JP2010141521A - 増幅器および通信装置。 - Google Patents

Abstract

【課題】ピーク電流を削減することで、スイッチング素子にかかるストレスを軽減させて、増幅器としての信頼性を向上させることが可能な増幅器を提供すること。
【解決手段】所定の電流を出力する電流源と接地電位との間に接続される第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子と並列に接続され、電流源と接地電位との間に接続される第１キャパシタと、を含む第１増幅回路と、所定の電流を出力する電流源と接地電位との間に接続される第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子と並列に接続され、電流源と接地電位との間に接続される第２キャパシタと、を含む第２増幅回路と、第１増幅回路と第２増幅回路との間に設けられる第３キャパシタと、を備え、第１スイッチング素子は、第２スイッチング素子がオフの場合にオンとなり、第２スイッチング素子がオンの場合にオフとなる、増幅器が提供される。
【選択図】図１

Description

本発明は、増幅器および通信装置に関し、より詳細には、Ｅ級増幅器およびＥ級増幅器を備えた通信装置に関する。

従来、スイッチング素子を用いた増幅器の一種であるＥ級増幅器が提案・開発されている（例えば、非特許文献１〜３参照）。Ｅ級増幅器は、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｅｉｔｃｈｉｎｇ；ゼロボルトスイッチング）と呼ばれる動作によって、理想的には１００％の高効率が得られるものである。ＺＶＳとは、オン状態のスイッチング素子に電流が流れていても、電圧がゼロであればそのスイッチング素子は電力を消費しないことである。

Ｅ級増幅器は、非特許文献１、２に示すように、１９７０年代に開発された技術である。しかし、近年でも非特許文献３に示すように、Ｆ級および逆Ｆ級増幅器の特徴である高調波処理をＥ級増幅器にも追加したＥ／Ｆ級増幅器が開発されるなど、注目されている技術である。また最近では、無線によって電力を伝送するワイヤレス電力伝送の分野においてこのＥ級増幅器を用いることも提案されている。

N. O. Sokal and A. D.Sokal, "Class-E, a new class of high efficiency tuned single ended switchingpower amplifiers," IEEE J.Solid-State Circuits,vol. SC-10, NO. 3, pp. 168-176, June 1975. F. H. Raab, "IdealizedOperation of the Class E Tuned Power Amplifier," IEEE Trans. Circuits andSystems, vol. CAS-24, NO. 12, pp. 725-735, Dec. 1977. Scott D. Kee, IchiroAoki, Ali Hajimiri, and David Rutledge, "The Class-E/F Family of ZVS SwitchingAmplifiers," IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, vol. 51, NO.6,pp.1677-1690, June 2003.

しかし、Ｅ級増幅器には、ピーク電圧およびピーク電流が高くなってしまうという問題があった。上記非特許文献３では、３次高調波を操作することでピーク電圧を低下させることができる旨が開示されている。しかし、ピーク電流を低下させる最適な手法は開示されていない。ピーク電圧とピーク電流は、Ｅ級増幅器に含まれるスイッチング素子のストレスになり、増幅器としての信頼性を低下させる原因となる。また、同一サイズのスイッチング素子を用いた場合に得られる最大出力電力が、ピーク値で制限されることで、他の動作クラスの増幅器に比べて小さくなってしまうという問題もあった。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、スイッチング素子に流れる電流のピーク値を低減することで、スイッチング素子にかかるストレスを軽減させて、増幅器としての信頼性を向上させることが可能な、新規かつ改良された増幅器および通信装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、所定の電流を出力する電流源と接地電位との間に接続される第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子と並列に接続され、電流源と接地電位との間に接続される第１キャパシタと、を含む第１増幅回路と、所定の電流を出力する電流源と接地電位との間に接続される第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子と並列に接続され、チョークコイルと接地電位との間に接続される第２キャパシタと、を含む第２増幅回路と、第１増幅回路と第２増幅回路との間に設けられる第３キャパシタと、を備え、第１スイッチング素子は、第２スイッチング素子がオフの場合にオンとなり、第２スイッチング素子がオンの場合にオフとなる、増幅器が提供される。

かかる構成によれば、第１増幅回路に含まれる第１スイッチング素子は、第２増幅回路に含まれる第２スイッチング素子がオフの場合にオンとなり、第２スイッチング素子がオンの場合にオフとなる。第１スイッチング素子がオンの場合、第２増幅回路に接続された電流源からの電流が第２キャパシタおよび第３キャパシタに流れ、第３キャパシタに流れる電流によって第１スイッチング素子に流れる電流を低下させることができる。また、第１スイッチング素子がオフの場合、第１増幅回路に接続された電流源からの電流が第１キャパシタおよび第３キャパシタに流れ、第３キャパシタに流れる電流によって第２スイッチング素子に流れる電流を低下させることができる。その結果、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子に流れる電流のピーク値を低減させることができる。第１スイッチング素子および第２スイッチング素子に流れる電流のピーク値を低減させることで、スイッチング素子にかかるストレスを軽減させることができる。

第３キャパシタは、第１キャパシタおよび第２キャパシタと並列に接続されていてもよい。

第１キャパシタと第３キャパシタとの容量比は０：１から１：１の範囲内であってもよい。

第１スイッチング素子がオンとなる時間とオフとなる時間とは等しくなるようにしてもよい。

電流源はチョークコイルであってもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記増幅器を備える、通信装置が提供される。

以上説明したように本発明によれば、増幅回路を差動化して、スイッチング素子に流れる電流のピーク値を低減することで、スイッチング素子にかかるストレスを軽減させて信頼性を向上させることが可能な、新規かつ改良された増幅器および通信装置を提供することができる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

また、以下の順序に従って本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
＜１．従来のＥ級増幅器＞
［１−１．従来のＥ級増幅器の構成］
［１−２．従来のＥ級増幅器の構成］
［１−３．従来のＥ級増幅器の問題点］
＜２．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器＞
［２−１．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器の構成］
［２−２．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器の動作］
＜３．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器を備えた通信装置＞
＜４．まとめ＞

＜１．従来のＥ級増幅器＞
まず、本発明の好適な実施の形態について説明する前に、従来のＥ級増幅器の構成及び動作、並びに従来のＥ級増幅器が抱える問題点について説明する。

［１−１．従来のＥ級増幅器の構成］
図６は、一般的なＥ級増幅器１０の回路構成について示す説明図である。図６に示したように、一般的には、Ｅ級増幅器１０は、チョークコイル１１と、スイッチング素子１２と、キャパシタＣ１と、直列共振器１３と、移相コイルＬｘと、負荷抵抗Ｒと、を含んで構成される。また直列共振器１３は、キャパシタＣ２と、インダクタＬ２と、を含んで構成される。

チョークコイル１１は、一般的には所定の周波数を上回る高周波電流を阻止するために用いられる電子部品であり、ここでは電源ＶＤＤから直流電流Ｉ＿ＤＣを供給する働きを有する。スイッチング素子１２は、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタその他のスイッチング素子を用いることができ、図７に示したデューティ比が５０％の矩形波の信号に応じてオンとオフを繰り返す素子である。図７に示した矩形波の信号が０の場合にはスイッチング素子１２はオフとなり、１の場合にはスイッチング素子１２はオンとなる。スイッチング素子１２がオンの場合にはスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲが流れ、スイッチング素子１２がオフの場合には電流が流れない。

キャパシタＣ１には、スイッチング素子１２がオフの場合に、チョークコイル１１からの電流が流れ込む。スイッチング素子１２がオフの場合にキャパシタＣ１に流れる電流をＩ＿Ｃ１とする。なおキャパシタＣ１の容量をＣ１とする。キャパシタＣ２およびインダクタＬ２からなる直列共振器１３は、キャパシタＣ２およびインダクタＬ２によって規定される動作周波数の出力電流Ｉ＿ＯＵＴを通過させ、当該動作周波数以外の周波数ではオープンとなるバンドパスフィルタの働きを有する。

移相コイルＬｘは、出力電流Ｉ＿ＯＵＴに対して基本波の電圧と電流を移相するためのリアクタンスである。移相コイルＬｘは、Ｅ級増幅器に必要となる位相条件を満たすために設けられるものである。負荷抵抗Ｒは、移相コイルＬｘによって移相された電流を消費する。

［１−２．従来のＥ級増幅器の構成］
図６に示したＥ級増幅器１０におけるスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲ、およびキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１を直流電流Ｉ＿ＤＣで正規化した場合について、図８に示す。図８では、直流電流Ｉ＿ＤＣを１．０［Ａ］として各電流値を正規化している。図８では、実線がスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲであり、点線がキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１であり、一点鎖線が直流電流Ｉ＿ＤＣである。

図６に示した４つの電流（Ｉ＿ＤＣ、Ｉ＿ＴＲ、Ｉ＿Ｃ１、Ｉ＿ＯＵＴ）の値は、図６中のノードＡでのキルヒホッフの第一法則に従う。従って、直流電流Ｉ＿ＤＣから出力電流Ｉ＿ＯＵＴを引いた残りが、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲ、およびキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１となる。

図８に示したように、直流電流Ｉ＿ＤＣは、常に１．０［Ａ］の電流が流れる。また、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲは、時刻が０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間はスイッチング素子１２がオフであるので、電流が流れず０．０［Ａ］である。時刻が０．５［ｓ］から１．０［ｓ］の間はスイッチング素子１２がオンになり、急峻にスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲが立ち上がる。およそ０．８［ｓ］付近でスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲはピークとなり、徐々に低下した後に、時刻が１．０［ｓ］になると再びスイッチング素子１２がオフになり、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲは０．０［Ａ］となる。

キャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１は、時刻０．０［ｓ］では約２．０［Ａ］である。しかし、時刻が０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間にスイッチング素子１２がオフになると、約−０．９［Ａ］まで降下した後に０．０［Ａ］に戻る。時刻が０．５［ｓ］から１．０［ｓ］の間はスイッチング素子１２がオンになり、スイッチング素子１２に電流が流れる一方で、キャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１は０．０［Ａ］となる。

図８に示したスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲ、およびキャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１を併せると、中心が１．０［Ａ］の正弦波となっている。この正弦波は、直流電流Ｉ＿ＤＣから、キャパシタＣ２およびインダクタＬ２からなる直列共振器１３に流れる電流Ｉ＿ＯＵＴを引いた残りを示している。また正弦波のオフセットの１．０［Ａ］は、チョークコイル１１に流れる直流電流Ｉ＿ＤＣと等しい値となっている。

なお、キャパシタＣ１は直流電流を通さないので、キャパシタＣ１に流れる電流Ｉ＿Ｃ１を時刻０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間で積分すると０．０［Ａ］となる。電流Ｉ＿Ｃ１によってキャパシタＣ１に蓄積された電荷量に比例して、ノードＡには電圧が発生する。従って、ノードＡの電圧は、時刻０．０［ｓ］の時点でスイッチング素子１２がオフになると、キャパシタＣ１への電荷の蓄積に伴って０．０［Ｖ］から急峻に上昇し、電流Ｉ＿Ｃ１の波形が０になる時点でピークに達する。その後はノードＡの電圧は下降し、時刻０．５［ｓ］の時点で再び０．０［Ｖ］に戻る。このノードＡの電圧は、オフ状態のスイッチング素子１２に印加されるスイッチング素子電圧Ｖ＿ＴＲとなる。

整理すると、スイッチング素子１２には、オン状態の場合に電流が流れ、スイッチング素子１２がオン状態の場合に印加される電圧は０．０［Ｖ］である。そして、スイッチング素子１２がオフ状態の場合に電流は流れず、スイッチング素子１２がオフ状態の場合に印加される電圧は時々刻々と変化する。これがＺＶＳである。

図９は、スイッチング素子１２に印加されるスイッチング素子電圧Ｖ＿ＴＲと、スイッチング素子１２に流れるスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲとを、それぞれ正規化したものをグラフで示す説明図である。図９に示したグラフでは、実線が電源電圧Ｖ＿ＤＤで正規化したスイッチング素子電圧Ｖ＿ＴＲであり、点線が直流電流Ｉ＿ＤＣで正規化したスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲである。そして、図９にはＺＶＳの様子が現れている。

［１−３．従来のＥ級増幅器の問題点］
図９に示したように、スイッチング素子電圧Ｖ＿ＴＲのピーク値は約３．５６［Ｖ］であり、スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲのピーク値は２．８６［Ａ］であり、いずれも高いものとなっている。このように、スイッチング素子に印加されるスイッチング素子電圧のピーク電圧と、スイッチング素子に流れるスイッチング素子電流のピーク電流とが高いことが、従来のＥ級増幅器における問題点である。上述したように、上記非特許文献３では、３次高調波を操作することでピーク電圧を低下させることができる旨が開示されているが、ピーク電流を低下させる最適な手法は上記非特許文献３には開示されていない。

そこで、本発明においては、ピーク電圧だけではなく、ピーク電流も削減することで、スイッチング素子にかかるストレスを軽減させ、Ｅ級増幅器としての信頼性を向上させることを目的とする。

＜２．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器＞
［２−１．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器の構成］
まず、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器の構成について説明する。図１は、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の構成について示す説明図である。以下、図１を用いて本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の構成について説明する。

図１に示したように、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００は、チョークコイル１０２ａ、１０２ｂと、スイッチング素子１０４ａ、１０４ｂと、キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃと、直列共振器１０６ａ、１０６ｂと、移相コイルＬｘａ、Ｌｘｂと、負荷抵抗Ｒａ、Ｒｂと、を含んで構成される。また直列共振器１０６ａは、キャパシタＣ２ａと、インダクタＬ２ａと、を含んで構成され、直列共振器１０６ｂは、キャパシタＣ２ｂと、インダクタＬ２ｂと、を含んで構成される。

図１に示したＥ級増幅器１００においては、チョークコイル１０２ａとチョークコイル１０２ｂとは同じ特性のものを用いることが望ましい。同様に、スイッチング素子１０４ａ、１０４ｂ、キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂ、直列共振器１０６ａ、１０６ｂ、移相コイルＬｘａ、Ｌｘｂ、および負荷抵抗Ｒａ、Ｒｂは、それぞれ同じ特性のものを用いることが望ましい。

チョークコイル１０２ａ、１０２ｂは、図６に示した一般的なＥ級増幅器１０と同様に、一般的には所定の周波数を上回る高周波電流を阻止するために用いられる電子部品である。チョークコイル１０２ａ、１０２ｂは、本発明の電流源の一例であり、本実施形態では、電源ＶＤＤから直流電流Ｉ＿ＤＣを供給する働きを有するものである。スイッチング素子１０４ａ、１０４ｂは、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタその他のスイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子１０４ａは、図７に示したデューティ比が５０％の矩形波に応じてオンとオフを繰り返す素子である。一方スイッチング素子１０４ｂは、デューティ比が５０％で、図７に示した矩形波の逆相の矩形波に応じてオンとオフを繰り返す素子である。スイッチング素子１０４ａがオンの場合にはスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲａが流れ、スイッチング素子１０４ａがオフの場合には電流が流れない。同様に、スイッチング素子１０４ｂがオンの場合にはスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲｂが流れ、スイッチング素子１０４ｂがオフの場合には電流が流れない。

キャパシタＣ１ａには、スイッチング素子１０４ａがオフの場合に、チョークコイル１０２ａからの電流が流れ込む。そのときキャパシタＣ１ａに流れる電流をＩ＿Ｃ１ａとする。また、スイッチング素子１０４ａがオフの場合には、スイッチング素子１０４ｂはオンとなっている。従って、スイッチング素子１０４ａがオフの場合にはキャパシタＣ１ｃは片側が接地された状態になるので、チョークコイル１０２ａからの電流が流れ込む。そのときキャパシタＣ１ｃに流れる電流をＩ＿Ｃ１ｃとする。

キャパシタＣ１ｂには、スイッチング素子１０４ｂがオフの場合に、チョークコイル１０２ｂからの電流が流れ込む。そのときキャパシタＣ１ｂに流れる電流をＩ＿Ｃ１ｂとする。また、スイッチング素子１０４ｂがオフの場合には、スイッチング素子１０４ａはオンとなっている。従って、スイッチング素子１０４ｂがオフの場合にはキャパシタＣ１ｃは片側が接地された状態になるので、チョークコイル１０２ｂからの電流が流れ込む。

キャパシタＣ２ａおよびインダクタＬ２ａからなる直列共振器１０６ａは、キャパシタＣ２ａおよびインダクタＬ２ａによって動作周波数が規定される共振器である。直列共振器１０６ａは、規定される動作周波数の出力電流Ｉ＿ＯＵＴａを通過させ、当該動作周波数以外の周波数ではオープンとなるバンドパスフィルタの働きを有する。同様に、直列共振器１０６ｂは、キャパシタＣ２ｂおよびインダクタＬ２ｂによって規定される動作周波数の出力電流Ｉ＿ＯＵＴｂを通過させ、当該動作周波数以外の周波数ではオープンとなるバンドパスフィルタの働きを有する。

移相コイルＬｘａは、出力電流Ｉ＿ＯＵＴａに対して基本波の電圧と電流を移相するためのリアクタンスである。同様に、移相コイルＬｘｂは、出力電流Ｉ＿ＯＵＴｂに対して基本波の電圧と電流を移相するためのリアクタンスである。移相コイルＬｘａ、Ｌｘｂは、それぞれＥ級増幅器に必要となる位相条件を満たすために設けられるものである。負荷抵抗Ｒａ、Ｒｂは、それぞれ移相コイルＬｘａ、Ｌｘｂによって移相された電流を消費する。

以上、図１を用いて本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の構成について説明した。次に、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の動作について説明する。

［２−２．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器の動作］
図１に示したＥ級増幅器１００において、キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃの容量比を以下のように規定する。なお、下記の数式１〜数式３において、Ｃ１ａはキャパシタＣ１ａの容量を、Ｃ１ｂはキャパシタＣ１ｂの容量を、Ｃ１ｃはキャパシタＣ１ｃの容量を、それぞれ示すものである。

・・・（数式１）

・・・（数式２）

・・・（数式３）

上記数式１〜数式３において、Ｃ＿ｒａｔｉｏは容量Ｃ１をキャパシタＣ１ａ（またはキャパシタＣ１ｂ）とキャパシタＣ１ｃとに分割する分割比であり、０．０から１．０の範囲内の実数である。スイッチング素子１０４ａ、１０４ｂのピーク電流削減効果を発揮するためには、Ｃ＿ｒａｔｉｏの値は０．０〜０．５程度であることが望ましい。すなわち、キャパシタＣ１ａ（またはキャパシタＣ１ｂ）とキャパシタＣ１ｃとの容量比は、０：１〜１：１の範囲内に収まることが望ましい。なお、現実には、スイッチング素子１０４ａ、１０４ｂが持つ寄生容量があるために、キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂの容量をゼロにすることはできない。

図２は、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００において、Ｃ＿ｒａｔｉｏの値を０．２５に設定した場合の、キャパシタＣ１ａに流れる電流Ｉ＿Ｃ１ａとキャパシタＣ１ｃに流れる電流をＩ＿Ｃ１ｃとの関係をついてグラフで示す説明図である。図２において、実線はキャパシタＣ１ａに流れる電流Ｉ＿Ｃ１ａを示し、点線はキャパシタＣ１ｃに流れる電流Ｉ＿Ｃ１ｃを示している。

Ｃ＿ｒａｔｉｏの値を０．２５とすると、キャパシタＣ１ａの容量Ｃ１ａはキャパシタＣ１ｃの容量Ｃ１ｃの１／３となる。キャパシタＣ１ａの容量Ｃ１ａと、キャパシタＣ１ｃの容量Ｃ１ｃの容量の比が１：３となるので、図８に示した電流Ｉ＿Ｃ１は、キャパシタＣ１ａとキャパシタＣ１ｃとに、それぞれ１：３の割合で割り振られる。従って、時刻０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間では、図２に示した電流Ｉ＿Ｃ１ａは、図８に示した電流Ｉ＿Ｃ１を０．２５倍した波形と同じ波形になり、電流Ｉ＿Ｃ１ｃは、図８に示した電流Ｉ＿Ｃ１を０．７５倍した波形と同じ波形になる。そして、０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間でキャパシタＣ１ｃに流れる電流Ｉ＿Ｃ１ｃはスイッチング素子１０４ｂに流れ込み、スイッチング素子１０４ｂに流れる電流値を低下させる働きを行う。

続いて時刻０．５［ｓ］から１．０［ｓ］の間では、スイッチング素子１０４ａがオンとなり、キャパシタＣ１ａに流れる電流Ｉ＿Ｃ１ａは０．０［Ａ］となる。しかし、キャパシタＣ１ｃに流れる電流Ｉ＿Ｃ１ｃは０．０［Ａ］とはならない。これは、スイッチング素子１０４ａがオンとなることで、逆相側のチョークコイル１０２ｂからの電流がキャパシタＣ１ｃに流れ込むからである。時刻０．５［ｓ］から１．０［ｓ］の間における電流Ｉ＿Ｃ１ｃの波形は、時刻０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間における電流Ｉ＿Ｃ１ｃの波形を０．０［Ａ］で反転させたものと一致する。そして、０．５［ｓ］から１．０［ｓ］の間でキャパシタＣ１ｃに流れる電流Ｉ＿Ｃ１ｃは、スイッチング素子１０４ａに流れ込み、スイッチング素子１０４ａに流れる電流値を低下させる働きを行う。

図３は、図６に示した従来のＥ級増幅器１０におけるスイッチング素子１２に流れる電流Ｉ＿ＴＲと、図１に示した本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００におけるスイッチング素子１０４ａに流れる電流Ｉ＿ＴＲａとをグラフで示して比較する説明図である。図３では、実線がスイッチング素子１０４ａに流れる電流Ｉ＿ＴＲａであり、点線が従来のＥ級増幅器１０におけるスイッチング素子１２に流れる電流Ｉ＿ＴＲである。

０．５［ｓ］から１．０［ｓ］の間、および１．５［ｓ］から２．０［ｓ］の間において、図３に示した電流Ｉ＿ＴＲから図２に示した電流Ｉ＿Ｃ１ｃを引いたものが、スイッチング素子１０４ａに流れる電流Ｉ＿ＴＲａである。時刻０．５［ｓ］（または１．５［ｓ］）においてスイッチング素子１０４ａがオンになると電流Ｉ＿ＴＲａは急峻に立ち上がるが、その後の電流増加は、電流Ｉ＿ＴＲに比べて穏やかである。そして、約０．８［ｓ］（または約１．８［ｓ］）におけるピーク電流値は、電流Ｉ＿ＴＲがおよそ２．８６［Ａ］なのに対し、電流Ｉ＿ＴＲａがおよそ２．２２［Ａ］であり、ピーク電流値が約２２％低下していることが分かる。

上述したように、Ｃ＿ｒａｔｉｏの値は完全に０にすることは現実的には不可能である。しかし、仮にＣ＿ｒａｔｉｏの値を完全に０にすることができると、電流Ｉ＿Ｃ１ａ、Ｉ＿Ｃ１ｂは常に０．０［Ａ］となり、電流Ｉ＿Ｃ１として流れていた電流が全て電流Ｉ＿Ｃ１ｃとなる。そして、電流Ｉ＿ＴＲａ、Ｉ＿ＴＲｂは矩形波となる。図４は、Ｃ＿ｒａｔｉｏの値を０にした場合において、電流Ｉ＿ＴＲと、電流Ｉ＿ＴＲａとをグラフで示して比較する説明図である。図４においても、図３と同様に、実線がスイッチング素子１０４ａに流れる電流Ｉ＿ＴＲａであり、点線が従来のＥ級増幅器１０におけるスイッチング素子１２に流れる電流Ｉ＿ＴＲである。図４に示したように、Ｃ＿ｒａｔｉｏの値が０になると、電流Ｉ＿ＴＲａは０．０［Ａ］と２．０［Ａ］とによる矩形波となり、ピーク電流値が約３０％低下することになる。

なお、図３および図４には、図９のようにスイッチング素子１０４ａ、１０４ｂに印加される電圧の波形は図示していないが、図１に示したＥ級増幅器１００においても、スイッチング素子１０４ａ、１０４ｂにおいてＺＶＳが行われる。キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｃは直流電流を通さないので、キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｃに流れる電流Ｉ＿Ｃ１ａ、Ｉ＿Ｃ１ｃを時刻０．０［ｓ］から０．５［ｓ］の間で積分すると０．０［Ａ］となる。電流Ｉ＿Ｃ１ａ、Ｉ＿Ｃ１ｃによってキャパシタＣ１ａおよびキャパシタＣ１ｃに蓄積された電荷量に比例して、ノードＡには電圧が発生する。従って、ノードＡの電圧は、時刻０．０［ｓ］の時点でスイッチング素子１０４ａがオフになると、キャパシタＣ１ａおよびキャパシタＣ１ｃへの電荷の蓄積に伴って０．０［Ｖ］から急峻に上昇し、電流Ｉ＿Ｃ１ａ、Ｉ＿Ｃ１ｃの波形が０になる時点でピークに達する。その後はノードＡの電圧は下降し、時刻０．５［ｓ］の時点で再び０．０［Ｖ］に戻る。このノードＡの電圧は、オフ状態のスイッチング素子１０４ａに印加されるスイッチング素子電圧Ｖ＿ＴＲとなる。

このように、スイッチング素子１０４ａ、１０４ｂに流れる電流のピーク値を低下させることで、スイッチング素子にかかるストレスを軽減させ、増幅効率を向上させることで、Ｅ級増幅器としての信頼性を向上させることができる。

以上、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の動作について説明した。次に、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備えた通信装置について説明する。

＜３．本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器を備えた通信装置＞
図５は、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備えた通信装置２００について示す説明図である。図５には、Ｅ級増幅器１００を備えた送信側の通信装置２００の他に、受信側の通信装置３００を併せて示している。

図５に示したように、通信装置２００は、Ｅ級増幅器１００と、Ｅ級増幅器１００に電圧ＶＤＤを供給する電源２２０と、Ｅ級増幅器１００のスイッチング素子１０４のスイッチングを制御する交流電源２３０と、を含んで構成される。通信装置２００は、通信装置３００に対して、無線による電力の伝送を行う装置である。通信装置２００において、Ｅ級増幅器１００で電力を増幅し、通信装置２００に備えられるアンテナ２１０から、通信装置３００に備えられるアンテナ３１０に対して電波を送信する。通信装置３００では、アンテナ３１０で受信した電波を復調することで電力を受け取ることができる。

このように、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を通信装置２００に適用することで、無線による電力伝送の際の効率を向上させることができる。以上、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備えた通信装置について説明した。なお、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備える通信装置の構成は、図５に示したものに限られないことは言うまでもない。

＜４．まとめ＞
以上説明したように本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００では、従来のＥ級増幅器を差動構成にし、Ｅ級増幅器間に新たにキャパシタＣ１ｃを設ける。そして、新たに設けたキャパシタＣ１ｃを流れる電流を逆相側に流し込む構成を採ることにより、スイッチング素子１０４ａ、１０４ｂに流れる電流のピーク値を低下させることができる。従って、以上説明したように本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００によれば、ピーク電流を削減することで、スイッチング素子にかかるストレスを軽減させて信頼性を向上させることができる。また、本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００によれば、スイッチング素子のピーク電流を抑えることによりスイッチング素子での電力消費が抑えられ、同一サイズのスイッチング素子を用いた場合に出力電力を大きくすることができる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば、上記実施形態では、Ｅ級増幅器１００において２つのチョークコイル１０２ａ、１０２ｂを用いたが、本発明ではかかる例に限定されない。例えば、２つのチョークコイルをまとめて中点にタップのある１つの単相単巻オートトランスとして、中点のタップに流れ込む電流を２つに分けて、スイッチング素子１０４ａ、１０４ｂを流れるように構成してもよい。

本発明は、増幅器および通信装置に適用可能であり、特に、Ｅ級増幅器およびＥ級増幅器を備えた通信装置に適用可能である。

本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００の構成について示す説明図である。 キャパシタＣ１ａに流れる電流Ｉ＿Ｃ１ａとキャパシタＣ１ｃに流れる電流をＩ＿Ｃ１ｃとの関係をついてグラフで示す説明図である。 電流Ｉ＿ＴＲと電流Ｉ＿ＴＲａとをグラフで示して比較する説明図である。 電流Ｉ＿ＴＲと電流Ｉ＿ＴＲａとをグラフで示して比較する説明図である。 本発明の一実施形態にかかるＥ級増幅器１００を備えた通信装置２００について示す説明図である。 一般的なＥ級増幅器の回路構成について示す説明図である。 スイッチング素子のオンオフを制御する矩形波の信号について示す説明図である。 スイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲおよび電流Ｉ＿Ｃ１を、直流電流Ｉ＿ＤＣで正規化したものを示す説明図である。 スイッチング素子電圧Ｖ＿ＴＲおよびスイッチング素子電流Ｉ＿ＴＲを正規化したものをグラフで示す説明図である。

符号の説明

１０、１００ Ｅ級増幅器
１１、１０２ａ、１０２ｂ チョークコイル
１２、１０４ａ、１０４ｂ スイッチング素子
２００、３００ 通信装置
Ｃ１、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ２、Ｃ２ａ、Ｃ２ｂ キャパシタ
１３、１０６ａ、１０６ｂ 直列共振器
Ｌｘ，Ｌｘａ、Ｌｘｂ 移相コイル
Ｒ、Ｒａ、Ｒｂ 負荷抵抗
Ｌ２、Ｌ２ａ、Ｌ２ｂ インダクタ

Claims (6)

1. 所定の電流を出力する電流源と接地電位との間に接続される第１スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子と並列に接続され、前記電流源と前記接地電位との間に接続される第１キャパシタと、
   を含む第１増幅回路と、
   所定の電流を出力する電流源と接地電位との間に接続される第２スイッチング素子と、
   前記第２スイッチング素子と並列に接続され、前記電流源と前記接地電位との間に接続される第２キャパシタと、
   を含む第２増幅回路と、
   前記第１増幅回路と前記第２増幅回路との間に設けられる第３キャパシタと、
   を備え、
   前記第１スイッチング素子は、前記第２スイッチング素子がオフの場合にオンとなり、前記第２スイッチング素子がオンの場合にオフとなる、増幅器。
2. 前記第３キャパシタは、前記第１キャパシタおよび前記第２キャパシタと並列に接続される、請求項１に記載の増幅器。
3. 前記第１キャパシタと前記第３キャパシタとの容量比は０：１から１：１の範囲内である、請求項１に記載の増幅器。
4. 前記第１スイッチング素子がオンとなる時間とオフとなる時間とは等しい、請求項１に記載の増幅器。
5. 前記電流源はチョークコイルである、請求項１に記載の増幅器。
6. 請求項１に記載の増幅器を備える、通信装置。

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