JP2010110027A

JP2010110027A - インバータ発電機

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Publication number: JP2010110027A
Application number: JP2008276314A
Authority: JP
Inventors: Masao Ikui; 正夫生井; Toru Yoshioka; 徹吉岡; Shinichi Wagatsuma; 真一我妻; Yukio Karasawa; 幸雄柄沢
Original assignee: Sawafuji Electric Co Ltd
Current assignee: Sawafuji Electric Co Ltd
Priority date: 2008-10-28
Filing date: 2008-10-28
Publication date: 2010-05-13
Anticipated expiration: 2028-10-28
Also published as: JP5424611B2; CN102257722A; WO2010050176A1

Abstract

【課題】エンジンで駆動される交流発電機と、当該交流発電機の出力側に接続したインバータ部と、２台、直列に接続したインバータ発電機に関する。
【解決手段】２台のインバータ部に夫々制御回路（マイコン）を設け、夫々のインバータ部が出力すべき電圧に対応する目標波形信号の大きさを、夫々のインバータ部から出力する有効電力と無効電力とを考慮して逐次決定してゆくようにする。また制御回路相互間で通信して、２台のインバータ部の位相を合わせたり、急激な負荷上昇にためにエンジンや交流発電機が出力不足を生じたりすることを抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、エンジン駆動の発電機にインバータ部を接続して、当該インバータ部に接続される平滑フィルタの出力を直列に接続して、いわゆる単相３線式の給電を行うインバータ発電機に関する。

従来から、エンジン駆動の発電機にインバータ部を接続して、所定の周波数の下での所定の交流電圧を給電することが行われている。そして、更に、複数台のインバータ部の出力並列に接続して、負荷に供給することが行われている。

このようにインバータ部を並列に接続した場合には、例えば２台のインバータ部の出力電圧を等しく制御するようにしている。なお、この場合、２台のインバータ部の出力周波数にズレがあると、２台のインバータ部の間で分担する有効電力に差が生じることとなる。また、出力電圧にズレが生じると、無効電力がインバータ部間で環流することが生じる。

一方、前記の制御において、例えばワンチップマイコンを用いて制御する構成が採用されており、この場合、インバータ部の出力電圧又は目標波形信号に対応する正弦波交流電圧の位相に同期させるようにして、例えば１周期の間に１２８回の割込みを生じさせ、当該割込みに対応させて、インバータ部から出力される出力電流の瞬時値やインバータ部の入力端の直流電圧などを計測しかつ、累算して、前記の有効電力や無効電力を演算するようにされる。また、当該割込み対応させて、出力周波数（位相）を制御したり、エンジンの回転数を制御したり、複数のインバータ部相互間での情報の交換を行ったりするようにされる（特許文献１参照）。

特開２００５−２８６５４０号公報

従来の場合、前述の如く、インバータ部を並列に運転することが考慮されて、当該運転に見合う制御を行うようにしていたが、最近、例えば２台のインバータ部の出力を直列に接続して、いわゆる単相３線式の給電を行うことが考慮されるようになった。

このような場合、例えば２台のインバータ部のいずれか一方のインバータ部にのみ大きい負荷が接続されることが生じるなど、インバータ部の負荷がアンバランスになることがある。また、夫々のインバータ部に接続される負荷の一方が誘導性負荷であって他方が容量性負荷であったりすることも生じる。このような負荷の性質に対応して、出力電圧−出力電流特性は異なるものとなるが、それにも拘らず出力電圧−出力電流特性をフラットにするようにすることが望まれる。

また、一般的に言って、給電線に接続される負荷が小さい場合には、エンジンの回転数を小に保って騒音の発生を抑えるなどの配慮が行われるが、例えば電動機が負荷として接続されて起動されるような場合に、大きい起動電流が流れる形となって、本来ならばその起動に伴ってエンジンの回転を増大させるべきなのに、エンジンの回転数の増大が遅くなってしまうことなどもある。

本発明は、このようなインバータ部を接続した場合においても、ワンチップマイコンを用いて、例えば２台のインバータ部を所望する態様で運転するようにすることを目的としている。

そして本発明は、特に、インバータ部の出力電圧に対する制御を効率良く行うことを目的としている。

本発明は、インバータ発電機に関し、制御回路（ワンチップマイコン）内で生成する目標波形信号に対応する正弦交流電圧自体の、特に振幅を、インバータ部からの有効電力と無効電力との変化に対応して、可変にし、インバータ部の出力電圧を制御するようにしている。即ち、
振幅＝（Ａ＋ｋ₁Ｐ−ｋ₂Ｑ）
とするように可変にしている。

また、直列に接続されている例えば２台のインバータ部の間で位相合わせを、運転の間に徐々に合わせていくようにしている。

更に、この種のインバータ発電機においては、出力電力が小さい場合にはエンジンの回転数を低下させておいて騒音の発生を抑えるようにしているが、このような低騒音の運転状態の下で、電動機が起動された場合などにおいて、エンジンの回転数の早期の増大をうながすようにしている。

あわせて、負荷電流が急増したような場合において、使用している永久磁石型多極発電機の出力がピーク値を超えて低下するようになることを防止するようにしている。

更にまた、インバータ部を構成するＦＥＴに対する過熱防止手段を備えているが、周囲温度が大きくなるにつれて、許容温度リミットを下げたり、過電流状態判定のタイムアップ時間を短くしたりするようにしている。

本発明によれば、
（ｉ）負荷電流の大きさの変化や、誘導性と容量性との負荷の性質の差に対しても、インバータ部の出力電圧の変動を極力抑止することができ、
（ｉｉ）２台のインバータ部の出力電圧の位相の差に徐々に合わせることができ、
（ｉｉｉ）低騒音の運転状態の下での急激な負荷電流の増大に対してエンジンの回転数を早期に増大し得ることができ、
（ｉｖ）負荷電流の急増時に、永久磁石型発電機の出力がピーク値を超えて低下してしまうことを防止することができ、
（ｖ）インバータ部を構成するＦＥＴに対する温度保護を、周囲温度に対応して変化できるようにして、低い周囲温度の下で、従来よりもより大きい負荷電流を供給することが可能になる。

図１は本発明の一実施例構成を示す。

図中の番号１００はインバータユニット、２００は永久磁石型多極発電機（Parmanent Magnet Alternator-PMA)、３００はエンジン、５００はインバータ制御用電源、５５０はパワーモードスイッチであって運転モードを指示するものを表している。

１０１はインバータ部、１０２はインバータモジュール、１０３は整流回路部、１０４はインバータ回路部（Ｈブリッジ）、１０５は電解コンデンサ部、１０６は内部電圧センサであって後述するＤＣリンク電圧検出回路を構成するもの、１０７は温度センサ、１０８は電流センサ、１０９は平滑フィルタ部、１１０は制御回路であってワンチップマイコンで構成されるもの、１１１は通信線であって制御回路１１０Ａと１１０Ｂとの間での情報を送受するもの、１５０はインバータ制御電源、１６０は回転指令アダプタであってエンジン（又は発電機）の回転を指示するものを表している。

また、３０１はエンジン制御ユニット（ＥＣＵ）を表している。なお、図示の永久磁石型多極発電機２００は、永久磁石界磁のものであって、図示の場合には図では明瞭ではないが、発電巻線として２組を備えていて、夫々の発電巻線の出力が個別に対応するインバータ部１０１Ａ、１０１Ｂに供給されている。

また、インバータ回路部１０４Ａの出力端子とインバータ回路部１０４Ｂの出力端子とは直列に接続されており、出力端子Ａと出力端子Ｂと出力端子Ｃとは、いわゆる単相３線式に構成されている。そのため、出力端子Ａと出力端子Ｂとの間で、または出力端子Ｂと出力端子Ｃとの間で、夫々交流電圧Ｖを出力することができ、かつ出力端子Ａと出力端子Ｃとの間で交流電圧２Ｖを出力することができる。

なお、図中に示す波形６００は、夫々のインバータ回路部１０４Ａ、１０４Ｂからの出力部での波形であるＰＷＭ波形を表しており、波形６０１は夫々前記ＰＷＭ波形６００が平滑フィルタ部１０９によって平滑されて正弦波となっていることを表す波形である。

図１に示すように、２組の発電巻線をもつ多極発電機２００から出力を得て、夫々、インバータ部１０１Ａと１０１Ｂとによって交流出力を得た上で、図示のように単相３線式に接続されている構成を、本発明の対象としている。

図２は、図１に示すインバータ部の１つを運転制御する構成を示す。なお、図２においては、図１に示す通信線１１１の部分は省略されている。

図中の符号１０１、１０３、１０４、１０５、１０６、１０８、１０９、１１０、２００、６００、６０１は図１に対応している。

符号１１２は、電流センサ１０８からの出力電流検出信号を受けてアナログ信号をデジタル信号に変換する入力ポート部である。１１３は、内部電圧センサであるＤＣリンク電圧検出回路１０６からの直流電圧信号（ＤＣリンク電圧信号）を受けてアナログ信号をデジタル信号に変換する入力ポート部である。

制御回路１１０（ワンチップマイコン）は、インバータ回路部（Ｈブリッジ）１０４から出力されるべき交番電圧についての目標波形信号６０２を生成して、デジタルアナログ変換を行う出力ポート部１１４から当該目標波形信号６０２を出力する。

また、制御回路１１０は、インバータ回路部（Ｈブリッジ）１０４からの過電流状態などにもとづいて、インバータ回路部（Ｈブリッジ）１０４を停止するなどの制御信号（図示のＨブリッジの停止、運転信号）を出力部ポート１１５から出力し、後述するＰＷＭ信号の遮断・通過制御部１２４を制御する。更に、制御回路１１０は、インバータ回路部（Ｈブリッジ）１０４による運転条件（例えば出力側の電圧波形６００（又は６０１）を一時的に低下させるなどの運転条件）による制御を行うための制御信号を図示の可変指示部１２１に指示し、図示の「電流による垂下部」１２２を制御して、図示のＰＷＭ化部１２３からのＰＷＭ信号を制御する。なお、図示の１０７は反転増幅器を表している。

図示の「反転増幅器による出力電圧検出部」１１６は、図示の波形６００を抽出する。当該波形６００は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１８を介して、正弦波形６０３（基本的には波形６０１に同じ）となる。一方、図示の目標波形信号６０２も、ローパスフィルタ１１９を介して、正弦波形６０４とされる。両者の正弦波形６０４と６０３とは比較増幅部１２０によって比較され、誤差波形信号６０５が、前述の「電流による垂下部」１２２に導かれる。

「電流による垂下部」１２２は、当該誤差波形信号６０５の波形を頭打ちの如く波高制限の機能を有し図示のＰＷＭ化部１２３に信号を送る。言うまでもなく、「電流による垂下部」１２２は、前述の如く、インバータ回路部（Ｈブリッジ）１０４による運転条件が満たされるようにするインバータの出力電圧を一時的に低下させるなどの制御を行い、前記誤差波形信号６０５の振幅を調整する。

図示のＰＷＭ化部１２３が、所望される形のＰＷＭ信号を生成して、図示の「ロジックＩＣにより、ＰＷＭ信号の遮断・通過（ＯＮ／ＯＦＦ）制御部」１２４に送る。当該ＰＷＭ信号の遮断・通過制御部１２４は、前述の「Ｈブリッジ停止、運転信号」による指示を受けた上でＰＷＭ信号の遮断・通過制御を行い、図示のＨブリッジドライバー１２５に対してＰＷＭ信号を供給する。Ｈブリッジドライバー１２５は、当該ＰＷＭ信号にもとづいて、インバータ回路部１０４内の各ＦＥＴを制御する。図示の波形６０６と６０７とで示す波形は、当該各ＦＥＴを制御する制御信号（ＰＷＭ信号の波形で）を表している。また、図示の波形６０８は、ＤＣリンク電圧でありリップルを含んでいるものとして示されている。

図３は、制御回路（ワンチップマイコン）における処理構成を示す。また、図４は、制御回路（ワンチップマイコン）内での処理の実行のタイミングを示している。

制御回路１１０は、メイン関数処理部４０１と、割込処理部４０２とを備える。メイン関数処理部４０１は、第１状態処理部４０１１、第２状態処理部４０１２、第３状態処理部４０１３、第４状態処理部４０１４を備える。割込処理部４０２は、基準タイマ割込部４０２１、その他の割込部４０２２を備える。当該制御回路１１０が、メイン関数処理部４０１と割込処理部４０２により、インバータ部１０１を監視し駆動回路を制御すると共に、必要な処理を実行する。

メイン関数処理部４０１は、図４に示すように、インバータ部の出力である交流電圧の１周期を４等分した第１〜第４の期間において、各々、当該インバータ部の状態を検出し出力し制御するための処理であって相互に異なる第１〜第４の処理を実行する。なお、この例では第１〜第４の期間において、各々、第１〜第４の処理を実行するものとしているが、いずれの期間にいずれの処理を実行しても良い。即ち、第１〜第４の期間において、各々、第１〜第４の処理のいずれかが実行されれば良い。

なお、実際は、交流電圧の１周期を４等分するために、メイン関数処理部４０１は、割込処理部４０２の基準タイマ割込部４０２１により交流電圧の１周期をＮ（この例では、Ｎ＝１２８）等分した各々のタイミングにおいて発生する割り込みを利用する。即ち、当該割込みの数をカウントして、当該カウント値が１、３２、６４、９６の場合に、各々、第１〜第４の期間を開始する。

図３に示す第１状態処理部４０１１は図４に示す第１状態処理部の期間に処理を行い、第２状態処理部４０１２は図４に示す第２状態期間に処理を行い、第３状態処理部４０１３は図４に示す第３の状態の期間に処理を行い、第４状態処理部４０１４は図４に示す第４の状態の期間を処理を行う。

第１の状態は基準タイマ用カウンタ（図示せず）の内容Ｓｉｎ−ｉｔｒが値「１」のときに開始され、第２の状態は当該内容Ｓｉｎ−ｉｔｒが値「３２」のときに開始され、第３の状態は当該内容Ｓｉｎ−ｉｔｒが値「６４」のときに開始され、第４の状態は当該内容Ｓｉｎ−ｉｔｒが値「９６」のときに開始される。そして当該内容が値「１２７」から値「０」を経て値「１」に進むように繰り返されてゆく。なお、上記基準タイマ用カウンタ（図示せず）の内容Ｓｉｎ−ｉｔｒの更新は、図４に示すように出力電圧の正弦波形に同期している。

図５と図６と図７と図８とは、前記４つの状態に対応して制御回路（ワンチップマイコン）が実行する処理内容を示している。なお、図７と図８とは連結して１つの図を示している。

図５は無限ループを始動するフローチャートを示す。

（Ｓ１）；初期化を行う。

（Ｓ２）；起動準備を行う。

（Ｓ３）；無限ループに入る。

図６は、無限ループに対応して実行される状態１ないし状態４の処理内容を示している。

状態１の処理において、
（Ｓ２８）；図１に示すインバータ部Ｍ（マスタ）１０１Ａとインバータ部Ｓ（スレーブ）１０１Ｂとの間で送信する送信データをレジスタに格納する。当該送信データには、自インバータが出力する有効電力や無効電力が含まれる。有効電力や無効電力を生成する態様については後述する。
（Ｓ２９）；送信を開始する。即ち、（Ｓ２８）において格納された送信データは、相手方のインバータ部に向かって送信される。

状態２の処理において、
（Ｓ３０）；エンジンに対する指令回転数を算出する。
（Ｓ３１）；当該回転数の送信を開始する。図１に示すエンジン制御ユニット（ＥＣＵ）３０１に向かって送信する。

状態３の処理において、
（Ｓ３２）；インバータ部における故障診断を行う。
（Ｓ３３）；過電流状態になっていた場合において、当該過電流が継続する時間をチエックしてタイムアップした場合に保護が必要か否かを判定する。
（Ｓ３４）；図１に示す温度センサ１０７のセンスデータにもとづいて過熱保護が必要か否かを判定する。

状態４の処理において、
（Ｓ３５）；必要に応じて、出力電圧を変化させるなどの調整を行う。
（Ｓ３６）；各インバータ部の制御装置の間での通信に関して、相手方から受信したデータについての処理を行う。
（Ｓ３７）；相手方に異常があれば異常があることを検出する。
（Ｓ３８）；過電流リミッタのピーク値を変更するなどの調整を行う。
（Ｓ３９）；必要に応じて両者インバータ部間での周波数（位相）の同期化を行うようにする同期化の処理を行う。

図７と図８とは連結されて１つの図となるものであり、両者にて無限ループの処理内容を示す図である。

（Ｓ４）；状態１か否かをチエックする。

（Ｓ５）；状態１であれば、図６に示す状態１の処理を行う。

（Ｓ６）；状態１の処理が終了すると、図示の状態１’に遷移する。

（Ｓ７）；（Ｓ４）でＮか、（Ｓ６）での遷移かを経て、状態１’か否かがチエックされる。

（Ｓ８）；状態１’の場合には何もせずに（Ｓ９）に進む。

（Ｓ９）；前述のカウンタ（Ｓｉｎ−ｉｔｒの値ｉ）の内容の値ｉが「３１」を超えていれば状態２に遷移する。
（Ｓ１０）；（Ｓ７）でＮか、（Ｓ９）での遷移かを経て、状態２か否かがチエックされる。
（Ｓ１１）；状態２であれば、図６に示す状態２の処理を行う。
（Ｓ１２）；状態２’へ遷移する。
（Ｓ１３）；（Ｓ１０）でＮか、（Ｓ１２）での遷移かを経て、状態２’か否かがチエックされる。
（Ｓ１４）；状態２’の場合には何もせずに（Ｓ１５）に進む。
（Ｓ１５）；ｉが「６３」を超えていれば、状態３に遷移する。
（Ｓ１６）；（Ｓ１３）でＮか、（Ｓ１５）での遷移かを経て、状態３か否かがチエックされる。
（Ｓ１７）；状態３であれば、図６に示す状態３の処理を行う。
（Ｓ１８）；状態３’へ遷移する。
（Ｓ１９）；（Ｓ１６）でＮか、（Ｓ１８）での遷移かを経て、状態３’か否かがチエックされる。
（Ｓ２０）；状態３’の場合には何もせずに（Ｓ２１）に進む。
（Ｓ２１）；ｉが「９５」を超えていれば、状態４に遷移する。
（Ｓ２２）；（Ｓ１９）でＮか、（Ｓ２１）での遷移かを経て、状態４か否かがチエックされる。
（Ｓ２３）；状態４であれば、図６に示す状態４の処理を行う。
（Ｓ２４）；状態４’へ遷移する。
（Ｓ２５）；（Ｓ２２）でＮか、（Ｓ２４）での遷移かを経た場合には状態４’にある。
（Ｓ２６）；状態４’の場合には（Ｓ２５）を経て、何にせずに（Ｓ２７）に進む。
（Ｓ２７）；ｉが「３２」よりも小さいことを条件に（Ｓ４）に戻る。

図７と図８から判るように、無限ループは、Ｓｉｎ−ｉｔｒの値ｉに対応して、状態１の処理から状態４の処置を繰り返す。即ち電圧の１周期（ｉ＝０〜ｉ＝１２７）の間に、夫々の状態の処理が行われて繰り返される。

ここで、制御回路（ワンチップマイコン）１１０が自インバータ部が発する有効電力Ｐの値や無効電力Ｑの値、更には自インバータ部が出力する出力電流の値を生成する態様について、概念的に説明しておく。

前述したように、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、インバータ回路部１０１が出力する出力電圧に見合う目標波形信号６０２を生成している。そして、図４に示したようにインバータ部の出力電圧の１周期（即ち、目標波形信号６０２の１周期）を１２８等分したタイミングで、図３に示す基準タイマ割込部４０２１による割込みを発している。

このことから、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、インバータ部の出力電圧ｖｓｉｎ ωｔを１周期にｎ回（１２８回）サンプリングして、夫々のタイミングの下でのサンプリング値ｖｓｉｎ（ｎ）を生成することができる。また、前記出力電圧ｖｓｉｎ ωｔの位相をπ／２だけズラしたｖｃｏｓ ωｔに対応するサンプリング値ｖｃｏｓ（ｎ）を生成することができる。

なお、ｖｓｉｎ（ｎ）は、インバータ部の出力電圧が決まれば、予め準備しておくことができ、それらの値は例えばメモリ上のテーブルにセットしておくようにされる。そして、ｓｉｎ−ｉｔｒの各値ｉ＝ｎのタイミングに合わせて、ｖｓｉｎ（ｎ）やｖｃｏｓ（ｎ）を抽出することができる。

一方前述の如く、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、図２に示した如く、インバータ部１０１からの出力電流を電流センサ１０８によってセンスしている。このセンスされた出力電流は、図２に示す入力ポート部１１２において、デジタル信号に変換されて、前述の基準タイマ割込部４０２１による割込み（１／１２８割込み）の割込みタイミング毎に、制御回路（ワンチップマイコン）１１０に取り込まれる。

なお、言うまでもなく図２に示すＤＣリンク電圧検出回路１０６からのＤＣリンク電圧も、図２に示す入力ポート部１１３によって前記割込みタイミング毎に制御回路（ワンチップマイコン）１１０に取り込まれる。

図２に示す入力ポート部１１２によって逐次取込まれた出力電流の値は、当該出力電流ｉについての夫々のサンプリングのタイミングにおける瞬時値ｉ（ｎ）である。

インバータ部の有効電力Ｐは、概念的には、
ｖｓｉｎ（ｎ）×ｉ（ｎ）
を電圧１周期分積算し、かつ複数周期分の間で平均化したものとして与えられ、また、インバータの無効電力Ｑは、
ｖｃｏｓ（ｎ）×ｉ（ｎ）
を電圧の１周期分積算し、かつ複数周期分の間で平均化したものとして与えられる。

また、インバータ部からの出力電流Ｉは、前記ｉ（ｎ）を同じく１周期分積算したものとして与えられる。

制御回路（ワンチップマイコン）１１０における割込みには、図９に示す１／１２８割込み（基準タイマ割込み）と図１０に示すエッジ割込みと、図１１に示す２１．７１ｍｓ割込みとが考慮されている。

図９は前述のＳｉｎ−ｉｔｒの値ｉに対応した１／１２８割込み（基準タイマ割込み）についてのフローチャートを示している。

図９において、
（Ｓ４０）：Ｓｉｎ−ｉｔｒの値ｉを与えるカウンタが「０」から「１２７」を経て更に「０」、「１」……とカウントアップされる。
（Ｓ４１）：前述の図６に示す状態１ないし状態４に対応する処理が出力中か否かがチエックされる。
（Ｓ４２）：（Ｓ４１）がＮの場合、夫々対応する状態（状態１ないし状態４のいずれか）についての出力準備中か否かがチエックされる。
（Ｓ４３）：（Ｓ４２）がＹの場合、前記値ｉが「０」か否かがチエックされる。当該（Ｓ４３）がＹの場合、（Ｓ４４）に進む。Ｎの場合、（Ｓ４５）に進む。
（Ｓ４４）：インバータ回路部１０４を構成しているＨブリッジをオン状態にする。即ち、インバータ回路部１０４が出力を発し得る状態にする。
（Ｓ４５）：（Ｓ４０）におけるカウンタの値（即ちｉの値）がＤ／Ａレジスタにセットされる。
（Ｓ４６）：前記（Ｓ４２）がＮの場合、即ち状態出力が待機状態の場合、インバータ部内にエラーが存在するか否かがチエックされる。（Ｓ４６）がＹの場合（Ｓ４７）に進む。Ｎの場合、（Ｓ４８）に進む。
（Ｓ４７）：対応する状態についての出力準備中に遷移する。
（Ｓ４８）：当該（Ｓ４８）の処理において、図１に示す整流回路部１０３に存在するサイリスタをオンするかオフするか判定する。即ち当該判定結果でサイリスタをオンまたはオフして、図１に示す内部電圧センサ１０６でセンスされる直流電圧（即ち、整流回路部１０３から出力端の直流電圧）を可能な限り、所定値に維持させるようにする。
（Ｓ４９）：前述のＳｉｎ−ｉｔｒの値ｉに対応して、前述した
ｖｓｉｎ（ｎ）×ｉ（ｎ）
ｖｃｏｓ（ｎ）×ｉ（ｎ）
ｉ（ｎ）
が生成されてゆく。そして、有効電力Ｐや無効電力Ｑや出力電流Ｉを求めるために利用されてゆくことになる。
（Ｓ５０）：前述のＳｉｎ−ｉｔｒの値ｉが「１２７」か否かがチエックされる。Ｙの場合（Ｓ５１）に進み、Ｎの場合（Ｓ５２）に進む。
（Ｓ５１）：（Ｓ５０）がＹの場合、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、自インバータ部からの出力電圧の位相（出力電圧がレベル零からプラスに向かうゼロロスのタイミング）を他インバータに送信する。即ち、後述するゼロタイミング信号をハイ状態からロー状態に変換する。この変換が図１に示す通信線１１１を介して他インバータ部に送信される。
（Ｓ５２）：（Ｓ５０）がＮの場合、前述のゼロタイミング信号をハイ状態に変換し、またはハイ状態に維持する。

図１０はエッジ割込みについてのフローチャートを示している。

このエッジ割込みは、図９における（Ｓ５１）の処理に対応して他インバータ部（相手機）のゼロタイミング信号がハイ状態からロー状態に変化したことを検出した際に発生する。
（Ｓ５３）：相手機からのゼロタイミング信号がハイ状態からロー状態に変化したとき、この割込みルーチンに入る。
（Ｓ５４）：この割込みルーチンにおいて、自インバータ部（自機）におけるＳｉｎ−ｉｔｒのカウンタ値（ｉの値）を保存するようにする。

なお、このエッジ割込みに対応する処理は、図６に示した状態４の処理における（Ｓ３９）での、インバータ部相互間での同期化の処理を行うか否かの判断に利用される。

図１１は２１．７１ｍＳ割込みについてのフローチャートを示している。

当該２１．７１ｍＳ割込みは、前述のＳｉｎ−ｉｔｒのタイミングとは関係なしに、２１．７１ｍＳをカウントするタイマのカウントアップに対応して発生される。
（Ｓ５５）：インバータが過電流状態にあるか否かがチエックされる。
（Ｓ５６）：（Ｓ５５）がＹの場合、過電流タイマがカウントアップされる。
（Ｓ５７）：（Ｓ５５）がＮの場合、過電流タイマはカウントダウンされる。
（Ｓ５８）：過電流タイマがタイムアップしたか否かがチエックされる。
（Ｓ５９）：（Ｓ５８）がＹの場合、過電流保護を行う。即ちインバータ回路部１０４でのＨブリッジがオフ状態（出力を零にする状態）に入る。
（Ｓ６０）：（Ｓ５８）または（Ｓ５９）が処理されたタイミングの次に「スイッチ入力判定」が行われる。即ち、図１の右下に示すパワーモードスイッチ５５０がオン状態かオフ状態かがチエックされる。なお、パワーモードスイッチ５５０がオンされている状況の下では、インバータ部に接続される負荷が、急激に増大する電流を要求する場合があることを意味している。このパワーモードスイッチ５５０は、運転者によって人為的にオンまたはオフされるものである。

以下インバータ発電機における出力電圧に対応する制御について述べる。

（Ａ）インバータ部の出力電圧−出力電流特性の改善。

前述したように、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、インバータ回路部１０１からの所望する出力電圧を指示する目標波形信号６０２を生成している。

従来からのインバータ発電機においては、インバータ部からの出力電圧が例えば１１０ボルトであるとすれば、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、所定の周波数例えば５０Ｈｚの電圧１１０ボルトに対応する正弦波形を前記６０２として生成しており、インバータはは当該１１０ボルトの目標波形信号６０２に対応するような出力電圧を出力するよう制御されていた。

図１２には従来の場合の出力電圧制御の態様を示す。

図中の符号６０２、１１６、１０４、１０９は、図を概念的に示しているが、夫々図２に示すものに対応している。

従来においては、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、目標波形信号６０２としていわば単一のものが生成されて用意されていた。そして、インバータ回路部１０４からの出力端における電圧（実際にはＰＷＭの状態にある図２に示す波形６００に相当するものである）が検出部１１６において出力電圧として検出され、目標波形信号６０２と比較される。次いで、当該比較結果にもとづいて、比較結果の誤差が零になるようにインバータ回路部１０４のＨブリッジが制御される。

なお、図１２に示す従来において、検出部１１６が図示の平滑フィルタ部１０９の入力側において電圧を検出していたのは、次の理由による。

即ち、従来の場合のように、２台のインバータ部が並列に接続された単一の負荷に給電している場合には、平滑フィルタ部１０９の出力側の電圧は、他インバータ部からの出力電圧によっても規制されているものである。このために、図１２に示す如く平滑フィルタ部１０９の出力側での電圧を検出して図１２に示す如くフィードバック制御しても意味のないものとなるからである。

図１２に示すような構成の場合には、平滑フィルタ部１０９に流れる出力電流によって生じる所の、平滑フィルタ部１０９の両端間に生じる電圧分のために、自インバータ部自体の出力電圧は、当該自インバータ部が出力すべき出力電圧とは異なっている。即ち、目標波形信号６０２が期待している電圧をＥとしかつ出力電流をＩとし、平滑フィルタ部１０９のインピーダンスをＺとすると、図１２に示す平滑フィルタ部１０９の出力側における電圧Ｖは、
Ｖ＝Ｅ−ＺＩ
となり、Ｖ＝Ｅとはならない。

図１３は、一般的に示した出力電圧−出力電流特性を示している。

一般的には、前記ＺＩのために、平滑フィルタ部１０９の出力側の電圧Ｖは、インバータ部に接続される負荷の性質によって異なったものとなる。特に容量性の負荷がインバータ部に接続されている場合には、前記ＺＩのために、出力電流Ｉが増大するにつれて出力電圧Ｖが上昇することが生じる。

図１４は本発明において期待している出力電圧−出力電流特性を示している。即ち、本発明の場合には、負荷が誘導性のもの（Ｌ負荷のもの）か、容量性のも（Ｃ負荷のもの）か、抵抗負荷（Ｒ負荷）かに関係なく、出力電圧を可能な限りりいわゆるフラットになるようにしている。

当該図１４に示す出力電圧−出力電流特性を与えるために、本発明においては、負荷の性質に対応して、制御回路（ワンチップマイコン）１１０が生成する目標波形信号６０２が与える正弦波振幅を可変にしている。換言すれば、複数種類の振幅に対応する目標波形信号６０２を持つようにしている。即ち（ｉ）インバータ部が出力している有効電力が大になるにつれて、振幅の増加された目標波形信号６０２が与えられ、（ｉｉ）インバータ部が出力している無効電力が大になるにつれて、振幅の減少された目標波形信号６０２が与えられるようにしている。一般的な式で示すと
振幅＝Ａ＋ｋ₁Ｐ−ｋ₂Ｑ
（但し、Ａはインバータ部の定格出力電圧に相当する値であり、ｋ₁やｋ₂は係数を表している。）
実際には、
（振幅）＝（電圧係数）×Ａ
とした場合における「電圧係数」ｋとして
Ａ＋ｋ₁Ｐ−ｋ₂Ｑ＝Ａｋ
にもとづき、
ｋ＝１＋（ｋ₁／Ａ）Ｐ−（ｋ₂／Ａ）Ｑ
を与えるようにし、実際のｋ₁／Ａやｋ₂／Ａの値は、本発明の場合のような直列接続のインバータ発電機において、有効電力Ｐや無効電力Ｑが変化した際にも、インバータ部の出力電圧が可能な限りフラットになるような実験値を用意している。そして、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、現実に運転されてる間の演算して得られる有効電力Ｐや無効電力Ｑにもとづいて目標波形信号６０２の正弦波振幅を変化させている。このような変化させられた正弦波振幅は、前記Ｓｉｎ−ｉｔｒの値ｉ毎に、電圧の瞬時値をテーブルに用意しておくようにしている。

図２に示す本発明に対応する構成においても、出力電圧検出部１１６が平滑フィルタ部１０９の入力端からの電圧（波形６００）を抽出しているが、本発明の場合には、平滑フィルタ部１０９の両端間の電圧ＺＩを考慮して、前記目標波形信号６０２が用意されていることから、従来の場合と本発明の場合とは同じことではない。

特に２台のインバータ部が直列に接続されていて、夫々の負荷がアンバランスになっている場合においても、夫々のインバータ部による出力電圧−出力電流特性は図１４に示す如きものとなるようにされている。

（Ｂ）インバータ部相互間の位相同期化。

図１５および図１６は、２台のインバータ部相互間の位相同期化を説明する図である。

図１５におけるＭは２台のインバータ部１０１のうちの一方（マスタ）側１０１Ａであり、Ｓは同じく他方（スレーブ）側１０１Ｂである。図１５における「立上がって直ぐに立下がる形で表した」パルスは、本発明にいうゼロタイミング信号がハイ状態からロー状態に変換されたことをパルスの形で表示したものである。このゼロタイミング信号自体については図１７において明確に示される。

図１５においては、出力電圧の１周期に少なくとも１回、インバータ部相互の間で、自インバータ部の出力電圧の位相を送信し合うようにしている。勿論、複数周期に対応して１回だけ送信してもよい。

図１５において横軸は時間を表しており、スレーブ側インバータ部１０１Ｂからパルスが送信されかつマスタ側インバータ部１０１Ａからパルスが送信されるものとして表示している。しかし、この順序が逆になっても同じである。

図１６において、
送信処理に関して、
（Ｓ６１）；スレーブ側インバータ部１０１Ｂの側では、内部カウンタ（図９に示す（Ｓ４０）に示すカウンタ）が値「１２７」になった瞬間にパルスを送信する。なお、値「１２７」はスレーブ側インバータ部１０１Ｂ内における値である。この処理は図９における（Ｓ５１）の処理に対応している。

受信処理に関し、
（Ｓ６２）；マスタ側インバータ部１０１Ａの側では、前記（Ｓ６１）に対応してスレーブ側インバータ部１０１Ｂの側から送られてきたパルスが、自己の内部カウンタ（図９に示す（Ｓ４０）に示すカウンタ）におけるどの値ｉのタイミングにおいて受信されたかを検出する。
（Ｓ６３）；自インバータ部（マスタ側インバータ部１０１Ａ）における値ｉのタイミングと、受信したタイミングでの値ｉが異なっている場合には、マスタ側インバータ部１０１Ａの出力電圧の位相を微小単位で変化させる（１周期の時間を微小単位分変える）。

図１７は２台のインバータ部相互間で位相に差が生じている場合を説明する図である。

図１７においては、
（ｉ）Ａ機（一方のインバータ部）おいて、Ｓｉｎ−ｉｔｒの値ｉが「１２７」になったタイミング（割込みタイミング）において、割込みが生じてゼロタイミング信号がハイ状態からロー状態に変換されたものとして表示され、
（ｉｉ）当該Ａ機側でのゼロタイミング信号がハイ状態からロー状態に変換したことが、Ｂ機（他方のインバータ部）においてＳｉｎ−ｉｔｒの値ｉが「１２６」の期間に受信されたものとして表示され、
（ｉｉｉ）当該Ｂ機側では、自機の位相が遅れているものと見なして、出力電圧の１周期を１２．８μＳだけ短くする。なお仮に、上記Ｓｉｎ−ｉｔｒの値が「１２７」の期間に受信された場合には、Ｂ機の出力電圧の周期は初期設定値に保つようにする。

図１７に示すＡ機の処理とＢ機の処理とを入れ替えても同じようなことになり、いずれにしても逐次、位相が同期化されてゆく。

図１７に示すＡ機側の処理は、前記図９に示す（Ｓ５１）において実行される。また図１７に示すＢ機側の処理は前記図１０に示す（Ｓ５３）において実行される。

（Ｃ）エンジンが低い回転数の下で運転されていた状態で急激に高負荷となる場合のエンジン回転数増大化。

インバータ発電機においては、例えばエンジンからの騒音を抑えるために、インバータ部に接続される負荷が要求する有効電力が小さい場合には、エンジンの回転数を小にして運転するようにされる。

図１８は従来考慮されていたエンジン回転数指示のためのフローチャートを示す。

図１８において、
（Ｓ６４）；インバータ部から出力する有効電力を算出する。
（Ｓ６５）；永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）２００（図１参照）からインバータ部へ供給する電力が十分に足りる例えばギリギリの回転数となるように、インバータ部の制御回路（ワンチップマイコン）１１０から、エンジン制御ユニット（ＥＣＵ）３０１（図１参照）へ、当該回転数を指示する。なお、制御回路（ワンチップマイコン）１１０では当面の有効電力をもとにしてテーブルを索引して、対応する回転数を得ている。

従来の場合、図１８に示す如くしてエンジンの回転数を決定しているために、有効電力が小さい状態で運転されている場合には、エンジンの回転数が小さい。従って、永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）からインバータ部に供給しているパワーも小さい状態にある。

このような運転状態の下で、インバータ部が供給すべき負荷が急激に増大したような場合には、本来増加すべきエンジンの回転数がなかなか増加しないことが生じる。

即ち、図１８における（Ｓ６５）の下ではインバータ部からの有効電力が増大する場合にはエンジン回転数を増加するような指示が与えられてはいる。しかし、エンジンが比較的小さい回転数の下で運転されている場合においては、エンジンが当該状態の下で出力し得るトルクと多極発電機（ＰＭＡ）側から要求されるトルクとが等しい状態になっていることがあり、（いわゆるエンジンでの余剰トルクがない）、エンジン側に対して回転数を増加するように指示しても、エンジンの回転数が増加しないことが生じる。

本発明では、このような状態になることを防止するために、インバータ部に接続される負荷が急激に高負荷になった場合に、インバータ部が出力する出力電圧を一時的に低下させて、負荷電流を抑制することによってエンジンの回転数を増加させるようにしている。

更に言えば、前述の「エンジンが当該状態の下で出力し得るトルクと多極発電機（ＰＭＡ）側から要求されるトルクとが等しい状態になっている」状態を解消し、一時的に「多極発電機（ＰＭＡ）側から要求されるトルク」を低めることによって、前記の「余剰トルク」を作り出して、エンジンの回転数増加をうながすようにしている。

図１９はエンジン回転数の増加をうながす際のフローチャートを示す。

図１９において、
（Ｓ６６）；制御回路（ワンチップマイコン）１１０が、インバータ部に接続される負荷の状態をチエックしていて、当該負荷が（現在の負荷が）前回の負荷に比べて高負荷になったか否かをチエックする。Ｎの場合は、リターンになる。
（Ｓ６７）；（Ｓ６６）がＹの場合、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、図２に示す目標波形信号６０２の振幅を低下させる。
（Ｓ６８）；（Ｓ６７）の動作に伴って、エンジンは、回転数の増加をいわば拘束されていた状態から開放され、回転数を増加する。即ち、（Ｓ６８）では、回転数が高くなったか否かをチエックする。Ｎの場合には、リターンになる。
（Ｓ６９）；（Ｓ６８）がＹになった状態の下で、制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、インバータ部の出力電圧を徐々に増大させる。

このようにして、一時的に高負荷状態を抑制して、エンジンの回転数を増加させる。

（Ｄ）永久磁石型の発電機を用いる場合の当該発電機における出力低下状態発生の抑制。

インバータ発電機においては、インバータ回路部１０４を構成しているＨブリッジのＦＥＴに対する過熱保護のために、過電流リミッタが設けられている。しかし、過電流リミッタが作動することになるためには過電流状態が所定時間継続することが条件になっていることもあって、一時的には高負荷状態になることもある（勿論、過電流レベルの設定値にも関係するが）。

一方、永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）２００においては、当該発電機による「出力電力特性」は図２０に示すように、ピーク値を超えると逆に低下してしまう特性になっている。

図２０は、永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）の出力電力−出力電流特性と出力電圧−出力電流特性とを示す図である。

図２０の横軸は出力電流Ｉであり、縦軸は出力電圧Ｖ又は出力電力Ｐである。

出力電圧Ｖは出力電流Ｉの増加に伴って低下している（出力電圧−出力電流特性）。一方出力電力Ｐは出力電流Ｉに対して山型の特性となっている（出力電力−出力電流特性）。このことから、出力電流Ｉが増大して、出力電力Ｐのピーク値を超えると、即ち図２０において出力電圧ＶがＶ₀以下に低下する状態になれば出力電流の増加に対応して永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）の出力電力が減少してしまうことになる。したがって、図２０の例で言えば、出力電流Ｉの増加に対応して出力電力Ｐが増加する特性の範囲で運転することが必要となる。

図１または図２に示す構成の場合、永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）からの出力は整流回路部１０３によって整流されて、ＤＣリンク電圧を生成している。言うまでもなく、当該ＤＣリンク電圧の大きさは、図２に示す整流回路部１０３内のサイリスタを制御することによって、所定レベルを維持するようにされているものであるが、永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）２００からの出力電圧Ｖが限度を超えて低下すると、ＤＣリンク電圧が低下してしまう。

本発明では、当該ＤＣリンク電圧が低下したことを検出することによって、永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）２００の出力電圧Ｖが図２０に示す限度の電圧Ｖ₀以下に低下することになるものと判断し、制御回路（ワンチップマイコン）１１０がインバータ部からの出力電圧を故意に低下させるようにする。即ち、インバータ部に接続される負荷電流を低減させるようにすることによって、永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）２００からの出力電流Ｉを低減させ、当該発電機（ＰＭＡ）２００が「出力電流Ｉの増加に対応して出力電力Ｐが増加している」範囲の特性状態の下で運転させるようにする。

なお、図２に示すように制御回路（ワンチップマイコン）１１０は、ＤＣリンク電圧検出回路１０６を介してＤＣリンク電圧を取込んでいることから、前述の如くインバータ部の出力電圧を故意に低下させることが可能になっている。

なお、図２０に示す如く永久磁石型多極発電機（ＰＭＡ）２００における前述の出力電圧−出力電流特性と前述の出力電力−出力電流特性は、周囲温度が上昇するにつれて、全体的に減少する傾向を持っている。

（Ｅ）過熱保護に対応する設定。

図１に示す如く、インバータ回路部１０４に対応して、温度センサ１０７が設けられて、Ｈブリッジ内のＦＥＴの過熱状態を保護するようにしている。

従来においては、当該過熱保護のための設定に当たっては、通常状態の下で前記温度センサ１０７によって測定されている周囲温度が低い場合も比較的高い場合も、負荷が短絡して過熱状態になる可能性があることを考慮して、過熱保護のための設定値は一般に低い値に設定されていた。

本発明では、（ｉ）周囲温度が低い場合には、過熱保護のための設定値を多少高い目に設定し、かつ周囲温度が比較的高くなるにつれて当該設定値を下げてゆくようにし、（ｉｉ）更に、周囲温度が低い場合にはインバータ部の負荷が長い時間過電流状態を接続したことを検出して、過熱保護を行い、かつ周囲温度が比較的高くなるにつれて当該接続時間が短くても検出できるようにしている。

図２１は、過熱保護のためのフローチャートを示す。

図２１において、
（Ｓ７０）；温度センサ１０７によって周囲温度を測定している。
（Ｓ７１）；周囲温度が低い場合に、「過電流タイムアップ判定時間」を大に、周囲温度が高くなるにつれて小になるような値Ｂを設定する。
（Ｓ７２）；インバータ部の出力電流が所定値を超えているか否かをチエックする。
（Ｓ７３）；（Ｓ７２）がＹの場合、カウンタの値をカウントアップする。
（Ｓ７４）；（Ｓ７２）がＮの場合、当該カウンタの値をカウントダウンする。
（Ｓ７５）；カウンタの値が前記値Ｂを超えたか否かをチエックする。
（Ｓ７６）；（Ｓ７５）がＹの場合、インバータ部の出力をオフにする。図２の構成の場合で言えば、制御回路（ワンチップマイコン）１１０が出力ポート部１１５を介して「Ｈブリッジの停止信号」を発し、「ロジックＩＣにより、ＰＷＭ信号の遮断・通過（ＯＮ／ＯＦＦ）部」１２４においてＰＷＭ信号を遮断する。

以上説明した如く、本発明によれば、インバータ発電機において、複数のインバータ部の間で負荷がアンバランスになることなどにも拘わらず、夫々のインバータ部の出力電圧−出力電流特性を負荷の大きさや負荷の性質に関係なく、可能な限り平坦にすることを可能にしている。

本発明の一実施例構成を示す。図１に示すインバータ部の１つを運転制御する構成を示す。制御回路（ワンチップマイコン）における処理構成を示す。制御回路（ワンチップマイコン）内での処理の実行タイミングを示す。無限ループを始動するフローチャートを示す。無限ループに対応して実行される状態１ないし状態４の処理内容を示す。無限ループの処理内容を示す。無限ループの処理内容を示す。Ｓｉｎ−ｉｔｒの値ｉに対応した１／１２８割込み（基準タイマ割込み）についてのフローチャートを示す。エッジ割込みについてのフローチャートを示す。２１．７１ｍＳ割込みについてのフローチャートを示す。従来の場合の出力電圧制御の態様を示す。一般的に示した出力電圧−出力電流特性を示す。本発明において期待している出力電圧−出力電流特性を示す。２台のインバータ部相互間の位相同期化を説明する図である。２台のインバータ部相互間の位相同期化を説明する図である。２台のインバータ部相互間の位相に差が生じている場合を説明する図である。従来考慮されていたエンジンが回転数指示のためのフローチャートを示す。エンジン回転数の増加をうながす際のフローチャートを示す。永久磁石多極発電機（ＰＭＡ）の出力電力−出力電流特性と出力電圧−出力電流特性とを示す図である。過熱保護のためのフローチャートを示す。

符号の説明

１００：インバータユニット
２００：永久磁石型多極発電機
３００：エンジン
３０１：エンジン制御ユニット（ＥＣＵ）
５００：インバータ制御用電源
５５０：パワーモードスイッチ
１０１：インバータ部
１０２：インバータモジュール
１０３：整流回路部
１０４：インバータ回路部（Ｈブリッジ）
１０５：電解コンデンサ部
１０６：内部電圧センサ（ＤＣリンク電圧検出回路）
１０７：温度センサ
１０８：電流センサ
１０９：平滑フィルタ部
１１０：制御回路（ワンチップマイコン）
１１２：入力ポート部
１１３：入力ポート部
１１４：出力ポート部
１１５：出力ポート部
１１６：出力電圧検出部
１１８：ローパスフィルタ
１１９：ローパスフィルタ
１２０：比較増幅部
１２１：可変指示部
１２２：電流による垂下部
１２３：ＰＷＭ化部
１２４：ＰＷＭ信号の遮断・通過部
１２５：Ｈブリッジドライバ
１５０：インバータ制御電源
１６０：回転指令アダプタ
６０１：出力電圧の波形
６０２：目標波形信号
６０５：誤差波形信号

Claims

エンジンと、当該エンジンによって回転駆動される交流発電機と、当該交流発電機の発電巻線に誘起された交流電圧が供給される少なくとも２台のインバータ部とを備え、
当該夫々のインバータ部が、前記供給された交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流回路部と、当該生成された直流電圧を平滑するコンデンサ部と、平滑された直流電圧が印加されるインバータ回路部と、当該インバータ回路部によって生成された交番電圧を平滑して正弦波交流電圧を得る平滑フィルタ部を有してなり、
前記少なくとも２台のインバータ部に対応する夫々の前記平滑フィルタ部の出力端が直列に接続されて構成されるインバータ発電機において、
前記インバータ部は、夫々、インバータ回路部に印加される前記平滑された直流電圧の大きさを検出する内部電圧センサと、
前記インバータ回路部から出力される出力電流を検出する電流センサと、
前記内部電圧センサによって検出された直流電圧をＤＣリンク電圧として供給されると共に前記電流センサによって検出された出力電流を供給される制御回路と
を備え、かつ、
当該制御回路が、当該インバータ部が出力すべき出力電圧に相当する複数種類の目標波形信号を生成して選択的に出力するよう構成されると共に、
当該目標波形信号に対応する交流電圧と当該インバータ部から出力される出力電圧とを比較する比較増幅部と、当該交流電圧と当該出力電圧との誤差を解消するように前記インバータ回路部を制御する制御信号を生成するＰＷＭ化部と、当該ＰＷＭ化部からの制御信号が導かれて前記インバータ回路部を制御するＨブリッジドライバとが設けられ、
前記制御回路は、
所望される出力電圧の所定の値と、インバータ部から出力される有効電力に対応する値と、インバータ部から出力される無効電力に対応する値とを生成し、
前記目標波形信号に対応する交流電圧の振幅を、前記所望される出力電圧の所定の値に対して前記有効電力と前記無効電力とを合成した値を加味して決定するようにしている
ことを特徴とするインバータ発電機。
エンジンと、当該エンジンによって回転駆動される交流発電機と、当該交流発電機の発電巻線に誘起された交流電圧が供給される少なくとも２台のインバータ部とを備え、
当該夫々のインバータ部が、前記供給された交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流回路部と、当該生成された直流電圧を平滑するコンデンサ部と、平滑された直流電圧が印加されるインバータ回路部と、当該インバータ回路部によって生成された交番電圧を平滑して正弦波交流電圧を得る平滑フィルタ部を有してなり、
前記少なくとも２台のインバータ部に対応する夫々の前記平滑フィルタ部の出力端が直列に接続されて構成されるインバータ発電機において、
前記インバータ部は、夫々、インバータ回路部に印加される前記平滑された直流電圧の大きさを検出する内部電圧センサと、
前記インバータ回路部から出力される出力電流を検出する電流センサと、
前記内部電圧センサによって検出された直流電圧をＤＣリンク電圧として供給されると共に前記電流センサによって検出された出力電流を供給される制御回路と
を備え、かつ、
当該制御回路が、当該インバータ部が出力すべき出力電圧に相当する複数種類の目標波形信号を生成して選択的に出力するよう構成されると共に、
当該目標波形信号に対応する交流電圧と当該インバータ部から出力される出力電圧とを比較する比較増幅部と、当該交流電圧と当該出力電圧との誤差を解消するように前記インバータ回路部を制御する制御信号を生成するＰＷＭ化部と、当該ＰＷＭ化部からの制御信号が導かれて前記インバータ回路部を制御するＨブリッジドライバとが設けられ、
前記夫々のインバータ部に対応して設けられる夫々の制御回路の間に、通信線が設けられ、
夫々のインバータ部の制御回路は、自インバータ部から出力される出力電圧の所定回数の周期の間に少なくとも１回、自インバータ部から出力される出力電圧の位相を他インバータ部の制御回路に通信するよう構成され、
夫々のインバータ部の制御回路は、自インバータ部から出力される出力電圧の位相と、他インバータ部から通知される他インバータ部からの出力電圧の位相とに差異が存在することを判定した際に、自インバータ部の側の前記目標波形信号に対応する交流電圧の位相を微小単位で変化させるよう構成されてる
ことを特徴とするインバータ発電機。
エンジンと、当該エンジンによって回転駆動される交流発電機と、当該交流発電機の発電巻線に誘起された交流電圧が供給される少なくとも２台のインバータ部とを備え、
当該夫々のインバータ部が、前記供給された交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流回路部と、当該生成された直流電圧を平滑するコンデンサ部と、平滑された直流電圧が印加されるインバータ回路部と、当該インバータ回路部によって生成された交番電圧を平滑して正弦波交流電圧を得る平滑フィルタ部を有してなり、
前記少なくとも２台のインバータ部に対応する夫々の前記平滑フィルタ部の出力端が直列に接続されて構成されるインバータ発電機において、
前記インバータ部は、夫々、インバータ回路部に印加される前記平滑された直流電圧の大きさを検出する内部電圧センサと、
前記インバータ回路部から出力される出力電流を検出する電流センサと、
前記内部電圧センサによって検出された直流電圧をＤＣリンク電圧として供給されると共に前記電流センサによって検出された出力電流を供給される制御回路と
を備え、かつ、
当該制御回路が、当該インバータ部が出力すべき出力電圧に相当する複数種類の目標波形信号を生成して選択的に出力するよう構成されると共に、
当該目標波形信号に対応する交流電圧と当該インバータ部から出力される出力電圧とを比較する比較増幅部と、当該交流電圧と当該出力電圧との誤差を解消するように前記インバータ回路部を制御する制御信号を生成するＰＷＭ化部と、当該ＰＷＭ化部からの制御信号が導かれて前記インバータ回路部を制御するＨブリッジドライバとが設けられ、
前記制御回路が、
インバータ部からによって給電される現回の負荷が前回にサンプリングされた負荷にくらべて増大しかつ高負荷になったことを判定し、
当該判定結果が満たされたことを条件に、前記目標波形信号に対応する交流電源の振幅を一時的に低下し、
エンジンの回転数が増大したことを判定した後に、前記交流電圧の振幅を徐々に上昇させるようにした
ことを特徴とするインバータ発電機。
エンジンと、当該エンジンによって回転駆動される交流発電機と、当該交流発電機の発電巻線に誘起された交流電圧が供給される少なくとも２台のインバータ部とを備え、
当該夫々のインバータ部が、前記供給された交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流回路部と、当該生成された直流電圧を平滑するコンデンサ部と、平滑された直流電圧が印加されるインバータ回路部と、当該インバータ回路部によって生成された交番電圧を平滑して正弦波交流電圧を得る平滑フィルタ部を有してなり、
前記少なくとも２台のインバータ部に対応する夫々の前記平滑フィルタ部の出力端が直列に接続されて構成されるインバータ発電機において、
前記インバータ部は、夫々、インバータ回路部に印加される前記平滑された直流電圧の大きさを検出する内部電圧センサと、
前記インバータ回路部から出力される出力電流を検出する電流センサと、
前記内部電圧センサによって検出された直流電圧をＤＣリンク電圧として供給されると共に前記電流センサによって検出された出力電流を供給される制御回路と
を備え、かつ、
当該制御回路が、当該インバータ部が出力すべき出力電圧に相当する複数種類の目標波形信号を生成して選択的に出力するよう構成されると共に、
当該目標波形信号に対応する交流電圧と当該インバータ部から出力される出力電圧とを比較する比較増幅部と、当該交流電圧と当該出力電圧との誤差を解消するように前記インバータ回路部を制御する制御信号を生成するＰＷＭ化部と、当該ＰＷＭ化部からの制御信号が導かれて前記インバータ回路部を制御するＨブリッジドライバとが設けられ、
前記交流発電機が永久磁石型発電機で構成されてなり、
かつ、前記制御回路は、前記内部電圧センサによって検出されたＤＣリンク電圧の大きさが所定にレベルから低下した際に、前記目標波形信号に対応する交流電圧の振幅を一時的に低下させるよう構成されてなり、
前記永久磁石型発電機が、前記インバータ部からの出力電流の増加に対応して、当該永久磁石型発電機からの出力が増加する特性の範囲で運転されるようにした
ことを特徴とするインバータ発電機。
エンジンと、当該エンジンによって回転駆動される交流発電機と、当該交流発電機の発電巻線に誘起された交流電圧が供給される少なくとも２台のインバータ部とを備え、
当該夫々のインバータ部が、前記供給された交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流回路部と、当該生成された直流電圧を平滑するコンデンサ部と、平滑された直流電圧が印加されるインバータ回路部と、当該インバータ回路部によって生成された交番電圧を平滑して正弦波交流電圧を得る平滑フィルタ部を有してなり、
前記少なくとも２台のインバータ部に対応する夫々の前記平滑フィルタ部の出力端が直列に接続されて構成されるインバータ発電機において、
前記インバータ部は、夫々、インバータ回路部に印加される前記平滑された直流電圧の大きさを検出する内部電圧センサと、
前記インバータ回路部から出力される出力電流を検出する電流センサと、
前記内部電圧センサによって検出された直流電圧をＤＣリンク電圧として供給されると共に前記電流センサによって検出された出力電流を供給される制御回路と
を備え、かつ、
当該制御回路が、当該インバータ部が出力すべき出力電圧に相当する複数種類の目標波形信号を生成して選択的に出力するよう構成されると共に、
当該目標波形信号に対応する交流電圧と当該インバータ部から出力される出力電圧とを比較する比較増幅部と、当該交流電圧と当該出力電圧との誤差を解消するように前記インバータ回路部を制御する制御信号を生成するＰＷＭ化部と、当該ＰＷＭ化部からの制御信号が導かれて前記インバータ回路部を制御するＨブリッジドライバとが設けられ、
前記インバータ回路部において温度センサが設けられて、当該温度センサからのセンス結果が前記制御回路に導かれ、
当該制御回路は、当該センス結果にもとづいた温度が増大するにつれて過電流保護のためのタイムアップ判定時間を小にするように定めておくと共に、前記温度が小さい程過電流か否かを判定する過電流判定レベルを小に選定し、
当該過電流判定レベルを超えた過電流が発生したか否かを判定し、
過電流発生状態の下でカウントアップされかつ非過電流発生状態の下でカウントダウンされるカウンタの値が前記タイムアップ判定時間を超えた際に、インバータ部の出力を遮断するようにした
ことを特徴とするインバータ発電機。