JP2010183712A - Power converting apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換器(power converter)におけるサージ抑制技術に関するものである。 The present invention relates to a surge suppression technique in a power converter.
電力変換器の1つとして、直流電力を交流電力に変換するインバータが知られている。なお、AC−DCコンバータ、DC−DCコンバータ等も電力変換器に含まれる。 As one of power converters, an inverter that converts DC power into AC power is known. Note that an AC-DC converter, a DC-DC converter, and the like are also included in the power converter.
スイッチング素子としてMOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor)を使用した電力変換器により誘導性負荷を駆動する場合、MOSFETは、負荷を駆動するためのスイッチング機能の他に、MOSFETに寄生するボディダイオードによって実現されるフリーホイールダイオード(freewheeling diode)としての機能を有することが多い。しかし、このボディダイオードの逆回復(reverse−recovery)特性は一般に悪く、大きなリカバリ電流が発生し、サージ電圧や、リンギングと呼ばれる発振現象を誘起する。なお、逆回復時間にダイオードの逆方向に流れる電流を、ここでは「リカバリ電流」という。 When an inductive load is driven by a power converter that uses a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) as a switching element, the MOSFET is realized by a body diode parasitic to the MOSFET in addition to a switching function for driving the load. Often functions as a freewheeling diode. However, the reverse recovery (recovery-recovery) characteristics of the body diode are generally poor, and a large recovery current is generated, inducing an oscillation phenomenon called a surge voltage or ringing. The current that flows in the reverse direction of the diode during the reverse recovery time is referred to herein as “recovery current”.
図10は、従来の電力変換器の一部(例えば、直流電力を3相交流電力に変換する回路における1相分の回路)を示す回路図である。図10では、ハイサイドMOSFET11、ローサイドMOSFET12、ハイサイドボディダイオード11a、ローサイドボディダイオード12a、第1ゲートパルス発生回路13、第2ゲートパルス発生回路14を備え、誘導性負荷15に直流電源1からの電力を変換して供給する構成となっている。ここでは、パワーMOSFET11、12に生じるボディダイオード11a、12aにフリーホイールダイオードとしての機能を持たせることを想定している。なお、電流を表す符号とともに表示された黒色矢印の向きを、当該電流の正の向きとする。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a part of a conventional power converter (for example, a circuit for one phase in a circuit for converting DC power into three-phase AC power). In FIG. 10, a high-
図10の構成によれば、例えば図11の波形図の例に示すように、誘導性負荷15からローサイドMOSFET12のボディダイオード12aの順方向に電流が流れている状態(この状態では、図10の白色矢印で示される向きに電流が流れている)でハイサイドMOSFET11がターンオンすると、ボディダイオード12aに逆方向の電圧が印加され、図11の拡大波形に示すようにリカバリ電流(ボディダイオード12aを逆方向に流れる電流)が流れた後に、ボディダイオード12aがターンオフする。このリカバリ電流は、ボディダイオード12aの内部に生じる少数キャリアが消滅するまでに流れる電流であり、リカバリ電流の大きさはその半導体物性によりある程度決定される。なお、図11では、電流Idh及びIdlは、それぞれ、図10に示される電流の向きを正として図示されている。
According to the configuration of FIG. 10, for example, as shown in the example of the waveform diagram of FIG. 11, a current is flowing from the
より詳しくは、第1ゲートパルス発生回路13からのターンオン指令、すなわち第1ゲートパルスによってハイサイドMOSFET11がターンオンすると、そのタイミングでハイサイドMOSFET11からローサイドMOSFET12のボディダイオード12aを貫通するリカバリ電流が、電流Idlにて符号Pで示すように過渡的に流れる。このリカバリ電流は、誘導性負荷15に流れることはないが、符号Qで示すようにハイサイドMOSFET11に流れる電流Idhに重畳され、スイッチング損失の増大、過電流による素子破壊、ノイズ発生等を引き起こす原因となる。
More specifically, when the high-
そこで、従来、リカバリ電流を低減するために、MOSFETと逆並列に、高耐圧の高速リカバリダイオード、低耐圧のショットキバリアダイオード等のいずれかが外付けされていた。高速リカバリダイオードを使用すれば、リカバリ電流の流れる時間が短くなる。ショットキバリアダイオードは、構造的にリカバリ電流の流れにくいダイオードである。 Therefore, conventionally, in order to reduce the recovery current, either a high-voltage fast recovery diode, a low-voltage Schottky barrier diode, or the like is externally connected in antiparallel with the MOSFET. If a high-speed recovery diode is used, the recovery current flow time is shortened. A Schottky barrier diode is a diode in which a recovery current hardly flows structurally.
別の手法としては、MOSFETと直列にインダクタを挿入することも考えられている。例えば、インバータであれば、各相にインダクタを直列に挿入することで、リカバリ電流を抑制できる。 Another approach is to insert an inductor in series with the MOSFET. For example, in the case of an inverter, the recovery current can be suppressed by inserting an inductor in series with each phase.
また、特許文献1や特許文献2のようなLC共振回路を用いたアプローチも提案されている。コンデンサとインダクタとダイオード、加えて補助スイッチにより、主スイッチをZVS(zero voltage switching)動作させる。これにより、主スイッチのスイッチング損失とノイズを小さくすることができる。特許文献3は、インダクタと補助スイッチ、加えて補助スイッチのボディダイオードにより、寄生容量とインダクタを共振動作させ、主スイッチをZVS動作させる。これにより、主スイッチのスイッチング損失を小さくすることができる。
しかしながら、MOSFETと逆並列に外付けのフリーホイールダイオードを設ける構成は、配線インダクタンスの影響を充分考慮した高度な設計を必要とし、フリーホイールダイオードを充分に機能させることが必ずしも容易ではない。 However, a configuration in which an external freewheel diode is provided in antiparallel with the MOSFET requires an advanced design that sufficiently considers the influence of wiring inductance, and it is not always easy to make the freewheel diode function sufficiently.
MOSFETと直列にインダクタを設ける構成は、MOSFETと直流電源とをつなぐ線路にインダクタンスが存在することになるため、MOSFETの電流をターンオフするときに、このインダクタンスによって過大なサージ電圧が発生することとなるため、好ましい構成ではない。 In the configuration in which the inductor is provided in series with the MOSFET, an inductance exists in the line connecting the MOSFET and the DC power source. Therefore, when the MOSFET current is turned off, an excessive surge voltage is generated by the inductance. Therefore, this is not a preferable configuration.
また、特許文献1や特許文献2、特許文献3の技術では、インダクタやキャパシタ等の共振要素を追加するために部品点数が増加しコストアップを招く傾向にある。また、共振の期間中、スイッチング素子を制御できないため、システムの制御デューティに制約が生じてしまう。また、共振要素の定数によりシステムのスイッチング周波数を決めなければならず、スイッチング周波数の上限が決められてしまうため、高周波化の妨げとなるため好ましい構成ではない。
Further, in the techniques of
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、従来よりも、フリーホイールダイオードのリカバリ電流が低減され、以てサージ電圧及びノイズが低減され、かつスイッチング損失が低減された電力変換器を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and provides a power converter in which the recovery current of a freewheeling diode is reduced as compared with the prior art, the surge voltage and noise are reduced, and the switching loss is reduced. The purpose is to provide.
上記課題を解決するため、本発明は、直流電源からの電力をN相の交流電力に変換して負荷に供給する電力変換器であって、スイッチング素子と、当該スイッチング素子と並列に接続され、かつ、当該スイッチング素子を流れる電流と逆向きに電流を流すように接続されたダイオードとを含む回路であるアームが2個直列に接続された回路であるレグであって、前記直流電源と並列に接続されるN個のレグと、前記N個のレグのそれぞれを構成する2個のアームの接続点を各レグの中点とするN個の中点から任意に選択された2つの中点を、インダクタを介して一時的に接続するスイッチ素子を含む補助回路とを備えることを、特徴としたものである。 In order to solve the above problems, the present invention is a power converter that converts power from a DC power source into N-phase AC power and supplies the same to a load, and is connected in parallel with the switching element, And a leg that is a circuit in which two arms, which are circuits including a diode connected so as to flow a current in the opposite direction to the current flowing through the switching element, are connected in series, and in parallel with the DC power supply Two midpoints arbitrarily selected from N midpoints, each of which is a midpoint of the N legs to be connected and a connection point of two arms constituting each of the N legs. And an auxiliary circuit including a switch element that is temporarily connected via an inductor.
これにより、例えばU相のレグの上アームのスイッチング素子がターンオンし負荷に対して電流が流出する直前に、まず、U相のレグの中点に、インダクタを介して接続されているスイッチ素子(つまり、補助回路)がターンオンすれば、例えばU相のレグの下アームのフリーホイールダイオードのリカバリ電流は、前記インダクタと前記スイッチ素子の線路を流れ、U相のレグの下アームのフリーホイールダイオードのリカバリ電流の変化は小さく抑えられる。フリーホイールダイオードのリカバリ電流が低減されることにより、当該フリーホイールダイオード自体のスイッチング損失が低減され、かつU相のレグの上アームにて当該リカバリ電流が重畳して流れるスイッチング損失も低減される。 Thus, for example, immediately before the switching element of the upper arm of the U-phase leg is turned on and current flows out to the load, first, the switching element connected to the midpoint of the U-phase leg via the inductor ( That is, when the auxiliary circuit) is turned on, for example, the recovery current of the free wheel diode of the lower arm of the U-phase leg flows through the line of the inductor and the switch element, and the free wheel diode of the lower arm of the U-phase leg The change in the recovery current can be kept small. By reducing the recovery current of the free wheel diode, the switching loss of the free wheel diode itself is reduced, and the switching loss of the recovery current superimposed on the upper arm of the U-phase leg is also reduced.
なお、本明細書において中点とは、数学的な意味の中点をさすものではなく、要素と要素の間に存する点を意味する。例えば、「各レグの中点」とは、レグとレグの間に存在する点という意味であり、各レグから距離的に均等な位置を示すものではない。 In the present specification, the midpoint does not mean a midpoint of mathematical meaning, but means a point existing between elements. For example, “the midpoint of each leg” means a point that exists between the legs, and does not indicate a position that is equal in distance from each leg.
本発明に係る電力変換器によれば、フリーホイールダイオードのリカバリ電流を低減し、以てサージ電圧及びノイズを低減し、かつスイッチング損失を低減することができる。また、システムの制御性やスイッチング周波数の高周波化を妨げることもない。 According to the power converter of the present invention, it is possible to reduce the recovery current of the free wheel diode, thereby reducing the surge voltage and noise, and reducing the switching loss. Further, the controllability of the system and the increase of the switching frequency are not hindered.
本発明の電力変換器の最良の実施形態を、添付図面を参照して説明する。 The best embodiment of the power converter of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
図1は、本発明の実施形態に係る電力変換器である3相インバータの構成例を示す回路図である。直流電源1から供給された直流電力をもとに誘導性負荷2を駆動するための3相インバータとしたものである。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a three-phase inverter that is a power converter according to an embodiment of the present invention. This is a three-phase inverter for driving the
この電力変換器は、直流電源1からの電力をN相の交流電力に変換して誘導性負荷2(例えば、電動機の巻線)に供給する電力変換器であって、スイッチング素子(1つの相のMOSFET)と、当該スイッチング素子と並列に接続され、かつ、当該スイッチング素子を流れる電流と逆向きに電流を流すように接続されたダイオード(当該MOSFETのボディダイオード)とを含む回路であるアーム(1個のMOSFETとそのボディダイオードとの対)が2個直列に接続された回路であるレグ(1相分の駆動回路)であって直流電源1と並列に接続されるN個のレグ(3相分の駆動回路)と、N個のレグのそれぞれを構成する2個のアームの接続点を各レグの中点とするN個の中点から任意に選択された2つの中点を、インダクタ6u又は6wを介して一時的に接続するスイッチ素子5uv及び5vwを含む補助回路8aと、N個のレグを構成するスイッチング素子のそれぞれを導通又は非導通にさせるとともに補助回路8aを制御するコントローラ7aとを備え、コントローラ7aは、N個のレグのうちの第1レグを構成する第1アームのスイッチング素子に電流を流させる場合に、当該スイッチング素子を導通させることに先立ち、N個のレグのうちの第2レグを構成するスイッチング素子を流れている電流が第1レグを構成する第2アームのダイオードを逆方向に流れるように、第2レグの中点と第1レグの中点とをインダクタを介して一時的に接続するよう補助回路8aを制御する。
This power converter is a power converter that converts power from a
本実施の形態では、補助回路8aは、(N−1)個のスイッチ素子と、(N−1)個のインダクタとを含み、N個の中点のうちの一の中点と他の(N−1)個の中点のそれぞれとの間に、(N−1)個のスイッチ素子の一つと(N−1)個のインダクタの一つとが直列に接続されている。
In the present embodiment, the
具体的には、この電力変換器では、直流電源1に接続され3相交流モータ等の誘導性負荷2に電力を供給する、U相のスイッチング素子であるMOSFET3uと、V相のスイッチング素子であるMOSFET3vと、W相のスイッチング素子であるMOSFET3wと、X相のスイッチング素子であるMOSFET3xと、Y相のスイッチング素子であるMOSFET3yと、Z相のスイッチング素子であるMOSFET3zと、MOSFET3u〜3zの各々に逆並列形成されているボディダイオード4u〜4zとを備えた構成において、MOSFET3uとMOSFET3xの中点と、MOSFET3vとMOSFET3yの中点との間に、インダクタ6uとスイッチ素子5uvが接続され、MOSFET3vとMOSFET3yの中点と、MOSFET3wとMOSFET3zの中点との間に、インダクタ6wとスイッチ素子5vwが接続される。スイッチ素子5uv及び5vwには、両極性の電圧が印加されるため、図4(a)〜図4(c)に示されるスイッチ素子の例のうち、図4(a)及び図4(b)に示すようなスイッチ素子を用いる。つまり、本実施の形態では、両極性の耐圧を有し、かつ、双方向に電流を流せる図4(a)、図4(b)のスイッチ素子を適用した構成例である。コントローラ7aにより、各MOSFET3u、3v、3w、3x、3y及び3zと各スイッチ素子5uv及び5vwにそれぞれ制御指令が入力されるようになっている。以上、本発明の電力変換器の一実施形態に用いられる構成について説明した。
Specifically, in this power converter, there are a
次に、以上のように構成された本実施の形態における電力変換器の動作について説明する。ここでは、1相を構成する1個のスイッチング素子(つまり、6個のアームのうちの1個のアーム)から負荷に電流を供給する場面における動作について説明する。この動作は、他のアームから負荷に電流を供給する場合についても、対応するMOSFET、ボディダイオード、スイッチ素子、インダクタが入れ替わるだけであり、同様である。 Next, the operation of the power converter in the present embodiment configured as described above will be described. Here, an operation in a situation where a current is supplied to a load from one switching element (that is, one arm out of six arms) constituting one phase will be described. This operation is similar to the case where a current is supplied from another arm to the load, except that the corresponding MOSFET, body diode, switch element, and inductor are simply replaced.
図2は、図1中のU相のスイッチング素子であるMOSFET3uを駆動し、誘導性負荷2へ電流を流出させる時の各部の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。
FIG. 2 is a timing chart showing the voltage and current of each part when driving the
ここで、図2のゲートパルスS3u(システム指令)は、誘導性負荷2へ電流流出させる期間に応じたシステム制御指令パルス(外部からコントローラ7aに入力される信号、又は、コントローラ7a内部で生成される信号)である。また、ゲートパルスG3u、G3v及びG5uvは、コントローラ7aから各MOSFETのゲートに出力される制御信号である。具体的には、ゲートパルスG3uは、MOSFET3uへのゲートパルスであり、同様に、ゲートパルスG3vは、MOSFET3vへのゲートパルスで、ゲートパルスG5uvは、スイッチ素子5uvへのゲートパルスである。コントローラ7aは、ゲートパルスS3u(システム指令)の立ち上がりで、ゲートパルスG3vがオンしているかを判定し、オンしていれば、ゲートパルスG5uvを一時的にオンさせる。つまり、このゲートパルスG5uvは、ゲートパルスS3u(システム指令)に同期してオンし、ボディダイオード4xのリカバリ電流が流れている期間だけ、スイッチ素子5uvをオンにするパルスである。ゲートパルスG3uは、上記ゲートパルスG5uvに続いて、ゲートパルスS3u(システム指令)の立ち下がりまでの期間にMOSFET3uをオンにするパルスである。ゲートパルスG5uvとゲートパルスG3uとは互いにオーバラップしてもよいし、ゲートパルスG5uvがオフすると同時にゲートパルスG3uがオンしてもよい。
Here, the gate pulse S3u (system command) in FIG. 2 is a system control command pulse (a signal input to the
なお、ゲートパルスG5uvのオン期間としては、少なくとも、ボディダイオード4xの逆回復特性に起因したリカバリ電流が最大となるまでの期間が好ましい。リカバリ電流の大部分を、他相から分流させた電流を用いることで、当該相からの電流(ここでは、MOSFET3uを介してボディダイオード4xに流れる電流)に起因するリカバリ電流が抑制されるからである。このようなオン期間の決定方法としては、ゲートパルスG5uvがオンしてからリカバリ電流が最大に達するための時間を予め計測しておき、その時間以上の固定の時間幅をもつパルスを生成するワンショット・パルス発生器を用いてもよいし、その時間を計測する回路をこの電力変換器に組み込んでおき、計測された時間幅をもつパルスを生成してもよい。
The on period of the gate pulse G5uv is preferably at least a period until the recovery current due to the reverse recovery characteristic of the
図2の時刻T1までの期間では、MOSFET3uがオフの状態で、MOSFET3xのボディダイオード4xの順方向に電流Idl1が流れている。この期間における主要な電流パスは、図1の白色矢印で示される通りである。つまり、MOSFET3vがONであり、このMOSFET3vを介して誘導性負荷2に電流が供給され、ボディダイオード4xの順方向に電流Idl1が減少しながら流れている。
In the period up to time T1 in FIG. 2, the current Idl1 flows in the forward direction of the
次に、図2の時刻T1において、誘導性負荷2へ電流流出させるためにシステム制御指令に基づいてゲートパルスS3u(システム指令)が立ち上がると、コントローラ7aは、ゲートパルスG3vがオンしているのを判定すると同時に、ゲートパルスG5uvを立ち上げることによってスイッチ素子5uvをターンオンさせる。そこで、電流Idl1における符号Pで示すようにMOSFET3xのボディダイオード4xにリカバリ電流(つまり、逆方向の電流)が流れ、この電流は符号Qで示すようにスイッチ素子5uvに流れる電流Ia1に重畳されるが、この電流経路にはインダクタ6uが設けられているため、MOSFET3xのボディダイオード4xのリカバリ電流の変化は緩やかになる。つまり、当該電流Ia1の時間変化率(di/dt)が小さくなることにより、MOSFET3xのボディダイオード4xのリカバリ電流のピーク値が小さく抑えられ、更に、MOSFET3xのボディダイオード4xのリカバリ電流に起因するサージ電圧、ノイズも低く抑えられる。すなわち、インダクタ6uの作用がない場合には、例えば図2に破線で示すような、より大きなリカバリ電流波形になるのに対して、本実施の形態では、大幅にリカバリ電流が低減される。
Next, at time T1 in FIG. 2, when the gate pulse S3u (system command) rises based on the system control command in order to flow current to the
やがて、MOSFET3xのボディダイオード4xの所定のリカバリ期間が経過すると、図2の時刻T2において、コントローラ7aにより、ゲートパルスG3uが立ち上がって、主電流用のMOSFET3uをターンオンし、ターンオンしたMOSFET3uによる誘導性負荷2への電流流出がなされる。一方、ゲートパルスG5uvが立ち下がってリカバリ電流抑制用のスイッチ素子5uvがターンオフする。
Eventually, when a predetermined recovery period of the
図2の時刻T3において、システム制御指令に基づいてゲートパルスS3u(システム指令)が立ち下がると、コントローラ7aにより、同時に、ゲートパルスG3uが立ち下がり、MOSFET3uをターンオフする。このMOSFET3uがターンオフするときのサージ電圧は、インダクタ6uを通らない経路、すなわち寄生インダクタンスが極力生じないように接続された経路で電流を遮断するため、低い値に抑えられる。
When the gate pulse S3u (system command) falls based on the system control command at time T3 in FIG. 2, the gate pulse G3u falls simultaneously and the
コントローラ7aが備えるゲート制御回路の一例を図3に示す。ここで、図中の1shotパルスは、例えば、上述したワンショット・パルス発生器を用いて生成されるパルスである。図2のタイミングチャートでは、時刻T1において、誘導性負荷2へ電流流出させるためにシステム制御指令に基づいてゲートパルスS3u(システム指令)が立ち上がると、ゲートパルスG3vがオンしているのを判定すると同時に、ゲートパルスG5uvが立ち上がってスイッチ素子5uvがターンオンする場合を想定しており、図3の破線の制御が動作している場合を表している。なお、図3では、MOSFET3uから誘導性負荷2に電流を流すためのゲート制御回路(破線で囲まれた回路)だけでなく、全てのMOSFET3u、3v、3w、3x、3y及び3zから誘導性負荷2に電流を流すためのゲート制御回路が図示されている。
An example of the gate control circuit provided in the
図3のゲート制御回路を用いれば、他相のボディダイオード4u、4v、4w、4y、4zでも、同様の効果が得られる。つまり、ボディダイオードの電流の時間変化率(di/dt)が小さくなることにより、MOSFETのボディダイオードのリカバリ電流のピーク値が小さく抑えられ、更に、MOSFETのボディダイオードのリカバリ電流に起因するサージ電圧、ノイズも低く抑えられる。
If the gate control circuit of FIG. 3 is used, the same effect can be obtained with the
上記のように、例えば図2の時刻T1から時刻T2までの期間において、電流流出の際にMOSFET3uが一旦ターンオンする際に、当該スイッチ素子5uvに直列接続されたインダクタ6uのはたらきによって、MOSFET3xのボディダイオード4xによるリカバリ電流を容易に小さく抑えることができる。それゆえ、サージ電圧を低減したり、MOSFET3u及び3xの破壊を防止したり、MOSFET3u及び3xやボディダイオード4xに流れる電流を低減してスイッチング損失を低減したりすること等も容易にできる。
As described above, for example, during the period from time T1 to time T2 in FIG. 2, when the
一方、上記インダクタ6uが設けられている電流経路(つまり、補助回路8a内の電流経路)は、MOSFET3uがターンオンしているときに主電流が流れる電流経路ではないので、例えば図2の時刻T3にてMOSFET3uがターンオフするときのサージ電圧を増大させることはない。
On the other hand, since the current path in which the
また、図2の時刻T2において、リカバリ電流抑制用のスイッチ素子5uvがターンオフする際にはインダクタ6uによるサージ電圧が発生し得るが、主電流用のMOSFET3uがターンオンし、リカバリ電流抑制用のスイッチ素子5uvから主電流用のMOSFET3uに電流が転流するため、リカバリ電流抑制用のスイッチ素子5uvの電流値は低い値となり、インダクタ6uによるサージ電圧は比較的低い値に抑えられ、通常は大きな影響を与えることはない。
At time T2 in FIG. 2, when the recovery current suppressing switch element 5uv is turned off, a surge voltage may be generated by the
また、フリーホイールダイオードのリカバリ電流は例えば1μs以下の短時間しか流れないので、スイッチ素子5uv及びインダクタ6u並びにスイッチ素子5vw及びインダクタ6wを付加することは、システムの制御性やスイッチング周波数の高周波化を妨げない。
Further, since the recovery current of the freewheeling diode flows only for a short time of 1 μs or less, for example, the addition of the switch element 5uv and the
図5Aは、図1中のMOSFET3xのボディダイオード4xに流れるリカバリ電流のピーク値が従来に比べて低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した図である。このシミュレーションでは、図1中のインダクタ6uが100nHのインダクタンスを持つものとしている。そして、MOSFET3u及び3x2がいずれもオフの状態で、MOSFET3xのボディダイオード4xに順方向の電流100Aが流れている。この100Aの電流が、図2の時刻T1までにおける電流Idl1に相当する。結果的に、MOSFET3xのボディダイオード4xに流れるリカバリ電流のピーク値が、従来100Aに対し、40Aに低く抑えられる。
FIG. 5A is a diagram showing a circuit simulation result indicating that the peak value of the recovery current flowing through the
図5Bは、図1中のMOSFET3xの両端に生じるサージ電圧Vdが従来に比べて低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した図である。このシミュレーションでは、直流電源1の電源電圧が250Vであるものとしている。結果的に、MOSFET3xのボディダイオード4xのリカバリ電流に起因するサージ電圧Vdは、従来400Vの電圧が発生していたところ、370Vに低く抑えることができる。よって、サージ電圧に起因するノイズも低く抑えることができる。
FIG. 5B is a diagram showing a circuit simulation result indicating that the surge voltage Vd generated at both ends of the
図6A〜図6Dは、各々異なるタイミングのゲートパルスG3uで図1中の主電流用のMOSFET3uがターンオンする時のMOSFET3xのボディダイオード4xに流れるリカバリ電流のピーク値がいずれも従来に比べて低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した図である。なお、ここでは、スイッチ素子5uvのターンオフと同時にMOSFET3uをターンオンしている。図6AのタイミングAは、ボディダイオード4xに流れる電流Idl1の極性が反転するタイミングでゲートパルスG3uをオンし、図1におけるMOSFET3uをターンオンした場合である。図6BのタイミングBは、ボディダイオード4xのリカバリ電流が最大値に達する直前のタイミングでゲートパルスG3uをオンし、図1におけるMOSFET3uをターンオンした場合である。図6CのタイミングCは、ボディダイオード4xのリカバリ電流が最大値に達したタイミングでゲートパルスG3uをオンし、図1におけるMOSFET3uをターンオンした場合である。図6DのタイミングDは、ボディダイオード4xのリカバリ電流が最大値に達した後のタイミングでゲートパルスG3uをオンし、図1におけるMOSFET3uをターンオンした場合である。
6A to 6D, the peak value of the recovery current flowing through the
図6C及び図6Dの結果より、ボディダイオード4xのリカバリ電流が最大値に達した時点に又は同時点以降にゲートパルスG3uが立ち上がることが好ましいことが判る。また、図6A及び図6Bの結果より、ボディダイオード4xの電流が反転する時点に又は同時点以降にゲートパルスG3uが立ち上がっても、リカバリ電流のピーク値は低減される。つまり、主電流用のMOSFET3uがターンオンする(本実施の形態では、同時に、ターンオンしているスイッチ素子5uvがターンオフする)タイミングは、ボディダイオード4xの電流が反転する時点以降、つまり、スイッチ素子5uvがターンオンした後であればいつでもよく、好ましくは、ボディダイオード4xのリカバリ電流が最大値に達した時点以降がよい。このことは、MOSFET3uとボディダイオード4xとの関係について成り立つだけでなく、他のアームを構成するMOSFETと、そのアームに対応する(同一レグ内の)他のアームを構成するボディダイオードとの関係についても成り立つのは言うまでない。
From the results of FIGS. 6C and 6D, it can be seen that it is preferable that the gate pulse G3u rises when the recovery current of the
なお、インダクタ6u及び6wは、明示的な素子として設けられるのに限らず、配線パターンによって形成されたものや浮遊インダクタンスを利用する等してもよく、リカバリ電流の変化を十分緩やかにするのに必要なインダクタンスが得られればよい。また、誘導性負荷2が電動機の巻線である場合には、インダクタ6u及び6wは、その電動機における他の巻線であってもよい。
The
また、インダクタ6uの接続位置は、スイッチ素子5uvと位置が入れ替わっても構わない。インダクタ6wの接続位置も、スイッチ素子5vwと位置が入れ替わっても構わない。更に、インダクタ6uの接続位置は、スイッチ素子5uvとスイッチ素子5vwとの接続個所と、V相のレグの中点との間に、接続されても構わない。本質的に、スイッチ素子5uvと5vwがターンオンしたときに、通電する電流がインダクタによって、電流変化が緩やかになれば本発明は実施可能である。
Further, the connection position of the
また、アームとして、MOSFETとMOSFETのボディダイオードとの組み合わせに限らず、スイッチング素子としてのIGBT(insulated gate bipolar transistor)と、外付けのフリーホイールダイオードとが設けられる場合であっても、リカバリ電流の抑制効果は同じメカニズムによって得られる。 In addition, the arm is not limited to a combination of a MOSFET and a MOSFET body diode, and even when an IGBT (insulated gate bipolar transistor) as a switching element and an external freewheel diode are provided, the recovery current can be reduced. The inhibitory effect is obtained by the same mechanism.
また、アームとしては、MOSFETに限らず、種々のスイッチング素子を用いる電力変換器に上記のような構成を適用してもよい。具体的には、例えばバイポーラトランジスタに外付けのフリーホイールダイオードが設けられる構成等に適用してもよい。 Further, the arm is not limited to the MOSFET, and the above-described configuration may be applied to a power converter using various switching elements. Specifically, for example, the present invention may be applied to a configuration in which an external freewheel diode is provided in a bipolar transistor.
なお、本実施の形態では、3相インバータの構成例について示しているが、本発明はこれに限定されず、誘導性負荷である3相AC電源を入力としDCに電力変換する3相コンバータでも実施可能である。また、インバータ及びコンバータはいずれも3相であるが、任意の相数(N相)で実施可能である。 In this embodiment, a configuration example of a three-phase inverter is shown. However, the present invention is not limited to this, and a three-phase converter that converts power into DC using a three-phase AC power source, which is an inductive load, as an input can be used. It can be implemented. Moreover, although both an inverter and a converter are three phases, they can be implemented with an arbitrary number of phases (N phases).
なお、本実施の形態では、スイッチ素子5uvをターンオンする際に、ゲートパルスG3vがオンしているかを判定するが、本質的にはMOSFET3vがオン状態であること分かれば良いので、これに限定されず、MOSFET3vの状態が検知可能な手段、例えば、MOSFET3vと直列に接続される電流計等で、実施可能である。
In the present embodiment, when the switch element 5uv is turned on, it is determined whether or not the gate pulse G3v is turned on. However, it is only necessary to know that the
また、図4(c)のスイッチ素子は、両極性の耐圧を有し、一方向の電流を制御できる素子である。本発明は、本質的には多相のスイッチング素子の導通を利用して、インダクタを経由した経路でリカバリ電流を低減できることになるので、双方向に電流を制御することはできないが、ある特定のアームのリカバリ電流を低減するときに、適用することも可能である。よって、本構成(図4(c)に示されるような片方向にしか電流が流れないスイッチ素子)を補助回路に適用することで、スイッチング素子の損失を選択的に減らすことができる。パワーモジュールは、3相が1パッケージにされたものが市販されているが、スイッチング素子のレイアウト上、V相のスイッチング素子の発熱は集中し易い。そこで、本発明によりV相のみをスイッチング損失を減らすことで、バランスのとれた熱設計を可能とする。 The switching element in FIG. 4C is an element that has a bipolar breakdown voltage and can control a unidirectional current. In the present invention, since the recovery current can be reduced by the path through the inductor by utilizing the conduction of the multi-phase switching element, the current cannot be controlled in both directions. It can also be applied when reducing the recovery current of the arm. Therefore, the loss of the switching element can be selectively reduced by applying the present configuration (a switch element in which current flows only in one direction as shown in FIG. 4C) to the auxiliary circuit. A power module in which three phases are packaged in one package is commercially available, but due to the layout of the switching elements, the heat generated by the V-phase switching elements tends to concentrate. Therefore, the present invention enables a balanced thermal design by reducing the switching loss of only the V phase.
次に、図1の構成の変形例について説明する。本発明に係る補助回路は、必ずしも、(N−1)個のインダクタで構成される必要はなく、図7に示すように、相毎にN個のインダクタ6u、6v、6w全て設けていても良い。図7に示される補助回路8bは、N相の電力変換器の補助回路であって、(N−1)個のスイッチ素子と、N個のインダクタとを含む。そして、(N−1)個のスイッチ素子は、一端が共通の接続点に接続され、(N−1)個のスイッチ素子の他端及びその接続点とN個の中点との間に、それぞれ、N個のインダクタの一つが接続されている。このような構成により、インダクタを相毎に個別に設計することができ、インダクタの定数設計が容易となる。
Next, a modified example of the configuration of FIG. 1 will be described. The auxiliary circuit according to the present invention is not necessarily composed of (N−1) inductors, and as shown in FIG. 7, even if all
また、図8に示すように、スイッチ素子5uv、5vw、5wuと、インダクタ6u、6v、6wを、夫々直列接続した補助回路を、3相インバータの各レグの中点に対し、デルタ接続する構成としてもよい。図8に示される補助回路8cは、N相の電力変換器の補助回路であって、N個のスイッチ素子と、N個のインダクタとを含む。そして、N個のレグの中点のうちの一の中点と他の一の中点とを組とするN組の中点の間に、それぞれ、N個のスイッチ素子の一つとN個のインダクタの一つとが直列に接続されている(3相電力変換器では、デルタ結線となる)。このような構成により、相毎にスイッチ素子を単独で制御することができ、システム制御設計が容易となる。
Further, as shown in FIG. 8, a configuration in which an auxiliary circuit in which switch elements 5uv, 5vw, and 5wu and
また、図9に示すように、スイッチ素子5uv、5vw、5wuと、インダクタ6u、6v、6wを、夫々直列接続した補助回路を、3相インバータの各レグの中点に対し、スター接続する構成としてもよい。図9に示される補助回路8dは、N相の電力変換器の補助回路であって、N個のスイッチ素子と、N個のインダクタとを含む。そして、N個のスイッチ素子は、一端が共通の接続点に接続され、N個のスイッチ素子の他端と、対応するN個のレグの中点との間に、それぞれ、N個のインダクタの一つが接続されている。このような構成により、相毎にスイッチ素子を単独で制御することができ、システム制御設計が容易となる。
Further, as shown in FIG. 9, a configuration in which an auxiliary circuit in which switching elements 5uv, 5vw, and 5wu and
また、フリーホイールダイオードのリカバリ電流は主電流に対して小さいうえ比較的短時間流れるだけなので、スイッチ素子5uv、5vwは、主電流用のMOSFETよりも小さい電流容量でよい。小さい電流容量のスイッチ素子5uv、5vwを採用することにより、部品点数増加によるコストの増加やシステムの大型化が緩和される。 Further, since the recovery current of the freewheel diode is small relative to the main current and only flows for a relatively short time, the switch elements 5uv and 5vw may have a smaller current capacity than the main current MOSFET. By adopting switch elements 5uv and 5vw having a small current capacity, an increase in cost due to an increase in the number of parts and an increase in the size of the system are alleviated.
また、IGBT、MOSFET等のスイッチング素子とダイオードとを、Si(シリコン)デバイスから、SiC(シリコンカーバイド)デバイス又はGaN(ガリウムナイトライド)デバイス等のワイドバンドギャップデバイス(ワイドバンドギャップ半導体)に変更することで、大幅な低損失化が可能となり、電力変換器の冷却装置、放熱フィンが不要となる。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップがシリコンよりも大きい半導体であり、より特定的には、シリコンのバンドギャップ(1.12eV)の2倍程度である2.2eV程度以上のバンドギャップを持つ半導体である。また、これらのワイドバンドギャップデバイスは、Siデバイスに比べて、高耐熱特性も持ち合わせているため、デバイスレイアウトの自由度向上が期待できる。冷却装置が小型化でき、デバイス自身の耐熱性が向上できることにより、当該ワイドバンドギャップデバイスを、例えば、図1における直流電源1とMOSFET3u、3v、3w、3x、3y、3zとの直近に配置できるため、配線のインダクタンスを大幅に低減することができる。また、スイッチングの高速化を実現するとともに、配線のインダクタンスの影響による過大なサージ電圧発生を抑制できる。
Also, switching elements and diodes such as IGBTs and MOSFETs are changed from Si (silicon) devices to wide band gap devices (wide band gap semiconductors) such as SiC (silicon carbide) devices or GaN (gallium nitride) devices. As a result, the loss can be greatly reduced, and the cooling device and the heat radiation fin for the power converter become unnecessary. Here, the wide band gap semiconductor is a semiconductor having a larger band gap than that of silicon, and more specifically, a band gap of about 2.2 eV or more, which is about twice the band gap of silicon (1.12 eV). It is a semiconductor with Moreover, since these wide band gap devices have high heat resistance characteristics as compared with Si devices, it is expected to improve the flexibility of device layout. Since the cooling device can be miniaturized and the heat resistance of the device itself can be improved, the wide band gap device can be disposed in the immediate vicinity of, for example, the
本発明に係る電力変換器は、フリーホイールダイオードのリカバリ電流を容易に低減することができる効果を有し、インバータ、AC−DCコンバータ等の電力変換器として有用である。 The power converter according to the present invention has an effect of easily reducing the recovery current of the freewheel diode, and is useful as a power converter such as an inverter or an AC-DC converter.
1 直流電源
2 3相誘導性負荷
3u U相スイッチング素子(MOSFET)
3v V相スイッチング素子(MOSFET)
3w W相スイッチング素子(MOSFET)
3x X相スイッチング素子(MOSFET)
3y Y相スイッチング素子(MOSFET)
3z Z相スイッチング素子(MOSFET)
4u U相ボディダイオード
4v V相ボディダイオード
4w W相ボディダイオード
4x X相ボディダイオード
4y Y相ボディダイオード
4z Z相ボディダイオード
5uv、5vw、5wu スイッチ素子
6u、6v、6w インダクタ
7a〜7d コントローラ
8a〜8d 補助回路
1
3v V-phase switching element (MOSFET)
3w W-phase switching element (MOSFET)
3x X-phase switching element (MOSFET)
3y Y-phase switching element (MOSFET)
3z Z-phase switching element (MOSFET)
4u
Claims (13)
スイッチング素子と、当該スイッチング素子と並列に接続され、かつ、当該スイッチング素子を流れる電流と逆向きに電流を流すように接続されたダイオードとを含む回路であるアームが2個直列に接続された回路であるレグであって、前記直流電源と並列に接続されるN個のレグと、
前記N個のレグのそれぞれを構成する2個のアームの接続点を各レグの中点とするN個の中点から任意に選択された2つの中点を、インダクタを介して一時的に接続するスイッチ素子を含む補助回路と
を備える電力変換器。 A power converter that converts power from a DC power source into N-phase AC power and supplies the load to a load,
A circuit in which two arms, which are a circuit including a switching element and a diode connected in parallel with the switching element and connected to flow a current in a direction opposite to the current flowing through the switching element, are connected in series N legs connected in parallel with the DC power source,
Temporarily connecting two midpoints arbitrarily selected from N midpoints with the midpoint of each leg as the midpoint of the two arms constituting each of the N legs via an inductor And an auxiliary circuit including a switching element.
請求項1記載の電力変換器。 The power converter according to claim 1, wherein the auxiliary circuit includes at least (N-1) switch elements and at least (N-1) inductors.
前記N個の中点のうちの一の中点と他の(N−1)個の中点のそれぞれとの間に、前記(N−1)個のスイッチ素子の一つと前記(N−1)個のインダクタの一つとが直列に接続されている
請求項2記載の電力変換器。 The auxiliary circuit includes (N−1) switch elements and (N−1) inductors,
Between one midpoint of the N midpoints and each of the other (N-1) midpoints, one of the (N-1) switch elements and the (N-1 The power converter according to claim 2, wherein one of the inductors is connected in series.
前記(N−1)個のスイッチ素子は、一端が共通の接続点に接続され、
前記(N−1)個のスイッチ素子の他端及び前記接続点と前記N個の中点との間に、それぞれ、前記N個のインダクタの一つが接続されている
請求項2記載の電力変換器。 The auxiliary circuit includes (N−1) switch elements and N inductors,
One end of each of the (N-1) switch elements is connected to a common connection point,
The power conversion according to claim 2, wherein one of the N inductors is connected between the other end of the (N−1) switch elements and the connection point and the N middle points. vessel.
前記N個の中点のうちの一の中点と他の一の中点とを組とするN組の中点の間に、それぞれ、前記N個のスイッチ素子の一つと前記N個のインダクタの一つとが直列に接続されている
請求項2記載の電力変換器。 The auxiliary circuit includes N switch elements and N inductors,
One of the N switch elements and the N inductors are respectively arranged between N sets of midpoints each including a midpoint of the N midpoints and another midpoint. The power converter according to claim 2, wherein the power converter is connected in series.
前記N個のスイッチ素子は、一端が共通の接続点に接続され、
前記N個のスイッチ素子の他端と、対応する前記N個の中点との間に、それぞれ、前記N個のインダクタの一つが接続されている
請求項2記載の電力変換器。 The auxiliary circuit includes N switch elements and N inductors,
One end of each of the N switch elements is connected to a common connection point,
The power converter according to claim 2, wherein one of the N inductors is connected between the other end of the N switch elements and the corresponding N middle points.
前記コントローラは、前記N個のレグのうちの第1レグを構成する第1アームのスイッチング素子に電流を流させる場合に、当該スイッチング素子を導通させることに先立ち、前記N個のレグのうちの第2レグを構成するスイッチング素子を流れている電流が前記第1レグを構成する第2アームのダイオードを逆方向に流れるように、前記第2レグの中点と前記第1レグの中点とを前記インダクタを介して一時的に接続するよう前記補助回路を制御する
請求項1記載の電力変換器。 Furthermore, each of the switching elements constituting the N legs is made conductive or non-conductive, and a controller for controlling the auxiliary circuit is provided.
The controller, when passing a current through the switching element of the first arm constituting the first leg of the N legs, prior to conducting the switching element, of the N legs The midpoint of the second leg and the midpoint of the first leg so that the current flowing through the switching element constituting the second leg flows in the reverse direction through the diode of the second arm constituting the first leg. The power converter according to claim 1, wherein the auxiliary circuit is controlled so as to be temporarily connected via the inductor.
請求項7記載の電力変換器。 In the controller, the current flowing through the switching element constituting the second leg is at least a period until the recovery current due to the reverse recovery characteristic of the diode of the second arm becomes maximum. The power converter according to claim 7, wherein the auxiliary circuit is controlled so as to connect a midpoint of the second leg and a midpoint of the first leg via the inductor so as to flow in a reverse direction.
請求項7記載の電力変換器。 The controller connects and disconnects the midpoint of the second leg and the midpoint of the first leg via the inductor when passing a current through the switching element of the first arm. The power converter according to claim 7, wherein the one-arm switching element is made conductive.
請求項1記載の電力変換器。 The power converter according to claim 1, wherein the switch element has a smaller current capacity than the switching element.
前記ダイオードは、前記MOSFETのチャネルに並列に接続された当該MOSFETのボディダイオードである
請求項1記載の電力変換器。 The switching element is a MOSFET;
The power converter according to claim 1, wherein the diode is a body diode of the MOSFET connected in parallel to a channel of the MOSFET.
請求項1記載の電力変換器。 The power converter according to claim 1, wherein the switching element is made of a wide bandgap semiconductor containing SiC or GaN.
前記インダクタは、前記電動機の巻線の他の一部である
請求項1記載の電力変換器。 The load is part of the winding of the motor;
The power converter according to claim 1, wherein the inductor is another part of the winding of the electric motor.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Family
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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---|---|---|---|---|
JP2013013662A (en) * | 2011-07-06 | 2013-01-24 | Mitsubishi Electric Corp | Vacuum cleaner |
JP2015155003A (en) * | 2015-05-21 | 2015-08-27 | 三菱電機株式会社 | vacuum cleaner |
-
2009
- 2009-02-04 JP JP2009024322A patent/JP2010183712A/en active Pending
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