JP2010136519A - 非接触給電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 漏れインダクタンスが大きいトランスの場合でもバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａがトランスの漏れインダクタンスにより制限されてしまうことなく、さらにバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの制御も比較的容易な非接触給電装置を提供する。
【解決手段】 蓄電装置ＢＴ１を充電する非接触給電装置において、トランスＴ１のＬｍ、Ｌ１、Ｌ２、及び直列コンデンサＣｓ、並列コンデンサＣｐとで構成した等価トランスの特性が、理想トランスの特性と等しくなるように直列コンデンサＣｓと並列コンデンサＣｐの容量値を算定してそれぞれＣｓ１、Ｃｐ１としたとき、並列コンデンサＣｐをＣｐ１の値またはその近傍値に設定し、直列コンデンサＣｓの値を蓄電装置ＢＴ１の充電電流平均値が許容される最大電流を流すことができる容量値から、インバータＩＮＶ１によって前記最大電流を制御することが可能な前記Ｃｓ１に近い容量値の範囲内に設定する。
【選択図】図１
【解決手段】 蓄電装置ＢＴ１を充電する非接触給電装置において、トランスＴ１のＬｍ、Ｌ１、Ｌ２、及び直列コンデンサＣｓ、並列コンデンサＣｐとで構成した等価トランスの特性が、理想トランスの特性と等しくなるように直列コンデンサＣｓと並列コンデンサＣｐの容量値を算定してそれぞれＣｓ１、Ｃｐ１としたとき、並列コンデンサＣｐをＣｐ１の値またはその近傍値に設定し、直列コンデンサＣｓの値を蓄電装置ＢＴ１の充電電流平均値が許容される最大電流を流すことができる容量値から、インバータＩＮＶ１によって前記最大電流を制御することが可能な前記Ｃｓ１に近い容量値の範囲内に設定する。
【選択図】図１
Description
本発明は、分離着脱が可能なトランスを介して高周波の電力をバッテリ等の蓄電装置に供給して充電する非接触給電装置に関する。
従来例１の非接触給電装置は、図６に示すように、分離着脱ができる１次コイルＷ１１及び２次コイルＷ１２を有するトランス１２の２次コイルＷ１２に共振コンデンサＣ１を並列接続し、トランス１２の１次コイルＷ１１に高周波電源１１から高周波電圧ＥＬＳを印加し、トランス１２の２次コイルＷ１２の誘導電圧をダイオードＤ１、Ｄ２より構成される整流回路により整流し、チョークコイルＬＣＨを介してバッテリＢを充電するものである。図６において、１次側の高周波電圧と２次側誘導電圧の極性反転の時点と、コンデンサＣ１に生じる振動電圧の値が極値となる時点とが一致するようにコンデンサＣ１の容量値を最適値Ｃ１ｍに設定すると、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを最大にすることができ、高周波電源１１からバッテリＢに伝達される電力の伝達効率を最適にすることが可能であるということが開示されている（例えば、特許文献１参照）。
なお、図６におけるチョークコイルＬＣＨは、バッテリ充電電流Ｉｄの平滑の目的で設けられたものであり、チョークコイルＬＣＨの代わりに、バッテリＢに並列に、バッテリ充電電流Ｉｄのリップル電流を吸収する目的でコンデンサを設けても良い。
なお、図６におけるチョークコイルＬＣＨは、バッテリ充電電流Ｉｄの平滑の目的で設けられたものであり、チョークコイルＬＣＨの代わりに、バッテリＢに並列に、バッテリ充電電流Ｉｄのリップル電流を吸収する目的でコンデンサを設けても良い。
また、負荷がバッテリ負荷のような負荷インピーダンスの抵抗分が極端に小さい場合にはそのまま適用できないが、抵抗負荷のような、負荷インピーダンスがある程度の抵抗分を持つ場合に有効な手法として、図７の従来例２に示すように、非接触給電装置のトランスＴ３の1次側の１次導線Ｗ１にコンデンサＣｓ、２次側の受電コイルＷ２にコンデンサＣｐを付加して、トランスＴ３の励磁インダクタンスや漏れインダクタンス等と、コンデンサＣｓ、Ｃｐとで共振回路を形成し、効率的な電力伝送を行うという手法もある（例えば、特許文献２参照）。
このように、従来の非接触給電装置は、トランスの２次コイルにコンデンサＣｐを付加、あるいは１次コイル、２次コイルにコンデンサＣｓ、Ｃｐを付加し、これらのコンデンサの容量値を最適値に設定することにより、トランスにより伝達される電力の伝達効率を最適にしているのである。
特許第３７４３１９３号公報（第８−９頁、図１３）
特開２００２−２７２１３４号公報（第３頁、図９）
図６に示す従来例１の非接触給電装置において、バッテリ充電電流の平均値は、概略、トランスの漏れインダクタンスにより制限されてしまい、トランスの漏れインダクタンスによっては、バッテリの急速充電に必要なバッテリ電流を流せないため、バッテリの急速充電が困難になる場合があるという問題があった。この問題について、具体的に以下に説明する。
図８に、今回、実験及びシミュレーションに用いた非接触給電装置を示す。
図８に示す非接触給電装置は、回路構成として、図６に示す従来例１の非接触給電装置と同等であり、ＡＣ電源ＶＳ１のＡＣ電圧ＶＡＣを単相全波整流回路ＤＭ１により整流してインバータ主回路に、直流の主回路電圧Ｖｐｎを供給し、単相フルブリッジインバータＩＮＶ１によりインバータ主回路電圧Ｖｐｎを交流に変換してトランスＴ１の１次巻線にインバータ出力電圧Ｖ１を供給し、トランス２次巻線に誘導される電圧Ｖ２を単相全波整流回路ＤＭ２により整流してバッテリＢＴ１に供給するものである。
ここで、図８のトランスＴ１は、Ｃ−Ｃ形状のコアに１次巻線、２次巻線をそれぞれ巻いたものであり、それぞれのコアは分離可能で、コアのギャップを任意の値に設定できるものである。また、１次巻線、２次巻線の巻数比は１：１である。コンデンサＣｐｎは、インバータ主回路コンデンサで、主回路電圧Ｖｐｎの平滑の目的で設けられたものである。トランス２次巻線に設けられたコンデンサＣｐは、前述の図６におけるコンデンサＣ１と同じ目的で設けられたものであり、コンデンサＣｐの容量値を最適値Ｃｐｍに設定することにより、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを最大にすることができる。また、図８のコンデンサＣｂは、単相全波整流回路ＤＭ２の出力電流Ｉｄｍのリップル成分を吸収し、バッテリ電流Ｉｄに、ＤＭ２の出力電流Ｉｄｍの直流成分のみを流すために設けられたものである。
インバータ出力電圧Ｖ１は、図９に示すように、波高値Ｖｐｎ、キャリア周波数ｆｃ、周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ）、パルス幅ＴｐのＡＣ矩形波であり、パルス幅Ｔｐを、０〜Ｔｃ／２の範囲で任意に設定することができる。
図８に示す非接触給電装置は、回路構成として、図６に示す従来例１の非接触給電装置と同等であり、ＡＣ電源ＶＳ１のＡＣ電圧ＶＡＣを単相全波整流回路ＤＭ１により整流してインバータ主回路に、直流の主回路電圧Ｖｐｎを供給し、単相フルブリッジインバータＩＮＶ１によりインバータ主回路電圧Ｖｐｎを交流に変換してトランスＴ１の１次巻線にインバータ出力電圧Ｖ１を供給し、トランス２次巻線に誘導される電圧Ｖ２を単相全波整流回路ＤＭ２により整流してバッテリＢＴ１に供給するものである。
ここで、図８のトランスＴ１は、Ｃ−Ｃ形状のコアに１次巻線、２次巻線をそれぞれ巻いたものであり、それぞれのコアは分離可能で、コアのギャップを任意の値に設定できるものである。また、１次巻線、２次巻線の巻数比は１：１である。コンデンサＣｐｎは、インバータ主回路コンデンサで、主回路電圧Ｖｐｎの平滑の目的で設けられたものである。トランス２次巻線に設けられたコンデンサＣｐは、前述の図６におけるコンデンサＣ１と同じ目的で設けられたものであり、コンデンサＣｐの容量値を最適値Ｃｐｍに設定することにより、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを最大にすることができる。また、図８のコンデンサＣｂは、単相全波整流回路ＤＭ２の出力電流Ｉｄｍのリップル成分を吸収し、バッテリ電流Ｉｄに、ＤＭ２の出力電流Ｉｄｍの直流成分のみを流すために設けられたものである。
インバータ出力電圧Ｖ１は、図９に示すように、波高値Ｖｐｎ、キャリア周波数ｆｃ、周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ）、パルス幅ＴｐのＡＣ矩形波であり、パルス幅Ｔｐを、０〜Ｔｃ／２の範囲で任意に設定することができる。
図８において、インバータ出力からバッテリまでの回路において、トランスＴ１をインダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌｍより構成される等価回路で置き換えた回路図を図１０に示す。同図のトランスＴ１の等価回路において、Ｌ１は１次漏れインダクタンス、Ｌ２は２次漏れインダクタンス、Ｌｍは励磁インダクタンスを表す。実際のシミュレーションは、図８の代わりに図１０の回路構成で行っている。
ここで、実際に図８の回路を実機で評価した際の、図１０のトランスＴ１、コンデンサＣｐの各定数、及びトランス１次巻線電圧Ｖ１、バッテリＢＴ１の端子間電圧ＶＢの条件を表１に示す。なお、表１におけるトランスＴ１の各インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌｍの値は、トランスコアのギャップ長が３ｍｍの場合の実測値を示したものである。また、表１に示した各定数やパラメータの値はシミュレーションによる解析でも利用するので、シミュレーション条件として示している。
表１の条件１の場合に得られる、コンデンサＣｐとバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａとの関係を図１１に示す。同図の平均値Ｉａの値は、シミュレーションにより求めた値であるが、実機による評価結果とシミュレーション結果とはほぼ一致する。
ただし、コンデンサＣｐやＣｂの各容量、ＶＢ、Ｖｐｎ等の各電圧値のパラメータによっては、インバータＩＮＶ１の主回路、バッテリＢＴ１等に過大な電流が流れ、図８のインバータＩＮＶ１の主回路素子、単相全波整流回路ＤＭ１及びＤＭ２の整流回路素子、バッテリＢＴ１等の各回路素子の破損の危険性があることから、図１１のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの値はシミュレーションにより求めた。また、表１に示した条件１には記載していないが、バッテリＢＴ１の内部抵抗は０．１Ωとした。
ただし、コンデンサＣｐやＣｂの各容量、ＶＢ、Ｖｐｎ等の各電圧値のパラメータによっては、インバータＩＮＶ１の主回路、バッテリＢＴ１等に過大な電流が流れ、図８のインバータＩＮＶ１の主回路素子、単相全波整流回路ＤＭ１及びＤＭ２の整流回路素子、バッテリＢＴ１等の各回路素子の破損の危険性があることから、図１１のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの値はシミュレーションにより求めた。また、表１に示した条件１には記載していないが、バッテリＢＴ１の内部抵抗は０．１Ωとした。
図１１より、特許文献１に示されている電力の伝達効率の最適化手法と同様に考えると、コンデンサＣｐの容量値が最適値Ｃｐｍ＝０．５μＦのとき、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが最大値５.０Ａとなる。従って、このときのインバータＩＮＶ１からバッテリＢＴ１に伝達される電力の伝達効率が最適となると言える。
一方、図８に示す従来例１の非接触給電装置は、コンデンサＣｐの値を最適に選ぶことによりインバータＩＮＶ１からバッテリＢＴ１に伝達される電力の伝達効率を最大にできるものの、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの値が、概略、トランスの漏れインダクタンスにより制限されてしまうと言う問題がある。この問題について以下に説明する。
表１の条件１での１次漏れインダクタンスＬ１、２次漏れインダクタンスＬ２の値をそれぞれ０．１ｍＨから０.０５ｍＨに変更した場合の条件を条件２、条件３として表２に示す。
一方、図８に示す従来例１の非接触給電装置は、コンデンサＣｐの値を最適に選ぶことによりインバータＩＮＶ１からバッテリＢＴ１に伝達される電力の伝達効率を最大にできるものの、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの値が、概略、トランスの漏れインダクタンスにより制限されてしまうと言う問題がある。この問題について以下に説明する。
表１の条件１での１次漏れインダクタンスＬ１、２次漏れインダクタンスＬ２の値をそれぞれ０．１ｍＨから０.０５ｍＨに変更した場合の条件を条件２、条件３として表２に示す。
表２における条件２、条件３の場合のコンデンサＣｐとバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａとの関係を図１２に示す。同図より、１次漏れインダクタンスＬ１、２次漏れインダクタンスＬ２の値をそれぞれ０．１ｍＨから０.０５ｍＨと小さくすると、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの最大値は、５Ａから７Ａと大きくなる。このことから、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの最大値は、概略、トランスの漏れインダクタンスにより制限されてしまうと言える。
図８の回路において、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを、バッテリ急速充電時の許容電流値である１０Ａ程度（目標値）とした場合、従来例１では５Ａ程度しか流せず、この目標値の１０Ａを流すことはできない。
図８の回路において、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを、バッテリ急速充電時の許容電流値である１０Ａ程度（目標値）とした場合、従来例１では５Ａ程度しか流せず、この目標値の１０Ａを流すことはできない。
次に、電流容量が大きいトランスの基本的な問題について説明する。電流容量が大きいトランスの場合、線径の大きい太い巻線を巻く必要があること、及びコアの磁束飽和の問題から、コア寸法をある程度大きくする必要があり、コア寸法を大きくすることに伴い漏れ磁束が大きくなり、その結果、漏れインダクタンスも大きくなってしまう。図８のトランスＴ１においても、表１に示すように、１次漏れインダクタンスＬ１、２次漏れインダクタンスＬ２の値をそれぞれ０．１ｍＨ以下にすることはできなかった。
このような漏れインダクタンスが大きいトランスの場合、例えばキャリア周波数を下げることによりバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを大きくすることができる。キャリア周波数を下げた例として、表１の条件１におけるキャリア周波数ｆｃの値を１０ｋＨｚから５ｋＨｚとした場合の条件を条件４として表３に示す。
このような漏れインダクタンスが大きいトランスの場合、例えばキャリア周波数を下げることによりバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを大きくすることができる。キャリア周波数を下げた例として、表１の条件１におけるキャリア周波数ｆｃの値を１０ｋＨｚから５ｋＨｚとした場合の条件を条件４として表３に示す。
表３の条件４における場合の、コンデンサＣｐとバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａとの関係を図１３に示す。同図より、キャリア周波数ｆｃの値を１０ｋＨｚから５ｋＨｚにすると、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの最大値は、５Ａから１０．１Ａと大きくなり、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの値は前記目標値の１０Ａを達成することができる。
しかしながら、キャリア周波数を下げることにより、トランスコアの飽和、騒音等の問題が発生するため、キャリア周波数を単純に下げることはできない。
しかしながら、キャリア周波数を下げることにより、トランスコアの飽和、騒音等の問題が発生するため、キャリア周波数を単純に下げることはできない。
ここで、図７の従来例２に示すように、トランスＴ３の１次巻線に直列にコンデンサＣｓ、２次巻線に並列にコンデンサＣｐを設けることを考える。
この手法は、前述のように、トランス２次側の負荷が、図８に示すようなバッテリＢＴ１ではなく、図１４に示すような抵抗負荷ＲＬの場合に有効な手法であり、コンデンサＣｐ、Ｃｓが１次漏れインダクタンスＬ１、２次漏れインダクタンスＬ２、励磁インダクタンスＬｍとの間で共振回路を形成するようにコンデンサＣｐ、Ｃｓの値を設定することにより、トランスＴ１をインピーダンスが０となる理想トランスの特性に近づけることができ、効率良く抵抗負荷ＲＬに電流を流すことができる。しかしながら、この手法をそのままバッテリ負荷に適用すると、トランスＴ１、コンデンサＣｓ、Ｃｐより構成される等価トランスの、等価漏れインダクタンスがほぼ零となり、バッテリ電流Ｉｄが従来例１のようにトランスＴ１の漏れインダクタンスＬ１、Ｌ２により制限されなくなるため、従来例１とは逆に、過大なバッテリ充電電流Ｉｄが流れてしまう。
この手法は、前述のように、トランス２次側の負荷が、図８に示すようなバッテリＢＴ１ではなく、図１４に示すような抵抗負荷ＲＬの場合に有効な手法であり、コンデンサＣｐ、Ｃｓが１次漏れインダクタンスＬ１、２次漏れインダクタンスＬ２、励磁インダクタンスＬｍとの間で共振回路を形成するようにコンデンサＣｐ、Ｃｓの値を設定することにより、トランスＴ１をインピーダンスが０となる理想トランスの特性に近づけることができ、効率良く抵抗負荷ＲＬに電流を流すことができる。しかしながら、この手法をそのままバッテリ負荷に適用すると、トランスＴ１、コンデンサＣｓ、Ｃｐより構成される等価トランスの、等価漏れインダクタンスがほぼ零となり、バッテリ電流Ｉｄが従来例１のようにトランスＴ１の漏れインダクタンスＬ１、Ｌ２により制限されなくなるため、従来例１とは逆に、過大なバッテリ充電電流Ｉｄが流れてしまう。
以下に、このトランスＴ１の１次巻線に直列にコンデンサＣｓ、２次巻線に並列にコンデンサＣｐを設ける手法及びその問題点について具体的に説明する。
図１４は、図７の従来例２において、トランスＴ２の部分を取り除いて表わした非接触給電装置である。同図の、インバータＩＮＶ１出力から単相全波整流回路ＤＭ２入力間のトランスＴ１、コンデンサＣｐ、Ｃｓより構成される等価トランスの等価回路を図１５に示す。
図１５の等価トランスの特性を理想トランスの特性に近づけること、すなわちトランスの励磁インダクタンス及び漏れインダクタンスと、コンデンサＣｓ、Ｃｐとを直列共振、並列共振させることを考える。ここで、トランスＴ１の巻数比は、図８のトランスＴ１と同様に１：１とし、インバータ出力電圧Ｖ１は、図９に示すような矩形波電圧ではなく、角速度ωの正弦波電圧と考える。
図１５の等価トランスの等価回路において、コンデンサＣｓ、Ｃｐを（式１）、（式２）に示す値に設定すると、その際の等価トランスの入出力の電圧及び電流、Ｖ１、Ｉ１、Ｖ２、Ｉ２の関係は（式３）に示す理想トランスの特性となる。
Ｃｐ＝１／（ω２・（Ｌｍ＋Ｌ２）） −−−（式１）
Ｃｓ＝（Ｌｍ＋Ｌ２）／（ω２・（Ｌｍ・Ｌ１＋Ｌ１・Ｌ２＋Ｌｍ・Ｌ２））
−−−（式２）
図１４は、図７の従来例２において、トランスＴ２の部分を取り除いて表わした非接触給電装置である。同図の、インバータＩＮＶ１出力から単相全波整流回路ＤＭ２入力間のトランスＴ１、コンデンサＣｐ、Ｃｓより構成される等価トランスの等価回路を図１５に示す。
図１５の等価トランスの特性を理想トランスの特性に近づけること、すなわちトランスの励磁インダクタンス及び漏れインダクタンスと、コンデンサＣｓ、Ｃｐとを直列共振、並列共振させることを考える。ここで、トランスＴ１の巻数比は、図８のトランスＴ１と同様に１：１とし、インバータ出力電圧Ｖ１は、図９に示すような矩形波電圧ではなく、角速度ωの正弦波電圧と考える。
図１５の等価トランスの等価回路において、コンデンサＣｓ、Ｃｐを（式１）、（式２）に示す値に設定すると、その際の等価トランスの入出力の電圧及び電流、Ｖ１、Ｉ１、Ｖ２、Ｉ２の関係は（式３）に示す理想トランスの特性となる。
Ｃｐ＝１／（ω２・（Ｌｍ＋Ｌ２）） −−−（式１）
Ｃｓ＝（Ｌｍ＋Ｌ２）／（ω２・（Ｌｍ・Ｌ１＋Ｌ１・Ｌ２＋Ｌｍ・Ｌ２））
−−−（式２）
ここで、表１の条件１に示すトランスＴ１の各インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌｍから、（式１）、(式２）より、ω＝２πｆｃとして、ｆｃ＝１０ｋＨｚの時のＣｐ、Ｃｓの値を計算するとＣｐ≒０.３９μＦ、Ｃｓ≒１.４５μＦとなる。
しかしながら、（式１）〜（式３）は、Ｖ１が正弦波電圧の場合に成立する式であって、インバータＩＮＶ１出力電圧Ｖ１が図９に示すような矩形波電圧の場合に成立するとは言い切れない。また、実際の回路は、図８に示すように、単相全波整流回路ＤＭ２のような非線形回路が含まれているので、この点からも、（式１）〜（式３）が成立するとは言い切れない。
しかしながら、（式１）〜（式３）は、Ｖ１が正弦波電圧の場合に成立する式であって、インバータＩＮＶ１出力電圧Ｖ１が図９に示すような矩形波電圧の場合に成立するとは言い切れない。また、実際の回路は、図８に示すように、単相全波整流回路ＤＭ２のような非線形回路が含まれているので、この点からも、（式１）〜（式３）が成立するとは言い切れない。
そこで、図１０に対応させて、図１６に示す回路において、下記の表４の条件５にてシミュレーションを行い、コンデンサＣｓとバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの関係を求め、Ｖ１が矩形波で、かつ、回路に非線形回路が含まれている場合においても、（式１）〜（式３）が概略成立するかどうかを検証する。なお、（式３）において、並列コンデンサＣｐは、実用に鑑み、前記計算結果の０.３９μＦではなく、市販の汎用品が存在する０.３３μＦとした。
表４の条件５において、コンデンサＣｓとバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの関係のシミュレーション結果を図１７に示す。
図１７より、直列コンデンサＣｓ＝１．３７μＦのとき、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａ＝４０２Ａの最大値を取る。また、シミュレーション波形は省略するが、Ｃｓ＝１．３７μＦの時、Ｖ１、Ｖ２、Ｉ１、Ｉ２は全て同相となり、Ｖ１、Ｉ１、Ｖ２、Ｉ２の関係は、（式３）の理想トランスの特性となる。Ｃｓ＝１．３７μＦは、（式２）からの計算値Ｃｓ＝１．４５μＦからわずかに異なるが、図１６に示す回路のような、入力電圧が矩形波で、かつ、回路に整流回路のような非線形回路が含まれている場合においも、（式１）〜（式３）が概略成立することが上述の結果から検証できた。
ここで、前記のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａ＝４０２Ａという値は、インバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐが、最大値５０μｓｅｃの場合の値であって、パルス幅Ｔｐを制御することにより、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを、目標値の１０Ａ程度に抑えることが可能ではないかと思われるが、実際には不可能である。このことについて以下に説明する。
表４の条件５、及びＣｓ＝１．３７μＦの時の、インバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐと、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの関係をシミュレーションにより求める。このシミュレーション結果を図１８に示す。
図１８より、インバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐにより、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを制御することは可能ではあるが、目標値１０Ａ程度に制御するには、パルス幅Ｔｐを１３〜１４μｓｅｃの間に精密に制御する必要がある。また、このパルス幅Ｔｐ＝１３〜１４μｓｅｃという制御範囲は、あくまでインバータ主回路電圧Ｖｐｎ＝９０Ｖ、バッテリ電圧ＶＢ＝４０Ｖの場合の制御範囲であって、この制御範囲は、インバータ主回路電圧Ｖｐｎ、バッテリ電圧ＶＢの値によって大きく変化する。このため、表４の条件５、及びＣｓ＝１．３７μＦのときに、インバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐにより、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを制御することは事実上不可能であると言える。
図１７より、直列コンデンサＣｓ＝１．３７μＦのとき、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａ＝４０２Ａの最大値を取る。また、シミュレーション波形は省略するが、Ｃｓ＝１．３７μＦの時、Ｖ１、Ｖ２、Ｉ１、Ｉ２は全て同相となり、Ｖ１、Ｉ１、Ｖ２、Ｉ２の関係は、（式３）の理想トランスの特性となる。Ｃｓ＝１．３７μＦは、（式２）からの計算値Ｃｓ＝１．４５μＦからわずかに異なるが、図１６に示す回路のような、入力電圧が矩形波で、かつ、回路に整流回路のような非線形回路が含まれている場合においも、（式１）〜（式３）が概略成立することが上述の結果から検証できた。
ここで、前記のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａ＝４０２Ａという値は、インバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐが、最大値５０μｓｅｃの場合の値であって、パルス幅Ｔｐを制御することにより、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを、目標値の１０Ａ程度に抑えることが可能ではないかと思われるが、実際には不可能である。このことについて以下に説明する。
表４の条件５、及びＣｓ＝１．３７μＦの時の、インバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐと、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの関係をシミュレーションにより求める。このシミュレーション結果を図１８に示す。
図１８より、インバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐにより、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを制御することは可能ではあるが、目標値１０Ａ程度に制御するには、パルス幅Ｔｐを１３〜１４μｓｅｃの間に精密に制御する必要がある。また、このパルス幅Ｔｐ＝１３〜１４μｓｅｃという制御範囲は、あくまでインバータ主回路電圧Ｖｐｎ＝９０Ｖ、バッテリ電圧ＶＢ＝４０Ｖの場合の制御範囲であって、この制御範囲は、インバータ主回路電圧Ｖｐｎ、バッテリ電圧ＶＢの値によって大きく変化する。このため、表４の条件５、及びＣｓ＝１．３７μＦのときに、インバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐにより、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを制御することは事実上不可能であると言える。
以上に述べたように、従来例１の、トランスの２次巻線のみに並列にコンデンサＣｐを設けた非接触給電装置においては、漏れインダクタンスが大きいトランスの場合、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが、トランスの漏れインダクタンスにより制限されてしまうという問題があった。
また、この漏れインダクタンスが大きいトランスの場合にバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを大きくしようとして、従来例２に示すように、トランスＴ１の１次巻線に直列にコンデンサＣｓ、２次巻線に並列にコンデンサＣｐを設け、このトランスＴ１、コンデンサＣｐ、Ｃｓより構成される等価トランスの特性が理想トランスの特性になるようコンデンサＣｐ、Ｃｓの値を設定すると、この場合には、逆にバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが大きくなりすぎ、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの制御は事実上不可能であるいう問題があった。
また、この漏れインダクタンスが大きいトランスの場合にバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを大きくしようとして、従来例２に示すように、トランスＴ１の１次巻線に直列にコンデンサＣｓ、２次巻線に並列にコンデンサＣｐを設け、このトランスＴ１、コンデンサＣｐ、Ｃｓより構成される等価トランスの特性が理想トランスの特性になるようコンデンサＣｐ、Ｃｓの値を設定すると、この場合には、逆にバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが大きくなりすぎ、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの制御は事実上不可能であるいう問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、漏れインダクタンスが大きいトランスの場合でもバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａがトランスの漏れインダクタンスにより制限されてしまうことなく、さらにバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの制御も比較的容易な非接触給電装置を提供することを目的とする。
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したものである。
請求項１に記載の発明は、直流電圧を高周波の矩形波交流電圧または正弦波交流電圧に変換して出力するインバータ装置と、１次巻線と２次巻線が分離着脱できるトランスと、前記１次巻線に直列に接続される直列コンデンサＣｓと、前記２次巻線側に並列に接続される並列コンデンサＣｐと、前記２次巻線に接続される整流回路と、該整流回路の出力に並列に接続される平滑コンデンサＣｂと蓄電装置とを備え、前記インバータ装置により前記１次巻線に高周波電圧を印加して、前記２次巻線に誘起される電圧を前記整流回路により整流して前記平滑コンデンサＣｂにより平滑し、前記蓄電装置を充電する非接触給電装置において、
前記トランスをＴ形等価回路で表したときの励磁インダクタンスＬｍと１次漏れインダクタンスＬ１と２次漏れインダクタンスＬ２及び前記直列コンデンサＣｓと前記並列コンデンサＣｐとで構成した等価トランスの特性が、インピーダンスが０となる理想トランスの特性と等しくなるように前記直列コンデンサＣｓと前記並列コンデンサＣｐの容量値を算定してそれぞれＣｓ１、Ｃｐ１としたとき、前記並列コンデンサＣｐを前記Ｃｐ１の値またはその近傍値に設定し、前記直列コンデンサＣｓの値を前記蓄電装置の充電電流平均値が許容される最大電流を流すことができる容量値から、前記インバータによって前記最大電流を制御することが可能な前記Ｃｓ１に近い容量値の範囲内に設定するものである。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の非接触給電装置において、前記Ｃｐ１と前記Ｃｓ１の容量値が、前記インバータ装置から出力される高周波電圧の周波数をｆｃとしたときに、次式
Ｃｐ１＝１／（ω２・（Ｌｍ＋Ｌ２））
Ｃｓ１＝（Ｌｍ＋Ｌ２）／（ω２・（Ｌｍ・Ｌ１＋Ｌ１・Ｌ２＋Ｌｍ・Ｌ２））
ただし、ω＝２πｆｃ
によって算定するものである。
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の非接触給電装置において、前記直列コンデンサＣｓの容量値が、前記蓄電装置の充電電流平均値をシミュレーション解析によって算出するという手順によって決定されるものである。
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の非接触給電装置において、前記蓄電装置の電流を検出する電流検出器と、前記蓄電装置の端子電圧を検出する電圧検出器と、前記電流検出器と前記電圧検出器の出力信号を非接触で伝送する非接触信号伝送部を有し、前記インバータ装置の制御部へ前記電流検出器と前記電圧検出器の出力信号をフィードバックし、前記インバータ装置の出力電圧をパルス幅制御して、前記蓄電装置の充電電流平均値を制御するものである。
請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の非接触給電装置において、前記蓄電装置が、バッテリまたは電気二重層コンデンサであることを特徴とするものである。
請求項１に記載の発明は、直流電圧を高周波の矩形波交流電圧または正弦波交流電圧に変換して出力するインバータ装置と、１次巻線と２次巻線が分離着脱できるトランスと、前記１次巻線に直列に接続される直列コンデンサＣｓと、前記２次巻線側に並列に接続される並列コンデンサＣｐと、前記２次巻線に接続される整流回路と、該整流回路の出力に並列に接続される平滑コンデンサＣｂと蓄電装置とを備え、前記インバータ装置により前記１次巻線に高周波電圧を印加して、前記２次巻線に誘起される電圧を前記整流回路により整流して前記平滑コンデンサＣｂにより平滑し、前記蓄電装置を充電する非接触給電装置において、
前記トランスをＴ形等価回路で表したときの励磁インダクタンスＬｍと１次漏れインダクタンスＬ１と２次漏れインダクタンスＬ２及び前記直列コンデンサＣｓと前記並列コンデンサＣｐとで構成した等価トランスの特性が、インピーダンスが０となる理想トランスの特性と等しくなるように前記直列コンデンサＣｓと前記並列コンデンサＣｐの容量値を算定してそれぞれＣｓ１、Ｃｐ１としたとき、前記並列コンデンサＣｐを前記Ｃｐ１の値またはその近傍値に設定し、前記直列コンデンサＣｓの値を前記蓄電装置の充電電流平均値が許容される最大電流を流すことができる容量値から、前記インバータによって前記最大電流を制御することが可能な前記Ｃｓ１に近い容量値の範囲内に設定するものである。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の非接触給電装置において、前記Ｃｐ１と前記Ｃｓ１の容量値が、前記インバータ装置から出力される高周波電圧の周波数をｆｃとしたときに、次式
Ｃｐ１＝１／（ω２・（Ｌｍ＋Ｌ２））
Ｃｓ１＝（Ｌｍ＋Ｌ２）／（ω２・（Ｌｍ・Ｌ１＋Ｌ１・Ｌ２＋Ｌｍ・Ｌ２））
ただし、ω＝２πｆｃ
によって算定するものである。
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の非接触給電装置において、前記直列コンデンサＣｓの容量値が、前記蓄電装置の充電電流平均値をシミュレーション解析によって算出するという手順によって決定されるものである。
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の非接触給電装置において、前記蓄電装置の電流を検出する電流検出器と、前記蓄電装置の端子電圧を検出する電圧検出器と、前記電流検出器と前記電圧検出器の出力信号を非接触で伝送する非接触信号伝送部を有し、前記インバータ装置の制御部へ前記電流検出器と前記電圧検出器の出力信号をフィードバックし、前記インバータ装置の出力電圧をパルス幅制御して、前記蓄電装置の充電電流平均値を制御するものである。
請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の非接触給電装置において、前記蓄電装置が、バッテリまたは電気二重層コンデンサであることを特徴とするものである。
本発明によると、非接触給電装置におけるトランスの漏れインダクタンスが大きい場合でも、蓄電装置の充電電流がトランスの漏れインダクタンスによって制限されてしまうことなく制御できるようになるという効果がある。
さらに、トランス及び直列コンデンサと並列コンデンサによって理想トランスを構成する回路方式の場合、従来、蓄電装置の充電電流の制御は困難であったが、本発明の非接触給電装置では、蓄電装置の充電電流制御も比較的容易に実現することができる。
さらに、トランス及び直列コンデンサと並列コンデンサによって理想トランスを構成する回路方式の場合、従来、蓄電装置の充電電流の制御は困難であったが、本発明の非接触給電装置では、蓄電装置の充電電流制御も比較的容易に実現することができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施例における非接触給電装置の全体構成図である。同図は、従来例１に相当する図８の非接触給電装置のトランスＴ１の１次巻線に直列にコンデンサＣｓを設けたものであり、インバータＩＮＶ１出力から単相全波整流回路ＤＭ２入力間の回路構成は、図１５の、トランスＴ１、コンデンサＣｐ、Ｃｓより構成される等価トランスの回路構成と同じである。
本発明が従来技術と異なる部分は、このトランスＴ１、コンデンサＣｐ、Ｃｓより構成される等価トランスの特性が、理想トランスの特性となるようコンデンサＣｐ、Ｃｓの値を設定するのではなく、等価トランスの特性が理想トランスの特性からある程度外れ、等価トランスが、等価漏れインダクタンス成分をある程度持つように、特にコンデンサＣｓの値を設定することである。
本発明が従来技術と異なる部分は、このトランスＴ１、コンデンサＣｐ、Ｃｓより構成される等価トランスの特性が、理想トランスの特性となるようコンデンサＣｐ、Ｃｓの値を設定するのではなく、等価トランスの特性が理想トランスの特性からある程度外れ、等価トランスが、等価漏れインダクタンス成分をある程度持つように、特にコンデンサＣｓの値を設定することである。
図１の本発明の非接触給電装置の動作を、図１５の等価トランスの等価回路をもとに説明する。ここで、トランスＴ１の巻数比は、前述と同様に１：１とし、インバータＩＮＶ１出力電圧Ｖ１も、前述と同様、角速度ωの正弦波電圧と考える。
本発明においては、コンデンサＣｓ、Ｃｐを（式４）、（式５）に示す値に設定する。コンデンサＣｐに関する（式４）は、前記（式１）と同じであるが、コンデンサＣｓに関する（式５）に関しては、前記（式２）が等式であったのに対して、（式５）は不等式となっている点が異なる。ここで、Ｃｘは後述するシミュレーション解析を利用して求める値である。
Ｃｐ＝１／（ω２・（Ｌｍ＋Ｌ２）） −−−（式４）
Ｃｘ＞Ｃｓ＞（Ｌｍ＋Ｌ２）／（ω２・（Ｌｍ・Ｌ１＋Ｌ１・Ｌ２＋Ｌｍ・Ｌ２））
−−−（式５）
本発明においては、コンデンサＣｓ、Ｃｐを（式４）、（式５）に示す値に設定する。コンデンサＣｐに関する（式４）は、前記（式１）と同じであるが、コンデンサＣｓに関する（式５）に関しては、前記（式２）が等式であったのに対して、（式５）は不等式となっている点が異なる。ここで、Ｃｘは後述するシミュレーション解析を利用して求める値である。
Ｃｐ＝１／（ω２・（Ｌｍ＋Ｌ２）） −−−（式４）
Ｃｘ＞Ｃｓ＞（Ｌｍ＋Ｌ２）／（ω２・（Ｌｍ・Ｌ１＋Ｌ１・Ｌ２＋Ｌｍ・Ｌ２））
−−−（式５）
また、コンデンサＣｓ、Ｃｐが、（式４）、（式５）に示す値に設定されている際の等価トランスの入出力の電圧及び電流、Ｖ１、Ｉ１、Ｖ２、Ｉ２の関係を、ｊを虚数単位として（式６）（式７）に示す。
コンデンサＣｓの値を、前記（式２）のように選ぶと、（Ｖ１、Ｉ１）、（Ｖ２、Ｉ２）の関係を表す従続行列の１行２列の項は、前記（式３）に示すように零となるが、コンデンサＣｓの値を（式５）のように選ぶと、（Ｖ１、Ｉ１）、（Ｖ２、Ｉ２）の関係を表す従続行列の１行２列の項は零とはならない。この場合の、（Ｖ１、Ｉ１）、（Ｖ２、Ｉ２）の関係を表す従続行列の１行２列の項をＦ１２とすると、Ｆ１２は（式７）で表される。
コンデンサＣｓの値を、前記（式２）のように選ぶと、（Ｖ１、Ｉ１）、（Ｖ２、Ｉ２）の関係を表す従続行列の１行２列の項は、前記（式３）に示すように零となるが、コンデンサＣｓの値を（式５）のように選ぶと、（Ｖ１、Ｉ１）、（Ｖ２、Ｉ２）の関係を表す従続行列の１行２列の項は零とはならない。この場合の、（Ｖ１、Ｉ１）、（Ｖ２、Ｉ２）の関係を表す従続行列の１行２列の項をＦ１２とすると、Ｆ１２は（式７）で表される。
ここで、等価リアクタンスをｘ３として、ｘ３を（式８）で表すものとする。
（式６）を、（式８）の等価リアクタンスｘ３を用いて表すと（式９）となる。
（式９）より、Ｖ１、Ｖ２、Ｉ１の関係は（式１０）で表される。
ここで、概略、Ｌｍ＞＞Ｌ２より、（式１０）は、（式１１）で表される。
（式１１）は、Ｖ１〜Ｖ２間のラインインピーダンスが、概略ｊｘ３で表されることを示し、ライン電流Ｉ１は、ｘ３により決定されることを表す。
ここで、（式５）の関係及び（式８）から、ｘ３＞０となるので、Ｖ１〜Ｖ２間のラインインピーダンスｊｘ３は誘導性インピーダンスであり、この等価リアクタンスｘ３は、トランスＴ１、コンデンサＣｐ、Ｃｓより構成される等価トランスにおける等価漏れリアクタンスと見ることができる。
（式８）で表される等価リアクタンスｘ３は、コンデンサＣｓの値の設定により、任意の値に設定が可能であるので、Ｖ１〜Ｖ２間のラインインピーダンス、すなわち、等価トランスの等価漏れリアクタンスを任意の値に設定することができ、任意のＶ１〜Ｖ２間のライン電流Ｉ１を流すことが可能である。
以上の説明は、前述のように、インバータＩＮＶ１出力電圧Ｖ１を、角速度ωの正弦波電圧とした場合を前提としたものであり、図９に示すような、Ｖ１が矩形波電圧の場合に成立するとは言い切れず、また、図１に示すような単相全波整流回路ＤＭ２を介したバッテリ負荷のような非線形回路が含まれている回路に対して成立するとは言い切れない。
しかしながら、図１に示すような非接触給電装置においても、コンデンサＣｓの値の設定により、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが目標値の１０Ａに近い値になるように設定し、さらに、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを、インバータＩＮＶ１出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐにより制御することは可能である。その具体例について以下に説明する。
ここで、（式５）の関係及び（式８）から、ｘ３＞０となるので、Ｖ１〜Ｖ２間のラインインピーダンスｊｘ３は誘導性インピーダンスであり、この等価リアクタンスｘ３は、トランスＴ１、コンデンサＣｐ、Ｃｓより構成される等価トランスにおける等価漏れリアクタンスと見ることができる。
（式８）で表される等価リアクタンスｘ３は、コンデンサＣｓの値の設定により、任意の値に設定が可能であるので、Ｖ１〜Ｖ２間のラインインピーダンス、すなわち、等価トランスの等価漏れリアクタンスを任意の値に設定することができ、任意のＶ１〜Ｖ２間のライン電流Ｉ１を流すことが可能である。
以上の説明は、前述のように、インバータＩＮＶ１出力電圧Ｖ１を、角速度ωの正弦波電圧とした場合を前提としたものであり、図９に示すような、Ｖ１が矩形波電圧の場合に成立するとは言い切れず、また、図１に示すような単相全波整流回路ＤＭ２を介したバッテリ負荷のような非線形回路が含まれている回路に対して成立するとは言い切れない。
しかしながら、図１に示すような非接触給電装置においても、コンデンサＣｓの値の設定により、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが目標値の１０Ａに近い値になるように設定し、さらに、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを、インバータＩＮＶ１出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐにより制御することは可能である。その具体例について以下に説明する。
先ず、コンデンサＣｓの値の設定方法について説明する。
コンデンサＣｓの最適値を計算式で求めるのは困難であるため、ここでは、シミュレーション解析によりその最適値を探す。前述の図１７を、縦（Ｉａ）軸及び横（Ｃｓ）軸共に拡大した図を図１９に示す。
図１９より、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが目標値の１０Ａ近傍の値になるＣｓの値はＣｓ=３μＦの時である。このとき、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａ＝９.３Ａとなるので、コンデンサＣｓの値を３μＦに設定するものとする。
次に、Ｃｓ＝３μＦの場合であれば、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを制御することは、実用上特に問題なくできることを以下に述べる。
コンデンサＣｓの最適値を計算式で求めるのは困難であるため、ここでは、シミュレーション解析によりその最適値を探す。前述の図１７を、縦（Ｉａ）軸及び横（Ｃｓ）軸共に拡大した図を図１９に示す。
図１９より、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが目標値の１０Ａ近傍の値になるＣｓの値はＣｓ=３μＦの時である。このとき、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａ＝９.３Ａとなるので、コンデンサＣｓの値を３μＦに設定するものとする。
次に、Ｃｓ＝３μＦの場合であれば、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを制御することは、実用上特に問題なくできることを以下に述べる。
表５の条件６に、インバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐを可変とする場合のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉaのシミュレーション条件を示す。また、そのシミュレーション結果を図２に示す。
表６の条件７に、バッテリ電圧ＶＢを可変とした場合のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉaのシミュレーション条件を示す。また、そのシミュレーション結果を図３に示す。ここで、バッテリ電圧ＶＢは、３０Ｖ〜５０Ｖの範囲で変動するものとする。
表６の条件８に、インバータ主回路電圧Ｖｐｎを可変とした場合のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａのシミュレーション条件を示す。また、そのシミュレーション結果を図４に示す。ここで、インバータ主回路電圧Ｖｐｎは、８０〜１５０Ｖの範囲で変動するものとする。
表６の条件８に、インバータ主回路電圧Ｖｐｎを可変とした場合のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａのシミュレーション条件を示す。また、そのシミュレーション結果を図４に示す。ここで、インバータ主回路電圧Ｖｐｎは、８０〜１５０Ｖの範囲で変動するものとする。
図２より、パルス幅Ｔｐを、概略１０〜４０μｓｅｃの間で制御することにより、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを、０〜９Ａの間のほぼ任意の値に制御することが可能であることが言える。
図３より、バッテリ電圧ＶＢが、３０〜５０Ｖの範囲で変化しても、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの値は９．５Ａ〜９．０Ａでほとんど変化していない。
図４より、インバータ主回路電圧Ｖｐｎが、８０〜１５０Ｖの範囲の変動に対し、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの変動はほぼ比例関係にあり、８〜１６Ａの間で変化する。また、Ｖｐｎの最大値１５０Ｖのときのバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａは１６Ａ程度であるので、パルス幅Ｔｐの制御により、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを、目標値の１０Ａ程度に制御することは十分可能であることが確認できる。
図３より、バッテリ電圧ＶＢが、３０〜５０Ｖの範囲で変化しても、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの値は９．５Ａ〜９．０Ａでほとんど変化していない。
図４より、インバータ主回路電圧Ｖｐｎが、８０〜１５０Ｖの範囲の変動に対し、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの変動はほぼ比例関係にあり、８〜１６Ａの間で変化する。また、Ｖｐｎの最大値１５０Ｖのときのバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａは１６Ａ程度であるので、パルス幅Ｔｐの制御により、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを、目標値の１０Ａ程度に制御することは十分可能であることが確認できる。
以上説明したように、本発明により、表４の条件５におけるトランス等のパラメータの条件において、コンデンサＣｓの設定値を、理想トランス特性を求める場合の計算式である（式２）で算定した値の１.４５μＦより大きな値の３μＦとすることにより、パルス幅Ｔｐの制御によって、バッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを目標値の１０Ａに制御することが可能となる。
また、表４の条件５におけるトランス等のパラメータ、及びバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの目標値の１０Ａはあくまで一例であり、本発明により、図１に示す非接触給電装置において、任意のトランスの任意の励磁インダクタンス、漏れインダクタンスに対して、コンデンサＣｓ、Ｃｐの値を、下記に示すような手順で選定することにより、任意の値のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを制御することが可能となる。
また、表４の条件５におけるトランス等のパラメータ、及びバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａの目標値の１０Ａはあくまで一例であり、本発明により、図１に示す非接触給電装置において、任意のトランスの任意の励磁インダクタンス、漏れインダクタンスに対して、コンデンサＣｓ、Ｃｐの値を、下記に示すような手順で選定することにより、任意の値のバッテリ充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを制御することが可能となる。
すなわち、上述で説明してきた内容を整理するとコンデンサＣｓ、Ｃｐの値は次のような手順でその最適値を決定することができる。
１）先ず、トランスをＴ形等価回路で表したときの励磁インダクタンスＬｍ、１次漏れインダクタンスＬ１、２次漏れインダクタンスＬ２、及び、コンデンサＣｓ、コンデンサＣｐとで構成した等価トランスの等価回路（図１５を参照）のインピーダンスが０となる理想トランス特性と等しくなるように直列コンデンサＣｓと並列コンデンサＣｐの容量値を（式１）と（式２）を用いて算出する。
２）次に、算出したＣｓとＣｐの値をそれぞれ、Ｃｓ１とＣｐ１としたとき、Ｃｐ＝Ｃｐ１として、コンデンサＣｐの値は計算値により選定する。ただし、実際の回路での適用は、市販の汎用品が入手可能な値のもので、計算値に最も近い値のコンデンサ容量のものを選定することになる。
３）コンデンサＣｓの最適値は、計算式によって解析的に求めることが困難であるので、図１６に示すような非接触給電装置の等価回路を用いてシミュレーション解析を実施し、図１９に示されているように、Ｃｓを変数として充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを算出する。シミュレーションに際してのコンデンサＣｓの値は、（式５）を参照して、Ｃｓ＞Ｃｓ１で、何点かのＣｓの値を用いてシミュレーション解析を実施する。
４）シミュレーション解析によって充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが、許容されるバッテリの最大充電電流値の直近となるコンデンサＣｓの値を仮選定し、そのコンデンサＣｓの値をＣｓ＝Ｃｓ２とする。
５）再度、このコンデンサＣｓの容量値Ｃｓ２の近傍でのシミュレーション解析を実行し、この定数設定でインバータ装置によってバッテリの充電電流を制御可能であるかどうかを判断する。そして、コンデンサＣｓの値が理想トランス特性を与えるＣｓ１にどの程度近い値まで適用可能かを、シミュレーション解析を繰り返し行うことによって確認する。
５）最終的にＣｓ＝Ｃｓ３の値まではインバータ装置による制御が可能であると判断できたならば解析を終了する。
上記より、コンデンサＣｓの容量値が次式で示す範囲内であればバッテリの充電電流を制御する上での最適値の数値範囲であると考えることができる。
Ｃｓ２ ≧ Ｃｓ ≧ Ｃｓ３ ＞Ｃｓ１ −−−（式１２）
１）先ず、トランスをＴ形等価回路で表したときの励磁インダクタンスＬｍ、１次漏れインダクタンスＬ１、２次漏れインダクタンスＬ２、及び、コンデンサＣｓ、コンデンサＣｐとで構成した等価トランスの等価回路（図１５を参照）のインピーダンスが０となる理想トランス特性と等しくなるように直列コンデンサＣｓと並列コンデンサＣｐの容量値を（式１）と（式２）を用いて算出する。
２）次に、算出したＣｓとＣｐの値をそれぞれ、Ｃｓ１とＣｐ１としたとき、Ｃｐ＝Ｃｐ１として、コンデンサＣｐの値は計算値により選定する。ただし、実際の回路での適用は、市販の汎用品が入手可能な値のもので、計算値に最も近い値のコンデンサ容量のものを選定することになる。
３）コンデンサＣｓの最適値は、計算式によって解析的に求めることが困難であるので、図１６に示すような非接触給電装置の等価回路を用いてシミュレーション解析を実施し、図１９に示されているように、Ｃｓを変数として充電電流Ｉｄの平均値Ｉａを算出する。シミュレーションに際してのコンデンサＣｓの値は、（式５）を参照して、Ｃｓ＞Ｃｓ１で、何点かのＣｓの値を用いてシミュレーション解析を実施する。
４）シミュレーション解析によって充電電流Ｉｄの平均値Ｉａが、許容されるバッテリの最大充電電流値の直近となるコンデンサＣｓの値を仮選定し、そのコンデンサＣｓの値をＣｓ＝Ｃｓ２とする。
５）再度、このコンデンサＣｓの容量値Ｃｓ２の近傍でのシミュレーション解析を実行し、この定数設定でインバータ装置によってバッテリの充電電流を制御可能であるかどうかを判断する。そして、コンデンサＣｓの値が理想トランス特性を与えるＣｓ１にどの程度近い値まで適用可能かを、シミュレーション解析を繰り返し行うことによって確認する。
５）最終的にＣｓ＝Ｃｓ３の値まではインバータ装置による制御が可能であると判断できたならば解析を終了する。
上記より、コンデンサＣｓの容量値が次式で示す範囲内であればバッテリの充電電流を制御する上での最適値の数値範囲であると考えることができる。
Ｃｓ２ ≧ Ｃｓ ≧ Ｃｓ３ ＞Ｃｓ１ −−−（式１２）
なお、以上の説明は、インバータＩＮＶ１として、図９に示す波形の電圧を出力する、比較的実現が容易な矩形波出力インバータとした場合の説明であるが、インバータＩＮＶ１としては、波高値を任意の値に制御できれば、共振形インバータのような正弦波出力インバータでも良い。
この場合、矩形波出力インバータがパルス幅を制御してバッテリ充電電流を制御するのに対して、正弦波出力インバータは、正弦波の波高値でバッテリ充電電流を制御する。
この場合、矩形波出力インバータがパルス幅を制御してバッテリ充電電流を制御するのに対して、正弦波出力インバータは、正弦波の波高値でバッテリ充電電流を制御する。
図５は本発明の第２実施例における非接触給電装置の制御部等を含めた全体構成図である。以下に図５の構成を説明する。
図５は、図１に、バッテリ電流Ｉｄ検出用の電流検出器ＣＴ１、バッテリ電圧ＶＢ検出用の電圧検出器ＰＴ１、非接触信号伝送装置ＳＧＣ１、インバータＩＮＶ１の制御部ＣＯＮＴ１を付加したものであり、バッテリ電流Ｉｄ、バッテリ電圧ＶＢをそれぞれ電流検出器ＣＴ１と電圧検出器ＰＴ１にて検出し、非接触信号伝送装置ＳＧＣ１にてトランスＴ１の１次側に伝送し、伝送したバッテリ電流Ｉｄ検出信号、バッテリ電圧ＶＢ検出信号を制御部ＣＯＮＴ１に入力し、制御部ＣＯＮＴ１は、設定されたバッテリ電流値、またはバッテリ電圧値に制御するようにインバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐを演算し、インバータＩＮＶ１に出力する。
本発明における蓄電装置として図１ではバッテリＢＴ１を記載しているが、バッテリ以外の蓄電装置、例えば電気二重層コンデンサを使用しても良い。
図５は、図１に、バッテリ電流Ｉｄ検出用の電流検出器ＣＴ１、バッテリ電圧ＶＢ検出用の電圧検出器ＰＴ１、非接触信号伝送装置ＳＧＣ１、インバータＩＮＶ１の制御部ＣＯＮＴ１を付加したものであり、バッテリ電流Ｉｄ、バッテリ電圧ＶＢをそれぞれ電流検出器ＣＴ１と電圧検出器ＰＴ１にて検出し、非接触信号伝送装置ＳＧＣ１にてトランスＴ１の１次側に伝送し、伝送したバッテリ電流Ｉｄ検出信号、バッテリ電圧ＶＢ検出信号を制御部ＣＯＮＴ１に入力し、制御部ＣＯＮＴ１は、設定されたバッテリ電流値、またはバッテリ電圧値に制御するようにインバータ出力電圧Ｖ１のパルス幅Ｔｐを演算し、インバータＩＮＶ１に出力する。
本発明における蓄電装置として図１ではバッテリＢＴ１を記載しているが、バッテリ以外の蓄電装置、例えば電気二重層コンデンサを使用しても良い。
本発明はバッテリを搭載した自立移動型のロボットや自動搬送装置等の移動体、あるいは電気自動車、工作機械装置等において大電流を流して蓄電装置を急速充電する用途の非接触給電装置として幅広い分野において適用可能である。
Ｂ、ＢＴ１ バッテリ
Ｗ１１ １次コイル
Ｗ１２ ２次コイル
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
ＤＣ 直流電源
ＬＣＨ チョークコイル
Ｃ１、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃｐ、Ｃｓ、Ｃｂ コンデンサ
Ｃｐｎ インバータ主回路コンデンサ
Ｓ１１、Ｓ１２ スイッチング素子
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、１２ トランス
１１ 高周波電源
Ｗ１ １次導線
Ｗ２ 受電コイル
ＣＯＮＶ１ 直流電源部
ＣＯＮＶ２ ２次電源部
ＲＬ 負荷
ＣＴ１ 電流検出器
ＰＴ１ 電圧検出器
ＳＧＣ１ 非接触信号伝達装置
ＣＯＮＴ１ インバータの制御部
ＶＳ１、ＶＳ２ 交流電源
ＤＭ１、ＤＭ２、ＤＭ３ 整流回路
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２ インバータ
Ｌ１、Ｌ２ 漏れインダクタンス
Ｌｍ 励磁インダクタンス
Ｗ１１ １次コイル
Ｗ１２ ２次コイル
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
ＤＣ 直流電源
ＬＣＨ チョークコイル
Ｃ１、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃｐ、Ｃｓ、Ｃｂ コンデンサ
Ｃｐｎ インバータ主回路コンデンサ
Ｓ１１、Ｓ１２ スイッチング素子
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、１２ トランス
１１ 高周波電源
Ｗ１ １次導線
Ｗ２ 受電コイル
ＣＯＮＶ１ 直流電源部
ＣＯＮＶ２ ２次電源部
ＲＬ 負荷
ＣＴ１ 電流検出器
ＰＴ１ 電圧検出器
ＳＧＣ１ 非接触信号伝達装置
ＣＯＮＴ１ インバータの制御部
ＶＳ１、ＶＳ２ 交流電源
ＤＭ１、ＤＭ２、ＤＭ３ 整流回路
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２ インバータ
Ｌ１、Ｌ２ 漏れインダクタンス
Ｌｍ 励磁インダクタンス
Claims (5)
- 直流電圧を高周波の矩形波交流電圧または正弦波交流電圧に変換して出力するインバータ装置と、１次巻線と２次巻線が分離着脱できるトランスと、前記１次巻線に直列に接続される直列コンデンサＣｓと、前記２次巻線側に並列に接続される並列コンデンサＣｐと、前記２次巻線に接続される整流回路と、該整流回路の出力に並列に接続される平滑コンデンサＣｂと蓄電装置とを備え、前記インバータ装置により前記１次巻線に高周波電圧を印加して、前記２次巻線に誘起される電圧を前記整流回路により整流して前記平滑コンデンサＣｂにより平滑し、前記蓄電装置を充電する非接触給電装置において、
前記トランスをＴ形等価回路で表したときの励磁インダクタンスＬｍと１次漏れインダクタンスＬ１と２次漏れインダクタンスＬ２及び前記直列コンデンサＣｓと前記並列コンデンサＣｐとで構成した等価トランスの特性が、インピーダンスが０となる理想トランスの特性と等しくなるように前記直列コンデンサＣｓと前記並列コンデンサＣｐの容量値を算定してそれぞれＣｓ１、Ｃｐ１としたとき、前記並列コンデンサＣｐを前記Ｃｐ１の値またはその近傍値に設定し、前記直列コンデンサＣｓの値を前記蓄電装置の充電電流平均値が許容される最大電流を流すことができる容量値から、前記インバータによって前記最大電流を制御することが可能な前記Ｃｓ１に近い容量値の範囲内に設定することを特徴とする非接触給電装置。 - 前記Ｃｐ１と前記Ｃｓ１の容量値は、前記インバータ装置から出力される高周波電圧の周波数をｆｃとしたときに、次式
Ｃｐ１＝１／（ω２・（Ｌｍ＋Ｌ２））
Ｃｓ１＝（Ｌｍ＋Ｌ２）／（ω２・（Ｌｍ・Ｌ１＋Ｌ１・Ｌ２＋Ｌｍ・Ｌ２））
ただし、ω＝２πｆｃ
によって算定することを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。 - 前記直列コンデンサＣｓの容量値は、前記蓄電装置の充電電流平均値をシミュレーション解析によって算出するという手順によって決定されることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
- 前記蓄電装置の電流を検出する電流検出器と、前記蓄電装置の端子電圧を検出する電圧検出器と、前記電流検出器と前記電圧検出器の出力信号を非接触で伝送する非接触信号伝送部を有し、前記インバータ装置の制御部へ前記電流検出器と前記電圧検出器の出力信号をフィードバックし、前記インバータ装置の出力電圧をパルス幅制御して、前記蓄電装置の充電電流平均値を制御することを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
- 前記蓄電装置は、バッテリまたは電気二重層コンデンサであることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008309486A JP2010136519A (ja) | 2008-12-04 | 2008-12-04 | 非接触給電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008309486A JP2010136519A (ja) | 2008-12-04 | 2008-12-04 | 非接触給電装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2010136519A true JP2010136519A (ja) | 2010-06-17 |
Family
ID=42347199
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008309486A Pending JP2010136519A (ja) | 2008-12-04 | 2008-12-04 | 非接触給電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2010136519A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103560599A (zh) * | 2013-11-18 | 2014-02-05 | 奇瑞汽车股份有限公司 | 一种电流采样电路和无线充电发射电路 |
| CN106160086A (zh) * | 2016-07-14 | 2016-11-23 | 邢益涛 | 一种无线充电输出装置 |
| US10305334B2 (en) | 2014-05-30 | 2019-05-28 | Ihi Corporation | Wireless power-supplying system, power-receiving device, and power-transmitting device |
| JP2019187006A (ja) * | 2018-04-04 | 2019-10-24 | 株式会社豊田中央研究所 | スイッチング制御装置 |
| JP2020142336A (ja) * | 2019-03-07 | 2020-09-10 | 株式会社デンソー | 無線給電装置およびこれを用いた多軸ロボット |
-
2008
- 2008-12-04 JP JP2008309486A patent/JP2010136519A/ja active Pending
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| CN106160086B (zh) * | 2016-07-14 | 2019-10-15 | 深圳市禾家欢科技有限公司 | 一种无线充电输出装置 |
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| US10782716B2 (en) | 2018-04-04 | 2020-09-22 | Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho | Switching control apparatus |
| JP2020142336A (ja) * | 2019-03-07 | 2020-09-10 | 株式会社デンソー | 無線給電装置およびこれを用いた多軸ロボット |
| JP7150276B2 (ja) | 2019-03-07 | 2022-10-11 | 株式会社デンソー | 無線給電装置およびこれを用いた多軸ロボット |
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