JP2010145316A - Gas analyzer - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、吸着燃焼式ガスセンサを用いて有極性ガスを検知するガス分析装置に関する。 The present invention relates to a gas analyzer that detects polar gas using an adsorption combustion type gas sensor.
従来、吸着燃焼式ガスセンサを用いたガス検知装置として、例えば特開2005−83949号公報(特許文献1)に開示されたものがある。図11はこのガス検知装置の回路ブロック図、図12は同ガス検知装置の駆動用のパルス電圧を示す図、図13は吸着燃焼式ガスセンサの概略構造を示す図である。 Conventionally, as a gas detection device using an adsorption combustion type gas sensor, for example, there is one disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-83949 (Patent Document 1). FIG. 11 is a circuit block diagram of this gas detector, FIG. 12 is a diagram showing a pulse voltage for driving the gas detector, and FIG. 13 is a diagram showing a schematic structure of the adsorption combustion type gas sensor.
図13に示す吸着燃焼式ガスセンサは、シリコン基板10を異方性エッチングして形成されたダイヤフラム10aの上に、白金でパターニングされたマイクロヒータ1,2が形成されている。センサ側となるマイクロヒータ1の上には触媒3が塗布されているが、リファレンス側となるマイクロヒータ2上にはなにも形成されていない。
In the adsorption combustion type gas sensor shown in FIG. 13,
マイクロヒータ1,2を加熱していくと、センサ側では触媒3に吸着したガスが燃焼反応を起こす。この燃焼反応により、センサ側の温度が上昇するため、このセンサ側のマイクロヒータ2の抵抗値Rsを計測することでガス濃度が計測できる。なお、リファレンス側はガスによる燃焼反応を起こさない。
As the
上記吸着燃焼式ガスセンサは、図11に示すようにガスセンサ側のマイクロヒータ1とリファレンス側のマイクロヒータ2は、抵抗器及び可変抵抗器でブリッジ回路を構成している。このブリッジ回路にはセンサ駆動制御部から図12に示す駆動用のパルス電圧が印加される。そして、吸着燃焼式ガスセンサはパルス電圧OFFの3sec間にガスが吸着され、パルス電圧ONの200ミリ秒間に燃焼反応を起こす。
In the adsorption combustion type gas sensor, as shown in FIG. 11, the
センサ出力検出部では、ガスの燃焼反応によるブリッジ回路のバランスのズレを検出する。センサ出力検出部の出力を積分演算部で演算すると、ガス濃度に応じた値が出力される。また、センサ出力検出部の出力を微分演算部で微分すると、ガス種固有のピークを持つ波形が得られる。ガス濃度検出部は積分演算部の値からガス濃度を算出し、ガス種検出部は微分演算部の出力波形からガス種を算出する。そして、それぞれ算出されたガス種、ガス濃度は出力部より出力される。
前記のように、吸着燃焼式ガスセンサはパルス電圧により駆動されている。そのため、微分演算部から出力されるピークを持つ波形の、ピーク時の燃焼温度が計測できないという問題がある。 As described above, the adsorption combustion type gas sensor is driven by the pulse voltage. Therefore, there is a problem that the combustion temperature at the peak of the waveform having the peak output from the differential calculation unit cannot be measured.
ところで、ガス分析器として考えた場合、微分波形のピークが何度の温度の時に出現するかを計測することは重要な意味を持つ。例えば、吸着離脱ガスセンサを用いた分析器などは、同様な計測を行い、出現するピークの温度から、ガス成分の組成等の検討をするのに用いられている。このため、前記従来のガス検知器ではガス分析器として用いることができない。 By the way, when it is considered as a gas analyzer, it is important to measure how many times the temperature of the differential waveform peak appears. For example, an analyzer using an adsorption / desorption gas sensor is used to perform the same measurement and to examine the composition of gas components from the temperature of the peak that appears. For this reason, the conventional gas detector cannot be used as a gas analyzer.
また、従来のガス検知器では、ガス濃度によらずガスセンサ側のマイクロヒータ1を一定電圧で制御するため、ガスセンサの吸着燃焼時の発熱温度の違い(濃度の違い)により、ピーク位置にズレが出てしまうという問題がある。
Further, in the conventional gas detector, since the
また、吸着燃焼式ガスセンサをパルス電圧により印加しているため、微分演算部14から出力されるガス種特有のピークの位置の、ガス種による間隔が小さい。このため、ピーク位置からガス種を特定する場合、誤差が多くなるという問題がある。
In addition, since the adsorption combustion type gas sensor is applied by a pulse voltage, the interval of the gas type-specific peak output from the
また、一旦、ゼロガス補正を行う必要があるため、クリーンガスを準備しなければならないという問題がある。 Moreover, since it is necessary to perform zero gas correction once, there exists a problem that a clean gas must be prepared.
本発明は、微分波形のピーク位置がガス濃度によりズレを生じることなく、ピーク位置の温度を計測できる、ガス分析を精度良く行えるガス分析装置を提供することを課題とする。 It is an object of the present invention to provide a gas analyzer that can measure the temperature of a peak position without causing a deviation of the peak position of a differential waveform due to the gas concentration and can perform gas analysis with high accuracy.
請求項1のガス分析装置は、吸着燃焼式ガスセンサのセンサ出力をサンプリングして、該サンプリングしたセンサ出力を時間微分して微分波形データを取得し、該取得した微分波形データに基づいてガスの分析を行うガス分析装置であって、前記吸着燃焼式ガスセンサのヒータに印加する電圧を制御して該ヒータを一定昇温制御しながら前記センサ出力をサンプリングすることを特徴とする。 The gas analyzer according to claim 1 samples the sensor output of the adsorption combustion type gas sensor, time-differentiates the sampled sensor output to obtain differential waveform data, and analyzes the gas based on the obtained differential waveform data The gas analyzer is characterized by controlling the voltage applied to the heater of the adsorption combustion type gas sensor and sampling the sensor output while controlling the heater at a constant temperature.
請求項2のガス分析装置は、請求項1に記載のガス分析装置であって、前記ヒータの抵抗値をサンプリングして該サンプリングした抵抗値が一定変化で上昇するように、該ヒータに印加する電圧を制御することを特徴とする。
The gas analyzer according to
請求項1のガス分析装置によれば、ガスセンサの出力の微分波形のピーク位置が、ガス濃度の違いによる影響を受けずに殆どずれを生じることがない。また、ピークの出るセンサ温度も計測することができ、こにれより、ガスの組成によるピークの出力を考察する分析器として活用することができる。さらに、クリーンガスによるゼロガス補正を必要としない。 According to the gas analyzer of the first aspect, the peak position of the differential waveform of the output of the gas sensor is hardly affected without being affected by the difference in gas concentration. In addition, the sensor temperature at which the peak appears can be measured, and from this, it can be used as an analyzer for considering the output of the peak due to the gas composition. In addition, zero gas correction with clean gas is not required.
請求項2のガス分析装置によれば、請求項1の効果に加えて、抵抗値のフィードバック制御でよいので、制御が容易になる。 According to the gas analyzer of the second aspect, in addition to the effect of the first aspect, the feedback control of the resistance value is sufficient, so the control becomes easy.
次に、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図1は実施の形態のガス分析装置のアナログ部の回路図、図2は同ガス分析装置のデジタル部の回路ブロック図である。図1において、ガスセンサ側のマイクロヒータ1及びリファレンス側のマイクロヒータ2は前記従来のものと同様な構造である。ガスセンサ側のマイクロヒータ1、リファレンス側のマイクロヒータ2はそれぞれブリッジ回路Bs,Brを構成している。
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of an analog part of the gas analyzer of the embodiment, and FIG. 2 is a circuit block diagram of a digital part of the gas analyzer. In FIG. 1, a
デジタル部(図2)から出力される後述のブリッジ電圧DA1はオペアンプap1に入力され、このオペアンプap1の増幅出力はガスセンサ側のブリッジ回路Bsとリファレンス側のブリッジ回路Brとに印加される。ガスセンサ側のブリッジ回路Bsの出力は計装アンプap2により10倍にに増幅されてAD1として出力され、デジタル部のADコンバータ11に取り込まれる。リファレンス側のブリッジ回路Brの出力は計装アンプap3により10倍にに増幅される。また、ブリッジ電圧DA1は分圧回路Dにより1/2に分圧されてAD2として出力され、デジタル部のADコンバータ12に取り込まれる。
A bridge voltage DA1 (described later) output from the digital unit (FIG. 2) is input to the operational amplifier ap1, and the amplified output of the operational amplifier ap1 is applied to the bridge circuit Bs on the gas sensor side and the bridge circuit Br on the reference side. The output of the bridge circuit Bs on the gas sensor side is amplified 10 times by the instrumentation amplifier ap2 and output as AD1, and is taken into the
ガスセンサ側のブリッジ回路Bsの出力を計装アンプap2(ガスセンサ側)で増幅した電圧と計装アンプap3(リファレンス側)で増幅した電圧との差は、2段目の計装アンプap4で差動増幅されてAD3として出力される。この計装アンプap4の出力は、デジタル部でデータサンプリングされた後、RAM(メモリ)14に格納される。この2段目の計装アンプap4の増幅率は可変とし、外部より設定可能とする。なお、図1に付記したRs、Rr、Rx、R1、Rはそれぞれマイクロヒータ1,2、各抵抗器の抵抗値である。
The difference between the voltage amplified by the instrumentation amplifier ap2 (gas sensor side) and the voltage amplified by the instrumentation amplifier ap3 (reference side) of the output of the bridge circuit Bs on the gas sensor side is differential by the second-stage instrumentation amplifier ap4. Amplified and output as AD3. The output of the instrumentation amplifier ap4 is stored in a RAM (memory) 14 after data sampling is performed by the digital unit. The amplification factor of the second-stage instrumentation amplifier ap4 is variable and can be set from the outside. Note that Rs, Rr, Rx, R1, and R added to FIG. 1 are the resistance values of the
以上の構成により、計装アンプap2,ap3のゲインをGAIN1とすると、出力AD1の値と出力AD2の値から、以下の式(1),(2)でガスセンサ側のマイクロヒータ1の抵抗値Rsを算出することができる。
Rs=R×(2×GAIN1×AD2/(AD1+2×GAIN2×AD2)−1)…(1)
GAIN2=GAIN1×R/(R+Rx)…(2)
With the above configuration, assuming that the gains of the instrumentation amplifiers ap2 and ap3 are GAIN1, the resistance value Rs of the
Rs = R × (2 × GAIN1 × AD2 / (AD1 + 2 × GAIN2 × AD2) −1) (1)
GAIN2 = GAIN1 × R / (R + Rx) (2)
図2に示すように、デジタル部は、アナログ部の出力AD1、AD2及びAD3をそれぞれアナログ/デジタル変換するADコンバータ11,12,13、計測データを記憶するRAM(メモリ)14、制御プログラム等を記憶しているROM15、計測制御処理をするDSP16、DSP16から出力されるデジタル信号としてのブリッジ電圧DA1をデジタル/アナログ変換してアナログ部のオペアンプap1に出力するDAコンバータ17を備えている。なお、DSP16は後述の割り込み処理により、抵抗値Rsのサンプリングとブリッジ電圧の出力を100KHzのサンプリング間隔で4000回繰り返す。
As shown in FIG. 2, the digital unit includes
ここで、DSP1から出力するブリッジ電圧DA1は、計測したガスセンサ側の抵抗値Rsと、理想的なガスセンサの抵抗値とのズレから予測したブリッジ電圧である。理想的なガスセンサの抵抗値Roは以下の式(3)で求まる。
Ro=(Rmax−Rmin)/4000×カウント+Rmin…(3)
Rmax:ガスセンサが500℃のときの抵抗値
Rmin:ガスセンサが100℃のときの抵抗値
4000:サンプリング回数
カウント:そのときのサンプリング回
Here, the bridge voltage DA1 output from the
Ro = (Rmax−Rmin) / 4000 × count + Rmin (3)
Rmax: resistance value when the gas sensor is 500 ° C. Rmin: resistance value when the gas sensor is 100 ° C. 4000: sampling count: sampling times at that time
ブリッジ電圧の予測方法は以下のとおりである。計測した抵抗値Rsが理想抵抗値より大きい場合は、DA1に加える増量ΔDA1から係数(kinc)を引く。計測した抵抗値Rsと理想的抵抗値が同じ場合は、DA1に加える増量ΔDA1は前回のままとする。計測した抵抗値Rsが理想抵抗値より小さい場合は、DA1に加える増量ΔDA1に係数(kinc)を加算する。そして、この更新される増量ΔDA1を前回のブリッジ電圧に加算して抵抗値Rsの1回のサンプリング毎にこの予測したブリッジ電圧DA1を出力する。 The method for predicting the bridge voltage is as follows. When the measured resistance value Rs is larger than the ideal resistance value, a coefficient (kinc) is subtracted from the increase ΔDA1 added to DA1. When the measured resistance value Rs and the ideal resistance value are the same, the increase ΔDA1 to be added to DA1 is left as it was last time. When the measured resistance value Rs is smaller than the ideal resistance value, a coefficient (kinc) is added to the increase ΔDA1 added to DA1. Then, the updated increase amount ΔDA1 is added to the previous bridge voltage, and the predicted bridge voltage DA1 is output for each sampling of the resistance value Rs.
図3及び図4はDSP16が実行するプログラムのフローチャートであり、図3(A) は計測制御処理のメインルーチンのフローチャート、図3(B) はヒータ制御&サンプリング処理のサブルーチンのフローチャート、図4は割り込み処理のフローチャートであり、割り込み処理は、割り込みイネーブルにより図示しないタイマにより100KHzで起動される。次に、同フローチャートに基づいて動作を説明する。 3 and 4 are flowcharts of a program executed by the DSP 16, FIG. 3A is a flowchart of a main routine of measurement control processing, FIG. 3B is a flowchart of a subroutine of heater control & sampling processing, and FIG. It is a flowchart of an interrupt process, and the interrupt process is started at 100 KHz by a timer (not shown) by interrupt enable. Next, the operation will be described based on the flowchart.
図3(A) の処理では、ステップS1で、RAM14内の各種レジスタのリセット等の初期設定を行い、ステップS2で図3(B) のヒータ制御&サンプリング処理を行う。次に、ステップS3で、ブリッジ電圧DA1の初期値として100℃になる電圧を出力しながら10秒間待機し、ステップS4で2回目のヒータ制御&サンプリング処理を行う。次に、ステップS5でRAM14に格納した2回目のヒータ制御&サンプリング処理によるサンプリングデータに微分演算を行う。次に、ステップS6で微分波形のピーク値を取得し、ステップS7でガス種の判定、ステップS6でガス濃度の判定を行い、ステップS9でガス種、ガス濃度を出力する。そして、ステップS10でその他の処理を行って処理を終了する。
In the process of FIG. 3A, initial setting such as reset of various registers in the
図3(B) のヒータ制御&サンプリング処理では、ステップS11で、前記式(3)の傾きをΔRoとして求める。次に、ステップS12でサンプリングのカウント値をリセットし、ステップS13で割り込みをイネーブルにし、ステップS14で、ブリッジ電圧の増量ΔDA1のレジスタ、ブリッジ電圧の待避用のレジスタDA1_oldのレジスタをリセットする。そして、ステップS15でカウント値が4000になるまで待機する。カウント値は、図5の割り込み処理を行う毎にインクリメントされるので、4000回の割り込み処理により、4000のデータをサンプリングするとカウント値が4000を越えるので、ステップS16で割り込みをディセーブルにし、ステップS17で出力処理を行ってメインルーチン(図3(A) )に復帰する。 In the heater control & sampling process of FIG. 3B, the slope of the equation (3) is obtained as ΔRo in step S11. Next, the sampling count value is reset in step S12, the interrupt is enabled in step S13, and the register of the bridge voltage increase ΔDA1 and the bridge voltage saving register DA1_old are reset in step S14. In step S15, the process waits until the count value reaches 4000. Since the count value is incremented every time the interrupt process of FIG. 5 is performed, if 4000 data is sampled by 4000 interrupt processes, the count value exceeds 4000. Therefore, the interrupt is disabled in step S16, and step S17 Then, the output process is performed and the process returns to the main routine (FIG. 3A).
図4の割り込み処理では、ステップS21で、前記式(3)により現在のカウントに対応する理想的な抵抗値Roを求め、ステップS22で、ADコンバータ11,12,13からAD1、AD2及びAD3のデータをそれぞれ入力し、ステップS23でAD3のデータをメモリ(RAM)に格納する。次に、ステップS24で、15ビットデータのAD1及びAD2を電圧値に変換し、ステップS25で、前記式(1)によりガスセンサ側の抵抗値Rsを演算する。
In step S21, the ideal resistance value Ro corresponding to the current count is obtained from the equation (3) in step S21. In step S22, AD1, AD2, and AD3 are obtained from the
次に、ステップS26及びステップS27でRsとRoの大小関係を判定し、Rs<Roであれば、ステップS28で、ブリッジ電圧の増量ΔDA1に係数kincを加算して更新し、ステップS30に進む。Rs=Roであれば増量ΔDA1はもとのままでステップS30に進む。Rs>Roであれば、ステップS29で、増量ΔDA1から係数kincを減算して更新し、ステップS30に進む。そして、ステップS30で、前回のブリッジ電圧DA1_oldに増量ΔDA1を加算して今回のブリッジ電圧DA1とする。 Next, the magnitude relationship between Rs and Ro is determined in step S26 and step S27. If Rs <Ro, the coefficient kinc is added to the bridge voltage increase ΔDA1 and updated in step S28, and the process proceeds to step S30. If Rs = Ro, the increase ΔDA1 remains unchanged and the process proceeds to step S30. If Rs> Ro, in step S29, the coefficient kinc is subtracted and updated from the increase ΔDA1, and the process proceeds to step S30. In step S30, the increase ΔDA1 is added to the previous bridge voltage DA1_old to obtain the current bridge voltage DA1.
次に、ステップS31でブリッジ電圧DA1をDAコンバータ16を介してアナログ部に出力し、ステップS32で今回のブリッジ電圧DA1をレジスタDA1_oldに待避するとともに、カウントをインクリメントして元のルーチンに復帰する。
Next, in step S31, the bridge voltage DA1 is output to the analog unit via the
図5は上記計測制御処理によるガスセンサ側のマイクロヒータ1の温度変化を示す図であり、1回目及び2回目の40ミリ秒のマイクロヒータ1の温度は一定昇温制御されている。1回目の一定昇温制御により、ガスセンサの余分なガス成分、水分等を焼き飛ばし、その後の10秒間で計測ガスを吸着させる。そして、2回目の一定昇温制御によるガス計測を行う。
FIG. 5 is a diagram showing a temperature change of the
図6は時間に対するガスセンサのマイクロヒータ1の抵抗値を示すグラフ、図7はマイクロヒータ1の抵抗値と理想的な抵抗値との時間に対する誤差を示すグラフである。なお、マイクロヒータ1は白金で構成されているため、その抵抗値と温度は直線関係にある。図6に示すように、マイクロヒータ1の温度制御は、定常状態に入ると0.2%以内の誤差で制御されている。
FIG. 6 is a graph showing the resistance value of the
図6に示す抵抗値のように、マイクロヒータ1の温度は、ガスによる吸着燃焼反応を起こしても、時間に対して一定の昇温温度になるように制御されるが、リファレンス側のマイクロヒータ2は、ガスによる吸着燃焼反応が無いため、ガスセンサが吸着燃焼反応を起こした場合も低い温度に制御される。このため、AD3の値は、ガス種、ガス濃度により変化する。
Like the resistance value shown in FIG. 6, the temperature of the
図8は計測ガスがISOブタノールの場合のAD3の出力変化を示すグラフである。なお、以下の図8〜図10のグラフの横軸は、一定昇温制御での時間(15ミリ秒〜40ミリ秒)をガスセンサの温度にした温度軸である。また、0〜15ミリ秒までの波形はヒータ制御が定常状態に無いため省略した。そして、このサンプリングされたAD3のデータに対して次式(4)により微分演算を行う。 FIG. 8 is a graph showing changes in the output of AD3 when the measurement gas is ISO butanol. The horizontal axes of the graphs of FIGS. 8 to 10 below are temperature axes in which the time (15 milliseconds to 40 milliseconds) in the constant temperature increase control is the temperature of the gas sensor. The waveforms from 0 to 15 milliseconds are omitted because the heater control is not in a steady state. Then, a differentiation operation is performed on the sampled AD3 data by the following equation (4).
Y[n]=(X[n]−X[n−m])/m…(4)
n=N,N−m,N−2m,N−3m,…,1
Y[n]:微分値
X[n]:サンプリングデータ
m:間引き率(10)
N:全データ数(4000)
Y [n] = (X [n] −X [nm]) / m (4)
n = N, Nm, N-2m, N-3m, ..., 1
Y [n]: differential value X [n]: sampling data m: thinning rate (10)
N: Total number of data (4000)
図9は図8に示すISOブタノールの一定昇温制御におけるAD3の微分値のグラフである。また、図10はTERTブタノールの一定昇温制御におけるAD3の微分値のグラフである。このような微分値の波形からそのピーク位置(温度)を求め、そのピーク位置からガス種を判定する。また、ピーク位置でのAD3の値を求め、ガス濃度を算出する。なお、ガス濃度の算出は、予めガス濃度毎に求めておいた回帰式による。 FIG. 9 is a graph of the differential value of AD3 in the constant temperature rise control of ISO butanol shown in FIG. FIG. 10 is a graph of the differential value of AD3 in the constant temperature increase control of TERT butanol. The peak position (temperature) is obtained from the waveform of such a differential value, and the gas type is determined from the peak position. Further, the value of AD3 at the peak position is obtained, and the gas concentration is calculated. In addition, calculation of gas concentration is based on the regression equation previously calculated | required for every gas concentration.
図9に示すISOブタノールの各濃度での微分波形、図10に示すTERTブタノールの各濃度での微分波形を見ても解るとおり、ガス濃度によるピーク位置のズレが殆ど生じていない。また、ISOブタノールの各濃度での微分波形、TERTブタノールの各濃度での微分波形で、ピークの出るセンサ温度も計測することができる。 As can be seen from the differential waveform at each concentration of ISO butanol shown in FIG. 9 and the differential waveform at each concentration of TERT butanol shown in FIG. 10, there is almost no deviation of the peak position due to the gas concentration. In addition, the sensor temperature at which a peak appears can be measured using a differential waveform at each concentration of ISO butanol and a differential waveform at each concentration of TERT butanol.
また、実施形態によれば、2段目の計装アンプap4のゲインを切り換えることで、低濃度のガスでも分析が可能となる。また、吸着離脱式分析器のような大きな部品を必要としななど、装置の小型化が可能であり、装置の携帯が可能となる。さらに、ガス検知装置と同様な部品により、低コストのガス分析装置となる。 Further, according to the embodiment, by switching the gain of the second-stage instrumentation amplifier ap4, it becomes possible to analyze even with a low concentration gas. Further, the apparatus can be reduced in size, such as not requiring a large part such as an adsorption / desorption analyzer, and the apparatus can be carried. Furthermore, a low-cost gas analyzer is obtained by using the same parts as the gas detector.
なお、図1に示すガスセンサのアナログ部の構成は一例であり、この実施形態に限らず、他の構成でもよい。また、図2に示すデジタル部のDSPの処理はパーソナルコンピュータ、マイコン等で行ってもよい。 The configuration of the analog unit of the gas sensor shown in FIG. 1 is an example, and is not limited to this embodiment, and other configurations may be used. 2 may be performed by a personal computer, a microcomputer, or the like.
1 ガスセンサ側のマイクロヒータ
2 リファレンス側のマイクロヒータ
Bs ガスセンサ側のブリッジ回路
Br リファレンス側のブリッジ回路
ap4 計装アンプ
16 DSP
17 DAコンバータ
DESCRIPTION OF
17 DA converter
Claims (2)
前記吸着燃焼式ガスセンサのヒータに印加する電圧を制御して該ヒータを一定昇温制御しながら前記センサ出力をサンプリングすることを特徴とするガス分析装置。 A gas analyzer that samples the sensor output of an adsorption combustion type gas sensor, obtains differential waveform data by time differentiation of the sampled sensor output, and performs gas analysis based on the acquired differential waveform data,
A gas analyzer which samples the sensor output while controlling a voltage applied to a heater of the adsorption combustion type gas sensor and controlling the heater at a constant temperature.
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