JP2010135626A - Overvoltage protection element - Google Patents
Overvoltage protection element Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010135626A JP2010135626A JP2008311195A JP2008311195A JP2010135626A JP 2010135626 A JP2010135626 A JP 2010135626A JP 2008311195 A JP2008311195 A JP 2008311195A JP 2008311195 A JP2008311195 A JP 2008311195A JP 2010135626 A JP2010135626 A JP 2010135626A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- semiconductor layer
- electrode
- overvoltage protection
- wiring
- protection element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Abstract
Description
本発明は、過電圧保護素子に関するものである。 The present invention relates to an overvoltage protection element.
従来のGaAs(ガリウムヒ素)基板上にエピタキシャル成長して作製されたバイポーラトランジスタ、あるいは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタでは、正方向の過電圧及び逆方向の過電圧に対して保護効果を有する過電圧保護素子を作製するために、複数の素子を備える回路を構成していた。 In a bipolar transistor fabricated by epitaxial growth on a conventional GaAs (gallium arsenide) substrate or a heterojunction bipolar transistor, an overvoltage protection element having a protection effect against a positive overvoltage and a reverse overvoltage is manufactured. In addition, a circuit including a plurality of elements has been configured.
従来、最も基板に近い側の導電層をメサ構造(台地状構造)とすることによる素子分離構造、またはイオン注入を用いた非導電性領域の作製による素子分離構造により分離された、複数のトランジスタまたは複数のダイオードを作製し、それらの素子により過電圧保護回路を構成していた。このため、回路占有面積が大きくなってしまっていた。 Conventionally, a plurality of transistors separated by an element isolation structure in which the conductive layer closest to the substrate has a mesa structure (a plateau structure) or an element isolation structure in which a non-conductive region is formed using ion implantation Alternatively, a plurality of diodes are manufactured, and an overvoltage protection circuit is configured by these elements. For this reason, the circuit occupation area has become large.
上記メサ構造や、イオン注入による上記非導電性領域を作製するためには、素子間に一定の間隔を設ける必要がある。その上、過電圧保護回路の場合は、元来、高電圧が印加されることを想定しているので、素子間の間隔が狭い場合、リーク電流(漏れ電流)により過電圧保護回路が想定した動作をしない場合がある。このため、素子間の間隔は更に余裕を持たせた設計を行うことになってしまう。 In order to fabricate the mesa structure and the non-conductive region by ion implantation, it is necessary to provide a constant interval between elements. In addition, in the case of an overvoltage protection circuit, it is originally assumed that a high voltage is applied. Therefore, when the interval between elements is narrow, the operation assumed by the overvoltage protection circuit is caused by a leakage current (leakage current). May not. For this reason, the spacing between the elements is designed with a further margin.
図10は、従来の過電圧保護回路の回路図であり、特許文献1のFig.2である。図10の回路では、素子を3個使用している。 FIG. 10 is a circuit diagram of a conventional overvoltage protection circuit. FIG. 2. In the circuit of FIG. 10, three elements are used.
図11は、従来の他の過電圧保護回路700の平面図であり、特許文献1のFig.7である。過電圧保護回路700では、図10の回路のトランジスタ250とトランジスタ270とを共通のコレクタ層領域に符号701で示される素子として作製することで小型化を計っている。しかしトランジスタ290に対応するトランジスタ(符号702で示される素子)は別領域702に作製されている。符号701で示される素子と符号702で示される素子との間に間隔Lを設けることにより素子分離構造を設けている。
FIG. 11 is a plan view of another conventional
図10の回路に、端子210を信号側(正電圧側)とし、端子212を負電圧側として、静電気による過電圧パルスが印加された場合を考える。
Consider a case where an overvoltage pulse due to static electricity is applied to the circuit of FIG. 10 with the
この場合、逆方向の電圧が印加されるトランジスタ270のベース−エミッタ間がリークを始める電圧は、例えば10.7V(ボルト)となる。この数値は、トランジスタ270として想定したGaAsヘテロ接合バイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の逆方向耐圧の9.5Vと、トランジスタ250のコレクタ電流が導通する時のベース−エミッタ間電圧1.2Vの和によって決定される。
In this case, the voltage at which leakage between the base and the emitter of the
上記リークを始める電圧以上で、トランジスタ270のエミッタ端子からトランジスタ270のベース端子へ電流が流れる。これにより、トランジスタ250のベースに電流が供給され、トランジスタ250のコレクタ端子253からトランジスタ250のエミッタ端子259へ電流が流れる。よって、上記リークを始める電圧以上の過電圧が印加されず、過電圧保護が行われる。
A current flows from the emitter terminal of the
図10の回路において、端子212を正電圧側とし、端子210を負電圧側とし、静電気による過電圧パルスが印加された場合、トランジスタ290のベースからトランジスタ290のエミッタへ電流が流れ、トランジスタ250のベースからトランジスタ250のコレクタへ電流が流れる。即ちPN接合の順バイアスの経路を通って電流を流し、過電圧保護を行う。
In the circuit of FIG. 10, when the
図12は、50Ωに入出力の整合が取れている回路、即ち負荷インピーダンスが50Ωの負荷回路に、50Ωの入力インピーダンスを有する信号源から、実線で示されるように徐々に最大値Vin_maxが高くなる入力電圧信号Vinを入力する回路のシミュレーション結果を示したグラフである。また、上記負荷回路に並列に、端子210を正電圧側となるように図10の回路を接続した場合に、端子210に発生する出力電圧信号Voutのシミュレーション結果を破線で示した。上記回路の信号配線に対して負電圧となる接地配線側には、図10の端子212が接続されている。また、入力電圧信号Vin及び電圧信号Voutの周波数は2.5GHzとした。
FIG. 12 shows that the maximum value Vin_max gradually increases as shown by a solid line from a signal source having an input impedance of 50Ω to a circuit in which input and output are matched to 50Ω, that is, a load circuit having a load impedance of 50Ω. It is the graph which showed the simulation result of the circuit which inputs the input voltage signal Vin. In addition, a simulation result of the output voltage signal Vout generated at the
図13は、入力電圧信号(図12の実線)Vinの最大値Vin_maxを横軸に、端子210に発生する電圧信号(図12の破線)Voutの最大値Vout_maxを左の縦軸(縦軸Y1)に、入力電圧信号の最大値Vin_maxに対する端子210に発生する電圧信号の最大値Vout_maxの比Rを右の縦軸(縦軸Y2)に示したグラフである。
13 shows the maximum value Vin_max of the input voltage signal (solid line in FIG. 12) Vin on the horizontal axis and the maximum value Vout_max of the voltage signal (broken line in FIG. 12) Vout generated at the
また、横軸の負側には、上記と同じ接続において、図22のVinの極性を逆にした信号、つまり、徐々に最小値Vin_minが低くなる入力電圧信号Vinを入力した場合のシミュレーション結果を示した。この場合、グラフ横軸は、最大値Vin_maxに変わって、最小値Vin_minとし、同様に、グラフ縦軸の最大値Vout_maxは、最小値Vout_minとして、グラフに記入している。また、この場合、Rは、最小値Vin_minに対する最小値Vout_minの比として計算した。 Also, on the negative side of the horizontal axis, a simulation result in the case of inputting a signal in which the polarity of Vin in FIG. 22 is reversed in the same connection as described above, that is, an input voltage signal Vin that gradually decreases the minimum value Vin_min is input. Indicated. In this case, the horizontal axis of the graph is changed to the maximum value Vin_max to be the minimum value Vin_min, and similarly, the maximum value Vout_max of the vertical axis of the graph is entered in the graph as the minimum value Vout_min. In this case, R is calculated as a ratio of the minimum value Vout_min to the minimum value Vin_min.
図13のグラフにおいて、Vin_maxが上記で想定した10.7V以上では、過電圧保護が働く結果、信号波形が歪み、Vin_max≠Vout_maxとなりR≠1となることは致し方ない。しかし、上記過電圧保護が働く電圧以下の信号に対しては、損失ができるだけ少ないことが好ましいことは言うまでもなく、信号強度に対して損失が変化しない、つまり、線形性が良好なことが重要となる。 In the graph of FIG. 13, when Vin_max is 10.7 V or more assumed as above, the signal waveform is distorted as a result of overvoltage protection, and Vin_max ≠ Vout_max and R ≠ 1 cannot be avoided. However, it is important that the loss is as small as possible for a signal below the voltage at which the overvoltage protection works, and it is important that the loss does not change with respect to the signal strength, that is, the linearity is good. .
図13のグラフでは、上記の10.7Vより少し低いものの、Vin_maxが8V程度までは、出力される信号の波形がほぼ歪まずに出力される良好な特性を示し、それ以上の電圧が入力されたときに過電圧防止の作用により、信号波形が歪み始めている。 In the graph of FIG. 13, although it is a little lower than the above 10.7V, until Vin_max is about 8V, the waveform of the output signal shows a good characteristic with almost no distortion, and a voltage higher than that is input. The signal waveform has begun to be distorted due to the overvoltage prevention action.
また、上記回路と図10の回路とを接続した回路は、通常の回路動作において逆方向へ電圧が印加されることを想定しておらず、最大値がトランジスタ290のベース−エミッタ間における順方向耐圧とトランジスタ250のベースコレクタ間における順方向耐圧との和以上の電圧信号が上記の説明と逆方向に入力されると、過電圧保護が働き、出力される信号の波形が歪むこととなる。トランジスタ290,270がGaAsヘテロ接合バイポーラトランジスタの場合、上記順方向耐圧の和はおおよそ1.2+1.2=2.4Vとなる。
The circuit connecting the above circuit and the circuit of FIG. 10 does not assume that a voltage is applied in the reverse direction in normal circuit operation, and the maximum value is the forward direction between the base and emitter of the
また、特許文献2では、また異なる構成による過電圧保護構造物が開示されている。上記過電圧保護回路700が、エピタキシャル成長により順番に半導体層を形成することで、あらかじめ必要な導電性・濃度組成の半導体を層状に配置し、メサ構造や、イオン注入により半導体層を分離していく製造方法によってなる過電圧保護構造物を対象にしていることに対し、上記特許文献2では、イオン注入により半導体の導電性を調整・制御するプロセスにおける製造方法によってなる過電圧保護構造物を対象にしている。
Further,
また、特許文献3には、バイポーラトランジスタではなく、MOSトランジスタによって構成した場合の同様の過電圧に対する保護構造物が開示されている。
Further,
特許文献1及び特許文献2では、製造方法に起因する構造上の制限が異なるために互いに開示されている構成を利用することができないため、優劣をつけるようなものではなく、双方ともそれぞれの製造方法において重要な技術となっていることは言うまでもない。
In
また、特許文献3では、同様にバイポーラトランジスタと異なるMOS構造の素子によるものであるため、やはり特許文献1,2と完全に共有化できる技術とはならない。
上述したように、従来の過電圧保護回路700は、半導体導電層をメサ構造(台地状構造)とすることによる素子分離構造、またはイオン注入を用いた非導電性領域の作製による素子分離構造により分離された、複数のトランジスタまたは複数のダイオードを作製し、それらの素子により過電圧保護回路を構成していた。このため、回路占有面積が大きくなってしまっていた。
As described above, the conventional
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、小型の過電圧保護素子を提供する事にある。 The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional problems, and an object thereof is to provide a small overvoltage protection element.
また、更には、出力される信号の波形が、より歪み難い小型の過電圧保護素子を提供する事にある。 Still another object of the present invention is to provide a small overvoltage protection element in which the waveform of an output signal is more difficult to distort.
本発明の過電圧保護素子は、上記課題を解決するために、第1導電性の第1半導体層上に形成され、前記第1半導体層にオーミックコンタクトを有する第1電極と、前記第1半導体層上に形成され、前記第1導電性に対して反対の導電性である第2導電性を有する第2半導体層と、前記第2半導体層上に形成され、前記第2半導体層にオーミックコンタクトを有する第2電極と、前記第2半導体層と分離されて、前記第1半導体層上に形成され、前記第2導電性を有する第3半導体層と、前記第3半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第4半導体層と、前記第4半導体層と分離されて、前記第3半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第5半導体層と、前記第5半導体層上に形成され、前記第5半導体層にオーミックコンタクトを有する第3電極と、前記第4半導体層上に形成され、前記第4半導体層にオーミックコンタクトを有する第4電極と、前記第1電極と前記第3電極とを接続する第1配線と、前記第2電極と前記第4電極とを接続する第2配線とを備え、前記第1配線と前記第2配線とを出力端子とする過電圧保護素子によってなる。 In order to solve the above problems, an overvoltage protection element of the present invention is formed on a first conductive first semiconductor layer, and has a first electrode having an ohmic contact with the first semiconductor layer, and the first semiconductor layer. A second semiconductor layer having a second conductivity that is opposite to the first conductivity, and an ohmic contact formed on the second semiconductor layer. A second electrode having a second semiconductor layer, separated from the second semiconductor layer, formed on the first semiconductor layer, formed on the third semiconductor layer, and formed on the third semiconductor layer; A fourth semiconductor layer having first conductivity, a fifth semiconductor layer having the first conductivity, separated from the fourth semiconductor layer and formed on the third semiconductor layer, and the fifth semiconductor layer An ohmic capacitor is formed on the fifth semiconductor layer. A fourth electrode formed on the fourth semiconductor layer and having an ohmic contact with the fourth semiconductor layer; a first wiring connecting the first electrode and the third electrode; And an overvoltage protection element including a second wiring connecting the second electrode and the fourth electrode, wherein the first wiring and the second wiring are output terminals.
さらに、本発明の過電圧保護素子は、上記課題を解決するために、第1導電性の第1半導体層上に形成され、前記第1半導体層にオーミックコンタクトを有する第1電極と、前記第1半導体層上に形成され、前記第1導電性に対して反対の導電性である第2導電性を有する第2半導体層と、前記第2半導体層上に形成され、前記第2半導体層にオーミックコンタクトを有する第2電極と、前記第2半導体層と分離されて、前記第1半導体層上に形成され、前記第2導電性を有する第3半導体層と、前記第3半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第4半導体層と、前記第4半導体層と分離されて、前記第3半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第5半導体層と、前記第5半導体層上に形成され、前記第5半導体層にオーミックコンタクトを有する第3電極と、前記第4半導体層上に形成され、前記第4半導体層にオーミックコンタクトを有する第4電極と、前記第2半導体層、及び前記第3半導体層と分離されて、前記第1半導体層上に形成され、前記第2導電性を有する第6半導体層と、前記第6半導体層上に形成され、前記第6半導体層にオーミックコンタクトを有する第5電極と、前記第2半導体層、前記第3半導体層、及び前記第6半導体層と分離されて、前記第1半導体層上に形成され、前記第2導電性を有する第7半導体層と、前記第7半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第8半導体層と、前記第8半導体層と分離されて、前記第7半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第9半導体層と、前記第9半導体層上に形成され、前記第9半導体層にオーミックコンタクトを有する第6電極と、前記第8半導体層上に形成され、前記第8半導体層にオーミックコンタクトを有する第7電極と、前記第2電極と前記第4電極とを接続する第2配線と、前記第1電極、前記第3電極及び前記第6電極を接続する第3配線と、前記第5電極と前記第7電極とを接続する第4配線とを備え、前記第2配線と前記第4配線とを出力端子とする過電圧保護素子によってなる。 Furthermore, in order to solve the above-described problem, an overvoltage protection element of the present invention is formed on a first conductive first semiconductor layer, and has a first electrode having an ohmic contact with the first semiconductor layer, and the first electrode A second semiconductor layer formed on the semiconductor layer and having a second conductivity opposite to the first conductivity; and formed on the second semiconductor layer and ohmic on the second semiconductor layer. A second electrode having a contact, separated from the second semiconductor layer, formed on the first semiconductor layer, formed on the third semiconductor layer, and a third semiconductor layer having the second conductivity. A fourth semiconductor layer having the first conductivity, a fifth semiconductor layer having the first conductivity, separated from the fourth semiconductor layer and formed on the third semiconductor layer, and the fifth semiconductor layer. An ohmic layer is formed on the semiconductor layer and is formed on the fifth semiconductor layer. A third electrode having a contact, and a fourth electrode formed on the fourth semiconductor layer and having an ohmic contact with the fourth semiconductor layer; the second semiconductor layer; and the third semiconductor layer. A sixth semiconductor layer formed on the first semiconductor layer and having the second conductivity; a fifth electrode formed on the sixth semiconductor layer and having an ohmic contact on the sixth semiconductor layer; A seventh semiconductor layer formed on the first semiconductor layer, separated from the second semiconductor layer, the third semiconductor layer, and the sixth semiconductor layer, and having the second conductivity; and the seventh semiconductor layer. An eighth semiconductor layer formed on the first semiconductor layer; and a ninth semiconductor layer formed on the seventh semiconductor layer, separated from the eighth semiconductor layer, and having the first conductivity. Formed on the ninth semiconductor layer, A sixth electrode having an ohmic contact in the ninth semiconductor layer, a seventh electrode formed on the eighth semiconductor layer and having an ohmic contact in the eighth semiconductor layer, the second electrode, and the fourth electrode A second wiring that connects, a third wiring that connects the first electrode, the third electrode, and the sixth electrode; and a fourth wiring that connects the fifth electrode and the seventh electrode; The overvoltage protection element includes the second wiring and the fourth wiring as output terminals.
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第3半導体層に形成され、前記第3半導体層にオーミックコンタクトを有する第8電極を備えた前記過電圧保護素子によってなる。 The overvoltage protection element according to the present invention is the overvoltage protection element including an eighth electrode formed in the third semiconductor layer and having an ohmic contact in the third semiconductor layer.
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第3半導体層に形成され、前記第3半導体層上にオーミックコンタクトを有する第8電極を備え、かつ、前記第7半導体層に形成され、前記第7半導体層にオーミックコンタクトを有する第9電極を備えた前記過電圧保護素子によってなる。 The overvoltage protection element of the present invention includes an eighth electrode formed on the third semiconductor layer, having an ohmic contact on the third semiconductor layer, and formed on the seventh semiconductor layer. The overvoltage protection element includes a ninth electrode having an ohmic contact in the semiconductor layer.
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第8電極が、少なくとも、前記第4半導体層の長辺の1辺と、前記第5半導体層の長辺の1辺との両方に沿って形成された前記過電圧保護素子によってなる。 In the overvoltage protection element of the present invention, the eighth electrode is formed along at least one long side of the fourth semiconductor layer and one long side of the fifth semiconductor layer. Further, the overvoltage protection element is used.
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第8電極が、少なくとも、前記第4半導体層の長辺の1辺と、前記第5半導体層の長辺の1辺との両方に沿って形成され、かつ、前記第9電極が、少なくとも、前記第8半導体層の長辺の1辺と、前記第9半導体層の長辺の1辺との両方に沿って形成された前記過電圧保護素子によってなる。 In the overvoltage protection element of the present invention, the eighth electrode is formed along at least one long side of the fourth semiconductor layer and one long side of the fifth semiconductor layer. In addition, the ninth electrode includes at least the overvoltage protection element formed along both the long side of the eighth semiconductor layer and the long side of the ninth semiconductor layer. .
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第8電極と前記第2配線との間を第1の容量素子で接続した前記過電圧保護素子によってなる。 The overvoltage protection element of the present invention is the overvoltage protection element in which the eighth capacitor and the second wiring are connected by a first capacitor element.
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第8電極と前記第2配線との間を第1の容量素子で接続し、かつ、前記第9電極と前記第4配線との間を第2の容量素子で接続した前記過電圧保護素子によってなる。 In the overvoltage protection element of the present invention, the eighth electrode and the second wiring are connected by a first capacitive element, and the ninth electrode and the fourth wiring are connected by a second capacitor. The overvoltage protection element is connected by a capacitive element.
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第1の容量素子が、前記第8電極の上に、窒化珪素または酸化珪素よりなる第1絶縁膜が積層され、前記第1絶縁膜の上に前記第2配線が積層されて形成された構造の容量素子である前記過電圧保護素子によってなる。 In the overvoltage protection element of the present invention, the first capacitor element is formed by laminating a first insulating film made of silicon nitride or silicon oxide on the eighth electrode, and the first insulating film is formed on the first insulating film. The overvoltage protection element is a capacitive element having a structure formed by stacking the second wiring.
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第1の容量素子が、前記第8電極の上に、窒化珪素または酸化珪素よりなる第1絶縁膜が積層され、前記第1絶縁膜の上に前記第2配線が積層されて形成された構造の容量素子であり、前記第2の容量素子が、前記第9電極の上に第2絶縁膜が積層され、前記第2絶縁膜の上に前記第4配線が積層されて形成された構造の容量素子である前記過電圧保護素子によってなる。 In the overvoltage protection element of the present invention, the first capacitor element is formed by laminating a first insulating film made of silicon nitride or silicon oxide on the eighth electrode, and the first insulating film is formed on the first insulating film. A capacitive element having a structure in which a second wiring is laminated, wherein the second capacitive element comprises a second insulating film laminated on the ninth electrode, and the second insulating film on the second insulating film; The overvoltage protection element is a capacitive element having a structure in which four wirings are stacked.
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第3半導体層の上に、窒化珪素または酸化珪素よりなる第3絶縁膜が積層され、前記第3絶縁膜の上に前記第2配線が積層されて形成された構造の第3の容量素子を有する前記過電圧保護素子によってなる。 In the overvoltage protection element of the present invention, a third insulating film made of silicon nitride or silicon oxide is laminated on the third semiconductor layer, and the second wiring is laminated on the third insulating film. The overvoltage protection element includes the third capacitor element having the formed structure.
また、本発明の過電圧保護素子は、前記第3半導体層の上に、窒化珪素または酸化珪素よりなる第3絶縁膜が積層され、前記第3絶縁膜の上に前記第2配線が積層されて形成された構造の第3の容量素子を有し、前記第7半導体層の上に、窒化珪素または酸化珪素よりなる第4絶縁膜が積層され、前記第4絶縁膜の上に前記第4配線が積層されて形成された構造の第4の容量素子を有する前記過電圧保護素子によってなる。 In the overvoltage protection element of the present invention, a third insulating film made of silicon nitride or silicon oxide is laminated on the third semiconductor layer, and the second wiring is laminated on the third insulating film. A third capacitive element having a formed structure; a fourth insulating film made of silicon nitride or silicon oxide is stacked on the seventh semiconductor layer; and the fourth wiring is formed on the fourth insulating film. Is formed by the overvoltage protection element having the fourth capacitor element having a structure formed by laminating.
本発明の過電圧保護素子の構成により、小型な過電圧保護素子を提供することができる。 With the configuration of the overvoltage protection element of the present invention, a small overvoltage protection element can be provided.
また、本発明の過電圧保護素子の構成により、付加した容量素子の働きで、歪みのより少ない過電圧保護素子を提供することができる。 In addition, according to the configuration of the overvoltage protection element of the present invention, an overvoltage protection element with less distortion can be provided by the function of the added capacitance element.
〔実施の形態1〕
本発明の一実施形態について図1〜図3に基づいて説明すれば、以下の通りである。
[Embodiment 1]
One embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
図1(a)は、本発明の実施形態1に係る過電圧保護素子1の回路図であり、図1(b)は、本発明の実施形態1に係る過電圧保護素子1の平面図であり、図1(c)は、図1(b)の過電圧保護素子1のA−A線における横断面図である。
FIG. 1A is a circuit diagram of an
図1(a)の回路図において、過電圧保護素子1は、NPNトランジスタTr1,Tr2、及びダイオードD1を備えている。ダイオードD1のカソード、トランジスタTr1のコレクタ、トランジスタTr2のコレクタ及びトランジスタTr2のエミッタは互いに接続され、端子VDDに接続されている。
In the circuit diagram of FIG. 1A, the
トランジスタTr1のベースは、トランジスタTr2のベースに接続されている。ダイオードD1のアノード及びトランジスタTr1のエミッタは、接地端子GNDに接続されている。 The base of the transistor Tr1 is connected to the base of the transistor Tr2. The anode of the diode D1 and the emitter of the transistor Tr1 are connected to the ground terminal GND.
図1(a)の回路では、端子VDDと接地端子GNDとが、過電圧保護を目的とする回路の出力端子となる。 In the circuit of FIG. 1A, the terminal VDD and the ground terminal GND are output terminals of a circuit intended for overvoltage protection.
図1(b)の平面図及び図1(c)の横断面図において、過電圧保護素子1は、半導体基板2、素子分離領域(不活性化サブコレクタ領域)14、サブコレクタ領域13、Tr1とTr2のコレクタ電極とD1のカソード電極を兼ねた電極3、Tr1,Tr2共通のコレクタメサ領域12、D1のカソード領域11、Tr1,Tr2共通のベースメサ領域5、D1のアノード領域4、ベース電極6、D1のアノード電極18、Tr1のエミッタメサ領域7、Tr2のエミッタメサ領域8、Tr1のエミッタ電極9、Tr2のエミッタ電極10、絶縁膜15、及び、配線16,17を備えている。
In the plan view of FIG. 1B and the cross-sectional view of FIG. 1C, the
上記構成において、サブコレクタ領域13、およびコレクタメサ領域12、カソード領域11が第1導電性の第1半導体層を構成し、電極3が、第1電極を構成し、アノード領域4が、第1導電性に対して反対の導電性である第2導電性の第2半導体層を構成し、アノード電極18が、第2電極を構成し、ベースメサ領域5が第2導電性の第3半導体層を構成し、ベース電極6が第8電極を構成し、Tr1のエミッタメサ領域7が、第1導電性の第4半導体層を構成し、Tr2のエミッタメサ領域8が第1導電性の第5半導体層を構成し、Tr2のエミッタ電極10が、第3電極を構成し、Tr1のエミッタ電極9が、第4電極を構成し、配線16が第1配線を構成し、配線17が第2配線を構成している。
In the above configuration, the
図1(b)の長方形で示したTr1のエミッタメサ領域7のベース電極6に対面している一辺L1を、前記第4半導体層の長辺の1辺とし、図1(b)の長方形で示したTr2のエミッタメサ領域8のベース電極6に対面している一辺L2を、前記第5半導体層の長辺の1辺とし、上記ベース電極6である第8電極が、その両方に、沿って形成されている第8電極として構成されている。
One side L1 facing the
図1(b)の平面図及び図1(c)の横断面図の過電圧保護素子1は、以下のように製造することができる。
The
先ず、半導体基板2の上に、不純物濃度の比較的高いN型GaAsのサブコレクタ層をエピタキシャル成長により形成する。半導体基板2としては、例えば半絶縁性GaAs(カリウムヒ素)基板が用いられる。
First, an N-type GaAs subcollector layer having a relatively high impurity concentration is formed on the
次に、上記サブコレクタ層上に、不純物濃度の比較的低いN型GaAsのコレクタ層兼カソード層をエピタキシャル成長により形成する。上記コレクタ層兼カソード層の上にP型GaAsのベース層兼アノード層をエピタキシャル成長により形成する。 Next, a collector / cathode layer of N-type GaAs having a relatively low impurity concentration is formed on the subcollector layer by epitaxial growth. A P-type GaAs base layer and anode layer is formed on the collector layer and cathode layer by epitaxial growth.
上記ベース層兼アノード層の上にN型AlGaAsのエミッタ層をエピタキシャル成長により形成する。その後以下のようにエッチングを行い、半導体層を分離して各素子を作製する。 An N-type AlGaAs emitter layer is formed on the base layer / anode layer by epitaxial growth. Thereafter, etching is performed as follows, and the semiconductor layer is separated to manufacture each element.
先ず、上記エミッタ層をエッチングにより分離し、エミッタメサ領域7,8を形成する。
First, the emitter layer is separated by etching to form
次に、上記ベース層兼アノード層と、コレクタ層兼カソード層とをエッチングにより分離し、ベースメサ領域5、D1のアノード領域4、コレクタメサ領域12、カソード領域11を形成する。通常、Tr1及びTr2に用いるトランジスタのベース層は薄く形成するため、下層のコレクタ層兼カソード層のエッチングと同じ工程でエッチング加工し、平面的にほぼ同形状のベースメサ領域とコレクタメサ領域を形成する。ダイオード素子では平面的にほぼ同形状のアノード領域とカソード領域を形成されることになる。
Next, the base layer / anode layer and the collector layer / cathode layer are separated by etching to form the
次に、サブコレクタ層にイオン注入を行い、導電性をなくした素子分離領域14を形成し、過電圧保護素子1のサブコレクタ領域13と外部の回路を分離する。
Next, ion implantation is performed on the subcollector layer to form an
また、トランジスタ、ダイオードの各電極を以下のように形成する。 Further, each electrode of the transistor and the diode is formed as follows.
先ず、エミッタメサ領域7,8にオーミックコンタクトを行うために、エミッタメサ領域上に、エミッタ電極9,10をそれぞれ形成する。
First, in order to make ohmic contact with the
次に、ベースメサ領域5にオーミックコンタクトを行うために、ベースメサ領域上にベース電極6を形成する。この工程は、D1のアノード領域4にオーミックコンタクトを行うためのアノード層上へのアノード電極18の形成を兼ねる。
Next, a
次に、サブコレクタ領域13にオーミックコンタクトを行うためにサブコレクタ領域上に、電極3を形成する。
Next, in order to make ohmic contact with the
さらに、絶縁膜15を上記半導体及び電極の表面に形成する。絶縁膜15は窒化珪素である。通常、上記オーミックコンタクトを活性化させるため、上記絶縁膜15を形成後、熱処理を行う。その後、電極3の上、エミッタ電極9,10の上及びアノード電極18の上に形成されている絶縁膜15の一部をエッチングにより除去する。これにより、電極3の一部、エミッタ電極9,10の一部及びアノード電極18の一部を露出させる。
Further, an insulating
そして、電極3の露出した部分と、エミッタ電極10の露出した部分とを配線16で電気的に接続する。同様に、エミッタ電極9の露出した部分と、アノード電極18の露出した部分とを配線17で電気的に接続する。
Then, the exposed part of the
このように、過電圧保護素子1では、サブコレクタ領域13に接続されている素子、即ちダイオードD1とトランジスタTr1,Tr2とは、サブコレクタ領域13を分離せず、同じサブコレクタ領域13の中に作成することが出来る。よって素子同士の間隔を狭く出来るので、過電圧保護素子1の占有面積を縮小することが出来、小型化が可能となる。
As described above, in the
さらに過電圧保護素子1では、トランジスタTr1及びTr2の、コレクタメサ領域12及びベースメサ領域5も分離する必要がなく共有化できることも回路の小型化に寄与している。
Further, in the
これらの特徴は、サブコレクタ層から順番にエピタキシャル成長し、あらかじめ必要な導電性・濃度組成の半導体を層状に配置し、メサ構造や、イオン注入によりそれらの半導体層を分離していく製造方法において、図1(a)の回路接続と図1(b)(c)の素子の平面構造、断面構造をとることで、回路図上での配線の接続と、物理的な構造の配置が矛盾しないように組み合わせ得たことによるものである。 These features are the epitaxial growth in order from the subcollector layer, the semiconductors with the necessary conductivity and concentration composition are arranged in advance, and the semiconductor layer is separated by mesa structure or ion implantation. By taking the planar connection and the cross-sectional structure of the circuit connection of FIG. 1A and the elements of FIGS. 1B and 1C, the connection of wiring on the circuit diagram and the arrangement of the physical structure do not contradict each other. This is due to the combination.
特に、ダイオードD1として、トランジスタを形成するベース層、コレクタ層のPN接合を用いたダイオードを用いることで上記構成を可能にしているのである。 In particular, the above-described configuration is made possible by using a diode using a PN junction of a base layer and a collector layer forming a transistor as the diode D1.
また、上記工程におけるエミッタメサ領域7,8の分離の工程では、場合によってはエミッタ層の一部がベース層上に薄く残される場合もあり、エミッタメサ領域7,8をエミッタ層の一部でつながった構造としてもよい。これは、トランジスタTr1,Tr2の経時的な特性劣化を防止するためにしばしば用いられる構造である。
Further, in the step of separating the
但しこの場合、上記のベース層状に薄く残されたエミッタ層の一部は“完全に空乏化する厚み”以下の厚みに設定されるため、電気的にはエミッタメサ領域7,8は分離している。
However, in this case, a part of the emitter layer left thin in the base layer is set to a thickness not more than “thickness that is completely depleted”, so that the
また、上記工程における、コレクタメサ領域とカソード領域との間には、場合によっては上記のコレクタ層兼カソード層の一部がサブコレクタ層上に薄く残されていてもよい。通常はサブコレクタ領域13に電極3が低いコンタクト抵抗で接続できるよう、比較的濃度の低い上記コレクタ層兼カソード層をできるだけ除去することが望ましいが、もともとトランジスタTr1,Tr2のコレクタと、ダイオードD1のカソードとはサブコレクタ領域で接続されている。よってコレクタ層の一部がTr1、Tr2とD1と間のサブコレクタ領域上に存在し、導電性を有していても過電圧保護素子1の動作には影響しない。
In addition, a part of the collector layer / cathode layer may be thinly left on the subcollector layer between the collector mesa region and the cathode region in the above process. Usually, it is desirable to remove the collector layer / cathode layer having a relatively low concentration as much as possible so that the
また、上記半導体層の分離のために、上記工程では、エッチングによるメサ分離構造を用いたが、可能であればイオン注入による分離構造を用いることも可能である。 Further, in the above process, a mesa separation structure by etching is used for the separation of the semiconductor layer. However, if possible, a separation structure by ion implantation can be used.
あるいは、サブコレクタ領域13を周辺回路と分離するために、イオン注入による導電性をなくした素子分離領域14を形成したが、エッチングによるメサ分離構造によりサブコレクタ領域13と周辺回路を分離する構成とすることもできる。
Alternatively, in order to isolate the
また、上記エミッタ領域の上層部にInGaAsなどの“ノンアロイオーミック構造”としてしばしば使用される構造を持つ場合には、上記エミッタ電極9,10の作成を省略し、配線16、17が直接接触することで、接触部がエミッタ電極9,10として作用する構成としてもよい。
When the upper region of the emitter region has a structure often used as a “non-alloy ohmic structure” such as InGaAs, the
また、過電圧保護素子1内の各素子の位置として、Tr1、Tr2の共通のベースメサ領域5を中央に配置し、D1及び電極3をその両側に配置し、D1に近い側にTr1を配置し、電極3に近い側にTr2を配置した、図1に示す構成にすることにより、過電圧保護素子1内での配線層が交差しない。そのため、1層の金属配線層で各素子を図1(a)のごとくに接続可能となる。この構成により、製造工程の簡素化が可能である。
Further, as the position of each element in the
また、過電圧保護素子1の半導体基板2が、GaAs半導体のように、溶液によるエッチングによるメサ分離構造で、過電圧保護素子1の構造を作製する場合、メサ構造の斜面がテーパ構造となる方位と、上記斜面が逆テーパ構造となる方位とがある。
When the
通常、逆テーパ構造となる方位の斜面を配線が横切る場合、配線が断線しないように、段差を超えるエアブリッジ構造や、段差を埋めて平坦化するポリイミド等の層間絶縁膜を使用した構造を用いることになる。 Normally, when wiring crosses a slope with a reverse taper structure, use an air bridge structure that exceeds the step or a structure that uses an interlayer insulating film such as polyimide that fills the step and flattens the wiring so that the wiring does not break. It will be.
本実施の形態においても、逆テーパ構造となる方位の斜面を配線が横切る場合、同様にエアブリッジ構造や、ポリイミド等の層間絶縁膜を使用した構造を用いるべきだが、本発明の構成では接続する配線が少ない(配線16,17)ので、逆テーパ構造となる方位の斜面を避けて配線をおこなうことが容易となる別の効果も有している。
Also in the present embodiment, when the wiring crosses the inclined surface having the reverse taper structure, the air bridge structure or the structure using an interlayer insulating film such as polyimide should be used in the same manner. Since the number of wirings is small (
例えば、上記に説明した図1の構造の場合、断面A−Aに平行な斜面が逆テーパ構造となるように配置を選び、テーパ構造となる断面A−Aに直行する斜面を配線が通過するように素子の配置を選べば、エアブリッジ構造、ポリイミド等の層間絶縁膜などを用いることなく配線16,17を形成することが可能であり、図1の過電圧保護素子1を作製できる。
For example, in the case of the structure of FIG. 1 described above, the arrangement is selected so that the slope parallel to the cross section AA has an inversely tapered structure, and the wiring passes through the slope perpendicular to the cross section AA having the tapered structure. Thus, if the arrangement of the elements is selected, the
このため、多層配線が可能であるプロセスでは過電圧保護素子1を最下層の配線で接続し、過電圧保護素子1の上を別の金属配線層によってなる配線が通過することが出来る。よって、レイアウトの自由度が大幅に向上する。
For this reason, in a process in which multi-layer wiring is possible, the
過電圧保護素子1は小型であるという利点を有するものの、各ワイヤボンディングパッドからの信号経路等にそれぞれに配置されるので、上記の構成は、過電圧保護素子を配線の下等に配置でき、回路全体の小型化につながり、より好ましい。
Although the
また、上記ベース電極6は、外部への接続がないので省略することができる。但し、過電圧保護素子1は、トランジスタTr2のエミッタからトランジスタTr2のベースへ流れるリーク電流(漏れ電流、具体的にはアバランシェ電流、あるいは、ツェナー効果電流)を利用している。
The
そのため、できるだけリーク電流が少ないうちに過電圧保護機能が作用してそれ以上のリーク電流が流れないようにしないと、リーク電流を流すトランジスタTr2自身が、劣化、あるいは破壊してしまう場合もある。 Therefore, if the overvoltage protection function is activated and the leakage current no longer flows while the leakage current is as small as possible, the transistor Tr2 that flows the leakage current itself may be deteriorated or destroyed.
このことから、トランジスタTr2のエミッタ領域に沿ってベース電極6を配置し、ベース電極6を延長してトランジスタTr1のエミッタ領域に沿って配置することが好ましい。
Therefore, it is preferable to dispose the
上記構成により、上記リーク電流の流れる経路の抵抗を小さく出来るので、過電圧保護機能が早く働き、過電圧保護素子1自身の信頼性向上を図ることが出来る。
With the above configuration, the resistance of the path through which the leakage current flows can be reduced, so that the overvoltage protection function works quickly and the reliability of the
過電圧保護素子1に用いるエピタキシャル構成では、特にベース層のシート抵抗が高い場合があるので、Tr1とTr2とのベース間の抵抗を小さくするという目的から、少なくともトランジスタTr1,Tr2のエミッタ領域の長手方向の一辺に沿った位置にベース電極6を配置することがより好ましい。
In the epitaxial configuration used for the
図2は、従来の保護構造物を示す図である(特許文献2)。図2(a)は従来の保護構造物を示す横断面図であり、図2(b)は従来の他の保護構造物を示す横断面図であり、図2(c)は、図2(a)の保護構造物及び図2(b)の保護構造物の回路図である。 FIG. 2 is a view showing a conventional protective structure (Patent Document 2). 2A is a cross-sectional view showing a conventional protective structure, FIG. 2B is a cross-sectional view showing another conventional protective structure, and FIG. 2C is a cross-sectional view of FIG. It is a circuit diagram of the protection structure of a) and the protection structure of FIG.
図2の保護構造物は、回路構成が図1の過電圧保護素子1と類似しているが、イオン注入で半導体層の導電性を決定して作製されており、過電圧保護素子1とは構造が全く異なっている。これは製造方法に由来する素子作製上の制限が全く異なるためである。
The protection structure of FIG. 2 has a circuit configuration similar to that of the
本実施の形態1の過電圧保護素子1と図2の保護構造物とでは、素子作製上の制限が全く異なる。このため、同一の素子構成をとることは不可能であり、素子の小型化、端子の共有の仕方等の技術的発想は全く異なったものとなる。
The
図3は、図1(a)の回路のシミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーションは以下の要領で行った。 FIG. 3 is a graph showing a simulation result of the circuit of FIG. The simulation was performed as follows.
負荷インピーダンスが50Ωの負荷回路に、50Ωの入力インピーダンスを有する信号源から、実線で示されるように徐々に最大値Vin_maxが高くなる入力電圧信号Vinを入力されるよう回路を構成し、上記負荷回路に並列に、端子VDDを正電圧側となるように図1(a)の回路を接続した。 A circuit is configured such that an input voltage signal Vin whose maximum value Vin_max gradually increases as shown by a solid line is input to a load circuit having a load impedance of 50Ω from a signal source having an input impedance of 50Ω, and the load circuit In parallel, the circuit of FIG. 1A is connected so that the terminal VDD is on the positive voltage side.
上記回路の信号配線に対し、相対的に負電圧となる接地配線側には、図1(a)のGNDを接続した。また、入力電圧信号Vin及び出力電圧信号Voutの周波数は2.5GHz(ギガヘルツ)とした。 The GND in FIG. 1A is connected to the ground wiring side that is relatively negative with respect to the signal wiring of the above circuit. The frequency of the input voltage signal Vin and the output voltage signal Vout was 2.5 GHz (gigahertz).
図3は、入力電圧信号Vinの最大値Vin_maxを横軸に、端子VDDに発生する出力電圧信号Voutの最大値Vout_maxを左の縦軸(縦軸Y1)に、入力電圧信号Vinの最大値Vin_maxに対する出力電圧信号Voutの最大値Vout_maxの比Rを右の縦軸(縦軸Y2)に示したグラフである。 3 shows the maximum value Vin_max of the input voltage signal Vin on the horizontal axis, the maximum value Vout_max of the output voltage signal Vout generated at the terminal VDD on the left vertical axis (vertical axis Y1), and the maximum value Vin_max of the input voltage signal Vin. Is a graph showing the ratio R of the maximum value Vout_max of the output voltage signal Vout to the right vertical axis (vertical axis Y2).
また、横軸の負側には、上記と同じ接続において、図1(a)のVinの極性を逆にした信号、つまり、徐々に最小値Vin_minが低くなる入力電圧信号Vinを入力した場合のシミュレーション結果を示した。この場合、グラフ横軸は、最大値Vin_maxに変わって、最小値Vin_minとし、同様に、グラフ縦軸の最大値Vout_maxは、最小値Vout_minとして、グラフに記入している。また、この場合、Rは、最小値Vin_minに対する最小値Vout_minの比として計算した。 Further, on the negative side of the horizontal axis, in the same connection as described above, a signal in which the polarity of Vin in FIG. 1A is reversed, that is, an input voltage signal Vin in which the minimum value Vin_min gradually decreases is input. The simulation results are shown. In this case, the horizontal axis of the graph is changed to the maximum value Vin_max to be the minimum value Vin_min, and similarly, the maximum value Vout_max of the vertical axis of the graph is entered in the graph as the minimum value Vout_min. In this case, R is calculated as a ratio of the minimum value Vout_min to the minimum value Vin_min.
図3のグラフでは、過電圧保護素子1が動作し始める10.7V(ボルト)まで(シミュレーション結果では11.5V付近まで)、最大値Vout_maxは最大値Vin_maxに応じて増加しており、出力電圧信号Voutが歪んでいないことが分かる。
In the graph of FIG. 3, the maximum value Vout_max increases according to the maximum value Vin_max until 10.7 V (volts) where the
本発明の実施形態に係る過電圧保護素子1は、高い線形増幅特性が要求されるワイヤレスLAN等のOFDM変調を増幅する増幅アンプの入出力回路に接続すると好適である。
The
上述した10.7Vという数値は、シミュレーションにおいてトランジスタTr2として用いたGaAsバイポーラトランジスタの逆方向耐圧(エミッタからベースへ印加する電圧の最大値)を9.5V、トランジスタTr1のコレクタ電流が導通する時のベース−エミッタ間電圧を1.2Vとした場合の数値である。 The numerical value of 10.7 V described above indicates that the reverse breakdown voltage (maximum value of the voltage applied from the emitter to the base) of the GaAs bipolar transistor used as the transistor Tr2 in the simulation is 9.5 V, and the collector current of the transistor Tr1 is conductive. It is a numerical value when the base-emitter voltage is 1.2V.
即ち、高周波信号が伝送される配線に過電圧保護素子1を接続しても、想定した過電圧保護電圧10.7V以下の出力電圧信号Voutにおいて、歪が非常に少ないこととなる。なお、過電圧保護素子1は、通常の回路動作では、逆方向へ電圧が印加される、即ち、端子VDDに対してGNDに相対的に正電圧が印加されることを想定しておらず、最大値がダイオードD1の順方向耐圧以上である電圧の信号が入力されると、過電圧保護機能が働き、出力される信号の波形が歪むこととなる。ダイオードD1がGaAsダイオードの場合、ダイオードD1の順方向耐圧はおおよそ1.2Vとなる。
That is, even if the
図3を、従来技術の構成のシミュレーション結果である図13と比べると、従来技術の構成では、8V付近から比Rが低下し幾分線形成が劣化してきていることが読み取れる。一方、図3ではそのような線形性の劣化は見られない。この線形性が良好な特性が何に起因するのかは現在わかっていないが、本実施の形態の構成は、上記のように小型化が可能であると同時に、少なくとも従来技術の構成と同等以上に線形性に優れた構成であることがわかった。 Comparing FIG. 3 with FIG. 13 which is a simulation result of the configuration of the prior art, it can be seen that in the configuration of the prior art, the ratio R decreases from around 8 V and the line formation is somewhat degraded. On the other hand, such deterioration of linearity is not seen in FIG. Although it is currently unknown what causes this characteristic with good linearity, the configuration of the present embodiment can be downsized as described above, and at least equal to or more than the configuration of the prior art. It was found that the configuration was excellent in linearity.
〔実施の形態2〕
本発明の他の実施形態について図4及び図5に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態1と同じである。また、説明の便宜上、前記実施の形態1の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
[Embodiment 2]
The following will describe another embodiment of the present invention with reference to FIGS. The configurations other than those described in the present embodiment are the same as those in the first embodiment. For convenience of explanation, members having the same functions as those shown in the drawings of
図4(a)は、本発明の実施形態2に係る過電圧保護素子21の回路図であり、図2(b)は、本発明の実施形態2に係る過電圧保護素子21の平面図であり、図4(c)は、図4(b)の過電圧保護素子1のA−A線における横断面図である。
FIG. 4A is a circuit diagram of the
図4(a)の回路図において、過電圧保護素子21は、NPNトランジスタTr3,Tr4、及びダイオードD2をさらに備えている。ダイオードD1のカソード、トランジスタTr1のコレクタ、トランジスタTr2のコレクタ及びトランジスタTr2のエミッタ、並びにダイオードD2のカソード、トランジスタTr4のコレクタ、トランジスタTr3のコレクタ及びトランジスタTr3のエミッタは、互いに接続されている。
In the circuit diagram of FIG. 4A, the
トランジスタTr3のベースは、トランジスタTr4のベースに接続されている。ダイオードD2のアノード及びトランジスタTr4のエミッタは、端子VDDに接続されている。 The base of the transistor Tr3 is connected to the base of the transistor Tr4. The anode of the diode D2 and the emitter of the transistor Tr4 are connected to the terminal VDD.
図4(b)の平面図及び図4(c)の横断面図において、過電圧保護素子21は、半導体基板2、素子分離領域(不活性化サブコレクタ領域)14、サブコレクタ領域13、Tr1とTr2とTr3とTr4のコレクタ電極とD1とD2のカソード電極、を兼ねた電極3、Tr3,Tr4共通のコレクタメサ領域32、D2のカソード領域31、Tr3,Tr4共通のベースメサ領域25、D2のアノード領域24、第2のベース電極26、D2のアノード電極38、Tr4のエミッタメサ領域27、Tr3のエミッタメサ領域28、Tr4のエミッタ電極29、Tr3のエミッタ電極30、配線36,37を更に備えている。
In the plan view of FIG. 4B and the cross-sectional view of FIG. 4C, the
上記構成において、サブコレクタ領域13が第1導電性の第1半導体層を構成し、電極3が、第1電極を構成し、アノード領域24が、第6半導体層を構成し、アノード電極38が、第5電極を構成し、ベースメサ領域25が第7半導体層を構成し、第2のベース電極26が第9電極を構成し、Tr4のエミッタメサ領域27が、第8半導体層を構成し、Tr3のエミッタメサ領域28が、第9半導体層を構成し、Tr3のエミッタ電極30が、第6電極を構成し、Tr4のエミッタ電極29が、第7電極を構成し、配線36が第3配線を構成し、配線37が第4配線を構成している。
In the above configuration, the
また、図4(b)の長方形で示したTr4のエミッタメサ領域27の第2のベース電極26に対面している一辺L3を、前記第8半導体層の長辺の1辺とし、図4(b)の長方形で示したTr3のエミッタメサ領域28のベース電極6に対面している一辺L4を、前記第9半導体層の長辺の1辺とし、上記第2のベース電極26である第9電極が、その両方に、沿って形成されている第9電極として構成されている。
Further, one side L3 facing the
図4(b)の平面図及び図4(c)の横断面図の過電圧保護素子21は、以下のように製造することができる。
The
先ず、半導体基板2の上に、不純物濃度の比較的高いN型GaAsのサブコレクタ層をエピタキシャル成長により形成する。
First, an N-type GaAs subcollector layer having a relatively high impurity concentration is formed on the
次に、上記サブコレクタ層上に、不純物濃度の比較的低いN型GaAsのコレクタ層兼カソード層をエピタキシャル成長により形成する。上記コレクタ層兼カソード層の上にP型GaAsのベース層兼アノード層をエピタキシャル成長により形成する。 Next, a collector / cathode layer of N-type GaAs having a relatively low impurity concentration is formed on the subcollector layer by epitaxial growth. A P-type GaAs base layer and anode layer is formed on the collector layer and cathode layer by epitaxial growth.
上記ベース層兼アノード層の上にN型AlGaAsのエミッタ層をエピタキシャル成長により形成する。その後以下のようにエッチングを行い、半導体層を分離して各素子を作製する。 An N-type AlGaAs emitter layer is formed on the base layer / anode layer by epitaxial growth. Thereafter, etching is performed as follows, and the semiconductor layer is separated to manufacture each element.
先ず、上記エミッタ層をエッチングにより分離し、エミッタメサ領域7,8,27,28を形成する。
First, the emitter layer is separated by etching to form
次に、上記ベース層兼アノード層と、コレクタ層兼カソード層とをエッチングにより分離し、ベースメサ領域5,25、D1のアノード領域4、D2のアノード領域24、コレクタメサ領域12,32、及びカソード領域11,31を形成する。通常、Tr1及びTr2に用いるトランジスタのベース層は薄く形成するため、下層のコレクタ層兼カソード層のエッチングと同じ工程でエッチング加工し、平面的にほぼ同形状のベースメサ領域とコレクタメサ領域を形成する。ダイオード素子では平面的にほぼ同形状のアノード領域とカソード領域を形成されることになる。
Next, the base layer / anode layer and the collector layer / cathode layer are separated by etching, and the
次に、サブコレクタ層にイオン注入を行い、導電性をなくした素子分離領域14を形成し、過電圧保護素子21のサブコレクタ領域13と外部の回路を分離する。
Next, ion implantation is performed on the subcollector layer to form an
また、トランジスタ、ダイオードの各電極を以下のように形成する。 Further, each electrode of the transistor and the diode is formed as follows.
先ず、エミッタメサ領域7,8,27,28にオーミックコンタクトを行うために、エミッタメサ領域上に、エミッタ電極9,10,29,30をそれぞれ形成する。
First,
次に、ベースメサ領域5,25にオーミックコンタクトを行うために、ベースメサ領域上にベース電極6,26を形成する。この工程は、D1のアノード領域4にオーミックコンタクトを行うためのアノード層上へのアノード電極18の形成、及びD2のアノード領域24にオーミックコンタクトを行うためのアノード層上へのアノード電極38の形成を兼ねる。
Next,
次に、サブコレクタ領域13にオーミックコンタクトを行うためにサブコレクタ領域上に、電極3を形成する。
Next, in order to make ohmic contact with the
さらに、絶縁膜15を上記半導体及び電極の表面に形成する。絶縁膜15は窒化珪素である。通常、上記オーミックコンタクトを活性化させるため、上記絶縁膜15を形成後、熱処理を行う。その後、電極3の上、エミッタ電極9,10,29,30の上及びアノード電極18,38の上に形成されている絶縁膜15の一部をエッチングにより除去する。これにより、電極3の一部、エミッタ電極9,10,29,30の一部及びアノード電極18,38の一部を露出させる。
Further, an insulating
そして、電極3の露出した部分と、エミッタ電極10,30の露出した部分とを配線36で電気的に接続する。同様に、エミッタ電極9の露出した部分と、アノード電極18の露出した部分とを配線17で電気的に接続し、エミッタ電極29の露出した部分と、アノード電極38の露出した部分とを配線37で電気的に接続する。
Then, the exposed part of the
過電圧保護素子21は、電極3とサブコレクタ領域13とを共有した形で、実施の形態1で示した過電圧保護回路を、2個逆方向に直列に接続された構成となっている。そして、本実施の形態に示す構成では、その場合においても、全ての半導体素子でサブコレクタ領域13と電極3とを共有した構成となっているので、素子間隔を最小限として構成でき、小型化が可能となる。
The
図5は、図4(a)の回路のシミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーションは以下の要領で行った。 FIG. 5 is a graph showing a simulation result of the circuit of FIG. The simulation was performed as follows.
負荷インピーダンスが50Ωの負荷回路に、50Ωの入力インピーダンスを有する信号源から、実線で示されるように徐々に最大値Vin_maxが高くなる入力電圧信号Vinを入力されるよう回路を構成し、上記負荷回路に並列に、端子VDDを正電圧側となるように図4(a)の回路を接続した。上記回路の信号配線に対し、相対的に負電圧となる接地配線側には、図4(a)のGNDを接続した。また、入力電圧信号Vin及び出力電圧信号Voutの周波数は2.5GHz(ギガヘルツ)とした。 A circuit is configured such that an input voltage signal Vin whose maximum value Vin_max gradually increases as shown by a solid line is input to a load circuit having a load impedance of 50Ω from a signal source having an input impedance of 50Ω, and the load circuit In parallel, the circuit of FIG. 4A is connected so that the terminal VDD is on the positive voltage side. The GND of FIG. 4A is connected to the ground wiring side that is relatively negative with respect to the signal wiring of the above circuit. The frequency of the input voltage signal Vin and the output voltage signal Vout was 2.5 GHz (gigahertz).
この場合、トランジスタTr2の逆方向耐圧(エミッタからベースへ印加する電圧の最大値)と、トランジスタTr1のコレクタ電流が導通する時のベース−エミッタ間電圧と、ダイオードD2の順方向耐圧の和の電圧である第1の和の電圧以上の電圧が、配線37に印加された場合、過電圧保護作用が働く。
In this case, the reverse breakdown voltage (maximum value of the voltage applied from the emitter to the base) of the transistor Tr2, the base-emitter voltage when the collector current of the transistor Tr1 is conducted, and the sum of the forward breakdown voltages of the diode D2. When a voltage equal to or higher than the first sum voltage is applied to the
さらに、トランジスタTr3の逆方向耐圧(エミッタからベースへ印加する電圧の最大値)と、トランジスタTr4のコレクタ電流が導通する時のベース−エミッタ間電圧と、ダイオードD1の順方向耐圧の和の電圧である第2の和の極性を反転した極性反転電圧以下の電圧が、配線37に印加された場合、過電圧保護作用が働く。
Further, the reverse breakdown voltage of the transistor Tr3 (the maximum value of the voltage applied from the emitter to the base), the base-emitter voltage when the collector current of the transistor Tr4 is conducted, and the sum of the forward breakdown voltages of the diode D1. When a voltage equal to or lower than the polarity reversal voltage obtained by reversing the polarity of the second sum is applied to the
図5は、入力電圧信号Vinの最大値Vin_maxを横軸に、端子VDDに発生する出力電圧信号Voutの最大値Vout_maxを左の縦軸(縦軸Y1)に、入力電圧信号Vinの最大値Vin_maxに対する出力電圧信号Voutの最大値Vout_maxの比Rを右の縦軸(縦軸Y2)に示したグラフである。 5 shows the maximum value Vin_max of the input voltage signal Vin on the horizontal axis, the maximum value Vout_max of the output voltage signal Vout generated at the terminal VDD on the left vertical axis (vertical axis Y1), and the maximum value Vin_max of the input voltage signal Vin. Is a graph showing the ratio R of the maximum value Vout_max of the output voltage signal Vout to the right vertical axis (vertical axis Y2).
また、横軸の負側には、上記と同じ接続において、図4(a)のVinの極性を逆にした信号、つまり、徐々に最小値Vin_minが低くなる入力電圧信号Vinを入力した場合のシミュレーション結果を示した。この場合、グラフ横軸は、最大値Vin_maxに変わって、最小値Vin_minとし、同様に、グラフ縦軸の最大値Vout_maxは、最小値Vout_minとして、グラフに記入している。また、この場合、Rは、最小値Vin_minに対する最小値Vout_minの比として計算した。 Further, on the negative side of the horizontal axis, in the same connection as described above, a signal in which the polarity of Vin in FIG. 4A is reversed, that is, an input voltage signal Vin in which the minimum value Vin_min gradually decreases is input. The simulation results are shown. In this case, the horizontal axis of the graph is changed to the maximum value Vin_max to be the minimum value Vin_min, and similarly, the maximum value Vout_max of the vertical axis of the graph is entered in the graph as the minimum value Vout_min. In this case, R is calculated as a ratio of the minimum value Vout_min to the minimum value Vin_min.
図3及び図13と異なり、逆方向、即ち最小値Vin_min<0においても−11.5V付近まで信号が歪んでいないことが分かる。 Unlike FIGS. 3 and 13, it can be seen that the signal is not distorted up to around −11.5 V in the reverse direction, that is, even in the minimum value Vin_min <0.
つまり、前記第2の和の電圧以上前記第1の和の電圧以下の電圧が配線37に入力された場合には、前記系の出力電圧信号はほとんど歪まない。
That is, when a voltage not lower than the second sum voltage and not higher than the first sum voltage is input to the
このように、過電圧保護素子21は、単一のサブコレクタ領域13に非常に小型に形成しているにもかかわらず、入力電圧信号Vinの正逆両方向において高い耐圧を有する過電圧保護素子である。
As described above, the
NPNトランジスタで構成した増幅回路の場合、増幅トランジスタのコレクタ端子から、電圧信号を直接出力する場合、出力信号は、基本的には正の電圧信号となるが、出力整合回路を経由して出力する場合は、負の電圧信号が出力される場合もある。過電圧保護素子21は、入力電圧信号Vinの正逆両方向において高い耐圧を有するため、上述したような増幅回路の出力整合回路に接続する過電圧保護素子に特に適している。
In the case of an amplifier circuit composed of NPN transistors, when a voltage signal is directly output from the collector terminal of the amplifier transistor, the output signal is basically a positive voltage signal, but is output via an output matching circuit. In some cases, a negative voltage signal may be output. Since the
また、実施の形態1で示した構成で、配線16,17の2系統の配線を用いていたこと比べ実施の形態2では、配線17,36,37の3系統を用いているが、素子構造が単純であり、図4(b)に示すように配線17,36,37が交差しないように配置することが可能な特徴は同じである。また、そのため、配線層を1層で行うことが可能な特徴も同じである。また、逆テーパの素子段差斜面を回避して配線を行うことができる。たとえば、図4(b)の構成であれば、実施の形態1と同様に、断面A−Aに平行な斜面が逆テーパとなるように配置を選び、テーパ構造となる断面A−Aに直行する斜面を配線が通過するように素子の配置を選べばよい。
Further, in the configuration shown in the first embodiment, the two lines of
特に、整合回路は、整合回路自身による高周波信号の減衰を避けるために、多層配線のうち通常配線厚みを厚く設定する上層配線で配線を行うことが多い。そのため、本実施の形態に示す構成は、一層の下層配線のみで構成することができ、出力整合回路の配線の下部に形成しやすい特徴を有している。出力整合回路の配線の下部に形成することで回路全体の更なる小型化が可能となる。 In particular, in order to avoid the attenuation of the high-frequency signal by the matching circuit itself, the matching circuit is often wired with an upper layer wiring of which the normal wiring thickness is set thick among the multilayer wiring. For this reason, the structure shown in this embodiment can be formed of only a single lower layer wiring and has a feature that it can be easily formed below the wiring of the output matching circuit. By forming it below the wiring of the output matching circuit, the entire circuit can be further reduced in size.
〔実施の形態3〕
本発明の他の実施形態について図1、図6、図8及び図9に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態1と同じである。また、説明の便宜上、前記実施の形態1の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
[Embodiment 3]
The following will describe another embodiment of the present invention with reference to FIG. 1, FIG. 6, FIG. 8, and FIG. The configurations other than those described in the present embodiment are the same as those in the first embodiment. For convenience of explanation, members having the same functions as those shown in the drawings of
本実施の形態の過電圧保護素子は、図1(a)の過電圧保護素子1において破線で表示されたキャパシタC1をさらに備えている。トランジスタTr1のベースは、トランジスタTr2のベース及びキャパシタC1の一端に接続されており、ダイオードD1のアノード、トランジスタTr1のエミッタ及びキャパシタC1の他端は、接地端子GNDに接続されている。
The overvoltage protection element of the present embodiment further includes a capacitor C1 indicated by a broken line in the
ここで、図1(a)のキャパシタC1が第1の容量素子を構成している。 Here, the capacitor C1 of FIG. 1A constitutes a first capacitor element.
図6は、キャパシタC1を備えている図1(a)の回路のシミュレーション結果を示すグラフである。キャパシタC1の容量は0.5pF(ピコファラド)とした。 FIG. 6 is a graph showing a simulation result of the circuit of FIG. 1A including the capacitor C1. The capacitance of the capacitor C1 was 0.5 pF (picofarad).
シミュレーションは、キャパシタC1があること以外は、実施の形態1と同様の要領で行い、同様にグラフ化した。ただし、実施の形態1の過電圧保護素子1は、キャパシタC1を備えない場合でも歪が比較的少ないため、特性の差がわかりにくい。このため、図6では、比Rをデシベルで示し、電力通過損失としている。比Rは電圧の比であるため、10を底とする常用対数をとり、log10Rとし、20を掛けて20log10R〔dB〕としている。
The simulation was performed in the same manner as in the first embodiment except that the capacitor C1 was present, and was similarly graphed. However, since the
また、図6では、キャパシタを除いている時(実施の形態2)の特性を破線で示し、キャパシタを追加しているときの特性を実線で示している。 In FIG. 6, the characteristic when the capacitor is excluded (Embodiment 2) is indicated by a broken line, and the characteristic when the capacitor is added is indicated by a solid line.
図6では、キャパシタを追加している時の特性は、キャパシタを除いている時の特性よりも0.05dB〜0.1dB程度電力通過損失が低減していると共に、Vin_maxの増加に伴う電力通過損失の変化が少ない。WLAN(Wireless Local Area Network)等の線形性増幅器では、回路全体の歪が0.2dB〜0.3dB程度変化することにより特性の劣化が生じ始める。このため、本来増幅を行わない過電圧保護素子が有する0.1dBの歪は無視できない。 In FIG. 6, the characteristic when the capacitor is added is that the power passing loss is reduced by about 0.05 dB to 0.1 dB than the characteristic when the capacitor is removed, and the power passing due to the increase of Vin_max. Less change in loss. In a linearity amplifier such as a WLAN (Wireless Local Area Network), characteristic deterioration starts to occur when the distortion of the entire circuit changes by about 0.2 dB to 0.3 dB. For this reason, the distortion of 0.1 dB that the overvoltage protection element that originally does not amplify cannot be ignored.
そのため、キャパシタC1を備える実施の形態3の過電圧保護素子は、特に上記のような線形性増幅器により適した過電圧保護素子として利用することが出来る。 Therefore, the overvoltage protection element according to the third embodiment including the capacitor C1 can be used as an overvoltage protection element more suitable for the linearity amplifier as described above.
以下、キャパシタC1を追加した場合の線形性が向上する理由に関して説明する。 Hereinafter, the reason why the linearity is improved when the capacitor C1 is added will be described.
図1(a)の回路であれば、トランジスタTr1のコレクタ−ベース間容量、トランジスタTr2のコレクタ−ベース間容量、及びトランジスタTr2のエミッタ−ベース間容量により、端子VDDとトランジスタTr1のベース端子との間に寄生容量が存在している。 In the case of the circuit of FIG. 1A, the terminal VDD and the base terminal of the transistor Tr1 are connected by the collector-base capacitance of the transistor Tr1, the collector-base capacitance of the transistor Tr2, and the emitter-base capacitance of the transistor Tr2. There is a parasitic capacitance between them.
この寄生容量は、端子VDDに電圧が印加されると、トランジスタTr2のベース−エミッタ間の電圧が逆方向リーク電圧に到達する前に、トランジスタTr1のベース端子に過渡的な電流を供給し、NPNトランジスタTr1のベース電位を引き上げる作用を有する。このため、トランジスタTr1のコレクタ−エミッタ間がわずかに導通する。この導通により損失が生じていると考えられる。 When the voltage is applied to the terminal VDD, the parasitic capacitance supplies a transient current to the base terminal of the transistor Tr1 before the voltage between the base and the emitter of the transistor Tr2 reaches the reverse leakage voltage. It has the effect of raising the base potential of the transistor Tr1. For this reason, the collector-emitter of the transistor Tr1 is slightly conducted. It is considered that a loss is caused by this conduction.
キャパシタC1を追加することにより、上記寄生容量による電流を端子GNDへ流すことが可能となる。このため、キャパシタC1の容量値は、上記寄生容量と略同一の値以上、好ましくは上記寄生容量の約2倍の容量値に設定することが好ましい。実施の形態1,2では、上記寄生容量が約0.25pFであったため、キャパシタC1の容量値を0.5pFとした。 By adding the capacitor C1, it becomes possible to flow a current due to the parasitic capacitance to the terminal GND. For this reason, it is preferable to set the capacitance value of the capacitor C1 to a value equal to or larger than the parasitic capacitance, preferably about twice the parasitic capacitance. In the first and second embodiments, since the parasitic capacitance is about 0.25 pF, the capacitance value of the capacitor C1 is set to 0.5 pF.
なお、キャパシタC1の容量値があまりに大きいと、過電圧パルスに対する応答が遅くなるが、想定される過電圧パルスの幅は、時間にして数十nsec(ナノ秒)程度である。このため、入出力される信号の周波数が数GHz以上であれば、過電圧保護素子1は問題なく使用できる。
Note that if the capacitance value of the capacitor C1 is too large, the response to the overvoltage pulse is delayed, but the assumed width of the overvoltage pulse is about several tens of nsec (nanoseconds) in time. For this reason, if the frequency of the input / output signal is several GHz or more, the
図1(a)のキャパシタC1は、図8の過電圧保護素子41に示されるように、トランジスタの外の領域またはダイオードの外の領域に作製することが出来る。
The capacitor C1 in FIG. 1A can be manufactured in a region outside a transistor or a region outside a diode, as shown by the
過電圧保護素子41は、図1の過電圧保護素子1から配線17を配線47に変更し、配線47は、エミッタ電極9の露出した部分と、アノード電極18の露出した部分とを電気的に接続すると共に、ベース電極6に接続されたキャパシタ電極50との間に絶縁膜51を設けて、配線47、キャパシタ電極50及び絶縁膜51によりキャパシタC1が形成している。なお、配線47とキャパシタ電極50が、絶縁膜51以外の部分で重なっている部分は、図示しない絶縁構造(たとえばエアブリッジ構造)で絶縁分離されているものとする。
The
または、図1(a)のキャパシタC1は、図9の過電圧保護素子61に示されるように、トランジスタ領域内に配線間容量として作製することが出来る。
Alternatively, the capacitor C1 in FIG. 1A can be manufactured as an inter-wiring capacitance in the transistor region, as shown by the
過電圧保護素子61は、図1の過電圧保護素子1から、配線17を配線67に変更し、配線67は、エミッタ電極9の露出した部分と、アノード電極18の露出した部分とを電気的に接続すると共に、ベース電極6と配線67との間の領域71に絶縁膜15を挟み、ベース電極6、絶縁膜15、配線67をこの順番で重ねて配置することにより、配線間容量を作製している。同様に、ベースメサ領域5と配線67との間の領域72に絶縁膜15を挟み、ベースメサ領域5、絶縁膜15、配線67をこの順番で重ねて配置することにより、配線間容量を作製している。
The
つまり、図8の配線47、キャパシタ電極50及び絶縁膜51により形成される外部容量が第1の容量素子を構成し、図9のベース電極6、配線67により上下に挟まれた部分の絶縁膜15が、窒化珪素または酸化珪素よりなる第1絶縁膜を構成し、図9のベースメサ領域5、配線67により上下に挟まれた部分の絶縁膜15が、窒化珪素または酸化珪素よりなる第3絶縁膜を構成している。
That is, the external capacitance formed by the
本発明の各実施形態に係るエピタキシャル層では、一般的にベースメサ領域5,25が比較的シート抵抗が高い。このため、ベースメサ領域5と配線17との間に配線容量を作製するよりも、ベース電極6と配線17との間に配線容量を作製する構成の方が、構成した配線容量に直列に接続する形で含まれる寄生抵抗は小さくなる。よって、より小さい容量値で線形性を向上することが可能となる。
In the epitaxial layer according to each embodiment of the present invention, the
なお、上述した各容量、即ち図8の配線47、キャパシタ電極50及び絶縁膜51により形成される外部容量、図9のベース電極6、絶縁膜15、配線67により形成される配線間容量、及び図9のベースメサ領域5、絶縁膜15、配線67により形成される配線間容量は、単独で用いても良く、組み合わせて用いてもよい。過電圧保護素子全体の占有面積を縮小するためには、出来るだけ配線間容量を使用し、不足分を外部容量で補うことが好ましい。
In addition, each capacitance mentioned above, that is, the external capacitance formed by the
上記記載において、絶縁膜15が窒化珪素または酸化珪素よりなることを述べたが、絶縁膜51も同様に、窒化珪素または酸化珪素を用いてもよい。特に絶縁膜51として窒化珪素または酸化珪素を用いることにより、各素子の保護膜として機能すると同時に比較的薄く形成されるため、各容量(配線間容量または外部容量)の耐圧及び前記各容量の容量値を大きくすることが出来る。
In the above description, it has been described that the insulating
〔実施の形態4〕
本発明の他の実施形態について図4、図7に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態2、及び前記実施の形態3と同じである。また、説明の便宜上、前記実施の形態1、前記実施の形態2、及び前記実施の形態3の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
[Embodiment 4]
The following will describe another embodiment of the present invention with reference to FIGS. The configurations other than those described in the present embodiment are the same as those in the second embodiment and the third embodiment. For convenience of explanation, members having the same functions as those shown in the drawings of the first embodiment, the second embodiment, and the third embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Omitted.
本実施の形態の過電圧保護素子は、図4(a)の過電圧保護素子21において破線で表示されたキャパシタC1,C2をさらに備えている。トランジスタTr3のベースは、トランジスタTr4のベース及びキャパシタC2の一端に接続されている。ダイオードD2のアノード、トランジスタTr4のエミッタ及びキャパシタC2の他端は、端子VDDに接続されている。
The overvoltage protection element of the present embodiment further includes capacitors C1 and C2 indicated by broken lines in the
ここで、図4(a)のキャパシタC1が第1の容量素子を構成し、図4(a)のキャパシタC2が第2の容量素子を構成している。 Here, the capacitor C1 in FIG. 4A constitutes a first capacitive element, and the capacitor C2 in FIG. 4A constitutes a second capacitive element.
図4(a)のキャパシタC1,C2は、図8に示される過電圧保護素子41と同様に、トランジスタの外の領域またはダイオードの外の領域に作製することが出来る。図示しないが、例えば、図8の過電圧保護素子41を、サブコレクタ領域13と電極3とを共有化させて2個形成し、2個の過電圧保護素子を逆方向に直列に接続することで構成する。
Capacitors C1 and C2 in FIG. 4A can be fabricated in a region outside the transistor or a region outside the diode, similarly to the
または、図4(a)のキャパシタC1、C2は、図9に示される過電圧保護素子61と同様に、トランジスタ領域内に配線間容量として作製することが出来る。同様に図9に示す過電圧保護素子61を、サブコレクタ領域13と電極3とを共有化させて2個形成し、2個の過電圧保護素子を逆方向に直列に接続することで構成することができる。
Alternatively, the capacitors C1 and C2 in FIG. 4A can be manufactured as inter-wiring capacitances in the transistor region, similarly to the
このとき、図8の配線47、キャパシタ電極50及び絶縁膜51により形成される外部容量が第1の容量素子を構成し、逆方向に直列に接続されたもう一つの過電圧保護素子において、第1の容量素子と同様に配線47、キャパシタ電極50及び絶縁膜51により形成される外部容量が第2の容量素子を構成する。
At this time, the external capacitance formed by the
図9のベース電極6、配線67により上下に挟まれた部分の絶縁膜15が、窒化珪素または酸化珪素よりなる第1絶縁膜を構成し、上記ベース電極6、配線67及び第1絶縁膜によって第1の容量素子が構成される。また、逆方向に直列に接続されたもう一つの過電圧保護素子におけるベース電極6、配線67により上下に挟まれた部分の絶縁膜が、窒化珪素または酸化珪素よりなる第2絶縁膜を構成し、同様に第3の容量素子を構成する。
The portion of the insulating
あるいはまた、図9のベースメサ領域5、配線67により上下に挟まれた部分の絶縁膜15が、窒化珪素または酸化珪素よりなる第3絶縁膜を構成し、上記ベースメサ領域5、配線67及び第3絶縁膜によって第2の容量素子が構成される。また、逆方向に直列に接続されたもうひとつの過電圧保護素子におけるベースメサ領域5、配線67により上下に挟まれた部分の絶縁膜15が、窒化珪素または酸化珪素よりなる第4絶縁膜を構成し、同様に第4の容量素子を構成する。
Alternatively, the portion of the insulating
図7は、キャパシタC1,C2を備えている図4(a)の回路のシミュレーション結果を示すグラフである。キャパシタC1,C2の容量はそれぞれ0.5pF(ピコファラド)とした。 FIG. 7 is a graph showing a simulation result of the circuit of FIG. 4A including the capacitors C1 and C2. Capacitors C1 and C2 each had a capacitance of 0.5 pF (picofarad).
シミュレーションは、キャパシタC1,C2があること以外は、実施の形態2と同様の要領で行い、同様にグラフ化した。ただし、実施の形態3の場合と同様に、特性の差をわかりやすくするために比Rをデシベル(20log10R〔dB〕)で示し、電力通過損失としている。 The simulation was performed in the same manner as in the second embodiment except that the capacitors C1 and C2 were present, and was similarly graphed. However, as in the case of the third embodiment, the ratio R is expressed in decibels (20 log 10 R [dB]) to make the difference in characteristics easy to understand, and is assumed as a power passing loss.
また、図7では、キャパシタを除いている時(実施の形態2)の特性を破線で示し、キャパシタを追加しているときの特性を実線で示している。 In FIG. 7, the characteristic when the capacitor is excluded (Embodiment 2) is indicated by a broken line, and the characteristic when the capacitor is added is indicated by a solid line.
図7では、キャパシタを追加している時の特性は、キャパシタを除いている時の特性よりも0.05dB〜0.1dB程度電力通過損失が低減すると共に、Vin_Maxの増加に伴う、電力通過損失の変化が減少しており、キャパシタC1,C2を備える実施の形態4の過電圧保護素子は、線形性増幅器により適した過電圧保護素子として利用することが出来る。 In FIG. 7, the characteristic when the capacitor is added is that the power passing loss is reduced by about 0.05 dB to 0.1 dB than the characteristic when the capacitor is removed, and the power passing loss accompanying the increase of Vin_Max. The overvoltage protection element of the fourth embodiment including the capacitors C1 and C2 can be used as an overvoltage protection element more suitable for a linearity amplifier.
なお、本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made within the scope of the claims, and the technical means disclosed in different embodiments can be appropriately combined. Such embodiments are also included in the technical scope of the present invention.
本発明の過電圧保護素子は、小型で高周波信号の歪が少ないので、ワイヤレスLAN等のOFDM変調を増幅する増幅アンプの入出力回路に接続すると好適である。 Since the overvoltage protection element of the present invention is small and has little distortion of high-frequency signals, it is preferable to connect it to an input / output circuit of an amplification amplifier that amplifies OFDM modulation such as a wireless LAN.
1,21,41,61 過電圧保護素子
2 半導体基板
3 電極(第1電極)
4 アノード領域(第2半導体層)
5 ベースメサ領域(第3半導体層)
6 ベース電極(第8電極)
7 エミッタメサ領域(第4半導体層)
8 エミッタメサ領域(第5半導体層)
9 エミッタ電極(第4電極)
10 エミッタ電極(第3電極)
11 カソード領域
12 コレクタメサ領域
13 サブコレクタ領域(第1半導体層)
14 素子分離領域
15,51 絶縁膜(第1絶縁膜〜第6絶縁膜)
16 配線(第1配線、出力端子)
17 配線(第2配線、出力端子)
18 アノード電極(第2電極)
24 アノード領域(第6半導体層)
25 ベースメサ領域(第7半導体層)
26 第2のベース電極(第9電極)
27 エミッタメサ領域(第8半導体層)
28 エミッタメサ領域(第9半導体層)
29 エミッタ電極(第7電極)
30 エミッタ電極(第6電極)
31 カソード領域
32 コレクタメサ領域
36 配線(第3配線)
37 配線(第4配線、出力端子)
38 アノード電極(第5電極)
47,67 配線
50 キャパシタ電極(第1容量用電極、第2容量用電極)
71,72 領域
C1,C2 キャパシタ
D1 ダイオード(第1のダイオード)
D2 ダイオード
L1,L2,L3,L4 エミッタ層の長辺の1辺
GND,VDD 端子
Tr1 NPNトランジスタ(第1のトランジスタ)
Tr2 NPNトランジスタ(第2のトランジスタ)
Tr3,Tr4 NPNトランジスタ
Vin 入力電圧信号
Vout 出力電圧信号
1, 21, 41, 61
4 Anode region (second semiconductor layer)
5 Base mesa region (third semiconductor layer)
6 Base electrode (8th electrode)
7 Emitter mesa region (fourth semiconductor layer)
8 Emitter mesa region (fifth semiconductor layer)
9 Emitter electrode (4th electrode)
10 Emitter electrode (third electrode)
11
14
16 wiring (first wiring, output terminal)
17 Wiring (second wiring, output terminal)
18 Anode electrode (second electrode)
24 Anode region (sixth semiconductor layer)
25 Base mesa region (seventh semiconductor layer)
26 Second base electrode (ninth electrode)
27 Emitter mesa region (eighth semiconductor layer)
28 Emitter mesa region (9th semiconductor layer)
29 Emitter electrode (seventh electrode)
30 Emitter electrode (sixth electrode)
31
37 Wiring (4th wiring, output terminal)
38 Anode electrode (5th electrode)
47, 67
71, 72 region C1, C2 capacitor D1 diode (first diode)
D2 Diode L1, L2, L3, L4 Long side of emitter layer GND, VDD terminal Tr1 NPN transistor (first transistor)
Tr2 NPN transistor (second transistor)
Tr3, Tr4 NPN transistor Vin Input voltage signal Vout Output voltage signal
Claims (12)
前記第1半導体層上に形成され、前記第1導電性に対して反対の導電性である第2導電性を有する第2半導体層と、
前記第2半導体層上に形成され、前記第2半導体層にオーミックコンタクトを有する第2電極と、
前記第2半導体層と分離されて、前記第1半導体層上に形成され、前記第2導電性を有する第3半導体層と、
前記第3半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第4半導体層と、
前記第4半導体層と分離されて、前記第3半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第5半導体層と、
前記第5半導体層上に形成され、前記第5半導体層にオーミックコンタクトを有する第3電極と、
前記第4半導体層上に形成され、前記第4半導体層にオーミックコンタクトを有する第4電極と、
前記第1電極と前記第3電極とを接続する第1配線と、
前記第2電極と前記第4電極とを接続する第2配線とを備え、
前記第1配線と前記第2配線とを出力端子とすることを特徴とする過電圧保護素子。 A first electrode formed on the first conductive first semiconductor layer and having an ohmic contact with the first semiconductor layer;
A second semiconductor layer formed on the first semiconductor layer and having a second conductivity that is opposite to the first conductivity;
A second electrode formed on the second semiconductor layer and having an ohmic contact with the second semiconductor layer;
A third semiconductor layer separated from the second semiconductor layer and formed on the first semiconductor layer and having the second conductivity;
A fourth semiconductor layer formed on the third semiconductor layer and having the first conductivity;
A fifth semiconductor layer separated from the fourth semiconductor layer and formed on the third semiconductor layer and having the first conductivity;
A third electrode formed on the fifth semiconductor layer and having an ohmic contact with the fifth semiconductor layer;
A fourth electrode formed on the fourth semiconductor layer and having an ohmic contact with the fourth semiconductor layer;
A first wiring connecting the first electrode and the third electrode;
A second wiring connecting the second electrode and the fourth electrode;
An overvoltage protection element, wherein the first wiring and the second wiring are output terminals.
前記第1半導体層上に形成され、前記第1導電性に対して反対の導電性である第2導電性を有する第2半導体層と、
前記第2半導体層上に形成され、前記第2半導体層にオーミックコンタクトを有する第2電極と、
前記第2半導体層と分離されて、前記第1半導体層上に形成され、前記第2導電性を有する第3半導体層と、
前記第3半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第4半導体層と、
前記第4半導体層と分離されて、前記第3半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第5半導体層と、
前記第5半導体層上に形成され、前記第5半導体層にオーミックコンタクトを有する第3電極と、
前記第4半導体層上に形成され、前記第4半導体層にオーミックコンタクトを有する第4電極と、
前記第2半導体層、及び前記第3半導体層と分離されて、前記第1半導体層上に形成され、前記第2導電性を有する第6半導体層と、
前記第6半導体層上に形成され、前記第6半導体層にオーミックコンタクトを有する第5電極と、
前記第2半導体層、前記第3半導体層、及び前記第6半導体層と分離されて、前記第1半導体層上に形成され、前記第2導電性を有する第7半導体層と、
前記第7半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第8半導体層と、
前記第8半導体層と分離されて、前記第7半導体層上に形成され、前記第1導電性を有する第9半導体層と、
前記第9半導体層上に形成され、前記第9半導体層にオーミックコンタクトを有する第6電極と、
前記第8半導体層上に形成され、前記第8半導体層にオーミックコンタクトを有する第7電極と、
前記第2電極と前記第4電極とを接続する第2配線と、
前記第1電極、前記第3電極及び前記第6電極を接続する第3配線と、
前記第5電極と前記第7電極とを接続する第4配線とを備え、
前記第2配線と前記第4配線とを出力端子とすることを特徴とする過電圧保護素子。 A first electrode formed on the first conductive first semiconductor layer and having an ohmic contact with the first semiconductor layer;
A second semiconductor layer formed on the first semiconductor layer and having a second conductivity that is opposite to the first conductivity;
A second electrode formed on the second semiconductor layer and having an ohmic contact with the second semiconductor layer;
A third semiconductor layer separated from the second semiconductor layer and formed on the first semiconductor layer and having the second conductivity;
A fourth semiconductor layer formed on the third semiconductor layer and having the first conductivity;
A fifth semiconductor layer separated from the fourth semiconductor layer and formed on the third semiconductor layer and having the first conductivity;
A third electrode formed on the fifth semiconductor layer and having an ohmic contact with the fifth semiconductor layer;
A fourth electrode formed on the fourth semiconductor layer and having an ohmic contact with the fourth semiconductor layer;
A sixth semiconductor layer formed on the first semiconductor layer separately from the second semiconductor layer and the third semiconductor layer and having the second conductivity;
A fifth electrode formed on the sixth semiconductor layer and having an ohmic contact with the sixth semiconductor layer;
A seventh semiconductor layer formed on the first semiconductor layer, separated from the second semiconductor layer, the third semiconductor layer, and the sixth semiconductor layer, and having the second conductivity;
An eighth semiconductor layer formed on the seventh semiconductor layer and having the first conductivity;
A ninth semiconductor layer formed on the seventh semiconductor layer, separated from the eighth semiconductor layer and having the first conductivity;
A sixth electrode formed on the ninth semiconductor layer and having an ohmic contact with the ninth semiconductor layer;
A seventh electrode formed on the eighth semiconductor layer and having an ohmic contact with the eighth semiconductor layer;
A second wiring connecting the second electrode and the fourth electrode;
A third wiring connecting the first electrode, the third electrode, and the sixth electrode;
A fourth wiring connecting the fifth electrode and the seventh electrode;
The overvoltage protection element, wherein the second wiring and the fourth wiring are output terminals.
前記第2の容量素子が、前記第9電極の上に第2絶縁膜が積層され、前記第2絶縁膜の上に前記第4配線が積層されて形成された構造の容量素子であることを特徴とする請求項8に記載の過電圧保護素子。 The first capacitive element is formed by laminating a first insulating film made of silicon nitride or silicon oxide on the eighth electrode, and laminating the second wiring on the first insulating film. A capacitive element having a structure;
The second capacitive element is a capacitive element having a structure in which a second insulating film is laminated on the ninth electrode and the fourth wiring is laminated on the second insulating film. The overvoltage protection element according to claim 8, wherein
前記第7半導体層の上に、窒化珪素または酸化珪素よりなる第4絶縁膜が積層され、前記第4絶縁膜の上に前記第4配線が積層されて形成された構造の第4の容量素子を有することを特徴とする請求項10に記載の過電圧保護素子。 A third capacitive element having a structure in which a third insulating film made of silicon nitride or silicon oxide is laminated on the third semiconductor layer, and the second wiring is laminated on the third insulating film. Have
A fourth capacitive element having a structure in which a fourth insulating film made of silicon nitride or silicon oxide is laminated on the seventh semiconductor layer, and the fourth wiring is laminated on the fourth insulating film. The overvoltage protection element according to claim 10, comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008311195A JP5420230B2 (en) | 2008-12-05 | 2008-12-05 | Overvoltage protection element |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008311195A JP5420230B2 (en) | 2008-12-05 | 2008-12-05 | Overvoltage protection element |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010135626A true JP2010135626A (en) | 2010-06-17 |
JP5420230B2 JP5420230B2 (en) | 2014-02-19 |
Family
ID=42346606
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008311195A Expired - Fee Related JP5420230B2 (en) | 2008-12-05 | 2008-12-05 | Overvoltage protection element |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5420230B2 (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6223098Y2 (en) * | 1979-02-06 | 1987-06-12 | ||
JPH08321588A (en) * | 1995-02-28 | 1996-12-03 | Sgs Thomson Microelectron Srl | Protective circuit from electrostatic discharge |
JP2003060059A (en) * | 2001-08-20 | 2003-02-28 | Sanken Electric Co Ltd | Protective circuit and protective element |
JP2003152163A (en) * | 2001-11-19 | 2003-05-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Semiconductor protecting device |
-
2008
- 2008-12-05 JP JP2008311195A patent/JP5420230B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6223098Y2 (en) * | 1979-02-06 | 1987-06-12 | ||
JPH08321588A (en) * | 1995-02-28 | 1996-12-03 | Sgs Thomson Microelectron Srl | Protective circuit from electrostatic discharge |
JP2003060059A (en) * | 2001-08-20 | 2003-02-28 | Sanken Electric Co Ltd | Protective circuit and protective element |
JP2003152163A (en) * | 2001-11-19 | 2003-05-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Semiconductor protecting device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5420230B2 (en) | 2014-02-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8039899B2 (en) | Electrostatic discharge protection device | |
TWI752598B (en) | Unit cell of amplifier circuit and power amplifier module | |
KR20030081094A (en) | A semiconductor device and a method of manufacturing the same, and power amplifier module | |
CN109390331B (en) | Semiconductor device with a semiconductor device having a plurality of semiconductor chips | |
US6791810B2 (en) | Protection circuit of field effect transistor and semiconductor device | |
JP5749918B2 (en) | Semiconductor device and manufacturing method of semiconductor device | |
US7595696B2 (en) | Power amplifier | |
US20160285262A1 (en) | Electrostatic discharge protection circuit | |
JP2005259755A (en) | Hetero-junction bipolar transistor and its manufacturing method | |
TW202133549A (en) | Radio-frequency power-amplifying element | |
JP5420230B2 (en) | Overvoltage protection element | |
US7397109B2 (en) | Method for integration of three bipolar transistors in a semiconductor body, multilayer component, and semiconductor arrangement | |
TWI270193B (en) | Diode strings and ESD protection circuits characterized with low leakage current | |
TWI744839B (en) | Semiconductor device | |
JP4077831B2 (en) | High frequency amplifier | |
US20130256756A1 (en) | Integrated circuit having a staggered heterojunction bipolar transistor array | |
JP2020031191A (en) | Heterojunction bipolar transistor and semiconductor device | |
US7323728B2 (en) | Semiconductor device | |
JP2004289640A (en) | Semiconductor circuit | |
JP2006324267A (en) | Semiconductor device | |
US6507089B1 (en) | Semiconductor device, semiconductor integrated circuit, and method for manufacturing semiconductor device | |
JP2006108655A (en) | Semiconductor device, high frequency amplifier and portable information terminal | |
JP2007035809A (en) | Semiconductor device and its manufacturing method | |
JPH05291507A (en) | Diffused resistor | |
JPH0534831B2 (en) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20110223 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130521 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20130708 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20131022 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20131120 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |