JP2010109708A - Triangular wave signal generating circuit, and radar device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力される矩形波信号を積分して三角波信号を生成する積分回路と、矩形波信号を生成して前記積分回路に入力するD/A変換器とを有する三角波信号生成回路に関し、特に、振幅が異なる複数の三角波信号を生成する技術に関する。 The present invention relates to a triangular wave signal generation circuit including an integration circuit that integrates an input rectangular wave signal to generate a triangular wave signal and a D / A converter that generates a rectangular wave signal and inputs the rectangular wave signal to the integration circuit. In particular, the present invention relates to a technique for generating a plurality of triangular wave signals having different amplitudes.
車両における障害物検出手段として、時間に対し周波数が直線的に上昇及び下降するように周波数変調したレーダ信号を用いるFM−CW(Frequency Modulated-Continuous Wave)方式のレーダ装置が知られている。FM−CW方式のレーダ装置は、時間に対し電圧が直線的に上昇する区間と下降する区間とを交互に反復する三角波信号を生成する三角波信号生成回路を有し、電圧制御発振器(VCO)により三角波信号の電圧に応じて上記のように周波数変調されたレーダ信号を生成する。そして、送受信信号を乗算して両者の周波数差に対応する周波数のビート信号を生成し、A/D変換したビート信号をマイクロコンピュータなどの信号処理装置で解析して、その周波数から目標物体の相対速度と相対距離とを検出する。特許文献1には、かかる構成を有するレーダ装置の例が記載されている。
As an obstacle detection means in a vehicle, an FM-CW (Frequency Modulated-Continuous Wave) type radar device using a radar signal frequency-modulated so that the frequency linearly rises and falls with respect to time is known. The FM-CW radar device has a triangular wave signal generation circuit that generates a triangular wave signal that alternately repeats a period in which the voltage rises linearly and a period in which the voltage falls with respect to time, and a voltage-controlled oscillator (VCO) A radar signal frequency-modulated as described above is generated according to the voltage of the triangular wave signal. Then, a beat signal having a frequency corresponding to the frequency difference between the two is generated by multiplying the transmission / reception signal, and the A / D converted beat signal is analyzed by a signal processing device such as a microcomputer, and the target object is calculated based on the frequency. Detect speed and relative distance.
図1は、FM−CW方式レーダ装置における三角波信号生成回路の一般的な構成を説明する図である。この三角波信号生成回路2aは、信号処理装置から所定ビット数のデジタルデータDと基準電圧Rvとが入力され、基準電圧Rvを用いてデジタルデータDが示す電圧を有するアナログ信号(矩形波信号)を生成するD/A変換器22aと、予め定められた比較基準電圧Cvと矩形波信号の電圧値との差分を充放電により積分して三角波信号を生成する積分回路24aとを有する。そして、積分回路24aから出力される三角波信号は、VCO4に印加され、VCO4は三角波信号の電圧に応じた周波数のレーダ信号、つまり周波数変調されたレーダ信号を生成する。よって、レーダ信号の周波数変調幅は、三角波信号の振幅に対応する。
FIG. 1 is a diagram illustrating a general configuration of a triangular wave signal generation circuit in an FM-CW radar device. The triangular wave
ここで、三角波信号に基づいて生成されたレーダ信号を用いて目標物体の相対速度、相対距離を検出する方法について説明する。 Here, a method for detecting the relative speed and the relative distance of the target object using the radar signal generated based on the triangular wave signal will be described.
図2は、FM−CW方式のレーダ装置による相対距離、相対速度の検出原理を説明する図である。図2において横軸は時間、縦軸は周波数を示す。実線は、送信信号の時間に対する周波数変化を示す。この送信信号の周波数は、周波数fmの三角波信号に従って、中心周波数f0、周波数変調幅ΔFで直線的に上昇及び下降する。これに対し、破線は、目標物体で反射されて戻ってくる受信信号の周波数変化を示す。受信信号の周波数は、相対距離による時間的遅延ΔTと、相対速度に応じたドップラ周波数γ分の偏移を受ける。その結果、送受信信号には、送信信号の周波数上昇期間で周波数差α、周波数下降期間で周波数差βが生じる。この周波数差α、βは、ビート信号の周波数(ビート周波数)として検出される。そして、レーダ装置の信号処理装置は、次の式により目標物体の相対距離K、相対速度Sを算出する。ここで、Cは光速である。 FIG. 2 is a diagram for explaining the principle of detection of the relative distance and the relative speed by the FM-CW radar device. In FIG. 2, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents frequency. A solid line indicates a frequency change with respect to time of a transmission signal. The frequency of this transmission signal rises and falls linearly with a center frequency f0 and a frequency modulation width ΔF according to a triangular wave signal with a frequency fm. On the other hand, the broken line indicates the frequency change of the received signal that is reflected by the target object and returns. The frequency of the received signal is subjected to a time delay ΔT depending on the relative distance and a deviation corresponding to the Doppler frequency γ according to the relative speed. As a result, the transmission / reception signal has a frequency difference α during the frequency increase period of the transmission signal and a frequency difference β during the frequency decrease period. The frequency differences α and β are detected as beat signal frequencies (beat frequencies). Then, the signal processing device of the radar apparatus calculates the relative distance K and the relative speed S of the target object by the following equations. Here, C is the speed of light.
K=C・(α+β)/(8・ΔF・fm) ・・・式(1)
S=C・(β−α)/(4・f0) ・・・式(2)
ここで、上記の式(1)、(2)に示されるように、相対速度、相対距離を精度よく検出するためには、予め定めた周波数変調幅ΔF、中心周波数f0で精度よく周波数変調されたレーダ信号を生成する必要がある。なお、車載レーダ装置の場合、日本国内では電波法の規定により使用可能な電波の周波数帯域が76〜77GHz帯に制限されており、一例としてはΔF=100MHz、f0=76.5GHzが用いられる。
K = C · (α + β) / (8 · ΔF · fm) (1)
S = C · (β−α) / (4 · f0) (2)
Here, as shown in the above formulas (1) and (2), in order to detect the relative speed and the relative distance with high accuracy, the frequency modulation with a predetermined frequency modulation width ΔF and the center frequency f0 is performed with high accuracy. It is necessary to generate a radar signal. In the case of an on-vehicle radar device, the frequency band of radio waves that can be used in Japan is limited to 76 to 77 GHz according to the regulations of the Radio Law, and ΔF = 100 MHz and f0 = 76.5 GHz are used as examples.
そして、かかるレーダ信号を得るためには、VCO4の性能を考慮してVCO4に印加する三角波信号を精度よく生成する必要がある。さらにそのためには、所望の振幅の三角波信号が生成されるような振幅の矩形波信号を積分回路24aに入力する必要があるが、積分回路24aは個体誤差を有する。よって、レーダ装置の製造時には、個別の積分回路24aごとに所望の振幅の三角波信号が得られるように、D/A変換器22aが生成する矩形波信号の振幅が調整される。
In order to obtain such a radar signal, it is necessary to accurately generate a triangular wave signal applied to the VCO 4 in consideration of the performance of the VCO 4. For this purpose, it is necessary to input a rectangular wave signal having such an amplitude that a triangular wave signal having a desired amplitude is input to the integrating
具体的には、D/A変換器22aは、矩形波信号の振幅を示すnビットのデジタルデータDが入力されると、2のn乗で基準電圧Rvを等分した調整幅で基準電圧Rvを低下させ、低下させた電圧を振幅とする矩形波信号を生成する。ここで、積分回路24aに入力したときに所望の振幅の三角波信号が出力されるような矩形波信号の振幅を示すデジタルデータDを予め検出して信号処理装置のメモリに格納しておき、レーダ装置の動作時にD/A変換器22aはかかるデジタルデータに基づき基準電圧Rvを調整して所望の振幅の矩形波信号を生成する。
ところで、例えば車両前方の目標物体を検出するレーダ装置の場合、ある程度の高速での走行中には、数十メートル以上前方の先行車両を追尾することが求められる。一方、渋滞時における低速走行中には、数メートル程度前方の近距離における先行車両の追尾や割り込み車両の検出が求められる。あるいは、交差点への進入時や駐車場内での走行時における低速走行中には、数十センチ〜数メートル程度前方の歩行者の検出が求められる。このように、車両の走行速度に応じて、異なる相対距離を有する目標物体の検出が求められる。 By the way, for example, in the case of a radar apparatus that detects a target object in front of a vehicle, it is required to track a preceding vehicle ahead of several tens of meters during traveling at a certain high speed. On the other hand, during low-speed traveling in a traffic jam, tracking of a preceding vehicle and detection of an interrupting vehicle at a short distance about several meters ahead are required. Alternatively, detection of a pedestrian ahead of about several tens of centimeters to several meters is required during low speed traveling when entering an intersection or traveling in a parking lot. Thus, detection of target objects having different relative distances is required according to the traveling speed of the vehicle.
ここで、上記式(1)で示すように、レーダ信号の周波数変調幅ΔFを大きくすることで、相対距離Kの分解能を向上でき、近距離や至近距離での目標物体の検出精度を向上させることができる。しかし、その反面で、周波数変調幅ΔFを大きくした状態で遠距離にある目標物体を検出しようとすると、その分ビート周波数α、βが大きくなり、より広い周波数帯域のビート信号を処理しなくてはならなくなる。すると、ビート信号をA/D変換する際にビート信号から高周波ノイズを除去する帯域通過フィルタは、より広帯域を通過させるようなフィルタ回路を用いる必要がある。また、信号処理装置においてビート信号にFFT(高速フーリエ変換)処理を施しビート周波数を検出する際には、FFT処理するデータ量が増加し、より処理性能の高い信号処理装置が必要となる。すると、レーダ装置全体としてのコスト増加につながるので、望ましくない。 Here, as shown by the above equation (1), by increasing the frequency modulation width ΔF of the radar signal, the resolution of the relative distance K can be improved, and the detection accuracy of the target object at a short distance or a close distance is improved. be able to. However, on the other hand, if it is attempted to detect a target object at a long distance with the frequency modulation width ΔF being increased, the beat frequencies α and β are increased accordingly, and a beat signal in a wider frequency band is not processed. It will not be. Then, a bandpass filter that removes high-frequency noise from the beat signal when A / D converting the beat signal needs to use a filter circuit that passes a wider band. Also, when the beat signal is subjected to FFT (Fast Fourier Transform) processing to detect the beat frequency in the signal processing device, the amount of data to be subjected to FFT processing increases, and a signal processing device with higher processing performance is required. This leads to an increase in the cost of the entire radar apparatus, which is not desirable.
よって、車両の走行状態に応じて、レーダ信号の周波数変調幅を動的に切り替えることが望まれる。例えば、高速走行時にはΔF、低速走行時には倍の2・ΔFの周波数変調幅のレーダ信号を生成しようとすると、積分回路24aにより振幅が異なる三角波信号を生成できるように、積分回路24に入力する矩形波信号の振幅を大(振幅V1とする)・小(振幅V2とする)2段階に切り替える必要がある。
Therefore, it is desirable to dynamically switch the frequency modulation width of the radar signal according to the traveling state of the vehicle. For example, when a radar signal having a frequency modulation width of 2 · ΔF is doubled at high speeds and ΔF at low speeds, a rectangular wave input to the
しかしながら、D/A変換器22aが生成する矩形波の振幅は基準電圧Rv内で調整されるので、基準電圧Rvを予め大きい方の振幅V1より大きい電圧に設定しておき、基準電圧内で振幅V1、V2の矩形波信号を生成しようとすると、次のような問題が生じる。すなわち、D/A変換器22aは基準電圧を2のn(入力されるデジタルデータのビット数)乗で等分した調整幅で調整を行うことから、基準電圧RvをV1より大きくすると、これに応じて調整幅も大きくなる。すると、基準電圧Rvを調整して振幅V2を得ようとするときに、振幅に対する調整幅が大きくなり、調整精度が低下する。ここで、調整精度の低下を防ぐためにはD/A変換器22aの調整幅を小さくする必要があるが、そのためには調整幅の数を多くして調整幅を小さくできるようにより大きいビット数のデジタルデータに対応可能なD/A変換器が必要となる。しかし、かかるD/A変換器はコストアップにつながるので望ましくない。
However, since the amplitude of the rectangular wave generated by the D /
そこで、かかる問題に鑑みてなされた本発明の目的は、D/A変換器の調整幅の数を変更しなくても、異なる所望の振幅を有する複数の矩形波信号を精度よく生成できる三角波信号生成回路を提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention made in view of such a problem is a triangular wave signal that can accurately generate a plurality of rectangular wave signals having different desired amplitudes without changing the number of adjustment widths of the D / A converter. It is to provide a generation circuit.
上記の目的を達成するために、本発明の第1の側面によれば、入力される矩形波信号を積分して三角波信号を生成する積分回路と、基準電圧を所定数で等分した調整幅で前記基準電圧を低下させ、当該低下させた基準電圧を振幅とする矩形波信号を生成して前記積分回路に入力するD/A変換器とを有する三角波信号生成回路であって、前記D/A変換器は、複数の基準電圧ごとに振幅が異なる矩形波信号を生成することを特徴とする三角波信号生成回路が提供される。 In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, an integration circuit that integrates an input rectangular wave signal to generate a triangular wave signal, and an adjustment width that equally divides the reference voltage by a predetermined number A triangular wave signal generation circuit including a D / A converter that reduces the reference voltage and generates a rectangular wave signal having an amplitude of the reduced reference voltage and inputs the rectangular wave signal to the integration circuit, The A converter is provided with a triangular wave signal generation circuit that generates rectangular wave signals having different amplitudes for each of a plurality of reference voltages.
上記側面によれば、前記D/A変換器は、複数の基準電圧ごとに振幅が異なる矩形波信号を生成する。すなわち、小さい振幅の矩形波信号を生成するときには小さい基準電圧を小さい調整幅で調整し、大きい振幅の矩形波信号を生成するときには大きい基準電圧を大きい調整幅で調整するので、振幅に対する調整幅を小さくでき所望の振幅の矩形波信号を生成するときの調整精度の低下を防止できる。よって、D/A変換器の調整幅の数を変更することなく、積分回路にて異なる所望の振幅の三角波信号が生成されるような異なる振幅を有する複数の矩形波信号を精度よく生成できる。 According to the above aspect, the D / A converter generates rectangular wave signals having different amplitudes for each of a plurality of reference voltages. That is, when generating a rectangular wave signal with a small amplitude, a small reference voltage is adjusted with a small adjustment width, and when generating a rectangular wave signal with a large amplitude, the large reference voltage is adjusted with a large adjustment width. It is possible to reduce the adjustment accuracy when a rectangular wave signal having a desired amplitude is generated. Therefore, it is possible to accurately generate a plurality of rectangular wave signals having different amplitudes such that triangular wave signals having different desired amplitudes are generated by the integration circuit without changing the number of adjustment widths of the D / A converter.
以下、図面にしたがって本発明の実施の形態について説明する。但し、本発明の技術的範囲はこれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された事項とその均等物まで及ぶものである。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. However, the technical scope of the present invention is not limited to these embodiments, but extends to the matters described in the claims and equivalents thereof.
図3は、本発明におけるレーダ装置が車両の前方監視用レーダ装置として使用されるときの状況を説明する図である。FM−CW方式のレーダ装置10は、車両1の前部バンパー部分やフロントグリル内に搭載され、バンパー前面の化粧板やフロントグリル前面を透過して車両1の前方にレーダ信号を送信し、目標物体により反射された反射信号を受信する。そして、送受信信号の周波数差に対応する周波数のビート信号を信号処理装置により処理し、先行車両や歩行者といった目標物体の相対速度、相対距離を検出する。検出されたこれらの目標物体情報は、車両1の挙動を制御する車両制御装置100に出力される。
FIG. 3 is a diagram for explaining a situation when the radar apparatus according to the present invention is used as a radar apparatus for front monitoring of a vehicle. The FM-
車両制御装置100は、目標物体情報に基づいて、種々の車両制御を行う。たとえば、車両1のスロットル、ブレーキといったアクチュエータを制御して車両1を加減速し、先行車両に一定の車間距離で追従する追従走行制御を行う。あるいは、他車両や歩行者との距離が一定以上接近し衝突の蓋然性が一定以上大きくなると、運転者への警報を表示出力または音声出力したり、車両1を加減速したりして衝突を回避する衝突回避制御を行う。また、衝突の蓋然性がさらに大きくなると、エアバッグなどの安全装置を作動させ乗員を保護する衝突対応制御を行う。
The
図4は、本発明におけるレーダ装置の構成を説明する図である。レーダ装置10は、FM−CW方式で周波数変調されたレーダ信号を生成して送受信し、送受信信号からビート信号を生成するレーダ送受信機10aと、レーダ送受信機10aの動作を制御するとともに、ビート信号を処理して目標物体の相対距離、相対速度を検出する信号処理装置40とを有する。
FIG. 4 is a diagram for explaining the configuration of the radar apparatus according to the present invention. The
レーダ送受信機10aは、さらに周波数変調信号としての三角波信号を生成する三角波信号生成回路2と、三角波信号に基づいて周波数変調されたレーダ信号を生成するVCO4と、レーダ信号を電力分配する分配器6と、電力分配されたレーダ信号を増幅して送信用アンテナ8Tに出力する増幅器7とを有する。そして、増幅されたレーダ信号は、送信用アンテナ8Tから送信される。さらにレーダ送受信機10aは、受信用アンテナ8Rが受信した受信信号を増幅する増幅器9と、増幅された受信信号と電力分配された送信信号とを乗算して両者の周波数差に対応する周波数のビート信号を生成するミキサ30と、ビート信号から高周波ノイズや直流成分を除去する帯域通過フィルタ32と、帯域通過フィルタ32を通過したビート信号をA/D変換するA/D変換器34とを有する。
The
信号処理装置40は、A/D変換されたビート信号に対しFFT(高速フーリエ変換)処理を施して周波数スペクトルを検出する演算処理装置と、公知のマイクロコンピュータとを有する。信号処理装置40は、周波数スペクトルにおけるピークを形成するビート信号のビート周波数を検出して、上述した式(1)、(2)により目標物体の相対速度、相対距離を検出し、検出結果を車両制御装置100に出力する。また、信号処理装置40には車両1の速度センサ42から車両1の走行速度信号が入力され、信号処理装置40は車両1の走行速度に基づきレーダ送受信機10aの動作を制御する。
The
具体的には、信号処理装置40は、車両1が予め定めた比較的速い走行速度(数十メートル以上前方の先行車両に追従走行することが求められるような走行速度)で走行するときには、レーダ信号の周波数変調幅を小さくして(ここでは、図2で示したΔFとする)、処理すべきビート信号の周波数帯域を狭くすることで処理負荷を軽減する。一方、車両1が予め定めた比較的遅い走行速度(数十センチ〜数メートル程度前方の先行車両に追従走行したり、割り込み車両との衝突あるいは歩行者との衝突を回避したりすることが求められるような走行速度)で走行するときには、レーダ信号の周波数変調幅を大きくして(ここでは、倍の2・ΔFとする)、距離分解能を高くすることで近距離の目標物体の検出精度を向上させる。なお、信号処理装置40は、レーダ信号の周波数変調幅を切り替えるときには、三角波信号回路2に対し三角波信号の振幅の切り替えを指示するデジタルデータD1、D2を入力するとともに、2段階の異なる基準電圧Rv1、Rv2を内部の電圧回路40aから供給する。次に、デジタルデータD1、D2と基準電圧Rv1、Rv2に基づき三角波信号の振幅を切り替える三角波生成回路2について説明する。
Specifically, the
図5は、第1の実施形態における三角波信号生成回路の構成を説明する図である。この三角波信号生成回路2は、矩形波信号を生成するD/A変換器22と、矩形波信号を積分して三角波信号を生成し、VCO4に出力する積分回路24を有する。
FIG. 5 is a diagram illustrating the configuration of the triangular wave signal generation circuit according to the first embodiment. The triangular wave
ここで、振幅V1の矩形波信号を積分回路24に入力したときに積分回路24は振幅E1の三角波信号を生成し、このときVCO4は周波数変調幅ΔFのレーダ信号を出力するものとする。また、振幅V2(>V1)の矩形波信号を積分回路24に入力したときに積分回路24は振幅E2(>E1)の三角波信号を生成し、このときVCO4は周波数変調幅2・ΔFのレーダ信号を出力するものとする。
Here, when a rectangular wave signal having an amplitude V1 is input to the integrating
上記構成において、周波数変調幅ΔFのレーダ信号を送信するときには、信号処理装置40からD/A変換器22に矩形波信号の振幅V1を示すnビットのデジタルデータD1と基準電圧Rv1(>V1)が入力される。そして、D/A変換器22は、2のn乗で基準電圧Rv1を等分した調整幅で基準電圧Rv1を電圧V1まで低下させ、低下させた電圧V1を振幅とする矩形波信号を出力する。また、周波数変調幅2・ΔFのレーダ信号を送信するときには信号処理装置40からD/A変換器22に基準電圧Rv2(>Rv1かつ>V2)と矩形波信号の振幅V2を示すnビットのデジタルデータD2が入力される。そして、D/A変換器22は、2のn乗で基準電圧Rv2を等分した調整幅で基準電圧Rv2を電圧V2まで低下させ、低下させた電圧V2を振幅とする矩形波信号を出力する。
In the above configuration, when a radar signal having a frequency modulation width ΔF is transmitted, n-bit digital data D1 indicating the amplitude V1 of the rectangular wave signal and the reference voltage Rv1 (> V1) are transmitted from the
各デジタルデータD1、D2は、レーダ装置10の製造時に予め検出される。すなわち、基準電圧Rv1を2のn乗で等分した調整幅で調整して、振幅V1を得るようなデジタルデータD1、基準電圧Rv2を2のn乗で等分した調整幅で調整して、振幅V2を得るようなデジタルデータD2がそれぞれ検出される。そして、デジタルデータD1、D2は、それぞれ信号処理装置40のROMに格納され、レーダ装置10の動作時に読み出されてD/A変換器22に入力される。
Each digital data D1, D2 is detected in advance when the
さらに、第1の実施形態では、積分回路24にD/A変換器22からは矩形波信号の振幅に対応する電圧V1、V2が出力される。積分回路24の詳細な構成を図6に示すと、電圧V1、V2は抵抗241、242により分圧され、それぞれの中心電圧がボルテージフォロワ回路244で安定された後、比較基準電圧Cv1、Cv2としてコンパレータ(オペアンプ)246に入力される。そして、コンパレータ246にて矩形波信号と比較基準電圧Cv1、Cv2とが比較されてその差分がキャパシタ248にて充放電される。そして充放電量と充放電時間とに対応した傾きの三角波信号が出力される。
Furthermore, in the first embodiment, voltages V1 and V2 corresponding to the amplitude of the rectangular wave signal are output from the D / A converter 22 to the integrating
このような構成とすることで積分回路24の比較基準電圧を矩形波信号の振幅における中心電圧と一致させることができ、充放電のバランスが崩れて三角波の振幅が歪んでしまうことを回避することができる。なお、抵抗241、242、およびボルテージフォロワ回路244を積分回路24の外部に設ける構成とすることももちろん可能である。
By adopting such a configuration, the comparison reference voltage of the
ここで、実施例として、レーダ信号の周波数変調幅を100MHzと200MHzで切り替える場合について示す。なお、VCO4は、1Vp−pの振幅の三角波信号が入力されたときに100MHzの変調幅のレーダ信号を出力し、2Vp−pの振幅の三角波信号が入力されたときに200MHzの変調幅のレーダ信号を出力するものとする。そして、積分回路24は、2Vp−pの振幅の矩形波信号が入力されたときに1Vp−pの振幅の三角波信号を生成し、4Vp−pの振幅の矩形波信号が入力されたときに2Vp−pの振幅の三角波信号を生成するものとする。また、D/A変換器22には、10ビットの分解能を有するD/A変換器が用いられるものとする。
Here, as an embodiment, a case where the frequency modulation width of a radar signal is switched between 100 MHz and 200 MHz will be described. The VCO 4 outputs a radar signal with a modulation width of 100 MHz when a triangular wave signal with an amplitude of 1 Vp-p is input, and a radar with a modulation width of 200 MHz when a triangular wave signal with an amplitude of 2 Vp-p is input. A signal shall be output. The
すると、周波数変調幅100MHzのレーダ信号を送信するときには、信号処理装置40からD/A変換器22に矩形波信号の振幅2Vp−pを示す10ビットのデジタルデータD1と基準電圧3Vが入力される。そして、D/A変換器22は、10のn乗=1024で基準電圧3Vを等分した調整幅、つまり2.9mV/bitの調整幅で基準電圧3Vを電2Vまで低下させ、低下させた電圧2Vとグランド(0V)との間を振幅する2Vp−pの矩形波信号を出力する。このとき、2.9mV/bitの調整幅で調整することにより、2Vp−pに対し1%以下の誤差で基準電圧を調整できる。
Then, when transmitting a radar signal having a frequency modulation width of 100 MHz, 10-bit digital data D1 indicating the amplitude 2Vp-p of the rectangular wave signal and the reference voltage 3V are input from the
一方、周波数変調幅200MHzのレーダ信号を送信するときには信号処理装置40からD/A変換器22に矩形波信号の振幅4Vp−pを示す10ビットのデジタルデータD2と基準電圧5Vが入力される。そして、D/A変換器22は、10のn乗=1024で基準電圧5Vを等分した調整幅、つまり4.9mV/bitの調整幅で基準電圧5Vを電4Vまで低下させ、低下させた電圧4Vとグランド(0V)との間を振幅する4Vp−pの矩形波信号を出力する。このとき、4.9mV/bitの調整幅で調整することにより、4Vp−pに対し1%以下の誤差で基準電圧を調整できる。
On the other hand, when transmitting a radar signal having a frequency modulation width of 200 MHz, 10-bit digital data D2 indicating the amplitude 4Vp-p of the rectangular wave signal and the reference voltage 5V are input from the
このように、D/A変換器22の調整幅の数(2のn乗)を変更することなく、異なる所望の振幅V1またはV2を有する複数の矩形波信号を精度よく生成し、積分回路24に入力できる。よって、積分回路24は異なるE1、E2の三角波信号をそれぞれ精度良く生成することができ、したがってVCO4は異なる周波数変調幅ΔF、2・ΔFのレーダ信号を精度よく生成することができる。
In this way, a plurality of rectangular wave signals having different desired amplitudes V1 or V2 are accurately generated without changing the number of adjustment widths (2 to the nth power) of the D / A converter 22, and the integrating
図7は、第2の実施形態における三角波信号生成回路2の構成を説明する図である。第2の実施形態では、積分回路24の比較基準電圧が予め設定された電圧Cvに固定される。なお、この比較基準電圧Cvは、一例として信号処理装置40内の電圧回路から供給される。そして、D/A変換器22に入力されるデジタルデータD11、D12は、矩形波信号の中心電圧が比較基準電圧Cvに一致するようなオフセットを含んだ電圧を示す。そうすることで、基準電圧Rv1、Rv2から振幅V1、V2の矩形波信号を生成する際に、それぞれの矩形波信号の振幅における中心電圧を積分回路24の中心電圧Cvと一致させることができる。他の構成は、第1の実施形態と同じである。
FIG. 7 is a diagram illustrating the configuration of the triangular wave
このような構成によれば、D/A変換器22の調整幅の数を変更することなく、異なる所望の振幅V1またはV2を有する複数の矩形波信号を精度よく生成し、積分回路24に入力できる。よって、積分回路24は異なる振幅E1、E2の三角波信号をそれぞれ精度良く生成することができ、したがってVCO4は異なる周波数変調幅ΔF、2・ΔFのレーダ信号を精度よく生成することができる。そして、積分回路24における充放電のバランスが崩れて結果三角波の振幅が歪んでしまうことを回避することができる。
According to such a configuration, a plurality of rectangular wave signals having different desired amplitudes V <b> 1 or V <b> 2 can be accurately generated without changing the number of adjustment widths of the D / A converter 22 and input to the
上記の第1、第2の実施形態は、特にVCO4の変調感度が高い場合に好適である。三角波信号の振幅1V当たりの発振周波数が小さい、つまり変調感度が低いVCO4を用いる場合には、所望の周波数変調幅のレーダ信号を得るための振幅を有する三角波信号をある程度粗い精度で生成したとしても実用上大きな問題とはならない。しかし、三角波信号の振幅1V当たりの発振周波数が大きい、つまり変調感度が高いVCO4を用いる場合には、所望の周波数変調幅のレーダ信号を得るための振幅を有する三角波信号を精度よく、つまり振幅に対し小さい調整幅で基準電圧を調整して生成する必要がある。よって、第1、第2の実施形態に示したように、D/A変換器22が複数の基準電圧ごとに、積分回路24にてそれぞれ所望の振幅の三角波信号が生成されるような振幅が異なる矩形波信号を生成することで、D/A変換器の調整精度を変更しなくても、精度よく三角波信号を生成できる。
The first and second embodiments described above are particularly suitable when the modulation sensitivity of the VCO 4 is high. When a VCO 4 having a low oscillation frequency per 1 V amplitude of a triangular wave signal, that is, low modulation sensitivity is used, even if a triangular wave signal having an amplitude for obtaining a radar signal having a desired frequency modulation width is generated with a certain degree of accuracy. It is not a big problem in practical use. However, when the VCO 4 having a large oscillation frequency per 1 V amplitude of the triangular wave signal, that is, high modulation sensitivity is used, the triangular wave signal having an amplitude for obtaining a radar signal having a desired frequency modulation width is accurately obtained, that is, the amplitude is changed. On the other hand, it is necessary to adjust and generate the reference voltage with a small adjustment width. Therefore, as shown in the first and second embodiments, the D / A converter 22 has such an amplitude that a triangular wave signal having a desired amplitude is generated by the integrating
なお、レーダ信号の周波数変調幅の切替パターンの数や周波数変調幅は上述の説明に示した例に限られず、例えば3つ以上の異なる周波数変調幅に切り替えてもよい。その場合、それぞれの周波数変調幅のレーダ信号が生成されるように、D/A変換器には3組以上のデジタルデータと基準電圧とが入力される。そして、各場合ごとに振幅の異なる矩形波信号が生成され、積分回路にて積分されて振幅の異なる三角波信号が生成される。また、D/A変換器に入力されるデジタルデータのビット数も上述の例に限られず、D/A変換器の性能に応じた任意のビット数を用いることができる。 Note that the number of frequency modulation width switching patterns of the radar signal and the frequency modulation width are not limited to the example described above, and may be switched to, for example, three or more different frequency modulation widths. In that case, three or more sets of digital data and a reference voltage are input to the D / A converter so that radar signals having respective frequency modulation widths are generated. Then, rectangular wave signals having different amplitudes are generated for each case, and integrated by an integrating circuit to generate triangular wave signals having different amplitudes. Further, the number of bits of the digital data input to the D / A converter is not limited to the above example, and an arbitrary number of bits according to the performance of the D / A converter can be used.
以上説明したように、本発明によれば、よって、D/A変換器の調整幅の数を変更することなく、異なる所望の振幅を有する複数の矩形波信号を精度よく生成できる。 As described above, according to the present invention, it is possible to accurately generate a plurality of rectangular wave signals having different desired amplitudes without changing the number of adjustment widths of the D / A converter.
2:三角波信号生成回路、22:D/A変換器、24:積分回路、10:レーダ装置 2: triangular wave signal generation circuit, 22: D / A converter, 24: integration circuit, 10: radar device
Claims (5)
前記D/A変換器は、複数の基準電圧ごとに振幅が異なる矩形波信号を生成することを特徴とする三角波信号生成回路。 An integration circuit that integrates an input rectangular wave signal to generate a triangular wave signal, and a rectangular wave that reduces the reference voltage by an adjustment width obtained by equally dividing the reference voltage by a predetermined number, and uses the reduced reference voltage as an amplitude. A triangular wave signal generation circuit having a D / A converter that generates a signal and inputs the signal to the integration circuit,
The D / A converter generates a rectangular wave signal having different amplitudes for each of a plurality of reference voltages.
前記積分回路は、前記矩形波信号の振幅における中心電圧を比較基準電圧として、前記矩形波信号と前記比較基準電圧との差分を積分して前記三角波信号を生成することを特徴とする三角波信号生成回路。 In claim 1,
The integration circuit generates a triangular wave signal by integrating a difference between the rectangular wave signal and the comparison reference voltage using a center voltage at an amplitude of the rectangular wave signal as a comparison reference voltage. circuit.
前記積分回路は、前記矩形波信号と予め定めた比較基準電圧との差分を積分して前記三角波信号を生成し、
前記D/A変換器は、前記比較基準電圧が振幅の中心電圧となるような前記矩形波信号を生成することを特徴とする三角波信号生成回路。 In claim 1,
The integration circuit integrates a difference between the rectangular wave signal and a predetermined comparison reference voltage to generate the triangular wave signal,
The D / A converter generates the rectangular wave signal so that the comparison reference voltage becomes a center voltage of an amplitude.
前記三角波信号生成回路を有するとともに前記三角波信号により周波数変調されたレーダ信号を送受信するレーダ装置。 In any one of Claims 1 thru | or 3,
A radar apparatus having the triangular wave signal generation circuit and transmitting / receiving a radar signal frequency-modulated by the triangular wave signal.
車両に搭載され、当該車両の速度に応じて前記三角波信号の振幅を変更することを特徴とするレーダ装置。 In claim 4,
A radar apparatus mounted on a vehicle, wherein the amplitude of the triangular wave signal is changed according to the speed of the vehicle.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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