゲットが複数存在しそれらによる反射波のドップラー周波数が同一となる場合、すなわち複数の反射波の相関が強い状態ではそのまま適用できない。このような状況では、MUSICやESPRITを利用する前に、例えば空間平均法を利用して相関を下げる必要がある。しかしながら、空間平均法を利用するにはアンテナ素子数を増やさなければならないという欠点がある。例えば、ターゲットがM個あって、それらによる反射波の間に相関が無い場合は(M+1)素子以上のアンテナでMUSICやESPRITを用いて方位角を計測できるが、相関が強い場合は2M素子以上必要になる。上記特許文献1、3や非特許文献1の発明は、このようなアンテナ素子数の増加という課題に対しての配慮がなされていない。   MUSIC and ESPRIT enable high-resolution azimuth measurement, but cannot be applied as they are when there are a plurality of targets and the Doppler frequencies of the reflected waves are the same, that is, when the correlation between the reflected waves is strong. In such a situation, before using MUSIC or ESPRIT, it is necessary to lower the correlation using, for example, a spatial averaging method. However, there is a drawback that the number of antenna elements must be increased to use the spatial averaging method. For example, if there are M targets and there is no correlation between the reflected waves, the azimuth can be measured using MUSIC or ESPRIT with an antenna of (M + 1) elements or more, but if the correlation is strong, 2M elements or more I need it. In the inventions of Patent Documents 1 and 3 and Non-Patent Document 1, no consideration is given to the problem of such an increase in the number of antenna elements.

一方、特許文献2には、アンテナ素子数を増大させずに、高分解能な方位角計測を実現できると記載されている。   On the other hand, Patent Document 2 describes that high-resolution azimuth angle measurement can be realized without increasing the number of antenna elements.

本願の発明者等は、特許文献2に記載の発明について、独自の解釈、検討により、その技術的な課題を見出した。すなわち、特許文献2に開示された方式では、ターゲットの存在を正確に検知できない場合がある。   The inventors of the present application have found a technical problem with the invention described in Patent Document 2 through original interpretation and examination. That is, with the method disclosed in Patent Document 2, the presence of the target may not be detected accurately.

まず、特許文献2に記載の発明について、その原理の解釈の一例を、図19の参考図を用いて説明する。   First, an example of the interpretation of the principle of the invention described in Patent Document 2 will be described with reference to FIG.

図19は、複数(K個)のアンテナ素子を備えたレーダの受信器である。3方向から到来する電波1の方位角を計測する状況を例にとり説明する。K個のアンテナ2で受信されたアナログ信号はA/D変換機3によりデジタル信号に変換され、その後信号処理部4で演算が行われる。ここで各チャンネルから得られた信号に対して振幅と位相の重み付け制御を行い合成することで、受信器の受信強度の方位角依存性を変化させることができる。図19の受信強度パターン5はその一例として、電波の到来方向の受信感度をゼロにした受信強度パターンを示している。この受信感度ゼロの方向をヌルと呼び、一般にK個のアンテナを有する受信器では最大で(K−1)個のヌルを生成することができる。図19の様にヌルを電波の到来方向に向けた場合、合成信号電力はゼロとなる。見方を変えてヌルを様々な方向に走査して、合成信号電力がゼロとなる条件を探すことで電波の到来方向を計測できる。   FIG. 19 shows a radar receiver including a plurality (K) of antenna elements. A situation where the azimuth angle of the radio wave 1 coming from three directions is measured will be described as an example. Analog signals received by the K antennas 2 are converted into digital signals by the A / D converter 3, and then the signal processing unit 4 performs calculations. Here, the azimuth angle dependence of the reception intensity of the receiver can be changed by performing weighting control of amplitude and phase on the signals obtained from each channel and combining them. As an example, the reception intensity pattern 5 in FIG. 19 shows a reception intensity pattern in which the reception sensitivity in the direction of arrival of radio waves is zero. This direction of zero reception sensitivity is called null, and a receiver having K antennas can generally generate (K−1) nulls at the maximum. When null is directed in the direction of arrival of radio waves as shown in FIG. 19, the combined signal power is zero. The direction of arrival of radio waves can be measured by scanning the null in various directions and looking for conditions where the combined signal power is zero.

本発明は、このような、ヌルを様々な方向に走査して合成信号電力がゼロとなる条件を探すことで電波の到来方向を計測する方式に関するものである。   The present invention relates to a method of measuring the arrival direction of radio waves by scanning the null in various directions and searching for a condition where the combined signal power becomes zero.

以下、特許文献2に開示された、合成信号電力の探索技術について述べる。図19を用いて説明した手法では、合成信号電力がゼロとなる条件を探索する。しかしここで生じる疑問は、合成信号電力がゼロとなるのが、ヌルを電波の到来方向に向けた時だけかという解の一意性に関する問題である。   The combined signal power search technique disclosed in Patent Literature 2 will be described below. In the method described with reference to FIG. 19, a condition for the combined signal power to be zero is searched. However, the question that arises here is the question of the uniqueness of the solution whether the combined signal power is zero only when the null is directed in the direction of arrival of the radio wave.

実際にはこの解が一意に決定できるとは限らない。これを、図20を用いて説明する。図20に示した受信強度パターン6は、ヌル1個が電波1(B)の到来方向を向いているが、残りのヌル2個は電波1(A)、1(C)の方向に向いていない。このときの合成信号は、電波1(A)、1(C)の信号を含んでいる。ところで、図19、図20に示した受信強度パターンは強度のみを表しているが実際には複素位相情報も持っている。図20において、合成信号に含まれている電波1(A)、1(C)の信号の強度が等しく、さらに位相が180度ずれている場合は、2つの信号が相殺して合成信号電力がゼロになる可能性がある。この時、ヌルが電波の到来方向を向いているという誤った判断をして、ヌルの向いている方向を出力すると、誤った角度計測結果を出力することになる。   In practice, this solution cannot always be determined uniquely. This will be described with reference to FIG. In the received intensity pattern 6 shown in FIG. 20, one null points in the direction of arrival of the radio wave 1 (B), but the remaining two nulls point in the direction of the radio waves 1 (A) and 1 (C). Absent. The combined signal at this time includes signals of radio waves 1 (A) and 1 (C). Incidentally, the reception intensity patterns shown in FIGS. 19 and 20 represent only the intensity, but actually have complex phase information. In FIG. 20, when the signals 1 (A) and 1 (C) included in the combined signal have the same intensity and are 180 degrees out of phase, the two signals cancel each other and the combined signal power is There is a possibility of becoming zero. At this time, if it is erroneously determined that the null is facing the direction of arrival of the radio wave and the direction in which the null is facing is output, an incorrect angle measurement result is output.

本発明は、上記特許文献2に記載の発明に内在する技術的な課題を解消するためになされたものである。   The present invention has been made to solve the technical problem inherent in the invention described in Patent Document 2.

すなわち、本発明の目的は、ヌルが反射波の到来方向と一致していない場合に合成信号電力がゼロになってしまうのを防ぎ、それにより誤った方位角計測結果を出力しないレーダ装置及びそれを用いた電波到来方向の計測方法を提供することにある。   That is, an object of the present invention is to prevent the combined signal power from becoming zero when null does not coincide with the arrival direction of the reflected wave, and thereby to prevent output of an erroneous azimuth measurement result and The object is to provide a method of measuring the direction of arrival of radio waves using the.

本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明のレーダ装置は、アンテナユニットと信号処理部を備え、送信された電波がターゲットで反射して戻ってくる電波を受信信号として受信し、信号処理に基づいて前記ターゲットの方位を計測するものであって、前記アンテナユニットは、アレイ状に配置された複数の受信アンテナを有し、前記ターゲットと該レーダ装置との相対的な位置関係が時間の経過とともに変化する状態で前記受信信号を受信し得る機能を備えており、前記信号処理部は、前記複数の受信アンテナで受信された信号を受信順に並べた信号行列を作成する信号行列作成処理部と、前記信号行列から相関行列を演算する相関行列演算処理部と、前記相関行列からターゲットの個数を推定するターゲット個数推定処理部と、前記相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら合成信号電力を計算する合成信号電力演算処理部と、前記合成信号電力をゼロまたは最小とする重みベクトルを用いたときに前記受信利得がゼロまたは小さくなっている方位角を演算し、前記ターゲットの方位角を計測する合成信号電力最小探索処理部を備えていることを特徴とする。   An example of a representative one of the present invention is as follows. That is, the radar apparatus according to the present invention includes an antenna unit and a signal processing unit, receives a radio wave that is transmitted and reflected by a target as a reception signal, and measures the direction of the target based on signal processing. The antenna unit includes a plurality of receiving antennas arranged in an array, and the received signal is in a state in which a relative positional relationship between the target and the radar apparatus changes with time. The signal processing unit includes a signal matrix creation processing unit that creates a signal matrix in which signals received by the plurality of reception antennas are arranged in reception order, and a correlation matrix from the signal matrix. A correlation matrix calculation processing unit for calculating, a target number estimation processing unit for estimating the number of targets from the correlation matrix, and multiplying the correlation matrix by a weight vector. By using the combined signal power calculation processing unit that calculates the combined signal power while scanning the azimuth with the reception gain being zero or small, and the weight vector that makes the combined signal power zero or minimum, the reception A combined signal power minimum search processing unit for calculating an azimuth angle at which the gain is zero or small and measuring the azimuth angle of the target is provided.

本発明によれば、ドップラー周波数が同一となるM個のターゲットによる反射波が存在する状況においても、(M+1)素子の受信アンテナを有するレーダを用いてそれぞれの方位角を安定して計測することが可能となる。
これによりアンテナ素子数の増大を抑えられるため、少ない部品点数で正確かつ高分解能な方位角計測が可能となる。
According to the present invention, even in a situation where there are reflected waves from M targets having the same Doppler frequency, each azimuth angle can be stably measured using a radar having a receiving antenna of (M + 1) elements. Is possible.
As a result, an increase in the number of antenna elements can be suppressed, so that accurate and high-resolution azimuth measurement can be performed with a small number of parts.

本発明の第1の実施例になるレーダ装置の構成を示すブロック図。1 is a block diagram showing a configuration of a radar apparatus according to a first embodiment of the present invention. 第1の実施例のレーダ装置において、2周波CW方式を採用した送信周波数パターンを示す図。The figure which shows the transmission frequency pattern which employ | adopted 2 frequency CW system in the radar apparatus of a 1st Example. 第1の実施例において、レーダ搭載車両と検知したい前方走行車両の位置関係の一例を示す図。The figure which shows an example of the positional relationship of the vehicle mounted with a radar and the forward running vehicle to detect in the 1st Example. 図3に示した位置関係が、時間の経過とともにわずかに変動することを示す図。The figure which shows that the positional relationship shown in FIG. 3 fluctuates slightly with progress of time. 図3に示した位置関係が、時間の経過とともにわずかに変動することを示す図。The figure which shows that the positional relationship shown in FIG. 3 fluctuates slightly with progress of time. 本発明の第1の実施例におる、信号処理部の処理内容を示すフローチャート。The flowchart which shows the processing content of the signal processing part in 1st Example of this invention. 図3のシーンで計測される周波数スペクトルの例を示す図。The figure which shows the example of the frequency spectrum measured in the scene of FIG. 第1の実施例の信号処理部で、相関行列RXXからサブ相関行列SXXを抽出する1例を示す図。In the signal processor of the first embodiment, it shows an example of extracting sub-correlation matrix S XX from the correlation matrix R XX. 第1の実施例の信号処理部で実行される、受信信号X1,X2,X3を信号処理して、方位角θ1方向の利得をゼロにした2つの受信強度パターンを生成する処理を説明する図。Processing for generating two received intensity patterns with the gain in the azimuth angle θ 1 direction set to zero by performing signal processing on the received signals X 1 , X 2 , X 3 , which is executed by the signal processing unit of the first embodiment. FIG. 第1の実施例の信号処理部で実行される、受信信号X1,X2,X3を信号処理して、方位角θ1,θ2方向の利得をゼロにした1つの受信強度パターンを生成する処理を説明する図。The received signal X 1 , X 2 , X 3 , which is executed by the signal processing unit of the first embodiment, is subjected to signal processing, and one received intensity pattern in which the gains in the azimuth angles θ 1 , θ 2 direction are zero is obtained. The figure explaining the process to produce | generate. 本発明の比較例として、相関行列を利用した平均処理を実施しない場合の、図3のシーンに対するレーダ出力結果を示す図。The figure which shows the radar output result with respect to the scene of FIG. 3 when not performing the average process using a correlation matrix as a comparative example of this invention. 本発明における相関行列を利用した平均処理を実施した場合の、図3のシーンに対するレーダ出力結果を示す図。The figure which shows the radar output result with respect to the scene of FIG. 3 at the time of implementing the average process using the correlation matrix in this invention. 図3の状態からさらに走行車両が1台増えた場合を想定した、レーダ搭載車両と検知したい前方走行車両の位置関係の一例を示す図。FIG. 4 is a diagram showing an example of a positional relationship between a radar-equipped vehicle and a forward traveling vehicle to be detected, assuming that one traveling vehicle is further added from the state of FIG. 3. 図10のシーンで計測される周波数スペクトルの例を示す図。The figure which shows the example of the frequency spectrum measured in the scene of FIG. 第1の実施例における、ターゲット分類処理部の処理内容を示すフローチャート。The flowchart which shows the processing content of the target classification | category process part in a 1st Example. 図12のターゲット分類処理の対象として、時間の経過によって同一ターゲット群による反射信号のドップラー周波数がわずかに異なる例を示す図。The figure which shows the example from which the Doppler frequency of the reflected signal by the same target group changes slightly with progress of time as a target of the target classification process of FIG. 図12のターゲット分類処理の対象として、時間の経過によって同一ターゲット群による反射信号から計測された距離値がわずかに異なる例を示す図。The figure which shows the example from which the distance value measured from the reflected signal by the same target group slightly differs with progress of time as a target of the target classification process of FIG. 図12のターゲット分類処理の対象として、時間の経過によって同一ターゲット群による反射信号から計測された速度の値がわずかに異なる例を示す図。The figure which shows the example from which the value of the speed measured from the reflected signal by the same target group slightly differs with progress of time as a target of the target classification process of FIG. 図10のシーンに対する計測結果の例を示す図。The figure which shows the example of the measurement result with respect to the scene of FIG. 本発明の第2の実施例のレーダ装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the radar apparatus of the 2nd Example of this invention. 本発明の第3の実施例のレーダ装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the radar apparatus of the 3rd Example of this invention. 第3の実施例における信号処理部の処理内容を示すフローチャート。The flowchart which shows the processing content of the signal processing part in a 3rd Example. 特許文献2の発明についての本願の発明者等の解釈に基く、信号処理により電波の到来方向全ての利得をゼロにした受信強度パターンを示す参考図。The reference figure which shows the received intensity pattern which made the gain of all the arrival directions of the electromagnetic wave zero by signal processing based on interpretation of the inventors of this application about the invention of patent document 2. FIG. 特許文献2の発明の課題を説明するための、信号処理により到来電波の1つの方向の利得をゼロにした受信強度パターンを示す参考図。The reference figure which shows the received intensity pattern which made the gain of one direction of the incoming electromagnetic wave zero by the signal processing for demonstrating the subject of invention of patent document 2. FIG.

車載レーダの利用シーンを考えると、レーダ搭載車両と検知したいターゲットのどちらか一方、または両方が動いている場合が多い。そこで本発明では、レーダとターゲットの位置関係が時々刻々変化することを利用する。この位置関係の変化は例えば数cm程度あれば十分である。   Considering the use scene of in-vehicle radar, there are many cases where one or both of the radar-equipped vehicle and the target to be detected are moving. Therefore, the present invention utilizes the fact that the positional relationship between the radar and the target changes from moment to moment. For example, it is sufficient that the positional change is about several centimeters.

図20を用いて説明した誤計測が起こるか否かは、レーダからターゲットまでの距離や角度に依存する。しかし適当な距離範囲あるいは角度範囲で得られた受信信号を平均処理して使用すれば、上記のような誤計測は発生しなくなる。その原理は後の実施例にて説明する。本発明では、上記の平均処理を実施するために、所定の計測時間内に得られた受信信号を受信時刻に沿って並べた行列(以下、信号行列と呼ぶ)を作成し、その共分散行列(以下、相関行列と呼ぶ)を利用する。ここで所定の計測時間とは、例えば数十ミリ秒オーダーの時間である。   Whether or not the erroneous measurement described with reference to FIG. 20 occurs depends on the distance and angle from the radar to the target. However, if the received signals obtained in an appropriate distance range or angle range are averaged and used, the above erroneous measurement does not occur. The principle will be described in a later embodiment. In the present invention, in order to perform the above average processing, a matrix (hereinafter referred to as a signal matrix) in which received signals obtained within a predetermined measurement time are arranged along the reception time is created, and the covariance matrix is created. (Hereinafter referred to as a correlation matrix). Here, the predetermined measurement time is, for example, a time on the order of several tens of milliseconds.

受信信号すべてをそのまま時間的に並べてその相関行列を作ってしまうと、計測したい「ターゲット群」以外からの反射信号も混入してしまうため方位角計測性能が劣化する。ここで「ターゲット群」と呼んだ理由は、1つのドップラー信号を与えるターゲットが、単一かもしれないし、複数であるかもしれないからである。方位角を計測したいドップラー信号ごと個別に相関行列を作成することが有効である。しかし、レーダとターゲットの位置関係または相対速度関係が時々刻々変化する状況では、計測されるドップラー周波数も時々刻々変化するため、どの周波数の信号を同一のターゲット群からの反射信号として扱うかが重要である。   If all the received signals are arranged in time and the correlation matrix is created, reflected signals from other than the “target group” to be measured are also mixed, so the azimuth angle measurement performance deteriorates. The reason why the term “target group” is used here is that there may be a single target or a plurality of targets that provide one Doppler signal. It is effective to create a correlation matrix for each Doppler signal whose azimuth is to be measured. However, in situations where the positional relationship or relative velocity relationship between the radar and the target changes from time to time, the measured Doppler frequency also changes from time to time, so it is important to determine which frequency signal is treated as a reflection signal from the same target group. It is.

本発明では、レーダ装置のターゲット信号分類処理部において、連続する時刻の計測でドップラー周波数、距離、速度の少なくとも1つ以上が近接している信号を同一ターゲット群からの信号とみなす分類を実施し、信号行列作成処理部でそのターゲット群ごとに信号行列Xを作成する。   In the present invention, in the target signal classification processing unit of the radar apparatus, classification is performed in which signals having at least one of Doppler frequency, distance, and speed in close time measurement are regarded as signals from the same target group. The signal matrix creation processing unit creates a signal matrix X for each target group.

続いて、相関行列演算処理部で上記の信号行列の共分散行列を演算して相関行列RXXを作成する。
次に、ターゲット個数推定処理部でこの信号が何個のターゲットによる反射波を含んでいるかを計算する。
前記ターゲット個数推定処理部での結果がL個であったとすると、サブ相関行列抽出処理部11では前記相関行列から(L+1)行(L+1)列のサブ相関行列SXXを抽出する。
次に合成信号電力演算処理部で、上記サブ相関行列SXXに方位角θをパラメータに持つ重みベクトルを掛け算することで合成信号Yを計算し、それを2乗した合成信号電力(式1)を様々なθの組み合わせについて計算する。
Subsequently, the correlation matrix calculation processing unit calculates the covariance matrix of the signal matrix to create a correlation matrix R XX .
Next, the target number estimation processing unit calculates how many targets reflect the signal.
Wherein the result of the target number estimation processing unit is assumed to be the L, extracted from the correlation matrix in the sub-correlation matrix extraction unit 11 (L + 1) rows (L + 1) sub-correlation matrix S XX columns.
Next, a combined signal power calculation processing unit calculates a combined signal Y by multiplying the sub-correlation matrix S XX by a weight vector having an azimuth angle θ as a parameter, and a combined signal power obtained by squaring it (Equation 1) Are calculated for various combinations of θ.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

最後に、合成信号電力最小探索処理部で上記の合成受信電力(式1)を最小にする重みベクトルを与えたθを探索し、その値をターゲットの位置する方位角情報として出力する。   Finally, the combined signal power minimum search processing unit searches for θ given the weight vector that minimizes the combined received power (Equation 1), and outputs the value as azimuth angle information where the target is located.

以下、図面を参照しながら、本発明に係る実施形態を詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

以下、本発明の第一の実施形態を、図1〜図15を用いて説明する。
本実施例では、ターゲットまでの距離、速度を計測するために、2周波CW方式を採用したレーダ装置を例に取り説明するが、FMCW方式でも同じ効果を得ることができる。なおFMCW方式を採用した場合には、計測される反射信号の周波数は、ターゲットとレーダとの相対速度差で決まるドップラー周波数だけでなく、両者の距離にも依存するが、以下では簡単のために距離による周波数成分も含めてドップラー周波数と記述することにする。
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In this embodiment, a radar apparatus adopting a two-frequency CW method is used as an example to measure the distance and speed to the target. However, the same effect can be obtained with the FMCW method. When the FMCW method is adopted, the frequency of the reflected signal to be measured depends not only on the Doppler frequency determined by the relative speed difference between the target and the radar, but also on the distance between the two. The Doppler frequency including the frequency component due to distance will be described.

本実施例を実施するためのレーダ装置のブロック図を、図1を用いて説明する。   A block diagram of a radar apparatus for carrying out this embodiment will be described with reference to FIG.

車に搭載されるレーダ装置25は、アンテナユニットと信号処理部14とアナログ回路部15を備えている。アンテナユニットは、送信アンテナ19とKチャンネル(K>2)の受信アンテナ20(アンテナ素子#1〜#K)を備えている。レーダ装置25のアナログ回路部15は、送信系に、変調器16、発振器17、及び送信アンテナ19に接続された電力増幅器18を備えている。また、受信系に、Kチャンネルの受信アンテナ20の各アンテナ素子に各々対応したK組のミキサ回路21、電力増幅器22、及びA/Dコンバータ23を備えている。信号処理部14は、各A/Dコンバータ23から出力される受信信号を処理するために、ターゲット信号分類処理部7、信号行列作成処理部8、相関行列演算処理部9、ターゲット個数推定処理部10、サブ相関行列抽出処理部11、合成信号電力演算処理部12、合成信号電力最小探索処理部13、及び記憶装置(図示略)を有する。なお、信号処理部14内の各処理部(7〜13)は、例えば、コンピュータ内のメモリにロードされた各種のプログラムをCPUにて実行することにより実現される。   The radar device 25 mounted on the vehicle includes an antenna unit, a signal processing unit 14, and an analog circuit unit 15. The antenna unit includes a transmission antenna 19 and a reception antenna 20 (antenna elements # 1 to #K) of K channels (K> 2). The analog circuit unit 15 of the radar device 25 includes a power amplifier 18 connected to the modulator 16, the oscillator 17, and the transmission antenna 19 in the transmission system. Further, the receiving system includes K sets of mixer circuits 21, power amplifiers 22, and A / D converters 23 corresponding to the antenna elements of the K-channel receiving antenna 20. The signal processing unit 14 processes a received signal output from each A / D converter 23, so that a target signal classification processing unit 7, a signal matrix creation processing unit 8, a correlation matrix calculation processing unit 9, a target number estimation processing unit 10, a sub-correlation matrix extraction processing unit 11, a combined signal power calculation processing unit 12, a combined signal power minimum search processing unit 13, and a storage device (not shown). In addition, each process part (7-13) in the signal processing part 14 is implement | achieved by, for example, executing the various programs loaded into the memory in a computer with CPU.

本実施例では、信号処理部14のターゲット信号分類処理部7において、連続する時刻の計測で得られたドップラー周波数、距離、速度の少なくとも1つ以上が近接している受信信号を、相対的な位置関係が同じ同一ターゲット群からの反射信号とみなす分類を実施し、信号行列作成処理部8で、そのターゲット群ごとに、受信信号を受信順に並べて信号行列Xを作成する。相関行列演算処理部9では、上記信号行列の共分散行列を演算して相関行列RXXを作成する。ターゲット個数推定処理部10では、この信号が何個(L個)のターゲットによる反射波を含んでいるかを計算する。サブ相関行列抽出処理部11では、前記相関行列から(L+1)行(L+1)列のサブ相関行列SXXを抽出する。合成信号電力演算処理部12では、上記サブ相関行列SXXに方位角θをパラメータに持つ重みベクトルを掛け算することで合成信号Yを計算し、それを2乗した合成信号電力(前記式1)を様々なθの組み合わせについて計算する。合成信号電力最小探索処理部13では、上記の合成受信電力(式1)を最小にする重みベクトルを与えたθを探索し、その値をターゲットの位置する方位角情報として出力する。 In this embodiment, in the target signal classification processing unit 7 of the signal processing unit 14, a received signal in which at least one of the Doppler frequency, the distance, and the speed obtained by continuous time measurement is close is compared. Classification that considers the reflected signals from the same target group having the same positional relationship is performed, and the signal matrix creation processing unit 8 creates the signal matrix X by arranging the received signals in the order of reception for each target group. The correlation matrix calculation processing unit 9 calculates a covariance matrix of the signal matrix to create a correlation matrix R XX . The target number estimation processing unit 10 calculates how many (L) reflected waves are included in this signal. The sub-correlation matrix extraction processing unit 11 extracts a sub-correlation matrix S XX of (L + 1) rows (L + 1) columns from the correlation matrix. The combined signal power calculation processing unit 12 calculates a combined signal Y by multiplying the sub-correlation matrix S XX by a weight vector having the azimuth angle θ as a parameter, and squares the combined signal Y (formula 1). Are calculated for various combinations of θ. The minimum combined signal power search processing unit 13 searches for θ given a weight vector that minimizes the combined received power (Equation 1), and outputs the value as azimuth angle information where the target is located.

発振器17は、変調器16からの変調信号に基づき、例えば、図2で示した周波数パターンで発振する。これは2周波CW方式の送信周波数パターンの例である。発振器17から出力された信号は、電力増幅器18で増幅された後、送信アンテナ19から送信電波として監視領域へ向けて照射される。   The oscillator 17 oscillates based on the modulation signal from the modulator 16, for example, with the frequency pattern shown in FIG. This is an example of a two-frequency CW transmission frequency pattern. The signal output from the oscillator 17 is amplified by the power amplifier 18 and then irradiated from the transmission antenna 19 toward the monitoring area as a transmission radio wave.

送信アンテナ19から送信された電波は、照射内に存在するターゲットによって反射され、返ってきた反射波は受信アンテナ20により受信される。この受信信号はミキサ回路21で送信信号とミキシングされることによってビート信号を生成させ、電力増幅器22へ出力される。電力増幅器22で増幅され出力された信号は、A/Dコンバータ23によってデジタル信号に変換された後、信号処理部14へ送られる。   The radio wave transmitted from the transmission antenna 19 is reflected by the target existing in the irradiation, and the reflected wave that is returned is received by the reception antenna 20. The received signal is mixed with the transmission signal by the mixer circuit 21 to generate a beat signal and output to the power amplifier 22. The signal amplified and output by the power amplifier 22 is converted to a digital signal by the A / D converter 23 and then sent to the signal processing unit 14.

次に、図3〜図5を用いて、信号処理部14による信号処理の流れを説明する。
始めに、図3に示すようにレーダ搭載車両26の前方に検知したい車両が2台走行している状況を例にとり、説明する。なお、前方走行車両27(A)、27(B)のレーダ搭載車両26に対する相対速度は等しいが、車両27(A)、27(B)はレーダ搭載車両26とは異なる速度で走行しているものとする。この時、車両26のレーダ25で観測される、前方走行車両27(A)、27(B)による反射波のドップラー周波数は一致している。
Next, the flow of signal processing by the signal processing unit 14 will be described with reference to FIGS.
First, as shown in FIG. 3, a case where two vehicles that are to be detected are traveling in front of the radar-equipped vehicle 26 will be described as an example. The relative speeds of the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) with respect to the radar-equipped vehicle 26 are equal, but the vehicles 27 (A) and 27 (B) are traveling at a speed different from that of the radar-equipped vehicle 26. Shall. At this time, the Doppler frequencies of the reflected waves from the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) observed by the radar 25 of the vehicle 26 coincide with each other.

ただ、図3のシーンで相対的な位置関係が同じ状態で走行している場合であっても、厳密には図4Aに示すように前方走行車両27(A)、27(B)はレーダ搭載車両26に対して縦方向、横方向にわずかに移動しながら走行しているのが普通である。従って、例えばレーダ搭載車両26から前方走行車両27(A)、27(B)までの距離Rは、図4Bに示すように、時間の経過(データ取得タイミング)と共にわずかに(ΔR)変動している。一例を示すと、数十ミリ秒のデータ取得タイミング毎に、数mmの範囲のオーダーで距離が変動している。用途にもよるが、ΔR/Rは例えば0.1%以下のオーダーである。本発明では、このような、実質的に相対速度が等しいとみなせる走行状態であって、かつ、前方の複数の走行車両までの相対的位置が、データの取得タイミングレベルの時間間隔では、わずかな移動が起きることを利用する。すなわち、複数のデータの取得タイミングにまたがる方位計測周期内の受信データを平均処理することで、前記した「2つの信号が相殺して合成信号電力がゼロになる可能性」、ひいては、ヌルが電波の到来方向を向いているという誤った判断をして誤った角度計測結果が出力されるのを排除するものである。これらの詳細は、本実施例を通して明らかになる。   However, even if the relative positional relationship is traveling in the same state in the scene of FIG. 3, strictly speaking, the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) are equipped with radar as shown in FIG. 4A. In general, the vehicle 26 is traveling while slightly moving in the vertical and horizontal directions with respect to the vehicle 26. Therefore, for example, the distance R from the radar-equipped vehicle 26 to the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) varies slightly (ΔR) with the passage of time (data acquisition timing) as shown in FIG. 4B. Yes. As an example, the distance fluctuates in the order of several mm at every data acquisition timing of several tens of milliseconds. Depending on the application, ΔR / R is, for example, on the order of 0.1% or less. In the present invention, in such a traveling state in which the relative speeds can be regarded as being substantially equal, the relative positions to the plurality of traveling vehicles ahead are slight in the time interval of the data acquisition timing level. Take advantage of movement. In other words, by averaging the received data within the azimuth measurement period that spans multiple data acquisition timings, the above-mentioned “possibility that the two signals cancel each other and the combined signal power becomes zero”, and that null is a radio wave Therefore, it is excluded that an erroneous angle measurement result is output due to an erroneous determination that the camera is facing in the direction of arrival. These details will become apparent through this example.

なお、レーダ搭載車両26から前方の複数の車両までの距離が実質的に同じ場合でも、前方の各走行車両に路面の凹凸や勾配など走行条件にわずかな差が生じた場合、各前方走行車両における電波の最も反射強度の強い反射点(例えばパンパー等の反射部材上の点)の位置にわずかな移動が起きる。そのため、車両間の距離が同じ場合でも、このような走行条件の差による電波の反射点までの距離に変動があると、レーダで観測される前方の複数の走行車両よる反射波のドップラー周波数にはわずかな差を生ずる。本発明は、車両自体間の相対的な位置関係の変動のみならずこのような電波の反射点の変動も含めて、「相対的な位置関係」と定義する。   Even when the distance from the radar-equipped vehicle 26 to the plurality of vehicles ahead is substantially the same, if there is a slight difference in driving conditions such as road surface irregularities or gradients in each traveling vehicle in front, A slight movement occurs at the position of a reflection point (for example, a point on a reflection member such as a bumper) having the strongest reflection intensity of radio waves. Therefore, even if the distance between the vehicles is the same, if there is a variation in the distance to the reflection point of the radio wave due to such a difference in traveling conditions, the Doppler frequency of the reflected wave from the plurality of traveling vehicles in front observed by the radar will be increased. Makes a slight difference. The present invention is defined as “relative positional relationship” including not only the variation of the relative positional relationship between the vehicles themselves but also the variation of the reflection point of the radio wave.

また、図3の例では、前方走行車両27(A)、27(B)は走行しているが、2台とも静止していたり、あるいはターゲットが車両ではなく例えば路側の両側に固定されたポールであっても構わない。その場合でもレーダに対する相対速度が等しくなる状況は同じである。ところで、図3で説明するように複数ターゲットによる反射波のドップラー周波数が一致する場合でなくても本実施例は有効であるが、本発明の効果は特にこのような場合に顕著である。   In the example of FIG. 3, the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) are traveling, but both of them are stationary, or the targets are not vehicles but are poles fixed on both sides of the road side, for example. It does not matter. Even in that case, the situation where the relative speeds with respect to the radar are equal is the same. By the way, the present embodiment is effective even when the Doppler frequencies of the reflected waves by the plurality of targets do not coincide as described in FIG. 3, but the effect of the present invention is particularly remarkable in such a case.

図5のフローチャートに示すように、信号処理部14では、初めにステップ28で、各A/Dコンバータ23から出力された受信信号に対するFFT処理が実施され、周波数スペクトルを得る。ターゲットによる反射波を受信した場合、周波数スペクトルには信号対雑音電力比(S/N)の大きい周波数ピークが観測される。   As shown in the flowchart of FIG. 5, the signal processing unit 14 first performs FFT processing on the reception signal output from each A / D converter 23 in step 28 to obtain a frequency spectrum. When a reflected wave from the target is received, a frequency peak with a large signal-to-noise power ratio (S / N) is observed in the frequency spectrum.

図3のシーンでは、2つの前方走行車両27(A)、27(B)による反射波のドップラー周波数は同一なので、周波数スペクトルは図6のように1つの周波数ピーク39を持つ。周波数ピーク39の信号は2つの反射信号を含んでおり、それらは相関が強い状態であると呼ばれる。   In the scene of FIG. 3, since the Doppler frequencies of the reflected waves by the two forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) are the same, the frequency spectrum has one frequency peak 39 as shown in FIG. The signal at frequency peak 39 contains two reflected signals, which are called highly correlated.

なお、図4を用いて説明したように前方の走行車両2台は時間の経過と共に縦方向、横方向にそれぞれ移動しているのが普通であるが、ここでは、その移動量は小さく両者の反射波のドップラー周波数は実質的に同一の周波数として観測される状況を想定している。   As described with reference to FIG. 4, the two traveling vehicles in front usually move in the vertical direction and the horizontal direction with the passage of time, but here the amount of movement is small and both It is assumed that the Doppler frequency of the reflected wave is observed as substantially the same frequency.

このようにして、観測される周波数ピークをステップ29のピークサーチ処理で抽出する。ある時刻tにアンテナ#1(シャープと数字は複数ある受信アンテナに付けられたアンテナ素子の識別番号)から得られたある周波数ピークの複素振幅をX(t1)と表す。いまアンテナはK個あるので一度の計測で1つの周波数ピークに対して、X(t)〜Xk(t1)のK個の複素振幅が得られる。 In this way, the observed frequency peak is extracted by the peak search process in step 29. Antenna # 1 at a certain time t 1 (Sharp and numbers is the identification number of the antenna elements attached to plurality of receiving antennas) represents the complex amplitude of a frequency peak obtained from the X 1 (t 1). Since there are now K antennas, K complex amplitudes of X 1 (t 1 ) to X k (t 1 ) can be obtained for one frequency peak in one measurement.

次のステップ30の距離、速度の計測処理で、ある時刻tに得られた複素振幅X(t1)と次の時刻t2に得られた複素振幅X(t2)から、2周波CW方式の原理に従ってターゲットまでの距離とレーダに対するターゲットの相対速度が算出される。 From the complex amplitude X 1 (t 1 ) obtained at a certain time t 1 and the complex amplitude X 1 (t 2 ) obtained at the next time t 2 in the distance and speed measurement processing of the next step 30, 2 According to the principle of the frequency CW method, the distance to the target and the relative speed of the target with respect to the radar are calculated.

次のステップ31におけるターゲット信号の分類処理は、ターゲット信号分類処理部7で実行される。今は差し当たり周波数ピークが1個しかない図3の走行シーンを想定しているので、ターゲット信号を分類せずとも正しい結果を得ることができる。なお、ターゲット信号分類処理部7の処理内容については、周波数ピークが複数存在する場合を想定して、後で図10〜図15を用いて説明する。   The target signal classification processing in the next step 31 is executed by the target signal classification processing unit 7. Since the driving scene of FIG. 3 having only one frequency peak is assumed for the time being, the correct result can be obtained without classifying the target signal. The processing content of the target signal classification processing unit 7 will be described later with reference to FIGS. 10 to 15 assuming that there are a plurality of frequency peaks.

次の、ステップ32の信号行列の作成処理は、信号行列作成処理部9で実行される。ステップ32では、ある周波数ピークの複素振幅X(t)〜Xk(t1)を、所定の時間内に得られた回数だけ並べて、式2で表される信号行列Xを作成する。なお、式2は例として10回の計測結果を利用する場合の数式である。 The signal matrix creation processing in step 32 is executed by the signal matrix creation processing unit 9. In step 32, the complex amplitudes X 1 (t 1 ) to X k (t 1 ) of a certain frequency peak are arranged for the number of times obtained within a predetermined time, and a signal matrix X represented by Expression 2 is created. In addition, Formula 2 is a mathematical formula when the measurement result of 10 times is used as an example.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

次のステップ33では、相関行列演算処理部9で相関行列の作成が実行される。すなわち、ステップ33では式3により相関行列RXXを計算する。 In the next step 33, the correlation matrix calculation processing unit 9 creates a correlation matrix. That is, in step 33, the correlation matrix R XX is calculated by Equation 3.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

ここで、式(4)は平均処理を表し、信号行列Xを作成する時に使用した計測回数(今の例だと10)で割ることを意味する。   Here, the equation (4) represents an average process, and means that it is divided by the number of times of measurement (10 in this example) used when creating the signal matrix X.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

なおここで重要なのは、車載レーダではレーダとターゲットとの相対的な位置関係が普通、時々刻々変化するため、式(4)で表される平均処理は、異なる位置関係にある時に得られた信号を平均化していると解釈できることである。   It is important to note that since the relative positional relationship between the radar and the target is usually changed every moment in the in-vehicle radar, the average processing expressed by the equation (4) is a signal obtained when the positional relationship is different. Can be interpreted as averaging.

次のステップ34のターゲット個数推定処理は、ターゲット個数推定処理部10で実行される。ステップ34では、ある周波数ピークに何個のターゲットによる反射信号が重なっているかを推定する。以下、ここで推定されたターゲット個数をLと表す。このターゲット個数推定処理は、例えば非特許文献1などで波数推定処理として紹介されている手法を採用する。図3の場合はターゲット個数L=2と求まる。   The target number estimation processing of the next step 34 is executed by the target number estimation processing unit 10. In step 34, it is estimated how many target reflected signals overlap a certain frequency peak. Hereinafter, the target number estimated here is represented as L. For this target number estimation processing, for example, a method introduced as wave number estimation processing in Non-Patent Document 1 or the like is adopted. In the case of FIG. 3, the target number L = 2 is obtained.

次のステップ35において、サブ相関行列抽出処理部11で相関行列抽出処理が実行される。背景技術で記述したようにL個の反射波を分離するためにはアンテナ素子数はL+1個あれば良い。そこでステップ35では使用するアンテナ(L+1)個を選択し、相関行列RXXからその選択されたアンテナで受信された信号の相関成分を抜き出した(L+1)行(L+1)列のサブ相関行列SXXを抽出する。ここで、同じアンテナ素子が並んでいる状況を考えると、どのように(L+1)個を選択しても良いが、例えば隣り合うアンテナ(L+1)個を選ぶと測定角度範囲を最大にすることができる。一例としてアンテナ#1〜アンテナ#(L+1)を選んだ(破線内の範囲を選択した)場合のサブ相関行列を、図7に示す。 In the next step 35, the sub-correlation matrix extraction processing unit 11 executes a correlation matrix extraction process. As described in the background art, in order to separate L reflected waves, the number of antenna elements may be L + 1. Therefore, in step 35, the antenna (L + 1) to be used is selected, and the correlation component of the signal received by the selected antenna is extracted from the correlation matrix R XX. The sub-correlation matrix S XX of (L + 1) rows (L + 1) columns is extracted. To extract. Here, considering the situation where the same antenna elements are arranged, (L + 1) may be selected in any way. However, for example, the selection of adjacent antennas (L + 1) may maximize the measurement angle range. it can. As an example, FIG. 7 shows a sub-correlation matrix when antenna # 1 to antenna # (L + 1) are selected (a range within a broken line is selected).

次のステップ36の合成信号電力計算の処理は、合成信号電力演算処理部12で実行される。ステップ36では式5により、合成信号電力(式1)を計算する。   The combined signal power calculation processing in the next step 36 is executed by the combined signal power calculation processing unit 12. In step 36, the combined signal power (Equation 1) is calculated by Equation 5.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

ここで、Wは(L+1)行1列の重みベクトルであり、図19,図20で示したような受信強度パターンの方位角依存性を決定する因子である。
式6、はθ,θ,…,θL方向にヌルを持つ受信強度パターンで受信した合成信号電力を表す。
Here, W is a weight vector of (L + 1) rows and 1 column, and is a factor that determines the azimuth angle dependency of the received intensity pattern as shown in FIGS.
Equation 6 represents the combined signal power received with a reception intensity pattern having nulls in the θ 1 , θ 2 ,..., Θ L directions.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

使用するアンテナ数が3個の場合の、重みベクトルW(θ,θ)の計算方法を説明する。図8A、図8Bに示すように、まず3個あるアンテナのうち、隣り合う2つのアンテナで受信した信号から2組のペアを作る。そして式7の計算をすることにより、θ方向にヌルを持つ2つの受信強度パターンで受信した信号を得る。 A method of calculating the weight vector W (θ 1 , θ 2 ) when the number of antennas to be used is three will be described. As shown in FIG. 8A and FIG. 8B, two pairs are first formed from signals received by two adjacent antennas among the three antennas. Then, by the calculation of equation 7, to obtain a signal received by the two reception intensity pattern having a null in theta 1 direction.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

ここで、X1,X2,X3はある時刻に各チャンネルで受信した信号であり、またφ1は以下で定義される。 Here, X 1 , X 2 and X 3 are signals received on each channel at a certain time, and φ 1 is defined as follows.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

続けてX12,X23を作ったのと同じ操作を繰り返し、以下の合成信号X123を作る。 Subsequently, the same operation as the generation of X 12 and X 23 is repeated to generate the following synthesized signal X 123 .

Figure 2010237087
Figure 2010237087

この合成信号X123は、θ,θ方向にヌルを持つ受信強度パターンで受信した合成信号である。式9の最終行の、横ベクトルの複素転置ベクトルが重みベクトルである。すなわち式10になる。 This synthesized signal X123 is a synthesized signal received with a received intensity pattern having nulls in the θ 1 and θ 2 directions. The complex transposed vector of the horizontal vector in the last row of Equation 9 is the weight vector. That is, Equation 10 is obtained.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

使用するアンテナがさらに増えた場合も、Kチャンネルからアンテナペアを作って式8、式9と同等の処理を(K−1)回繰り返すことによりK行1列の重みベクトルW(θ,θ,…,θK-1)を計算することができる。 Even when the number of antennas to be used is further increased, an antenna pair is formed from the K channel and the processing equivalent to Equations 8 and 9 is repeated (K−1) times to obtain a weight vector W (θ 1 , θ of K rows and 1 column). 2 ,..., Θ K-1 ) can be calculated.

重みベクトルは受信信号に依存しないため、予め様々なθ,θ,…,θLに対して計算しておくことができる。例えば検知角度内で0.1度刻みの値であって、全ての角度の組み合わせについて重みベクトルを用意しておく。それを用いて、様々な方向にヌルを向けた合成信号電力が計算できる。なお、実際には各アンテナ素子の利得の校正等をした重みベクトルを利用する。 Since the weight vector does not depend on the received signal, previously different theta 1, theta 2, ..., it may have been calculated for theta L. For example, it is a value in increments of 0.1 degrees within the detected angle, and weight vectors are prepared for all combinations of angles. Using this, the combined signal power with nulls directed in various directions can be calculated. In practice, a weight vector obtained by calibrating the gain of each antenna element is used.

次のステップ37における合成信号電力最小探索の処理は、合成信号電力最小探索処理部13で実行される。ステップ36で計算された合成信号電力がゼロになるものを探す。実際には最小値を探す。その最小値を与えるθ,θ,…,θLの方向から反射波が来ているので、最後のステップ38の方位角出力処理で、θ,θ,…,θLをターゲットの方位角として出力する。 The combined signal power minimum search processing in the next step 37 is executed by the combined signal power minimum search processing unit 13. A search is made for a case where the combined signal power calculated in step 36 is zero. In practice, the minimum value is searched. Its gives the minimum value θ 1, θ 2, ..., θ the reflected waves from the direction of the L is coming, the azimuth angle output processing of the last step 38, θ 1, θ 2, ..., a theta L Target Output as azimuth.

以下、式3で実施した平均処理により、計測性能が向上することを説明する。ここでも図3の場合を例にとり説明する。ここでの合成信号電力の式11を書き下すと以下の式12のようになっている。   Hereinafter, it will be described that the measurement performance is improved by the averaging process performed in Equation 3. Here, the case of FIG. 3 will be described as an example. If the formula 11 of the combined signal power is written down, the following formula 12 is obtained.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

Figure 2010237087
Figure 2010237087

ここでΨA1などは以下で定義される。 Here, Ψ A1 and the like are defined as follows.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

2つのヌルがターゲット方向(θA,θB)と一致したとき、すなわち式14が成り立つときに、式11がゼロになることは容易に示せる。 When two nulls coincide with the target direction (θ A , θ B ), that is, when Equation 14 holds, it can be easily shown that Equation 11 becomes zero.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

しかし、式11=0を満たす解がこれ以外に存在する可能性がある。一方、式3で平均処理を実施しておくと、式11は以下の式になる。   However, there may be other solutions that satisfy Equation 11 = 0. On the other hand, if the averaging process is performed using Equation 3, Equation 11 becomes the following equation.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

なぜなら、自動車レーダでは図4を用いて説明したように、レーダとターゲットとの位置関係が時々刻々変化するため、ΨA1B1は[0,2π]の一様分布に近似され、ある時間平均をとると式16に収束することが期待されるからである。 This is because, as in the automotive radar has been described with reference to FIG. 4, since the positional relationship between the radar and the target is changed every moment, Ψ A1B1 is approximated to a uniform distribution of [0,2], a time This is because convergence to Expression 16 is expected when taking the average.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

式15で、式11=0を満たすのは、式14のときだけなので、ターゲットの方位角が一意に計測できる。   In Expression 15, since Expression 11 = 0 is satisfied only in Expression 14, the azimuth angle of the target can be uniquely measured.

本発明の平均処理を実施する前後の計測結果の例を、図9A、図9Bに示す。40はターゲットの真の横位置、41はレーダで計測された検知ターゲットの横位置を示す。本発明を実施しない場合には、図9Aに示すように、前方走行車両27(A)、27(B)が実際に存在していなかった、ターゲットの真の横位置40よりも離れた横位置41での誤計測データが出力される。これに対し、本発明の平均処理を実施すると、図9Bに示すようにターゲットの真の横位置40上にのみ、前方走行車両27(A)、27(B)に関する計測データが安定して出力され、真の位置よりも離れた横位置41での誤計測データは無くなる。   Examples of measurement results before and after performing the averaging process of the present invention are shown in FIGS. 9A and 9B. Reference numeral 40 indicates the true lateral position of the target, and 41 indicates the lateral position of the detection target measured by the radar. When the present invention is not carried out, as shown in FIG. 9A, the lateral position away from the true lateral position 40 of the target where the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) did not actually exist. The erroneous measurement data at 41 is output. On the other hand, when the averaging process of the present invention is performed, measurement data relating to the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B) is stably output only on the true lateral position 40 of the target as shown in FIG. 9B. Thus, there is no erroneous measurement data at the lateral position 41 that is further away from the true position.

次に、先ほど省略したステップ31におけるターゲット信号の分類処理の内容について説明する。ここでの処理は、ステップ28で得られた周波数スペクトルに、ピークが2個以上存在するときに特に重要になる。そこで図3からさらに走行車両が1台増えた図10のシーンを例にとり説明する。なお新たに追加された前方走行車両27(C)の速度は前方走行車両27(A)、27(B)より早い場合を例にとって説明する。このときの周波数スペクトルは、図11に示すように2つの周波数ピーク39、42を持つ。   Next, the contents of the target signal classification process in step 31 omitted earlier will be described. This processing is particularly important when there are two or more peaks in the frequency spectrum obtained in step 28. Therefore, the scene in FIG. 10 in which one more traveling vehicle is added from FIG. 3 will be described as an example. The speed of the newly added forward traveling vehicle 27 (C) will be described as an example when it is faster than the forward traveling vehicles 27 (A) and 27 (B). The frequency spectrum at this time has two frequency peaks 39 and 42 as shown in FIG.

この例のように周波数ピークが複数個存在する場合は、各周波数ピークごとに信号行列Xを作成することが有効である。そのためには、異なる時刻に得られた周波数ピーク(39、42)を同一ターゲット群に起因するピークごとに分類しなければならない。なぜなら、例えば前方走行車両27(A)、(B)の方位角を計測したい時に、前方走行車両27(C)からの信号が混入した信号行列を作ってしまうと正しい方位角が求まらないからである。例えば、式17は時刻t2で前方走行車両27(C)の信号を誤って使用した信号行列である。 When there are a plurality of frequency peaks as in this example, it is effective to create a signal matrix X for each frequency peak. For this purpose, the frequency peaks (39, 42) obtained at different times must be classified for each peak attributed to the same target group. This is because, for example, when it is desired to measure the azimuth angle of the forward traveling vehicles 27 (A) and (B), if a signal matrix in which signals from the forward traveling vehicle 27 (C) are mixed is created, a correct azimuth angle cannot be obtained. Because. For example, the formula 17 is a signal matrix using the wrong signal of the forward traveling vehicle 27 (C) at time t 2.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

ここで、X1_AB(t1)などは前方走行車両27(A)、27(B)によって反射された信号を時刻t1にアンテナ1で受信した複素振幅を表している。X1_C(t)などは前方走行車両27(C)によって反射された信号を時刻t2にアンテナ1で受信した複素振幅を表している。 Here, like X 1_AB (t 1) represents the complex amplitude received by the antenna 1 at time t 1 a signal reflected by the front running vehicle 27 (A), 27 (B ). X 1 — C (t 2 ) and the like represent the complex amplitude of the signal reflected by the forward traveling vehicle 27 (C) received by the antenna 1 at time t 2 .

このような誤った信号行列を作成しないために、ステップ31では、図12のフローチャートで詳細に示すターゲットの分類処理を実施する。まず、図12のステップ43で、前回時刻に計測されたピーク周波数の中から、最新時刻に計測されたあるピーク周波数fcurに最も近い周波数fprevを抽出する。次のステップ44で、この周波数fprevが式18を満たすか否かを判定する。 In order to prevent such an erroneous signal matrix from being generated, in step 31, target classification processing shown in detail in the flowchart of FIG. 12 is performed. First, at step 43 in FIG. 12, from among the peak frequency that is measured in the previous time, and extracts the nearest frequency f prev to a peak frequency f cur that is measured in the most recent time. In the next step 44, it is determined whether or not this frequency f prev satisfies Equation 18.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

ここで、ε1は予め決められた閾値である。ここでの処理内容を、図13を用いて説明する。図13の(A)は前回時刻tprevに計測された信号強度の状態、(B)は現在時刻tcurに計測された信号強度の状態を各々示している。現在時刻tcurに計測されたピーク周波数の一つfcurと、前回時刻tprevに計測されたピーク周波数の一つ39のfprevとの差(絶対値)が小さい(<ε1)ときに、両者は同じターゲット群からの反射信号であると判断される。式18を満たす場合は、ステップ45へ進む。現在時刻tcurに計測された他のピーク周波数が上記条件を満たさない場合は、ステップ48へ進み、そのピーク周波数は異なるターゲット群による信号であると判断される。 Here, ε 1 is a predetermined threshold value. The processing contents here will be described with reference to FIG. FIG. 13A shows the state of the signal strength measured at the previous time t prev, and FIG. 13B shows the state of the signal strength measured at the current time t cur . When the difference (absolute value) between one peak frequency f cur measured at the current time t cur and one peak frequency f prev 39 measured at the previous time t prev is small (<ε 1 ). Both are judged to be reflection signals from the same target group. If Expression 18 is satisfied, the process proceeds to Step 45. If another peak frequency measured at the current time t cur does not satisfy the above condition, the process proceeds to step 48, and it is determined that the peak frequency is a signal from a different target group.

ステップ45ではピーク周波数fcurから2周波CW方式の原理にしたがって計測された距離Rcurと、ピーク周波数fprevから計測された距離Rprevが式19を満たすか否かを判定する。 In step 45 the peak frequency f cur and the distance R cur, which is measured according to the principle of dual-frequency CW method, the distance R prev, which is measured from the peak frequency f prev determines whether satisfies Expression 19.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

ここでε2は予め決められた閾値である。ここでの処理内容を、図14Aを用いて説明する。現在時刻tcurに計測された距離値の一つRcurと、前回時刻tprevに計測された距離値の一つRprevの差(絶対値)が小さい(<ε2)ときに、両者は同じターゲット群からの反射信号であると判断される。式19を満たす場合は、ステップ46へ進む。距離値が上記条件を満たさない場合は、ステップ48へ進み、その信号は異なるターゲット群による信号であると判断される。 Here, ε 2 is a predetermined threshold value. The processing contents here will be described with reference to FIG. 14A. And one R cur distance value measured in the current time t cur, when the difference of one R prev distance value measured last time t prev (absolute value) is smaller (<epsilon 2), both It is determined that the reflected signals are from the same target group. If the equation 19 is satisfied, the process proceeds to step 46. If the distance value does not satisfy the above condition, the process proceeds to step 48, and the signal is determined to be a signal from a different target group.

ステップ46では、ピーク周波数fcurから2周波CW方式の原理にしたがって計測された速度Vcurと、ピーク周波数fprevから計測された速度Vprevが式20を満たすか否かを判定する。 In step 46, it determines the speed V cur that is measured in accordance with the principles of the dual frequency CW method from the peak frequency f cur, velocity V prev, which is measured from the peak frequency f prev is whether satisfies Equation 20.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

ここでε3は予め決められた閾値である。ここでの処理内容を、図14Bを用いて説明する。現在時刻tcurに計測された速度値の一つVcurと、前回時刻tprevに計測された速度値の一つVprevの差(絶対値)が小さい(<ε)ときに、両者は同じターゲット群からの反射信号であると判断される。式20を満たす場合は、ステップ47へ進み、2つの周波数ピークは同じターゲット群による信号であると判断する。このステップ46は、2周波CW方式を採用している場合には実質的にステップ44と同等なので省略することもできる。 Here, ε 3 is a predetermined threshold value. The processing contents here will be described with reference to FIG. 14B. And one V cur of the measured speed value to the current time t cur, when the difference of one V prev velocity value measured last time t prev (absolute value) is smaller (<epsilon 3), both It is determined that the reflected signals are from the same target group. When Expression 20 is satisfied, the process proceeds to step 47, and it is determined that the two frequency peaks are signals from the same target group. Since this step 46 is substantially equivalent to step 44 when the two-frequency CW method is adopted, it can be omitted.

なお、本実施例のターゲットの分類処理では、(1)周波数fprevが式18を満たすか否か、(2)距離Rprevが式19を満たすか否か、及び(3)速度Vprevが式20を満たすか否か、の3つのアンド条件で判定するようにしているが、(1)〜(3)のいずれか1つの条件、あるいはいずれか2つのアンド条件で判定するようにしても良い。 In the target classification process of the present embodiment, (1) whether the frequency f prev satisfies Expression 18, (2) whether the distance R prev satisfies Expression 19, and (3) the speed V prev is Whether or not Expression 20 is satisfied is determined by the three AND conditions. However, it is determined by any one of the conditions (1) to (3) or any two AND conditions. good.

以上のターゲットの分類処理により、同一ターゲット群からの信号であると分類された信号同士だけを並べ、次に、信号行列を作成する(図5のステップ32)。   Only the signals classified as signals from the same target group are arranged by the above target classification processing, and then a signal matrix is created (step 32 in FIG. 5).

以下、先に述べた図5のステップ32からステップ38までの処理が実行され、最終的に、最小値を与えるθ,θ,…,θLをターゲットの方位角として出力する。 Thereafter, the processing from step 32 to step 38 in FIG. 5 described above is executed, and finally θ 1 , θ 2 ,..., Θ L giving the minimum values are output as the azimuth angles of the target.

次に、図10のシーンの前方走行車両27(C)に対応する周波数ピーク42からはターゲット個数推定結果はL=1と求まる。そしてサブ相関行列抽出処理11では2行2列のサブ相関行列が抽出され、合成信号Yはθ1だけの関数になり、一個の方位角が求まる。 Next, the target number estimation result is obtained as L = 1 from the frequency peak 42 corresponding to the forward traveling vehicle 27 (C) in the scene of FIG. Then, in the sub-correlation matrix extraction processing 11, a 2-by-2 sub-correlation matrix is extracted, and the synthesized signal Y becomes a function of only θ 1 and one azimuth angle is obtained.

図10のシーンに対する計測結果の例を図15に示す。前方の3つの走行車両27(A)、27(B)、27(C)に関する各計測データが各ターゲットの真の横位置上に安定して出力されている。   An example of the measurement result for the scene of FIG. 10 is shown in FIG. Each measurement data regarding the three forward traveling vehicles 27 (A), 27 (B), and 27 (C) is stably output on the true lateral position of each target.

このように、本実施例によれば、ドップラー周波数が同一となるM個のターゲットによる反射波が存在する状況においても、(M+1)素子の受信アンテナを有するレーダを用いてそれぞれのターゲットの方位角を安定して計測することが可能となる。これによりアンテナ素子数の増大を抑えられるため、少ない部品点数で正確かつ高分解能な方位角計測が可能となる。   As described above, according to the present embodiment, even in the situation where there are reflected waves from M targets having the same Doppler frequency, the azimuth angle of each target using a radar having (M + 1) element receiving antennas. Can be measured stably. As a result, an increase in the number of antenna elements can be suppressed, so that accurate and high-resolution azimuth measurement can be performed with a small number of parts.

図1に示した実施例1のレーダ装置25は、複数の受信アンテナ20(アンテナ素子#1〜#K)の各々に対応してアナログ回路部15が、複数のミキサ回路21、電力増幅器22、A/Dコンバータ23を備えているが、これに代えて図16のようにアナログ回路部15にスイッチ回路50を設け、複数の受信アンテナ20(アンテナ素子#1〜#K)を順次切り替えて、1組のミキサ回路21、電力増幅器22、A/Dコンバータ23に接続する方式としても良い。スイッチ回路50を十分早い速度で切り替えれば、実施例1と同じ手順で方位角を求めることができる。実施例1と同様に、アンテナ素子数の増大を抑えられるため、少ない部品点数で正確かつ高分解能な方位角計測が可能となる。   The radar device 25 of the first embodiment shown in FIG. 1 includes an analog circuit unit 15 corresponding to each of a plurality of receiving antennas 20 (antenna elements # 1 to #K), a plurality of mixer circuits 21, a power amplifier 22, An A / D converter 23 is provided, but instead of this, a switch circuit 50 is provided in the analog circuit unit 15 as shown in FIG. 16, and a plurality of receiving antennas 20 (antenna elements # 1 to #K) are sequentially switched, A method of connecting to one set of mixer circuit 21, power amplifier 22, and A / D converter 23 may be adopted. If the switch circuit 50 is switched at a sufficiently high speed, the azimuth angle can be obtained by the same procedure as in the first embodiment. As in the first embodiment, since the increase in the number of antenna elements can be suppressed, accurate and high-resolution azimuth measurement can be performed with a small number of components.

また、この実施例2では、実施例1のレーダ装置25に比べて受信器のミキサ回路や電力増幅器等の数を減らせるので、回路基板の小型化やコストを下げることができる。   Further, in the second embodiment, the number of receiver mixer circuits, power amplifiers, and the like can be reduced as compared with the radar apparatus 25 of the first embodiment, so that the circuit board can be reduced in size and cost.

次に、本発明の実施例3に関わるレーダ装置のブロック図を、図17に示す。これは実施例1で示したレーダ装置25から、サブ相関行列抽出処理部11をなくしたものである。   Next, a block diagram of a radar apparatus according to Embodiment 3 of the present invention is shown in FIG. This is obtained by eliminating the sub-correlation matrix extraction processing unit 11 from the radar apparatus 25 shown in the first embodiment.

この時の信号処理のフローチャートを図18に示す。これは実施例1または実施例2における信号処理のフローチャート図5からステップ35をなくしたものである。他の構成、処理は、実施例1または実施例2と同じなので、説明を省略する。   A flowchart of the signal processing at this time is shown in FIG. This is a flowchart of signal processing in the first embodiment or the second embodiment, in which step 35 is omitted from FIG. Since other configurations and processes are the same as those in the first embodiment or the second embodiment, the description thereof is omitted.

この実施例3では、サブ相関行列SXXを作成せず、相関行列RXXをそのまま用いる。それに伴い、式5は以下の式21に変更される。 In the third embodiment, the sub-correlation matrix S XX is not created, and the correlation matrix R XX is used as it is. Accordingly, Expression 5 is changed to the following Expression 21.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

重みベクトル(式22)は(K−1)個の角度パラメータを持つが、誤った計測結果を出力しないように、実際にスキャンする角度パラメータをステップ34で推定されたターゲット個数Lに一致させなければならない。   Although the weight vector (Equation 22) has (K−1) angle parameters, the angle parameter to be actually scanned must match the target number L estimated in step 34 so as not to output an erroneous measurement result. I must.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

そこで、例えば式23に示すような制約を課す。   Therefore, for example, a constraint as shown in Expression 23 is imposed.

Figure 2010237087
Figure 2010237087

以上により、構成されるヌルの数はL個になり、ターゲットの方位が正しく求まる。   Thus, the number of configured nulls is L, and the orientation of the target can be obtained correctly.

なお、実施例2で示したレーダ装置49から、サブ相関行列抽出処理部11をなくした構成のレーダ装置であっても、本実施例と同じ作用、効果が得られる。   Note that the same operation and effect as in the present embodiment can be obtained even in a radar apparatus having a configuration in which the sub-correlation matrix extraction processing unit 11 is omitted from the radar apparatus 49 described in the second embodiment.

また、本発明は、車両に限らず、レーダ装置が時刻の経過とともに位置が移動する移動体に搭載されている場合の、電波到来方向の計測装置としても適用可能である。   The present invention is not limited to a vehicle, and can also be applied to a radio wave arrival direction measuring device when the radar device is mounted on a moving body whose position moves with the passage of time.

1…レーダ受信器に到来する電波
5…電波1の到来方向全ての受信感度をゼロにした受信強度パターン
6…電波1の到来方向1つ受信感度をゼロにした受信強度パターン
7…ターゲット信号分類処理部
8…信号行列作成処理部
9…相関行列演算処理部
10…ターゲット個数推定処理部
11…サブ相関行列抽出処理部
12…合成信号電力演算処理部
13…合成信号電力最小探索処理部
14…信号処理部
15…実施例1のレーダ装置のアナログ回路部
16…送信系に変調器
17…発振器
18…電力増幅器
19…送信アンテナ
20…受信アンテナ(アンテナ素子#1〜#K)
21…ミキサ回路
22…電力増幅器
23…A/Dコンバータ
25…実施例1のレーダ装置
26…レーダ搭載車両
27…前方走行車両
39…周波数スペクトルに現れたピーク信号
40…ターゲットの真の横位置
41…レーダで計測された検知ターゲットの横位置
42…周波数スペクトルに現れたピーク信号
49…実施例2のレーダ装置
50…受信アンテナを切り替えるスイッチ回路。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Radio wave arriving at radar receiver 5 ... Reception intensity pattern 6 with zero reception sensitivity in all arrival directions of radio wave 1 ... Reception intensity pattern 7 with one reception direction of radio wave 1 reception sensitivity zero ... Target signal classification Processing unit 8 ... Signal matrix creation processing unit 9 ... Correlation matrix calculation processing unit 10 ... Target number estimation processing unit 11 ... Sub-correlation matrix extraction processing unit 12 ... Synthetic signal power calculation processing unit 13 ... Synthetic signal power minimum search processing unit 14 ... Signal processing unit 15 ... Analog circuit unit 16 of the radar apparatus of the first embodiment ... Modulator 17 for transmission system ... Oscillator 18 ... Power amplifier 19 ... Transmission antenna 20 ... Reception antenna (antenna elements # 1 to #K)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 21 ... Mixer circuit 22 ... Power amplifier 23 ... A / D converter 25 ... Radar apparatus 26 of Example 1 ... Radar-equipped vehicle 27 ... Front traveling vehicle 39 ... Peak signal 40 appearing in frequency spectrum ... True lateral position 41 of target ... Lateral position 42 of detection target measured by radar ... Peak signal 49 appearing in frequency spectrum ... Radar apparatus 50 of embodiment 2 ... Switch circuit for switching a receiving antenna.

Claims (20)

アンテナユニットと信号処理部を備え、送信された電波がターゲットで反射して戻ってくる電波を受信信号として受信し、信号処理に基づいて前記ターゲットの方位を計測するレーダ装置であって、
前記アンテナユニットは、アレイ状に配置された複数の受信アンテナを有し、前記ターゲットと該レーダ装置との相対的な位置関係が時間の経過とともに変化する状態で前記受信信号を受信し得る機能を備えており、
前記信号処理部は、
前記複数の受信アンテナで受信された信号を受信順に並べた信号行列を作成する信号行列作成処理部と、
前記信号行列から相関行列を演算する相関行列演算処理部と、
前記相関行列からターゲットの個数を推定するターゲット個数推定処理部と、
前記相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら合成信号電力を計算する合成信号電力演算処理部と、
前記合成信号電力をゼロまたは最小とする重みベクトルを用いたときに前記受信利得がゼロまたは小さくなっている方位角を演算し、前記ターゲットの方位角を計測する合成信号電力最小探索処理部を備えている
ことを特徴とするレーダ装置。
A radar apparatus comprising an antenna unit and a signal processing unit, receiving a radio wave transmitted and reflected by a target as a reception signal, and measuring a direction of the target based on signal processing,
The antenna unit has a plurality of receiving antennas arranged in an array, and has a function of receiving the received signal in a state in which a relative positional relationship between the target and the radar apparatus changes with time. Has
The signal processing unit
A signal matrix creation processing unit for creating a signal matrix in which signals received by the plurality of reception antennas are arranged in the order of reception;
A correlation matrix calculation processing unit for calculating a correlation matrix from the signal matrix;
A target number estimation processing unit for estimating the number of targets from the correlation matrix;
A composite signal power calculation processing unit that calculates a composite signal power while scanning an azimuth angle with a reception gain of zero or small by multiplying the correlation matrix by a weight vector;
And a combined signal power minimum search processing unit that calculates an azimuth angle at which the reception gain is zero or small when a weight vector that makes the combined signal power zero or minimum is used, and measures the azimuth angle of the target. A radar apparatus characterized by comprising:
請求項1において、
前記信号行列作成処理部は、所定の方位計測周期単位で前記信号行列を作成する
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 1,
The radar apparatus according to claim 1, wherein the signal matrix creation processing unit creates the signal matrix in a predetermined azimuth measurement period unit.
請求項1において、
前記信号処理部は、
前記ターゲット個数推定結果に基づいて前記相関行列の一部を抽出し、サブ相関行列を作成するサブ相関行列抽出処理部を備えており、
前記合成信号電力演算処理部は、前記サブ相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら前記合成信号電力を計算する
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 1,
The signal processing unit
A sub-correlation matrix extraction processing unit for extracting a part of the correlation matrix based on the target number estimation result and creating a sub-correlation matrix;
The combined signal power calculation processing unit calculates the combined signal power while scanning an azimuth angle with a reception gain of zero or small by multiplying the sub-correlation matrix by a weight vector. .
請求項3において、
前記サブ相関行列は正方行列であって、その次元は前記ターゲット個数推定処理で推定された個数より1大きい
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 3,
The radar apparatus according to claim 1, wherein the sub-correlation matrix is a square matrix, the dimension of which is one greater than the number estimated in the target number estimation process.
請求項1において、
前記ターゲットと前記レーダ装置との前記相対的な位置関係は、前記ターゲットにおける前記電波の反射点と前記レーダ装置との相対的な位置関係である
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 1,
The radar device according to claim 1, wherein the relative positional relationship between the target and the radar device is a relative positional relationship between a reflection point of the radio wave at the target and the radar device.
請求項1において、
前記重みベクトルは、前記複数の受信アンテナで得られた受信信号から隣り合う受信アンテナで受信された信号ごとにペアを作り、各ペアの片方の位相を回転させながら線型和を計算することで前記ペアの数と等しい数の合成信号を計算する処理を繰り返して形成される最終的に1つに集約された合成信号を前記相関行列に掛け算することにより生成される
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 1,
The weight vector forms a pair for each signal received by an adjacent reception antenna from reception signals obtained by the plurality of reception antennas, and calculates a linear sum while rotating one phase of each pair. A radar apparatus generated by multiplying the correlation matrix by a finally synthesized signal formed by repeating a process of calculating a number of synthesized signals equal to the number of pairs.
請求項1において、
前記重みベクトルのパラメータのうち、独立なパラメータの数は前記ターゲット個数推定処理で推定された個数と等しく、それ以外のパラメータはすべて同一の値をとる
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 1,
Of the weight vector parameters, the number of independent parameters is equal to the number estimated in the target number estimation process, and all other parameters have the same value.
請求項1において、
前記レーダ装置は、アナログ回路部を備えており、
該アナログ回路部は、前記複数の受信アンテナの各々に対応するミキサ回路、電力増幅器、及びA/Dコンバータを有している
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 1,
The radar apparatus includes an analog circuit unit,
The analog circuit unit includes a mixer circuit, a power amplifier, and an A / D converter corresponding to each of the plurality of receiving antennas.
請求項1において、
前記レーダ装置は、アナログ回路部を備えており、
該アナログ回路部は、前記複数の受信アンテナと、1組のミキサ回路、電力増幅器、A/Dコンバータ、及びスイッチ回路を備えており、
前記スイッチ回路により、前記各受信アンテナと前記1組のミキサ回路、電力増幅器及びA/Dコンバータとの接続を順次切り替える
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 1,
The radar apparatus includes an analog circuit unit,
The analog circuit unit includes the plurality of reception antennas, a set of mixer circuits, a power amplifier, an A / D converter, and a switch circuit.
A radar apparatus, wherein the connection between each receiving antenna and the set of mixer circuits, a power amplifier and an A / D converter is sequentially switched by the switch circuit.
請求項1において、
前記レーダ装置は時刻の経過とともに位置が移動する移動体に搭載されている
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 1,
The radar apparatus is mounted on a moving body whose position moves with the passage of time.
請求項1において、
前記レーダ装置は車両に搭載されている
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 1,
A radar apparatus, wherein the radar apparatus is mounted on a vehicle.
アンテナユニットと信号処理部を備え、送信された電波がターゲットで反射して戻ってくる電波を受信信号として受信し、信号処理に基づいて前記ターゲットの方位を計測するレーダ装置であって、
前記アンテナユニットは、アレイ状に配置された複数の受信アンテナを有し、前記ターゲットと該レーダ装置との相対的な位置関係が時間の経過とともに変化する状態で前記受信信号を受信し得る機能を備えており、
前記信号処理部は、
前記複数の受信アンテナで現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号を、同一のターゲットで反射されたドップラー信号ごとに分類するターゲット信号分類処理部と、
分類されたドップラー信号ごとに前記複数の受信アンテナで受信された信号を受信順に並べた信号行列を作成する信号行列作成処理部と、
前記信号行列から相関行列を演算する相関行列演算処理部と、
前記相関行列からターゲットの個数を推定するターゲット個数推定処理部と、
前記相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら合成信号電力を計算する合成信号電力演算処理部と、
前記合成信号電力をゼロまたは最小とする重みベクトルを用いたときに、前記受信利得がゼロまたは小さくなっている方位角を演算し、前記ターゲットの方位角を計測する合成信号電力最小探索処理部を備えている
ことを特徴とするレーダ装置。
A radar apparatus comprising an antenna unit and a signal processing unit, receiving a radio wave transmitted and reflected by a target as a received signal, and measuring a direction of the target based on signal processing,
The antenna unit has a plurality of receiving antennas arranged in an array, and has a function of receiving the received signal in a state in which a relative positional relationship between the target and the radar apparatus changes with time. Has
The signal processing unit
A target signal classification processing unit that classifies Doppler signals currently measured by the plurality of receiving antennas and Doppler signals measured in the past for each Doppler signal reflected by the same target;
A signal matrix creation processing unit that creates a signal matrix in which signals received by the plurality of reception antennas are arranged in the order of reception for each classified Doppler signal;
A correlation matrix calculation processing unit for calculating a correlation matrix from the signal matrix;
A target number estimation processing unit for estimating the number of targets from the correlation matrix;
A composite signal power calculation processing unit that calculates a composite signal power while scanning an azimuth angle with zero or small reception gain by multiplying the correlation matrix by a weight vector;
A combined signal power minimum search processing unit that calculates an azimuth angle at which the reception gain is zero or small and measures the azimuth angle of the target when a weight vector that makes the combined signal power zero or minimum is used. A radar apparatus comprising:
請求項12において、
前記信号処理部は、
前記ターゲット個数推定結果に基づいて前記相関行列の一部を抽出し、サブ相関行列を作成するサブ相関行列抽出処理部を備えており、
前記合成信号電力演算処理部は、前記サブ相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら前記合成信号電力を計算する
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 12,
The signal processing unit
A sub-correlation matrix extraction processing unit for extracting a part of the correlation matrix based on the target number estimation result and creating a sub-correlation matrix;
The combined signal power calculation processing unit calculates the combined signal power while scanning an azimuth angle with a reception gain of zero or small by multiplying the sub-correlation matrix by a weight vector. .
請求項12において、
前記ターゲット信号分類処理部は、現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号のドップラー周波数の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定する
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 12,
The target signal classification processing unit determines that the Doppler signal is reflected by the same target when a difference in Doppler frequency between the currently measured Doppler signal and the Doppler signal measured in the past is smaller than a predetermined threshold. A radar device characterized by:
請求項12において、
前記ターゲット信号分類処理部は、現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号それぞれから計測された距離の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定する
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 12,
The target signal classification processing unit is a Doppler signal reflected from the same target when a difference between distances measured from a currently measured Doppler signal and a previously measured Doppler signal is smaller than a predetermined threshold. A radar apparatus characterized by being determined to be present.
請求項12において、
前記ターゲット信号分類処理部は、現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号それぞれから計測された速度の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定する
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 12,
The target signal classification processing unit is a Doppler signal reflected by the same target when a difference in velocity measured from each of the currently measured Doppler signal and the previously measured Doppler signal is smaller than a predetermined threshold. A radar apparatus characterized by being determined to be present.
請求項14において、
前記ターゲット信号分類処理部は、現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号それぞれから計測された速度の差分が所定の閾値よりも小さく、かつ、
現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号それぞれから計測された距離の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定する
ことを特徴とするレーダ装置。
In claim 14,
The target signal classification processing unit has a difference in velocity measured from a currently measured Doppler signal and a previously measured Doppler signal smaller than a predetermined threshold, and
When the difference between the distance measured from each of the currently measured Doppler signal and the previously measured Doppler signal is smaller than a predetermined threshold, it is determined that the Doppler signal is reflected by the same target. Radar device.
レーダ装置を用いた電波到来方向の計測方法であって、
前記レーダ装置は、アンテナユニットと信号処理部を備え、送信された電波がターゲットで反射して戻ってくる電波を受信信号として受信し、信号処理に基づいて前記ターゲットの方位を計測するものであり、
前記アンテナユニットは、アレイ状に配置された複数の受信アンテナを有し、前記ターゲットと該レーダ装置との相対的な位置関係が時間の経過とともに変化する状態で前記受信信号を受信し得る機能を備えており、
前記複数の受信アンテナで受信された受信信号を、所定の周期で受信順に並べた信号行列を作成するステップと、
前記信号行列から相関行列を演算するステップと、
前記相関行列からターゲットの個数を推定するステップと、
前記相関行列に、重みベクトルを掛け算することにより、受信利得をゼロまたは小さくした方位角をスキャンしながら合成信号電力を計算するステップと、
前記合成信号電力をゼロまたは最小とする重みベクトルを用いたときに前記受信利得がゼロまたは小さくなっている方位角を演算し、前記ターゲットから反射された電波の到来方向を計測するステップと
を有することを特徴とする電波到来方向の計測方法。
A method for measuring the direction of arrival of radio waves using a radar device,
The radar apparatus includes an antenna unit and a signal processing unit, receives a radio wave that is transmitted from a reflected wave reflected by a target as a reception signal, and measures the direction of the target based on signal processing. ,
The antenna unit has a plurality of receiving antennas arranged in an array, and has a function of receiving the received signal in a state in which a relative positional relationship between the target and the radar apparatus changes with time. Has
Creating a signal matrix in which received signals received by the plurality of receiving antennas are arranged in the order of reception at a predetermined period;
Calculating a correlation matrix from the signal matrix;
Estimating the number of targets from the correlation matrix;
Multiplying the correlation matrix by a weight vector to calculate a combined signal power while scanning an azimuth with zero or small reception gain;
Calculating an azimuth angle at which the reception gain is zero or small when using a weight vector that makes the combined signal power zero or minimum, and measuring the arrival direction of the radio wave reflected from the target. A method for measuring the direction of arrival of radio waves characterized by the above.
請求項18において、
前記複数の受信アンテナで現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号を、同一のターゲットで反射されたドップラー信号ごとに分類するステップと、
前記分類されたドップラー信号ごとに前記複数の受信アンテナで受信された信号を並べた前記信号行列を作成するステップと
を更に有することを特徴とする電波到来方向の計測方法。
In claim 18,
Classifying Doppler signals currently measured by the plurality of receiving antennas and Doppler signals measured in the past for each Doppler signal reflected by the same target; and
And a step of creating the signal matrix in which signals received by the plurality of receiving antennas are arranged for each of the classified Doppler signals.
請求項18において、
現在計測されたドップラー信号と過去に計測されたドップラー信号のドップラー周波数の差分が所定の閾値よりも小さいときに、同一のターゲットで反射されたドップラー信号であると判定するステップを更に有する
ことを特徴とする電波到来方向の計測方法。
In claim 18,
When the difference between the Doppler frequency of the currently measured Doppler signal and the Doppler signal measured in the past is smaller than a predetermined threshold, the method further includes a step of determining that the Doppler signal is reflected by the same target. A method of measuring the direction of arrival of radio waves.
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