JP2010207084A - Power conversion apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device.
従来の交流電車システムでは、架線にかかる単相交流電力を、コンバータ5によって、直
流電力に変換し、インバータおよびその負荷である主電動機に電力の供給を行っている。
In a conventional AC train system, single-phase AC power applied to an overhead wire is converted into DC power by a
コンバータ5の制御法としては、一定周波数の三角波キャリアと変調波の比較により、パ
ルス幅変調制御を行うPWM制御法が広く適用されている。特に、交流電車システムでは
、コンバータ5から架線へと流出する電流高調波の制約上(信号系の制御を行う軌道回路
があり、電源周波数の整数倍(同期)の成分は許容できるが、非整数倍(非同期)の成分
は許容値が小さいという制約)、電源周波数に同期した(電源周波数の整数倍)周波数と
なるような一定のキャリア周波数が選択されてきた。
As a control method of the
しかしながら、従来の交流電車システムにおいてコンバータ5は、電源周波数に同期した
周波数となるような一定のキャリア周波数を選択する必要があったので、特定周波数の高
調波成分が2次電流に重畳し、主変圧器から騒音が発生していた。特に、定周波数である
ため、キーンというピュアトーンとして聞こえ、非常に耳障であり、不快な印象を与えて
いる。
However, in the conventional AC train system, the
特許文献1には、キャリア周波数を2つの値に設定し、低騒音化の効果もあるコンバー
タ5制御装置が記載されている(目的は低損失化である)。しかし、近年低騒音化への要
望が強く、更に低騒音化することが出来るコンバータ制御装置が望まれている。
また、特許文献2には、コンバータ5の低騒音化を図りながら、偏磁やビート電流等の
問題を生じない技術について記載されている。しかしながら、騒音を低減し、交流電車シ
ステムに適合するキャリア周波数の設定について、具体的な記述はない。
そこで、本発明の目的は、直流偏磁や損失増加を防止することが出来、低騒音化性能を向
上することが出来る電力変換装置を提供することである。
Accordingly, an object of the present invention is to provide a power conversion device that can prevent direct current magnetization and increase in loss and can improve noise reduction performance.
上記課題は、交流を直流に変換するコンバータと、キャリア周波数を演算するキャリア
周波数演算部と、キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前
記コンバータをパルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、前記キャリア周波数演算
部は、前記交流電源電圧の正の半周期(0deg≦θ<180deg)と負の半周期(1
80deg≦θs<360deg)で、同一のキャリア周波数パターンを演算することに
よって達成することが出来る。
The above-described problems include a converter that converts alternating current into direct current, a carrier frequency calculation unit that calculates a carrier frequency, and a PWM control unit that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from the carrier frequency and a modulation wave The carrier frequency calculation unit includes a positive half cycle (0 deg ≦ θ <180 deg) and a negative half cycle (1
80 deg ≦ θs <360 deg) and can be achieved by calculating the same carrier frequency pattern.
上記課題は、交流を直流に変換するコンバータと、キャリア周波数を演算するキャリア
周波数演算部と、キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前
記コンバータをパルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、前記キャリア周波数演算
部は、前記交流電源電圧の周期毎にキャリア周波数のパターンを変化させることによって
達成することが出来る。
The above-described problems include a converter that converts alternating current into direct current, a carrier frequency calculation unit that calculates a carrier frequency, and a PWM control unit that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from the carrier frequency and a modulation wave The carrier frequency calculation unit can be achieved by changing a carrier frequency pattern for each period of the AC power supply voltage.
上記課題は、交流を直流に変換するコンバータと、キャリア周波数を演算するキャリア
周波数演算部と、キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前
記コンバータをパルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、キャリア周波数演算部は
、不規則に連続して変化するキャリア周波数を演算することによって達成することが出来
る。
The above-described problems include a converter that converts alternating current into direct current, a carrier frequency calculation unit that calculates a carrier frequency, and a PWM control unit that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from the carrier frequency and a modulation wave The carrier frequency calculation unit can achieve this by calculating a carrier frequency that varies irregularly and continuously.
上記課題は、交流を直流に変換するコンバータと、キャリア周波数を演算するキャリア
周波数演算部と、キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前
記コンバータをパルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、前記キャリア周波数演算
部は、電気車の速度や負荷量などの運転状態に応じて、キャリア周波数のパターンを変更
する手段を有することによって達成することが出来る。
The above-described problems include a converter that converts alternating current into direct current, a carrier frequency calculation unit that calculates a carrier frequency, and a PWM control unit that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from the carrier frequency and a modulation wave The carrier frequency calculation unit can be achieved by including means for changing the carrier frequency pattern according to the driving state such as the speed and load of the electric vehicle.
上記課題は、交流を直流に変換するコンバータと、キャリア周波数を演算するキャリア
周波数演算部と、キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前
記コンバータをパルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、前記キャリア周波数演算
部は、任意の時刻t0におけるキャリア位相と、前記時刻t0から電源電圧1周期ts経
過した時刻t0+tsにおけるキャリア位相とが等しくなるように、キャリア周波数fc*
[Hz]を演算することによって達成することが出来る。
The above-described problems include a converter that converts alternating current into direct current, a carrier frequency calculation unit that calculates a carrier frequency, and a PWM control unit that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from the carrier frequency and a modulation wave The carrier frequency calculation unit includes a carrier frequency fc * so that a carrier phase at an arbitrary time t0 is equal to a carrier phase at a time t0 + ts when one cycle of the power supply voltage ts has elapsed from the time t0.
This can be achieved by calculating [Hz].
上記課題は、交流を直流に変換するコンバータと、キャリア周波数を演算するキャリア
周波数演算部と、キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前
記コンバータをパルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、前記キャリア周波数演算
部は、交流電源電圧に基づき、電源電圧の絶対値が高い時に低いキャリア周波数を設定し
、電源電圧の絶対値が低い時に高いキャリア周波数を演算することによって達成すること
が出来る。
The above-described problems include a converter that converts alternating current into direct current, a carrier frequency calculation unit that calculates a carrier frequency, and a PWM control unit that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from the carrier frequency and a modulation wave The carrier frequency calculation unit is achieved by setting a low carrier frequency when the absolute value of the power supply voltage is high and calculating a high carrier frequency when the absolute value of the power supply voltage is low based on the AC power supply voltage. I can do it.
本発明により、直流偏磁や損失増加を防止することが出来、低騒音化性能を向上するこ
とが出来る電力変換装置を提供することができる。
According to the present invention, it is possible to provide a power conversion device that can prevent a DC bias and an increase in loss and improve noise reduction performance.
(第1の実施の形態)
本発明に基づく第1の実施の形態の電力変換装置について、図を参照し詳細に説明する。
(First embodiment)
A power converter according to a first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本発明に基づく第1の実施の形態のコンバータ制御装置のブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram of a converter control device according to a first embodiment of the present invention.
本発明に基づく第1の実施の形態の電力変換装置を搭載した電車システムにおいて、パン
タグラフ1は、主変圧器11と接続される。主変圧器11は、コンバータ5の交流側と接
続され、更に、コンバータ5の直流側には、平滑のためのフィルタコンデンサ7と主電動
機9を駆動するVVVFインバータ8が接続されている。ここで、コンバータ5の負荷は
、インバータ8および主電動機9である。コンバータ5を制御するコンバータ制御装置1
0は、電圧検出器6によって検出されたフィルタコンデンサ7の電圧Vdcが所定値とな
るように、交流出力電圧指令Vc*を演算し、コンバータ5を制御するものである。
In the train system equipped with the power conversion device according to the first embodiment of the present invention, the
0 calculates the AC output voltage command Vc * and controls the
コンバータ制御装置10への入力は、電流検出器4によって検出されたコンバータ5の交
流側の電流である出力電流Ic、交流側の電圧である出力電圧Vcと、フィルタコンデン
サ7の電圧Vdcである。
The input to the
コンバータ制御装置10に設けられた、電圧制御部13には、減算器12の出力である
フィルタコンデンサ7の電圧Vdcとその目標値である直流電圧指令Vdc*との差電圧
が入力され、その偏差が零になるように、コンバータ5の有効電流の振幅指令値IPA*
を、例えば、数1のように演算する。
Is calculated as shown in
ただし、Kpdc、Kidcは直流電圧制御の比例ゲイン、積分ゲインである。Sはラプ
ラス演算子である。
However, Kpdc and Kidc are a proportional gain and an integral gain of DC voltage control. S is a Laplace operator.
位相推定部21では、電圧検出器23によって検出された架線電圧V1に基づき、周知
である単相PLL技術により、電源電圧の位相θsを算出する。本実施の形態のコンバー
タ制御装置では、θsの零点は、電源電圧が負から正になるゼロクロス点であると定義す
る。
The
電流指令演算部15には、有効電流振幅指令IPA*と、電源電圧位相θsが入力され
、数2のようにコンバータ出力電流指令Ic*を算出する。ただし、ここではパンタ点で
の力率=1を仮定している。
電流制御部17では、コンバータ5の出力電流指令Ic*に、電流検出器4によって検
出された出力電流Icが一致するように、数3のように出力電圧指令Vc*を算出する。
The
ただし、Kpは比例ゲインである。
However, Kp is a proportional gain.
キャリア周波数演算部19は、電源電圧の位相θsに基づき、キャリア周波数fc*を
演算する。積分器27は、キャリア周波数演算部19により演算されたキャリア周波数f
c*に基づき、キャリアの位相θcarを算出する。
The carrier frequency calculation unit 19 calculates a carrier frequency fc * based on the phase θs of the power supply voltage. The
Based on c *, the carrier phase θcar is calculated.
PWM制御18では、キャリア位相θcarに基づき、三角波キャリアを発生し、コンバ
ータ5の出力電圧指令値Vcに一致した出力電圧が得られるように、コンバータへのゲー
トを三角波比較PWM制御により生成する。この三角波比較PWM制御は、周知の技術で
あるため、詳細な説明は省略する。
In the
このように構成されたコンバータ制御装置は、直流電圧Vdcがその目標値Vdc*とな
るように、コンバータ5の出力電流指令Ic*を制御するとともに、出力電流指令Ic*に
、出力電流Icが一致するように、コンバータ5の出力電圧指令Vc*を制御する。
The converter control device configured as described above controls the output current command Ic * of the
次に、キャリア周波数演算部19について、図を参照し詳細に説明する。図2はキャリ
ア周波数演算部19の構成図である。
Next, the carrier frequency calculation unit 19 will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 2 is a configuration diagram of the carrier frequency calculation unit 19.
キャリア周波数演算部19は、キャリアカウント演算部25とキャリア周波数パターン
テーブル24から構成されている。キャリアカウント演算部25は、位相推定部21によ
り算出された電源電圧の位相θsを所定の領域に分割し、その領域を識別するためのキャ
リアカウントNを生成し出力する。例えば、電源1周期を30個の領域に、電源位相が等
分されるように分割するとすれば、数4のようにキャリアカウントNを算出できる。
ここに、floor()は、小数以下を切り捨て整数化する関数とする。また、電源電圧
θsは、0[deg]以上360[deg]未満の領域に存在するものとする。
Here, floor () is a function that rounds down decimals to an integer. Further, it is assumed that the power supply voltage θs exists in an area of 0 [deg] or more and less than 360 [deg].
キャリア周波数パターンテーブル24には、キャリアカウントNに対応するキャリア周波
数が格納されている。キャリアパターンテーブル24は、キャリアカウント演算部25で
生成されたキャリアカウントNに対応するキャリア周波数データを、その時点でのキャリ
ア周波数fc*として出力するものである。
The carrier frequency pattern table 24 stores a carrier frequency corresponding to the carrier count N. The carrier pattern table 24 outputs the carrier frequency data corresponding to the carrier count N generated by the carrier
このように構成されたコンバータ制御装置は、予め電源電圧の位相θsおよびそれに準ず
る値(本実施例ではキャリアカウントと称している)に対するキャリア周波数fc*を予
め計算し、テーブルに格納しておき、実運転中はその都度参照するという形態をとってい
る。
The converter control device configured as described above calculates in advance a carrier frequency fc * for the phase θs of the power supply voltage and a value corresponding thereto (referred to as carrier count in this embodiment), and stores it in a table. It takes the form of referencing each time during actual driving.
本発明に基づく第1の実施の形態の電力変換装置において、キャリア周波数は、図3に示
すように、電源電圧絶対値の大きさに従って、連続的に変化することを特徴としている。
The power conversion device according to the first embodiment of the present invention is characterized in that the carrier frequency continuously changes according to the magnitude of the power supply voltage absolute value as shown in FIG.
本実施の形態のキャリア周波数演算部19は、電源電圧の絶対値の大きさに応じて、電源
電圧絶対値が高いときに、キャリア周波数を高く、電源電圧の絶対値が低いときに、キャ
リア周波数を低く、連続的に変化するキャリア周波数が設定される。騒音は電流高調波が
要因であるが、電流高調波が大きく生じるのは、電源電圧の絶対値が大きい領域であり、
逆に電源電圧の絶対値が小さい領域では、電流高調波は比較的小さな値となる。よって、
電源電圧の絶対値が大きい領域付近でキャリア周波数を高く、すなわち、スイッチング周
波数を上げることにより、コンバータ出力電流の電流高調波の大きさを低減する効果が期
待できる。また、特許文献1とは異なり、複数のキャリア周波数が混在するように、すな
わち、連続的に変化するキャリア周波数を設定することにより、電流高調波の分散効果を
更に高めることができる。この上記2つの相乗効果により、顕著な低騒音化の効果が期待
できる。
According to the magnitude of the absolute value of the power supply voltage, the carrier frequency calculation unit 19 according to the present embodiment increases the carrier frequency when the power supply voltage absolute value is high and sets the carrier frequency when the absolute value of the power supply voltage is low. And a continuously changing carrier frequency is set. Noise is caused by current harmonics, but current harmonics are generated in a region where the absolute value of the power supply voltage is large.
Conversely, in a region where the absolute value of the power supply voltage is small, the current harmonic is a relatively small value. Therefore,
By increasing the carrier frequency in the vicinity of the region where the absolute value of the power supply voltage is large, that is, increasing the switching frequency, an effect of reducing the magnitude of the current harmonics of the converter output current can be expected. Unlike
このように構成された電力変換装置のキャリア周波数演算部19は、電源電圧が正の区
間(0deg<=θs<180deg)と負の区間(180deg<=θs<360deg)で
、同一のキャリア周波数パターンを設定する。また、キャリア周波数演算部19は、電源
電圧の1周期の区間に、キャリア周波数fc*を積分したもの(厳密には、fc*×2π[
rad/s]に換算したものの積分である)は360[deg]の整数倍に等しいという条件(
式5)を満たすように、キャリア周波数fc*[Hz]を設定している。
rad / s] is the integral of 360 [deg] (which is the integral)
The carrier frequency fc * [Hz] is set so as to satisfy Expression 5).
ただし、nは正の整数、Tは電源電圧の周期[sec]、t0は任意の時刻[sec]である
。t0は任意であるので、例えば、電源電圧がゼロクロスする時刻[sec]として考えて
もよい。
However, n is a positive integer, T is a period [sec] of the power supply voltage, and t0 is an arbitrary time [sec]. Since t0 is arbitrary, for example, it may be considered as time [sec] when the power supply voltage crosses zero.
数5に基づき演算されたキャリア周波数の位相は、任意の一周期期間で初期値に戻る。
The phase of the carrier frequency calculated based on
例えば、電源電圧のゼロクロスでキャリア位相α[deg]であったものは、電源電圧が再
度ゼロクロスする時点でもキャリア位相がα[deg]であることを意味するものである。
For example, the carrier phase α [deg] at the zero crossing of the power supply voltage means that the carrier phase is α [deg] even when the power supply voltage zero crosses again.
これは、すなわち、キャリア位相が電源電圧1周期間で不規則に変化するものの、1周期
間をみると、電源電圧に同期がとれていることになる。よって、コンバータ5の出力電流
に含まれる電流高調波成分の非同期成分を増加させない効果がある。
That is, although the carrier phase changes irregularly within one period of the power supply voltage, the power supply voltage is synchronized when one period is observed. Therefore, there is an effect that the asynchronous component of the current harmonic component included in the output current of the
交流電車システムでは、信号系の制御のため、コンバータ5から架線へと流出する電流
高調波の中で、電源電圧の非同期成分について許容値が小さく設定されている。電源電圧
と同期しないキャリア周波数パターンを使用すると、電流高調波成分の非同期成分が増加
し、信号系に悪影響を与える恐れがある。よって、キャリア周波数パターンを、電源電圧
と同期したものに設定することにより、電流高調波の非同期成分の増加を抑制、信号制御
系に影響を与えない効果がある。(尚、特許文献1では、電源電圧に同期してキャリア周
波数を切り替えることは明記されているが、そのキャリア周波数を積分したキャリア位相
がどのようにあるべきか、言及していない。本実施の形態のコンバータ制御装置は、キャ
リア位相が1周期毎に連続であるように、すなわち、同期するように、キャリア周波数を
設定することで、電流高調波の非同期成分の増加を抑制できるという効果を奏するもので
ある)
また本実施の形態の電力変換装置において、キャリア周波数は、電源電圧の正の半周期
と負の半周期とで、同一のキャリア周波数パターンを用いているので、コンバータ5の出
力電圧の正負非対称を抑制することが可能である。コンバータ5のU相とV相の回路特性
(半導体特性など含めて)には微小な個体差がある。電源電圧の正の半周期と負の半周期
について、異なるキャリア周波数を使用すると、この個体差による非対称性から交流側に
直流成分を生じる恐れがある。この直流電圧により主変圧器が偏磁し、騒音・振動を引き
起こし、あるいは、過電流による保護停止することが懸念される。よって、キャリア周波
数パターンを、電源電圧の正の半周期と負の半周期間を同一に設定することにより、出力
電圧の非対称性を抑制し、主変圧器の偏磁を抑制する効果が期待できる。
In the AC train system, an allowable value for the asynchronous component of the power supply voltage is set small in the current harmonics flowing out from the
Further, in the power conversion device of the present embodiment, the carrier frequency uses the same carrier frequency pattern for the positive half cycle and the negative half cycle of the power supply voltage. It is possible to suppress. There are minute individual differences in circuit characteristics (including semiconductor characteristics) of the U-phase and V-phase of the
シミュレーションによって、コンバータ5の出力電流の高調波が分散される様子を確認
した。図4に従来の一定キャリア周波数の場合の解析結果を示す。図5(a)は連続的に
変化するキャリア周波数の場合のもので、図5(b)の公知技術である低いキャリア周波
数と高いキャリア周波数との2周波切換方式のコンバータものである。図5(a)が最も
よく、出力電流の高調波成分を分散していることが分かる。
It was confirmed by simulation that the harmonics of the output current of the
このように構成することで、電源電圧の位相θsに応じてキャリア周波数が変化する。 With this configuration, the carrier frequency changes according to the phase θs of the power supply voltage.
このため、コンバータ5の出力電流のリプルの周波数スペクトルが分散され、主変圧器よ
り生じていた耳障りなピュアトーン(特定周波数成分をもつ音)を抑制し、低騒音化を図
ることができる。
For this reason, the frequency spectrum of the ripple of the output current of the
このように構成された電力変換装置は、直流偏磁や損失増加を防止することが出来、低騒
音化性能を向上することが出来る。
The power conversion device configured as described above can prevent DC bias and loss increase, and can improve noise reduction performance.
尚、本実施の形態の電力変換装置では、キャリア周波数パターンテーブルに基づいて、キ
ャリア周波数fc*を出力と記載されているが、キャリア周波数fc*は、本実施例のよう
にキャリア周波数パターンテーブルを参照しても、或は直接演算しても同様な作用効果が
得られるのでどちらか一方に限定はしない。
In the power conversion device according to the present embodiment, the carrier frequency fc * is described as output based on the carrier frequency pattern table. However, the carrier frequency fc * is calculated using the carrier frequency pattern table as in this embodiment. Even if it is referred to or directly calculated, the same operation and effect can be obtained.
(第2の実施の形態)
本発明に基づく第2の実施の形態の電力変換装置について、図を参照し詳細に説明する
。図6は、本発明に基づく第2の実施の形態の電力変換装置のキャリア周波数演算部によ
るキャリア周波数の演算パターン図である。尚、図1乃至図5に記載したものと構造上同
一のものについては、同符号を付して説明を省略する。
(Second Embodiment)
A power converter according to a second embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 6 is a calculation pattern diagram of the carrier frequency by the carrier frequency calculation unit of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention. The same structural elements as those shown in FIGS. 1 to 5 are designated by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
本発明に基づく第2の実施の形態の電力変換装置のキャリア周波数演算部19は、電源
電圧の絶対値が大きいとき、すなわち、電源位相が90deg,あるいは,270deg付
近にて、低いキャリア周波数を設定し、電源電圧の絶対値が小さい領域、すなわち、電源
位相が0deg,あるいは,180deg付近にて、高いキャリア周波数を設定している。
The carrier frequency calculation unit 19 of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention sets a low carrier frequency when the absolute value of the power supply voltage is large, that is, when the power supply phase is around 90 deg or 270 deg. However, a high carrier frequency is set in a region where the absolute value of the power supply voltage is small, that is, in the vicinity of the power supply phase of 0 deg or 180 deg.
このように構成された電力変換装置のキャリア周波数演算部19は、電源電圧が正の区
間(0deg<=θs<180deg)と負の区間(180deg<=θs<360deg)で
、同一のキャリア周波数パターンを設定する。また、キャリア周波数演算部19は、電源
電圧の1周期の区間に、キャリア周波数fc*を積分したもの(厳密には、fc*×2π[
rad/s]に換算したものの積分である)は360[deg]の整数倍に等しいという条件を
満たすように、キャリア周波数fc*[Hz]を設定している((式5)参照)。
The carrier frequency calculation unit 19 of the power conversion device configured as described above has the same carrier frequency pattern in the positive interval (0 deg <= θs <180 deg) and the negative interval (180 deg <= θs <360 deg). Set. Further, the carrier frequency calculation unit 19 integrates the carrier frequency fc * into one period of the power supply voltage (strictly speaking, fc * × 2π [
The carrier frequency fc * [Hz] is set so as to satisfy the condition that it is equal to an integral multiple of 360 [deg] (converted to rad / s]) (see (Equation 5)).
このように構成された電力変換装置は、電源電圧の絶対値が高いときに、キャリア周波
数は低く設定され、電源電圧の絶対値が低いときに、キャリア周波数は高く設定される。
In the power conversion device configured as described above, the carrier frequency is set low when the absolute value of the power supply voltage is high, and the carrier frequency is set high when the absolute value of the power supply voltage is low.
第1の実施の形態の電力変換装置のように、電源電圧の絶対値が高い領域で高いキャリ
ア周波数を設定し、電源電圧の絶対値が低い領域で低いキャリア周波数を設定すると、電
流が大きい(通常は力率1運転であるため電源電圧の絶対値が大きい領域では、電流の絶
対値も大きい)領域でのスイッチング周波数が増加するため、変換器の損失が増大する。
When the high carrier frequency is set in the region where the absolute value of the power supply voltage is high and the low carrier frequency is set in the region where the absolute value of the power supply voltage is low, as in the power conversion device of the first embodiment, the current is large ( Usually, since the power factor is 1 operation, the switching frequency in the region where the absolute value of the power supply voltage is large (the absolute value of the current is also large) increases, so the loss of the converter increases.
この結果、冷却能力の増加が余儀なくされ、変換器の重量や体格の増加を引き起こすおそ
れがある。そこで、第2の実施の形態の電力変換装置は、電源電圧の絶対値が高いときに
キャリア周波数を低く設定し、電源電圧の絶対値が低いときにキャリア周波数を高く設定
することで、損失の増加を抑制する。
As a result, the cooling capacity is inevitably increased, which may increase the weight and physique of the converter. Therefore, the power conversion device of the second embodiment sets the carrier frequency low when the absolute value of the power supply voltage is high, and sets the carrier frequency high when the absolute value of the power supply voltage is low. Suppress the increase.
本実施の形態の電力変換装置は、第1の実施の形態の電力変換装置ほど、低騒音化効果は
得られないまでも、現行システムで採用される一定キャリア周波数というシステムに比べ
、変換器の体格・重量を引き起こすことがなく、低騒音化の効果がえられるため、システ
ムとして利点がある。(キャリア周波数が一定である現行システムに対し、特許文献1の
ように、電源電圧の絶対値が低い領域だけ、スイッチング周波数を下げ、低騒音・低損失
を図るということが期待できるが、これであると、平均周波数が既存システムより下がっ
てしまい、結果的な電流高調波レベルは、逆に既存システム以上になってしまう。よって
、既存システムに対し、平均スイッチング数を維持したまま、高い領域と低い領域とを設
定することが実用上は有効である)
図7は、第2の実施の形態の電力変換装置を、電源電圧のゼロクロス付近ではキャリア
周波数が1650Hz、電源電圧のピーク付近ではキャリア周波数が1250Hzに設定
した場合の解析結果を示す。図4(従来のコンバータ制御装置)との比較により、高調波
成分が分散されており、低騒音化の効果が期待できることが分かる。
The power conversion device according to the present embodiment is more efficient than the system of the constant carrier frequency employed in the current system, even if the noise reduction effect is not obtained as much as the power conversion device according to the first embodiment. There is an advantage as a system because it does not cause physique and weight and the effect of noise reduction is obtained. (For current systems where the carrier frequency is constant, it can be expected that the switching frequency will be lowered and noise and loss will be reduced only in the region where the absolute value of the power supply voltage is low, as in
FIG. 7 shows an analysis result of the power conversion device according to the second embodiment when the carrier frequency is set to 1650 Hz near the zero cross of the power supply voltage and the carrier frequency is set to 1250 Hz near the peak of the power supply voltage. By comparison with FIG. 4 (conventional converter control device), it can be seen that the harmonic components are dispersed and the effect of noise reduction can be expected.
このように構成することで、電源電圧の位相θsに応じてキャリア周波数が変化するた
め、コンバータ5の出力電流のリプルの周波数スペクトルが分散され、主変圧器より生じ
ていた耳障りなピュアトーン(特定周波数成分をもつ音)を抑制し、低騒音化を図ること
ができる。
With this configuration, since the carrier frequency changes in accordance with the phase θs of the power supply voltage, the frequency spectrum of the ripple of the output current of the
また、本実施の形態の電力変換装置も、電源電圧の正の半周期と負の半周期とで、同一
のキャリア周波数パターンを用いているので、出力電圧の非対称性を抑制し、主変圧器の
偏磁を抑制する効果が期待できる。
Moreover, since the power conversion device of the present embodiment also uses the same carrier frequency pattern in the positive half cycle and the negative half cycle of the power supply voltage, the asymmetry of the output voltage is suppressed, and the main transformer The effect of suppressing the magnetic demagnetization can be expected.
このように構成された電力変換装置は、直流偏磁や損失増加を防止することが出来、低
騒音化性能を向上することが出来る。
The power conversion device configured as described above can prevent DC bias and loss increase, and can improve noise reduction performance.
(第3の実施の形態)
本発明に基づく第3の実施の形態の電力変換装置について、図を参照し詳細に説明する
。図8は、本発明に基づく第3の実施の形態の電力変換装置のキャリア周波数演算部によ
るキャリア周波数の演算パターン図である。
(Third embodiment)
A power converter according to a third embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 8 is a calculation pattern diagram of the carrier frequency by the carrier frequency calculation unit of the power conversion device according to the third embodiment of the present invention.
本発明に基づく第2の実施の形態の電力変換装置のキャリア周波数演算部19は、隣あ
うキャリア周波数に規則性がないようにランダムにキャリア周波数を設定しているもので
ある。
The carrier frequency calculation unit 19 of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention randomly sets carrier frequencies so that adjacent carrier frequencies have no regularity.
このように構成された電力変換装置のキャリア周波数演算部19は、電源電圧が正の区
間(0deg<=θs<180deg)と負の区間(180deg<=θs<360deg)で
、同一のキャリア周波数パターンを設定する。また、キャリア周波数演算部19は、電源
電圧の1周期の区間に、キャリア周波数fc*を積分したもの(厳密には、fc*×2π[
rad/s]に換算したものの積分である)は360[deg]の整数倍に等しいという条件を
満たすように、キャリア周波数fc*[Hz]を設定している((式5)参照)。
The carrier frequency calculation unit 19 of the power conversion device configured as described above has the same carrier frequency pattern in the positive interval (0 deg <= θs <180 deg) and the negative interval (180 deg <= θs <360 deg). Set. Further, the carrier frequency calculation unit 19 integrates the carrier frequency fc * into one period of the power supply voltage (strictly speaking, fc * × 2π [
The carrier frequency fc * [Hz] is set so as to satisfy the condition that it is equal to an integral multiple of 360 [deg] (converted to rad / s]) (see (Equation 5)).
このように構成することで、電源電圧の位相θsに応じてキャリア周波数が変化する。 With this configuration, the carrier frequency changes according to the phase θs of the power supply voltage.
このため、コンバータ5の出力電流のリプルの周波数スペクトルが分散され、主変圧器よ
り生じていた耳障りなピュアトーン(特定周波数成分をもつ音)を抑制し、低騒音化を図
ることができる。
For this reason, the frequency spectrum of the ripple of the output current of the
このように構成された電力変換装置は、隣あうキャリア周波数を規則性なく、ランダム
に変化させることで、一様に電流高調波を分散させることができる。第1の実施の形態若
しくは第2の実施の形態のコンバータ制御装置のように、ある特定の周波数を持つように
キャリア周波数をふると、その周波数成分が新たに騒音として聞こえる懸念がある。
The power conversion device configured as described above can uniformly disperse current harmonics by changing adjacent carrier frequencies randomly without regularity. If the carrier frequency is set so as to have a specific frequency as in the converter control device of the first embodiment or the second embodiment, there is a concern that the frequency component may be newly heard as noise.
よって、本実施の形態のコンバータ制御装置のように、特定周波数をもたないようにラ
ンダムにキャリア周波数を変化させることで、一様に分散した電流高調波の分布を得るこ
とができる。この結果、キャリアを分散することの狙いである耳障りな特定周波数を出さ
ないという特性をより顕著にすることが可能である。
Therefore, by uniformly changing the carrier frequency so as not to have a specific frequency as in the converter control device of the present embodiment, a uniformly distributed current harmonic distribution can be obtained. As a result, it is possible to make the characteristic of not causing an irritating specific frequency, which is an aim of dispersing carriers, more remarkable.
また、本実施の形態の電力変換装置も、電源電圧の正の半周期と負の半周期とで、同一
のキャリア周波数パターンを用いているので、出力電圧の非対称性を抑制し、主変圧器の
偏磁を抑制する効果が期待できる。
Moreover, since the power conversion device of the present embodiment also uses the same carrier frequency pattern in the positive half cycle and the negative half cycle of the power supply voltage, the asymmetry of the output voltage is suppressed, and the main transformer The effect of suppressing the magnetic demagnetization can be expected.
このように構成された電力変換装置は、直流偏磁や損失増加を防止することが出来、低
騒音化性能を向上することが出来る。
The power conversion device configured as described above can prevent DC bias and loss increase, and can improve noise reduction performance.
(第4の実施の形態)
本発明に基づく第4の実施の形態の電力変換装置について、図を参照し詳細に説明する。
(Fourth embodiment)
A power converter according to a fourth embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図9は、本発明に基づく第4の実施の形態の電力変換装置のキャリア周波数演算部のブロ
ック図である。第1の実施形態乃至第3の実施の形態の電力変換装置とは、キャリア周波
数演算部39の構成の一部が異なる。
FIG. 9 is a block diagram of the carrier frequency calculation unit of the power conversion device according to the fourth embodiment of the present invention. A part of the configuration of the carrier
第4の実施の形態の電力変換装置において、周期カウント演算部26では、電源電圧位相
θsを元に、現在、何周期目かという周期カウンタNTを生成出力する。図9は、電源電
圧V1と周期カウンタNTとのの一例を示した関係図である。この例では、周期カウンタ
26は、電源1周期ごとに、0,1,2まで増加し、再度、0へと戻るように設定されてい
る。
In the power conversion device according to the fourth embodiment, the cycle
キャリア周波数演算部39には、周期カウンタNTに対応するキャリア周波数パターンテ
ーブル24が3つ用意されている。切り替え器31では、周期カウンタNTに基づき、3
つのキャリア周波数パターンテーブル24から該当する一つを選定し、出力するものであ
る。このように構成された電力変換装置は、電源電圧の周期毎に、別なキャリア周波数パ
ターンを設定することが可能になる。ある特定のキャリア周波数パターンを用いるより、
周期毎にパターンを変えることで、より一層の電流高調波スペクトルを分散し、低騒音化
の効果を顕著化することが期待できる。また、本実施の形態の電力変換装置のように、1
周期毎に、新たなパターンを選択することで、出力電圧の非対称性、すなわち、直流偏磁
などの現象を抑制し、制御的な不安定性などを極力抑制することが期待できるものである
。
In the carrier
One corresponding one of the carrier frequency pattern tables 24 is selected and output. The power conversion device configured as described above can set a different carrier frequency pattern for each cycle of the power supply voltage. Rather than using a specific carrier frequency pattern,
By changing the pattern for each period, it can be expected that the current harmonic spectrum is further dispersed and the effect of noise reduction becomes remarkable. Moreover, like the power converter of this Embodiment, 1
By selecting a new pattern for each period, it is possible to suppress the asymmetry of the output voltage, that is, the phenomenon such as direct current bias and suppress the control instability as much as possible.
このように構成された電力変換装置は、直流偏磁や損失増加を防止することが出来、低騒
音化性能を向上することが出来る。
The power conversion device configured as described above can prevent DC bias and loss increase, and can improve noise reduction performance.
(第5の実施の形態)
本発明に基づく第5の実施の形態の電力変換装置について、図を参照し詳細に説明する。
(Fifth embodiment)
A power converter according to a fifth embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図11は、本発明に基づく第5の実施の形態の電力変換装置ののブロック図である。 FIG. 11 is a block diagram of a power conversion device according to a fifth embodiment of the present invention.
本発明に基づく第5の実施の形態の電力変換装置は、交流電車の1編成に、複数n台のコ
ンバータを備える場合の構成について説明するものである。尚、図1乃至図10に示した
ものと同一のものについては、同符号を付して説明を省略する。
The power conversion device according to the fifth embodiment of the present invention will be described with respect to a configuration in which a plurality of converters are provided in one train of an AC train. Note that the same components as those shown in FIGS. 1 to 10 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
本発明に基づく第5の実施の形態の電力変換装置において、第1のキャリア周波数演算
部49Aは、電源電圧位相θsに応じたキャリアカウンタNを生成し、他のキャリア周波
数演算部49へ出力する。他のキャリア周波数演算部49では、このキャリアカウンタN
によって、キャリア周波数パターンテーブル24を参照する。
In the power conversion device according to the fifth embodiment of the present invention, first carrier frequency calculation unit 49A generates carrier counter N corresponding to power supply voltage phase θs and outputs the carrier counter N to other carrier frequency calculation unit 49. . In the other carrier frequency calculation unit 49, this carrier counter N
Thus, the carrier frequency pattern table 24 is referred to.
各キャリア周波数演算部49の出力は、キャリア周波数fc*であり、これを積分した
ものが三角波キャリアの位相θcarとなる。本実施の形態のコンバータ制御装置のよう
に、複数台のコンバータが1編成内に存在する場合、互いのキャリア位相をずらすことで
架線に流れる電流高調波を相殺する位相差運転が交流電車システムにおいて、必須である
ため、上記の三角波キャリア位相θcarの後段にて、各ユニットの位相差オフセット2
8を加算する。
The output of each carrier frequency calculation unit 49 is the carrier frequency fc *, and the result obtained by integrating this is the phase θcar of the triangular wave carrier. In the AC train system, when a plurality of converters exist in one train as in the converter control device of the present embodiment, the phase difference operation that cancels out the current harmonics flowing in the overhead line by shifting the carrier phases of each other is performed. Therefore, in the subsequent stage of the triangular wave carrier phase θcar, the phase difference offset 2 of each unit is necessary.
Add 8
以上のような構成では、各ユニットのキャリアカウンタNが共通化されている点が特徴
である。これにより、各キャリア周波数演算部49にて設定されるキャリア周波数は、全
ユニットが同時点で同一設定となる。すなわち、キャリア周波数を可変にする場合であっ
ても、全ユニットが同時刻に同キャリア周波数を設定することが保証されるために、架線
に流れる電流高調波の抑制効果を維持することが可能となる。架線に流れる電流高調波の
増大は、信号回路に影響を及ぼす可能性があり、運転不能といった重大事故を引き起こす
可能性がある。本発明により、システムの信頼性を維持することが可能である。
The above configuration is characterized in that the carrier counter N of each unit is shared. Thereby, the carrier frequency set in each carrier frequency calculation part 49 becomes the same setting at the same time in all the units. That is, even when the carrier frequency is variable, it is guaranteed that all units set the same carrier frequency at the same time, so that it is possible to maintain the effect of suppressing the current harmonics flowing in the overhead wire. Become. An increase in current harmonics flowing through the overhead wire may affect the signal circuit and may cause a serious accident such as inability to operate. According to the present invention, it is possible to maintain the reliability of the system.
なお、近年の制御はディジタル制御化されており、コントローラ毎の個体差は小さい。 In recent years, control has been digitally controlled, and individual differences between controllers are small.
よって、本実施例のように、ある1台のキャリアカウンタNを明確に共有するという構成
でなく、ディジタル制御によって個々を構成すれば、それはすなわち、キャリアカウンタ
Nを共有化していることと同等な作用効果が得られるものである。
Therefore, as in this embodiment, if one individual carrier counter N is not clearly shared but is configured by digital control, it is equivalent to sharing the carrier counter N. A working effect can be obtained.
(第6の実施の形態)
本発明に基づく第6の実施の形態の電力変換装置について、図を参照し詳細に説明する。
(Sixth embodiment)
A power converter according to a sixth embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図12は、本発明に基づく第5の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。 FIG. 12 is a block diagram of a power conversion device according to a fifth embodiment of the present invention.
本発明に基づく第6の実施の形態の電力変換装置において、スイッチングモード設定部
22には、車両の速度やコンバータあるいはインバータあるいはその負荷である主電動機
の出力電力などが入力され、入力された状況に応じて、キャリア周波数を可変にするか固
定にするかの切り替え信号を出力する。
In the power conversion device according to the sixth embodiment of the present invention, the switching
例えば、第1の設定例として、速度の絶対値が所定値より低い場合には、キャリア周波
数を可変にし、速度の絶対値が所定値より高い場合には、キャリア周波数を固定にする。
For example, as a first setting example, when the absolute value of the speed is lower than a predetermined value, the carrier frequency is made variable, and when the absolute value of the speed is higher than the predetermined value, the carrier frequency is fixed.
また、例えば、第2の設定として、出力電流のRMSの絶対値が所定値より低い場合には
、キャリア周波数を可変にし、出力電流のRMSの絶対値が所定値より高い場合には、キ
ャリア周波数を固定するといった運転状況に応じた設定が可能である。
For example, as the second setting, when the absolute value of the RMS of the output current is lower than a predetermined value, the carrier frequency is made variable, and when the absolute value of the RMS of the output current is higher than the predetermined value, the carrier frequency Can be set according to the driving situation, such as fixing.
キャリア周波数パターンテーブル24は、2つ用意されている。1つはキャリア周波数
を可変とするものであり、例えば、第1の実施の形態で示したものとすることができる。
Two carrier frequency pattern tables 24 are prepared. One is to change the carrier frequency, and for example, it can be the one shown in the first embodiment.
もう1つは、キャリア周波数を固定するものである。すなわち、キャリアカウントNに依
らず、キャリア周波数が一定の値が書き込まれたパターンである。
The other is to fix the carrier frequency. That is, it is a pattern in which a constant carrier frequency is written regardless of the carrier count N.
切り替え器32は、切り替え信号に応じて、相応するテーブルから参照した値を、キャ
リア周波数設定値fc*として出力するものである。
The switch 32 outputs a value referenced from the corresponding table as a carrier frequency set value fc * according to the switch signal.
このように構成された電力変換装置は、所定の運転条件だけ、キャリア周波数を可変に
して、低騒音化の効果を得ることができる。キャリア周波数を可変にして、低騒音化を図
るための一手段として、第1の実施の形態のコンバータ制御装置のように、電源電圧の絶
対値が大きいところでキャリア周波数を高く設定する方法があるが、しかしながら、通常
コンバータ5は力率1で運転するため、上記の設定によって、全体としては大きな電流値
を遮断、すなわち、損失が増加する恐れがある。低騒音化を最優先すれば、コンバータ5
の冷却能力を向上して対処することも可能だが、機器の大型化・重量化になるため好まし
くはない。
The power conversion device configured as described above can obtain a noise reduction effect by changing the carrier frequency only under predetermined operating conditions. As a means for reducing the noise by making the carrier frequency variable, there is a method of setting the carrier frequency high where the absolute value of the power supply voltage is large, as in the converter control device of the first embodiment. However, since the
Although it is possible to cope with this by improving the cooling capacity, it is not preferable because the equipment becomes larger and heavier.
それに対し、低速領域やあるいは直接に低出力領域は、コンバータ5の出力電流が小さ
いため、コンバータ5の冷却能力には余力のある運転条件である。よって、この場合に限
りキャリア周波数を可変にして、低騒音化を図ることで、機器の大型化・重量化を引き起
さない範囲で、一部の運転条件に限定して低騒音化の効果も期待できる。
On the other hand, in the low speed region or directly in the low output region, the output current of the
ここで、駅への停止および出発を想定すれば、駅で待つ乗客に対する騒音が問題である
。また、このような低速走行では、走行に伴う他の騒音も小さく、主変圧器からの電磁騒
音が目立つ運転条件である。よって、上記のように、低速、あるいは、低出力での領域に
限って、低騒音化を図るものであったとしても、交流電車システムとしては、非常に有益
な効果が得られるものである。
Here, if a stop to the station and departure are assumed, noise for passengers waiting at the station is a problem. Further, in such low speed traveling, other noises associated with traveling are small, and it is an operating condition in which electromagnetic noise from the main transformer is conspicuous. Therefore, as described above, even if the noise is reduced only in the low-speed or low-power region, a very beneficial effect can be obtained as an AC train system.
1 パンタグラフ
2 車輪
3 コンバータ入力電圧検出器
4 コンバータ入力電流検出器
5 コンバータ
6 フィルタコンデンサ7の電圧検出器
7 フィルタコンデンサ
8 インバータ
9 電動機
10 コンバータ制御装置
11 主変圧器
12 減算器
13 電圧制御部
14 加算器
15 電流指令演算部
16 減算器
17 電流制御部
18 PWM制御部
19 キャリア周波数演算部
20 電源電圧FF演算部
21 位相推定部
22 スイッチングモード設定部
23 架線電圧検出器
24 キャリア周波数パターン
25 キャリアカウント演算部
26 周期カウント演算部
27 積分器
28 加算器
29 除算器
31 切り替え器
32 運転モード切換スイッチ
39 キャリア周波数演算部
49 キャリア周波数演算部
59 キャリア周波数演算部
DESCRIPTION OF
Claims (7)
キャリア周波数を演算するキャリア周波数演算部と、
キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前記コンバータをパ
ルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、
前記キャリア周波数演算部は、前記コンバータの交流入力側の電圧の正の半周期(0de
g≦θ<180deg)と負の半周期(180deg≦θs<360deg)で、同一の
キャリア周波数パターンを演算することを特徴とする電力変換装置。 A converter that converts alternating current to direct current,
A carrier frequency calculator for calculating the carrier frequency;
A PWM controller that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from a carrier frequency and a modulated wave;
The carrier frequency calculation unit is configured to generate a positive half cycle (0 de) of the voltage on the AC input side of the converter.
A power conversion apparatus that calculates the same carrier frequency pattern with g ≦ θ <180 deg) and a negative half cycle (180 deg ≦ θs <360 deg).
キャリア周波数を演算するキャリア周波数演算部と、
キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前記コンバータをパ
ルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、
前記キャリア周波数演算部は、前記コンバータの交流入力側の電圧の周期毎にキャリア周
波数のパターンを変化させることを特徴とする電力変換装置。 A converter that converts alternating current to direct current,
A carrier frequency calculator for calculating the carrier frequency;
A PWM controller that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from a carrier frequency and a modulated wave;
The carrier frequency calculation unit changes a carrier frequency pattern for each period of voltage on the AC input side of the converter.
キャリア周波数を演算するキャリア周波数演算部と、
キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前記コンバータをパ
ルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、
キャリア周波数演算部は、不規則に連続して変化するキャリア周波数を演算することを特
徴とする電力変換装置。 A converter that converts alternating current to direct current,
A carrier frequency calculator for calculating the carrier frequency;
A PWM controller that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from a carrier frequency and a modulated wave;
The carrier frequency calculation unit calculates a carrier frequency that changes irregularly and continuously.
前記キャリア周波数演算部が複数ある場合には、全ての前記キャリア周波数演算部は、同
一のキャリア周波数のパターンを使用することを特徴とする電力変換装置。 In the converter control device according to any one of claims 1 to 3,
When there are a plurality of the carrier frequency calculation units, all the carrier frequency calculation units use the same carrier frequency pattern.
キャリア周波数を演算するキャリア周波数演算部と、
キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前記コンバータをパ
ルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、
前記キャリア周波数演算部は、電気車の運転状態に応じて、キャリア周波数のパターンを
変更する手段を有することを特徴とする電力変換装置。 A converter mounted on an electric vehicle that converts alternating current into direct current,
A carrier frequency calculator for calculating the carrier frequency;
A PWM controller that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from a carrier frequency and a modulated wave;
The carrier frequency calculation unit has means for changing a carrier frequency pattern in accordance with the driving state of the electric vehicle.
キャリア周波数を演算するキャリア周波数演算部と、
キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前記コンバータをパ
ルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、
前記キャリア周波数演算部は、任意の時刻におけるキャリア位相と、前記任意の時刻から
電源電圧1周期経過した時刻おけるキャリア位相とが等しくなるように、キャリア周波数
を演算することを特徴とする電力変換装置。 A converter that converts alternating current to direct current,
A carrier frequency calculator for calculating the carrier frequency;
A PWM controller that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from a carrier frequency and a modulated wave;
The carrier frequency calculating unit calculates a carrier frequency so that a carrier phase at an arbitrary time is equal to a carrier phase at a time when one cycle of a power supply voltage has elapsed from the arbitrary time. .
キャリア周波数を演算するキャリア周波数演算部と、
キャリア周波数から演算された三角波キャリアと変調波の比較により前記コンバータをパ
ルス幅変調制御を行うPWM制御部とを有し、
前記キャリア周波数演算部は、前記コンバータの交流側の電圧に基づき、前記コンバータ
の交流側の電圧の絶対値が高い時に低いキャリア周波数を設定し、前記コンバータの交流
側の電圧の絶対値が低い時に高いキャリア周波数を演算することを特徴とする電力変換装
置。 A converter that converts alternating current to direct current,
A carrier frequency calculator for calculating the carrier frequency;
A PWM controller that performs pulse width modulation control on the converter by comparing a triangular wave carrier calculated from a carrier frequency and a modulated wave;
The carrier frequency calculation unit sets a low carrier frequency when the absolute value of the AC side voltage of the converter is high based on the AC side voltage of the converter, and when the absolute value of the AC side voltage of the converter is low A power converter characterized by calculating a high carrier frequency.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2012104127A Division JP5398873B2 (en) | 2012-04-27 | 2012-04-27 | Power converter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010207084A true JP2010207084A (en) | 2010-09-16 |
JP5059163B2 JP5059163B2 (en) | 2012-10-24 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
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JP2022128188A (en) * | 2021-02-22 | 2022-09-01 | 株式会社京三製作所 | Broadband RF power supply and control method |
JP7312205B2 (en) | 2021-02-22 | 2023-07-20 | 株式会社京三製作所 | Broadband RF power supply and control method |
WO2022190515A1 (en) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | 株式会社京三製作所 | Rf band power supply device and pulse width modulation control method |
JP2022137363A (en) * | 2021-03-09 | 2022-09-22 | 株式会社京三製作所 | Rf band power supply device and pulse width modulation control method |
JP7291167B2 (en) | 2021-03-09 | 2023-06-14 | 株式会社京三製作所 | RF band power supply and pulse width modulation control method |
TWI844816B (en) * | 2021-03-09 | 2024-06-11 | 日商京三製作所股份有限公司 | Rf band power supply device and pulse width modulation control method |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP5059163B2 (en) | 2012-10-24 |
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Date | Code | Title | Description |
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RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
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|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A521 | Written amendment |
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TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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R151 | Written notification of patent or utility model registration |
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