JP2010135106A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成で高精度にランプ電圧を監視する。
【解決手段】第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、放電灯４の一端Ｐ１に第１駆動電圧Ｖｏ１を供給する。第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、放電灯４の他端Ｐ２に第２駆動電圧Ｖｏ２を供給する。第１抵抗Ｒｄ１および第２抵抗Ｒｄ２は、放電灯４の一端Ｐ１と接地端子の間に直列に設けられる。第３抵抗Ｒｄ３は、第１抵抗Ｒｄ１と第２抵抗Ｒｄ２の接続点Ｐ３と、放電灯４の他端Ｐ２の間に設けられる。制御回路３０は、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２を所定の点灯周期で相補的に交互にアクティブ状態に設定する。制御回路３０は、アクティブ状態に設定された一方のＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１（ＣＯＮＶ２）のスイッチング素子Ｍ１（Ｍ２）のオン、オフのデューティ比を、接続点Ｐ３の電位にもとづいて制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯点灯回路に関する。

近年、車両用灯具（前照灯）として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ（以下、放電灯と称する）が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Ｖが必要であるため、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路（バラストとも称される）が必要となる。

放電灯を点灯する方式は、直流駆動と高周波駆動に分類されるが、直流駆動すると放電のアークが非対称となり、発光プロファイルが不均一となるため、車両用灯具としての利用には適さず、車両用灯具では交流駆動するのが一般的である。放電灯を１０ｋＨｚ以上の高周波で交流駆動すると、放電管内の気流と点灯周波数が共振する現象（音響共鳴などと呼ばれる）が発生し、放電アークが不安定になるという問題が発生する。そこで現在では、直流駆動と高周波交流駆動の双方のデメリットを解消するために、１０ｋＨｚ以下の低周波で駆動する方式（低周波駆動方式）が主流となっている。

放電灯点灯回路は、バッテリ電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流変換するＨブリッジ回路などのスイッチング回路と、点灯補助回路およびスタータ回路、およびこれらの回路ブロックを制御する制御回路とを備えている（たとえば特許文献１参照）。

放電灯点灯回路は、放電灯に印加される電圧（ランプ電圧ともいう）および／または放電灯に流れる電流（ランプ電流という）を監視し、ＤＣ／ＤＣコンバータをフィードバック制御することにより、放電灯に供給される電圧、電流、電力を制御する。加えてランプ電圧は、負荷オープンあるいはショートなどの回路異常を検出するためにも監視される。ランプ電圧は数十Ｖ〜数百Ｖと非常に大きいため、そのまま制御回路へと入力すると、制御回路の耐圧を超えてしまう。そこで制御回路には、抵抗ネットワークによって分圧されたＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧がフィードバックされる。
特開平１１−３２９７７７号公報

いま、放電灯の両端にＤＣ／ＤＣコンバータを設け、それらを交互に動作させることにより、放電灯の両端に交流の駆動電圧を供給し、交流点灯する回路構成について考察する。本出願人はかかる回路構成（以下、ダブルコンバータ型と称する）を、特願２００８−０５４９７０にて提案している。ダブルコンバータ型を採用する場合、２つのＤＣ／ＤＣコンバータそれぞれの出力電圧（つまり放電灯の両端のランプ電圧）を監視し、これを制御回路へとフィードバックする必要がある。つまり直列接続された２個の分圧用抵抗素子を含む抵抗ネットワークを、２組設けなければならず、合計４個の抵抗素子が必要となり、回路面積や回路素子数が増加し、コスト高となってしまうという問題がある。また、制御回路のうちランプ電圧監視部を含む部分をＩＣ化する場合には、２系統のランプ電圧がフィードバック入力される２つの端子を設ける必要があるため、チップサイズが増大するという問題も発生する。

放電灯点灯回路において、ランプ電圧を高精度で監視することは、ランプの点灯確率を高め、異常を検出し、あるいはその輝度を安定化させる上で極めて重要であるが、同時に、放電灯点灯回路を簡易に低コストで構成することも重要である。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的は、簡易な構成で高精度にランプ電圧を監視することが可能な放電灯点灯回路の提供にある。

本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、アクティブ状態において駆動対象の放電灯の一端に第１駆動電圧を供給する第１ＤＣ／ＤＣコンバータと、アクティブ状態において放電灯の他端に第２駆動電圧を供給する第２ＤＣ／ＤＣコンバータと、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路と、放電灯の一端と固定電圧端子の間に直列に設けられた第１、第２抵抗と、第１、第２抵抗の接続点と放電灯の他端の間に設けられた第３抵抗と、を備える。制御回路は、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータを所定の点灯周期で相補的に交互にアクティブ状態に設定することにより、放電灯に交流の駆動電圧を供給し、アクティブ状態に設定された一方のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、第１、第２抵抗の接続点の電位にもとづいて制御する。

この態様によると、３つの抵抗素子で２つのＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をそれぞれ監視することができ、また制御回路へとフィードバックされる信号が１系統のみであるため、回路面積を縮小し、低コスト化を図ることができる。

ある態様の放電灯点灯回路は、放電灯の一端側に設けられ、オン状態において、放電灯の一端と固定電圧端子の間を電気的に導通させる第１スイッチと、放電灯の他端側に設けられ、オン状態において、放電灯の他端と固定電圧端子の間を電気的に導通させる第２スイッチと、をさらに備えてもよい。第１、第２、第３抵抗の抵抗値をＲｄ１、Ｒｄ２、Ｒｄ３、第１スイッチのオン抵抗をＲｏｎ１、第２スイッチのオン抵抗をＲｏｎ２と書くとき、第１、第２、第３抵抗それぞれの抵抗値Ｒｄ１、Ｒｄ２、Ｒｄ３は、
（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ２）／｛（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ３｝
＝（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ２）／｛（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ１｝
を満たすように設定されてもよい。
この場合、第１スイッチと第２スイッチのオン抵抗が異なる場合においても、放電灯の一端側と他端側それぞれの分圧比が等しくなるため、制御回路の内部における分圧比の調整が不要となる。

ある態様の放電灯点灯回路は、放電灯の一端側に設けられ、オン状態において、放電灯の一端と固定電圧端子の間を電気的に導通させる第１スイッチと、放電灯の他端側に設けられ、オン状態において、放電灯の他端と固定電圧端子の間を電気的に導通させる第２スイッチと、をさらに備えてもよい。制御回路は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータをアクティブ状態に設定するとき、第２スイッチをオンし、第２ＤＣ／ＤＣコンバータをアクティブ状態に設定するとき、第１スイッチをオンするよう構成されてもよい。第１、第２スイッチの特性が実質的に同じであり、第１、第３抵抗の抵抗値は実質的に等しくてもよい。
この場合、回路設計が容易となり、また放電灯の一端と他端で高い対称性が保証されるため、放電灯を良好に交流駆動することができる。

本発明のある態様によれば、簡易な構成で高精度にランプ電圧を監視することが可能な放電灯点灯回路が提供される。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、実施の形態に係る車両用灯具２の構成を示す回路図である。車両用灯具２は、メタルハライドランプである放電灯４と、それを駆動する放電灯点灯回路１００、および車載バッテリ（以下、単にバッテリと称する）６、電源スイッチ８を備える。

バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流電圧Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は放電灯４の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ６と直列に設けられる。

放電灯点灯回路１００は、平滑化されたバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧し、交流変換して放電灯４へと供給する。以下、放電灯点灯回路１００の詳細な構成を説明する。

放電灯点灯回路１００は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、スタータ回路２０、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、電流検出抵抗Ｒ１、制御回路３０、入力キャパシタＣ１、第１抵抗Ｒｄ１〜第６抵抗Ｒｄ６を備える。

入力キャパシタＣ１は、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタＣ１は第１トランスＴ１、第２トランスＴ２の近傍に設けられており、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２のスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。

制御回路３０は、放電灯点灯回路１００全体を制御する機能ＩＣ（Integrated Circuit）を含み、放電灯点灯回路１００の動作シーケンスを制御するとともに、放電灯４に供給する電力を調節する。制御回路３０は、以下のシーケンスを実行することにより放電灯４を点灯させ、その光出力を安定化させる。
１． 電源投入
２． ブレイクダウン
３． アーク成長
４． ランナップ
５． 定常点灯
各シーケンスの詳細は後述する。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２および制御回路３０は、放電灯４に対する駆動電圧（ランプ電圧ともいう）ＶＬを生成する駆動電圧生成部１２を形成する。駆動電圧生成部１２は、上述のランナップ期間および定常点灯期間において、放電灯４の両端間に第１周波数（点灯周波数）ｆ１の交流の駆動電圧ＶＬを供給する。第１周波数ｆ１は１０ｋＨｚ以下、具体的には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ程度に設定される。点灯周波数ｆ１の逆数を点灯周期Ｔ１（＝１／ｆ１）という。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第１スイッチング素子Ｍ１、第１トランスＴ１、第１整流ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１を含む。第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１のトポロジーは一般的なものであるため簡潔に説明する。

第１トランスＴ１の１次コイルＬ１と第１スイッチング素子Ｍ１は、入力キャパシタＣ１と並列に、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の入力端子Ｐｉｎと接地端子（ＧＮＤ）間に直列に設けられている。たとえば第１スイッチング素子Ｍ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。第１トランスＴ１の２次コイルＬ２の一端は接地されており、その他端は第１整流ダイオードＤ１のアノードと接続される。第１出力キャパシタＣｏ１は第１整流ダイオードＤ１のカソードと接地端子間に設けられる。

第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート）には、上述の第１周波数ｆ１より高い第２周波数ｆ２の第１制御パルス信号Ｓ１が印加される。たとえば第２周波数ｆ２は４００ｋＨｚである。第１スイッチング素子Ｍ１は、第１制御パルス信号Ｓ１がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。後述するように、制御回路３０は、放電灯４の電気的状態にもとづいてフィードバックによって第１制御パルス信号Ｓ１のハイレベルとローレベルのデューティ比を調節する。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の一端Ｐ１に第１駆動電圧（以下、出力電圧とも称する）Ｖｏ１を供給する。

第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と同様の回路トポロジーを有している。すなわち、第１整流ダイオードＤ１と第２整流ダイオードＤ２、第１出力キャパシタＣｏ１と第２出力キャパシタＣｏ２、第１トランスＴ１と第２トランスＴ２、第１スイッチング素子Ｍ１と第２スイッチング素子Ｍ２は対応している。第２スイッチング素子Ｍ２のオン、オフは、放電灯４の電気的状態にもとづいたフィードバックによって、制御回路３０が生成する第２制御パルス信号Ｓ２によって制御される。

第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２も、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の他端Ｐ２に第２駆動電圧（以下、第２出力電圧とも称する）Ｖｏ２を供給する。

第１スイッチＳＷ１は、放電灯４の一端Ｐ１側に設けられ、オン状態において、放電灯４の一端Ｐ１と固定電圧端子（接地端子）の間を電気的に導通させる。第２スイッチＳＷ２は、放電灯４の他端Ｐ２側に設けられ、オン状態において、放電灯４の他端Ｐ２と接地端子の間を電気的に導通させる。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）もしくはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が好適であるが、その他の代替デバイスを用いても構わない。第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２それぞれのオン、オフ状態は、制御回路３０からの制御信号Ｓ３、Ｓ４に応じて制御される。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、所定の周期Ｔ１（つまり第１周波数ｆ１）で相補的にアクティブ状態と非アクティブ状態を繰り返す。つまり第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな期間と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな期間はそれぞれ、点灯周期Ｔ１の半周期となる。以下、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな状態を第１状態φ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな状態を第２状態φ２と称する。第１スイッチＳＷ１は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブのとき、つまり第２状態φ２においてオンし、第２スイッチＳＷ２は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブのとき、つまり第１状態φ１においてオンする。

第１状態φ１においては、放電灯４の一端Ｐ１に第１駆動電圧Ｖｏ１が、他端Ｐ２に接地電圧（０Ｖ）が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ１）が第１極性にて印加される。第２状態φ２においては、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２が、一端Ｐ１に接地電圧が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ２）が第１極性と反対の第２極性にて印加される。

ランナップ期間および定常点灯期間において、制御回路３０は、第１状態φ１と第２状態φ２を所定の点灯周期Ｔ１にて交互に繰り返す。その結果、放電灯４には、交流の駆動電圧ＶＬが供給される。

電流検出抵抗Ｒ１は、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの経路上に設けられる。図１の回路では、共通接続された第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のエミッタと、接地端子の間に設けられる。第１状態φ１においては、放電灯４に第１極性（図１中の右向き）に流れるランプ電流が流れ、第２状態φ２においては、第２極性（図１中の左向き）に流れるランプ電流が流れる。電流検出抵抗Ｒ１には、第１状態φ１、第２状態φ２のそれぞれにおいて、ランプ電流ＩＬに比例した電圧降下（電流検出信号Ｓ_ＩＬと称する）が発生する。電流検出信号Ｓ_ＩＬは、制御回路３０へとフィードバックされる。

スタータ回路２０は、放電灯４をブレイクダウンさせるために設けられ、スタータトランス２２およびパルス発生部２８を含む。スタータ回路２０のパルス発生部２８は、スタータトランス２２の１次コイル２４に対して、振幅が４００Ｖのパルス電圧を印加する。その結果、２次コイル２６側には、スタータトランス２２の巻線比に応じた高電圧パルス（たとえば２０ｋＶ）が発生し、放電灯４に印加される。その結果、放電灯４がブレイクダウンし、放電が開始する。

第１抵抗Ｒｄ１、第２抵抗Ｒｄ２、第３抵抗Ｒｄ３は、放電灯４に印加されるランプ電圧ＶＬ、すなわち第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を分圧するために設けられている。

第１抵抗Ｒｄ１、第２抵抗Ｒｄ２は、放電灯４の一端Ｐ１と固定電圧端子（接地端子）の間に直列に設けられる。第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の出力端子と放電灯４の一端Ｐ１の間には、スタータトランス２２の２次コイル２６（高圧コイル）が設けられており、かかる構成においては、一端Ｐ１と接地端子の間には、２次コイル２６、第１抵抗Ｒｄ１、第２抵抗Ｒｄ２が順に直列に設けられる。言い換えれば、第１抵抗Ｒｄ１と第２抵抗Ｒｄ２は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の出力端子と接地端子の間に直列に設けられる。

第３抵抗Ｒｄ３は、第１抵抗Ｒｄ１および第２抵抗Ｒｄ２の接続点Ｐ３と、放電灯４の他端Ｐ２の間に、言い換えれば接続点Ｐ３と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２の出力端子の間に設けられている。

第１抵抗Ｒｄ１と第２抵抗Ｒｄ２の接続点Ｐ３（第１抵抗Ｒｄ１と第３抵抗Ｒｄ３の接続点でもある）の電位は、電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１として制御回路３０にフィードバックされる。

第１抵抗Ｒｄ１、第２抵抗Ｒｄ２、第３抵抗Ｒｄ３の抵抗値をそれぞれ、Ｒｄ１、Ｒｄ２、Ｒｄ３と書き、第１スイッチＳＷ１のオン抵抗をＲｏｎ１、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗をＲｏｎ２と書く。

第１状態φ１、つまり第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブ状態であり、第２スイッチＳＷ２がオン状態において、電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１は、
Ｓ_ＶＬ１＝α１×Ｖｏ１
α１＝（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ２）／｛（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ１｝
で与えられる。

反対に、第２状態φ２、つまり第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブ状態であり、第１スイッチＳＷ１がオン状態において、電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１は、
Ｓ_ＶＬ１＝α２×Ｖｏ２
α２＝（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ２）／｛（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ３｝
で与えられる。

つまり制御回路３０には、第１状態φ１、第２状態φ２それぞれにおいて、出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２に比例した電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１がフィードバックされる。

第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗Ｒｏｎ１、Ｒｏｎ２が十分に小さく無視できる場合、
α１≒Ｒｄ３×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｄ２）／｛Ｒｄ３×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ１｝
α２≒Ｒｄ１×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｄ２）／｛Ｒｄ１×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ３｝
の近似式が成り立つ。

分圧比（係数ともいう）α１、α２が互いに異なる場合、制御回路３０の内部に係数α１、α２を補正するための係数補正部（不図示）を設ける必要がある。係数補正部は、第１状態φ１と第２状態φ２それぞれにおいて、フィードバックされた電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１に所定の補正係数β１、β２を乗算する。β１、β２は、
β１×α１＝β２×α２
を満たすように設定される。この機能を有する係数補正部を設ければ、それ以降の処理を、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１側と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２側で共通化することができる。

制御回路３０がデジタル回路で構成される場合、電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１はＡ／Ｄコンバータによってデジタル値に変換されるであろう。この場合、係数補正部は、Ａ／Ｄ変換されたデジタルの電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１を補正すればよい。

あるいは係数補正部は、電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１と比較されるべき基準電圧（Ｖｒｅｆ）を、第１状態φ１と第２状態φ２とで切り替える。具体的には、第１状態φ１における基準電圧Ｖｒｅｆ１と第２状態φ２における基準電圧Ｖｒｅｆ２は、
Ｖｒｅｆ１／α１＝Ｖｒｅｆ２／α２
を満たすように設定される。

ただし、係数補正部を設けると、信号処理が複雑となり、また回路面積が増加するおそれがある。
ここで実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２の特性が互いに異なる場合であっても、第１抵抗Ｒｄ１〜第３抵抗Ｒｄ３の抵抗値を最適化することにより、α１＝α２を満たすこと、つまり以下の式（１）を満たすことが可能となる。この場合、係数補正部を省略し、回路を簡略化することが可能となる。
（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ２）／｛（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ３｝
＝（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ２）／｛（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ１｝ …（１）

第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２の特性が実質的に同じであり、具体的には、第１スイッチＳＷ１のオン抵抗Ｒｏｎ１と第２スイッチＳＷ２のオン抵抗Ｒｏｎ２が等しい場合には、第１抵抗Ｒｄ１と第３抵抗Ｒｄ３の抵抗値は実質的に等しくすればよい。この場合、等式（１）が自動的に成り立つため、係数補正処理を省略できる。

第１抵抗Ｒｄ１〜第３抵抗Ｒｄ３は、放電灯４に印加される定格付近の電圧をモニタするために設けられる。
たとえばＲｄ１＝Ｒｄ３＝１８０ｋΩ、Ｒｄ２＝１０ｋΩとした場合、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を無視すれば、分圧比としてα１＝α２＝０．０５が得られる。放電灯４の定常点灯時において出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２が４５Ｖであれば、２．２５Ｖが程度の電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１がフィードバックされることになる。

一方、後述する電源投入過程およびブレイクダウン過程、つまり放電灯４の放電開始前（つまりオープンループ状態）において、放電灯４には数百Ｖ（たとえば４００Ｖ）程度の大電圧が印加される。この状態（またはこのときの電圧）をＯＣＶ（Open-Loop Circuit Voltage）と称する。４００Ｖを抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ３によって分圧すると、分圧比がα１＝α２＝０．０５の場合に、電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１は２０Ｖ程度となるが、これは制御回路３０において適切な信号処理を行うには高すぎる。

そこで放電灯点灯回路１００には、第４抵抗Ｒｄ４〜第６抵抗Ｒｄ６を含む第２の電圧検出系が設けられる。第４抵抗Ｒｄ４〜第６抵抗Ｒｄ６の回路トポロジーは、第１抵抗Ｒｄ１〜第３抵抗Ｒｄ３の回路トポロジーと同じであり、接続点Ｐ４に生ずるランプ電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２に比例した電圧を、電圧検出信号Ｓ_ＶＬ２として制御回路３０へとフィードバックする。

具体的には、第２スイッチＳＷ２がオン状態において、
Ｓ_ＶＬ２＝γ１×Ｖｏ１
γ１＝（Ｒｄ６＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ５／（Ｒｄ６＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ５）／｛（Ｒｄ６＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ５／（Ｒｄ６＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ５）＋Ｒｄ４｝
が成立する。また第１スイッチＳＷ１がオン状態において、
Ｓ_ＶＬ２＝γ２×Ｖｏ２
γ２＝（Ｒｄ４＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ５／（Ｒｄ４＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ５）／｛（Ｒｄ４＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ５／（Ｒｄ４＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ５）＋Ｒｄ６｝
が成立する。
分圧比γ１、γ２は、抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ３の分圧比α１、α２よりも低く設定される。

第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗Ｒｏｎ１、Ｒｏｎ２を無視すれば、近似式として、
γ１≒Ｒｄ６×Ｒｄ５／（Ｒｄ６＋Ｒｄ５）／｛Ｒｄ６×Ｒｄ５／（Ｒｄ６＋Ｒｄ５）＋Ｒｄ４｝
γ２≒Ｒｄ４×Ｒｄ５／（Ｒｄ４＋Ｒｄ５）／｛Ｒｄ４×Ｒｄ５／（Ｒｄ４＋Ｒｄ５）＋Ｒｄ６｝
を得る。

たとえばＲｄ４＝Ｒｄ６＝３９０ｋΩ、Ｒｄ５＝３ｋΩとした場合、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のオン抵抗を無視すれば、分圧比としてγ１＝γ２≒０．００７５が得られる。ＯＣＶ状態において出力電圧Ｖｏ１が４００Ｖ程度のとき、３Ｖ程度の電圧検出信号Ｓ_ＶＬ２がフィードバックされることになる。制御回路３０はＯＣＶ状態において、電圧検出信号Ｓ_ＶＬ２にもとづいた信号処理を実行する。制御回路３０の内部の信号処理に関して、当業者によれば、第１抵抗Ｒｄ１〜第３抵抗Ｒｄ３に対する説明、配慮が、第４抵抗Ｒｄ４〜第６抵抗Ｒｄ６についても適用できることが理解できよう。

以上が放電灯点灯回路１００の構成である。続いてその動作を、シーケンスに従って説明する。図２（ａ）〜（ｄ）は、放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図２（ａ）〜（ｄ）の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図２（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ、ブレイクダウン過程、アーク成長過程、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。

１． 電源投入
ユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路１００が起動する。制御回路３０は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１をアクティブ状態、第１スイッチＳＷ１をオフ状態とし、バッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の高電圧（４００Ｖ）に昇圧して安定化する。具体的に制御回路３０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の出力電圧Ｖｏ１に比例した電圧検出信号Ｓ_ＶＬ２を参照し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の出力電圧Ｖｏ１が４００ＶとなるようにＰＷＭ(Pulse Width Modulation)、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）方式などを利用して第１スイッチング素子Ｍ１のデューティ比を調節する。ＰＷＭ・ＰＦＭ制御については公知の技術を用いればよい。

一例として、ＰＷＭ制御は、出力電圧Ｖｏ１に比例した電圧検出信号Ｓ_ＶＬ２（＝γ１×Ｖｏ１）と基準電圧（Ｖｒｅｆ）の誤差を増幅する誤差増幅器と、三角波やのこぎり波の周期信号を誤差増幅器の出力でスライスして第１制御パルス信号Ｓ１を生成するコンパレータによって実現できる。あるいは出力電圧Ｖｏ１に比例した電圧検出信号Ｓ_ＶＬ２をＡ／Ｄコンバータによってデジタル信号に変換し、マイコン制御によって第１制御パルス信号Ｓ１を生成してもよい。つまり第１スイッチング素子Ｍ１の制御方式は限定されない。

この間、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の第１出力キャパシタＣｏ１が電圧Ｖｏ１（≒４００Ｖ）で充電され、エネルギーが蓄えられる。

２． ブレイクダウン
スタータ回路２０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１により生成された４００Ｖの電圧Ｖｏ１を受ける。パルス発生部２８は振幅４００Ｖのパルスをスタータトランス２２の１次コイル２４に印加する。図２（ａ）に示すように、このとき２次コイル２６の２次コイル２６には、２０ｋＶ以上の高電圧パルスが発生する。その結果、放電灯４の駆動電圧は１３〜１５ｋＶ程度まで上昇してブレイクダウンし、グロー放電が開始する。

３． アーク成長
放電灯４がブレイクダウンすると、第１出力キャパシタＣｏ１（および図示しない点灯補助回路）から、放電灯４に対して数Ａ（具体的には１０Ａ程度）の大電流が供給される。この過程を経て、立ち消えを防止しつつグロー放電からアーク放電へと移行させる（図２（ｂ））。

４． ランナップ
アーク成長過程が終了してアーク放電が安定すると、制御回路３０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２および第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２を制御して、所定の周期Ｔ１にて相補的に第１状態φ１と第２状態φ２を繰り返す。

アーク放電の成長にともない、放電灯４の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力（電力）が得られるように、制御回路３０は、第１駆動電圧Ｖｏ１および第２駆動電圧Ｖｏ２に比例した電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１と、ランプ電流ＩＬに比例した電流検出信号Ｓ_ＩＬを監視し、フィードバックによって、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路１００は、ランナップ期間において放電灯４の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、ランプ電圧を４５Ｖ、ランプ電流ＩＬを０．８Ａに安定化して定格電力（３５Ｗ）に近づけていく（図２（ｃ））。

５． 定常点灯
ランナップ過程を経て、放電灯４の光出力が安定化すると、放電灯４に供給される電力が定格値３５Ｗに安定化される（図２（ｄ））。なお、図２（ｃ）、（ｄ）に示されるランプ電圧ＶＬおよびランプ電流ＩＬの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚの周波数を有している。

以上が実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の動作である。この放電灯点灯回路１００によって以下の効果が奏される。

（１） 実施の形態に係る放電灯点灯回路１００によれば、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２それぞれの出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を、３つの抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ３によって分圧し、共通の電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１（またはＳ_ＶＬ２）として制御回路３０へとフィードバックすることができる。制御回路３０は、フィードバックされた電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１（Ｓ_ＶＬ２）を利用して放電灯４の光出力を調節し、あるいは放電灯４の異常状態を検出する。

出力電圧Ｖｏ１とＶｏ２を独立に分圧する場合、放電灯４の一端Ｐ１と接地端子間に２つの抵抗を設け、放電灯４の他端Ｐ２と接地端子間に２つの抵抗を設けることになり、合計で４個の抵抗が必要となる。これに対して実施の形態では、抵抗の個数を１個削減でき、回路面積およびコストを削減することができる。

（２） また出力電圧Ｖｏ１とＶｏ２を独立に分圧する場合、制御回路３０には、出力電圧Ｖｏ１に応じた電圧検出信号と、出力電圧Ｖｏ２に応じた電圧検出信号とを、個別に受けるために、２つの端子を設ける必要がある。これに対して実施の形態では、電圧検出信号Ｓ_ＶＬ１およびＳ_ＶＬ２をフィードバックするための端子をそれぞれ１個づつ設ければよい。制御回路３０を半導体チップに集積化する場合、端子ごとに、ボンディング用のパッドを設ける必要があるため、端子数の増加は、チップ面積の増大に結びつくところ、実施の形態ではチップ面積を削減でき、低コスト化に資することとなる。

（３） さらに、第１抵抗Ｒｄ１〜第３抵抗Ｒｄ３を用いた抵抗ネットワークでは、それらの抵抗値を最適化することにより、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２のオン抵抗に代表される特性のばらつきを好適にキャンセルすることができる。このことは、車両用灯具２全体の量産性を高め、歩留まりを改善することに寄与することとなる。

（４） 放電灯４を定格点灯させる際に使用する抵抗ネットワーク（第１抵抗Ｒｄ１〜第３抵抗Ｒｄ３）に加えて、ＯＣＶ状態において使用する抵抗ネットワーク（第４抵抗Ｒｄ４〜第４抵抗Ｒｄ４）を設けることにより、レンジの大きく異なる２つの電圧を、制御回路３０が適切に処理することが可能となる。

以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。これらの実施形態は例示であり、各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態では、正の駆動電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して、放電灯４に印加する場合（正極点灯と称する）について説明したが、負の駆動電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して放電灯４を駆動してもよい（負極点灯と称する）。この場合、図１における第１整流ダイオードＤ１、第２整流ダイオードＤ２の向き、第１、第２トランスＴ１、Ｔ２それぞれの２次巻線の極性、および各トランスの２次巻線側に接続されたスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２の向き、ならびに当該スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２と並列に接続された整流素子の向きを反転すればよい。

実施の形態では、車両用灯具を例に説明をしたが、本発明の用途はこれに限定されず、放電灯点灯回路に広く適用できる。

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

実施の形態に係る車両用灯具の構成を示す回路図である。 図２（ａ）〜（ｄ）は、放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。

符号の説明

２…車両用灯具、４…放電灯、１００…放電灯点灯回路、ＣＯＮＶ１…第１ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＣＯＮＶ２…第２ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、２０…スタータ回路、３０…制御回路、Ｒｄ１…第１抵抗、Ｒｄ２…第２抵抗、Ｒｄ３…第３抵抗、Ｒｄ４…第４抵抗、Ｒｄ５…第５抵抗、Ｒｄ６…第６抵抗。

Claims (3)

1. アクティブ状態において、駆動対象の放電灯の一端に第１駆動電圧を供給する第１ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   アクティブ状態において、前記放電灯の他端に第２駆動電圧を供給する第２ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路と、
   前記放電灯の前記一端と固定電圧端子の間に直列に設けられた第１、第２抵抗と、
   前記第１、第２抵抗の接続点と、前記放電灯の前記他端の間に設けられた第３抵抗と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータを所定の点灯周期で相補的に交互にアクティブ状態に設定することにより、前記放電灯に交流の駆動電圧を供給し、アクティブ状態に設定された一方のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン、オフのデューティ比を、前記第１、第２抵抗の接続点の電位にもとづいて制御することを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 前記放電灯の前記一端側に設けられ、オン状態において、前記放電灯の前記一端と前記固定電圧端子の間を電気的に導通させる第１スイッチと、
   前記放電灯の前記他端側に設けられ、オン状態において、前記放電灯の前記他端と前記固定電圧端子の間を電気的に導通させる第２スイッチと、
   をさらに備え、
   前記第１、第２、第３抵抗の抵抗値をＲｄ１、Ｒｄ２、Ｒｄ３、第１スイッチのオン抵抗をＲｏｎ１、第２スイッチのオン抵抗をＲｏｎ２と書くとき、前記第１、第２、第３抵抗それぞれの抵抗値Ｒｄ１、Ｒｄ２、Ｒｄ３は、
   （Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ２）／｛（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１）×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｏｎ１＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ３｝
   ＝（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ２）／｛（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２）×Ｒｄ２／（Ｒｄ３＋Ｒｏｎ２＋Ｒｄ２）＋Ｒｄ１｝
   を満たすように設定されることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
3. 前記放電灯の前記一端側に設けられ、オン状態において、前記放電灯の前記一端と前記固定電圧端子の間を電気的に導通させる第１スイッチと、
   前記放電灯の前記他端側に設けられ、オン状態において、前記放電灯の前記他端と前記固定電圧端子の間を電気的に導通させる第２スイッチと、
   をさらに備え、
   前記制御回路は、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータをアクティブ状態に設定するとき、前記第２スイッチをオンし、前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータをアクティブ状態に設定するとき、前記第１スイッチをオンするよう構成され、
   前記第１、第２スイッチの特性が実質的に同じであり、前記第１、第３抵抗の抵抗値は実質的に等しいことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。

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