JP2010101753A - 信号処理装置、信号処理方法、及び電流計測装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力値の急変に即時に応答した出力値を演算する。
【解決手段】入力信号の第１の入力値と第１の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第２の入力値との差である第１の傾き値を、第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値と第３の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第４の入力値との差である第２の傾き値で除算した値である信号傾き値の比を算出する傾き値算出部３１と、信号傾き値の比が所定の閾値を超えたか否かを監視する入力監視部３２と、信号傾き値の比が所定の閾値を超えた場合、１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値に信号傾き値の比を乗算して、第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求める、離散フーリエ変換部３３と、を有する信号処理装置３０を構成する。
【選択図】図３

Description

本発明は、ＤＦＴ演算装置、ＤＦＴ演算方法、及び電流計測装置に関する。

デジタル信号処理を行うために、音声信号又は電圧信号等の連続的なデジタル信号に対してフーリエ変換を行う場合、フーリエ係数の演算量が多くなり、デジタル信号処理の負荷が増える。そのため、連続信号の信号処理では、回帰型離散フーリエ変換と称される処理が行われる。以下、離散フーリエ変換を、「ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）」と言う。

ＤＦＴによる信号処理では、ｋ時点の例えば第１次のフーリエ変換Ｓ[ｋ]は、以下の式により得られる。
Ｓ[ｋ]＝ｘ₀＋ｘ₁ａ＋ｘ₂ａ²＋・・・＋ｘ_N-1ａ^N-1・・・（式１）
ここで、ａ＝ｅｘｐ（−ｊ２π／Ｎ）・・・（式１ａ）
なお、第ｎ次の離散フーリエ変換の場合、ａ＝ｅｘｐ（−ｊ２πｎ／Ｎ）となる。式１ａでは、第１次の離散フーリエ変換のため、ｎ＝１としている。
式１より、１周期を均等分割したＮ個の離散的な計測値ｘ₀，ｘ₁，・・・，ｘ_N-1を取得することでこの周期の逆数の周波領域成分を示す第１次の離散フーリエ変換Ｓ[ｋ]が求められる。

同様に、ｋ＋１時点における離散フーリエ変換Ｓ[ｋ＋１]は、以下の式２により得られる。
Ｓ[ｋ＋１]＝ｘ₁＋ｘ₂ａ＋ｘ₃ａ²＋・・・＋ｘ_Nａ^N-1・・・（式２）
このように、計測時点毎に離散フーリエ変換を求めることも可能であるが、計算量が膨大になる。そのため、回帰型ＤＦＴという演算手法では、下記式３に示す漸化式を用いて、現時点ｋから１ポイント前の離散フーリエ変換Ｓ[ｋ−１]により現計測時点の離散フーリエ変換Ｓ[ｋ]を求める。

したがって、１ポイント前の離散フーリエ変換Ｓ[ｋ−１]を算出した後、その算出したＳ[ｋ−１]を用いて次ポイントのＳ[ｋ]を算出することで１次の周波数領域値の取得が連続的に可能になる。この回帰型ＤＦＴにおける演算量は、式１及び２に従って計算する場合に比べて大幅に減少する。

しかしながら、回帰型ＤＦＴは、式３に示したように、離散フーリエ変換Ｓ[ｋ−１]を算出した後は、その後の離散フーリエ変換Ｓ[ｋ]が既算出値である離散フーリエ変換Ｓ[ｋ−１]の影響を受けることになる。

分散電源の運転検出装置において、高調波電圧及び高調波電流の高速かつ高精度を目的とする回帰型ＤＦＴ演算手法が提案されている（下記特許文献１）。この手法では、高調波電圧及び高調波電流に対する回帰型ＤＦＴの演算誤差が生じた場合、回帰ＤＦＴ演算で誤差の蓄積を回避するために、減衰係数を用いて回帰ＤＦＴ演算式における基数である自然対数ｅの値を小さくする。この減衰係数の影響により、回帰ＤＦＴ演算を繰り返すことにより、ＤＦＴ演算の度に演算誤差を小さくすることが出来る。

上記減衰係数は蓄積誤差を除去する効果を有するが、入力値が大きく変動した場合、減衰係数では次算出値で入力変動の影響を回避することができず、減衰は１周期後のＤＦＴ演算を繰り返すことにより徐々に減少する。そのため、入力値が急変した後、１周期後の演算結果は誤差の影響を受けて、回帰ＤＦＴ演算の出力値が入力値の影響を受けてゆらいでしまう。

特開２００１−４５６６６号公報

本ＤＦＴ演算方法は、入力信号の急変に即時に応答した特定の周波数領域値を選択的に取得することを目的とする。

上記課題を解決するために、信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム、及び電流計測装置が提供される。
本発明に係る信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム、及び電流計測装置は、下記の（１）〜（４）に記載のとおりである。

（１）回帰型離散フーリエ変換を用いて、入力信号から特定の周波数成分を取得する信号処理装置であって、
入力信号の第１の入力値と該第１の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第２の入力値との差である第１の傾き値を、該第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値と該第３の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第４の入力値との差である第２の傾き値で除算した値である信号傾き値の比を算出する傾き値算出部と、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えたか否かを監視する入力監視部と、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えない場合、前記第１の入力値、前記第３の入力値、及び１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値から前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求め、又は、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えた場合、１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値に前記信号傾き値の比を乗算して、前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求める、離散フーリエ変換部と、
を有することを特徴とする信号処理装置。
（２）入力信号を電圧信号として出力するコイルと、
前記コイルの電圧信号を増幅したアナログ信号を出力するアナログ回路と、
前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
前記デジタル信号を、回帰型離散フーリエ変換を用いたフィルタ処理により特定周波数の信号を取得し、且つ該取得信号をデジタル積分して電流値を演算する電流値演算部を有する信号処理装置と、を備える電流計測装置であって、
前記信号処理装置は、
入力信号の第１の入力値と該第１の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第２の入力値との差である第１の傾き値を、該第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値と該第３の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第４の入力値との差である第２の傾き値で除算した値である信号傾き値の比を算出する傾き値算出部と、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えたか否かを監視する入力監視部と、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えない場合、前記第１の入力値、前記第３の入力値、及び１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値から前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求め、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えた場合、前記１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値に前記信号傾き値の比を乗算して、前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求める、離散フーリエ変換部と、
を有することを特徴とする電流計測装置。
（３）回帰型離散フーリエ変換を用いて入力信号の処理を行う信号処理方法であって、
入力信号の第１の入力値と該第１の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第２の入力値との差である第１の傾き値を、該第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値と該第３の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第４の入力値との差である第２の傾き値で除算した値である信号傾き値の比を算出し、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えたか否かを監視し、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えない場合、前記第１の入力値、前記第３の入力値、及び１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値から前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求め、又は、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えた場合、１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値に前記信号傾き値の比を乗算して、前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求める、ことを特徴とする信号処理方法。
（４）回帰型離散フーリエ変換を用いて入力信号に対して信号処理を行う信号処理プログラムであって、コンピュータを、
入力信号の第１の入力値と該第１の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第２の入力値との差である第１の傾き値を、該第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値と該第３の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第４の入力値との差である第２の傾き値で除算した値である信号傾き値の比を算出する傾き値算出部と、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えたか否かを監視する入力監視部と、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えない場合、前記第１の入力値、前記第３の入力値、及び１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値から前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求め、又は、
前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えた場合、１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値に前記信号傾き値の比を乗算して、前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求める、離散フーリエ変換部と、
として機能させることを特徴とする信号処理プログラム。

信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム、及び電流計測装置は、入力信号の急変に即時に応答した特定の周波数領域値を選択的に取得することが出来る。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。
図１を用いて、信号処理装置を実現することが可能なコンピュータのハードウェア構成の一例を説明する。
コンピュータ１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１１（ＤＳＰ（Digital Signal Processor）であっても良い）、ＲＡＭ（Random Access Memory）１２、ＲＯＭ（Read Only Memory）１３、ＮＩＣ（Network Interface Card）１４を有する。

図１に示すハードウェア構成例では、コンピュータ１０は、導体１の電流を検出する装置として利用される。図示のように、導体１の周囲に取り付けられた計器用変流器２から出力された電圧信号を、コンピュータ１０は、ＡＤ変換器２２及びアナログ回路２１を介して取得する。

アナログ回路２１は、導体１の周囲に取り付けられた計器用変流器２から出力された電圧信号を、ＡＤ変換器２２の入力信号に適した入力値に増幅もしくは調整して、ＡＤ変換器２２に対して出力する。ＡＤ変換器２２は、アナログ回路２１からの出力信号をデジタル信号に変換して、ＣＰＵ１１に伝送する。

導体１に時間的に変化する１次電流Ｉ₁が流れると、計器用変流器２には、この１次電流Ｉ₁により発生した磁束φが変流器の導体と鎖交することにより、磁束の時間変化（ｄφ／ｄｔ）、すなわち１次電流の時間変化（ｄＩ₁／ｄｔ）に応じた電圧Ｖ₂が発生する。

ＣＰＵ１１は、ＡＤ変換器２２からサンプリングして取得したデジタル信号は電圧Ｖ₂を含むものであるが、このデジタル信号には、外部磁場または電場から発生するノイズが含まれ、Ｓ／Ｎ比が低い。そのため、ＣＰＵ１１は、デジタル信号から後述する回帰型ＤＦＴを行うことで第１次成分である商用電圧（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）のみを選択的に取得する。このように、第１次成分である商用電圧のみを回帰型ＤＦＴで選択的に取得することで、ＣＰＵ１１は、商用電圧以外の高調波ノイズ成分を排除してフィルタ処理を行うことが出来る。
ＣＰＵ１１は、ＮＩＣ１４を介して、回帰型ＤＦＴにより取得した電圧を上位システム２０（例えば、デジタル変電所システム）に送信することが出来る。

さらに、ＣＰＵ１１は、回帰型ＤＦＴにより選択的に取得した電圧値をデジタル積分することで１次電流Ｉ₁を求めることが出来る。ＣＰＵ１１が取得した電圧Ｖ₂と１次電流Ｉ₁との間には、下記式４で示す関係が成り立つ。
Ｖ₂＝Ｍ×ｄＩ₁／ｄｔ・・・（式４）
ここで、Ｍは、変流器の相互インダクタンスである。このようにして、計器用変流器の出力端の電圧Ｖ₂を測定し、Ｖ₂を積分することで、１次電流Ｉ₁が求められる。
ＣＰＵ１１は、ＮＩＣ１４を介して１次側電流値を上位システム２０（例えば、デジタル変電所システム）に送信することが出来る。

図２を用いて、信号処理装置の機能構成の一例を説明する。
コンピュータ１０に実装される信号処理装置３０は、傾き値算出部３１、入力監視部３２、ＤＦＴ処理部３３、電流値演算部３６の機能構成部を有する。信号処理装置３０は、コンピュータ１０のＣＰＵ１１で実装され得る。これら機能構成部のＣＰＵ１１による実装は、ＣＰＵ１１が信号処理装置３０の各機能構成を規定するプログラムを実行することによってなされる。これらの機能構成は、例えば、Ｃ言語のメソッドとしてプログラムで規定されても良い。その場合、Ｃ言語のプログラムを実行することによって、プログラムとしてコードされたメソッドに基づいてスレッドが生成する。ＣＰＵ１１がスレッドを実行することで、スレッドへの入出力情報（後述のｘ[ｋ]、Ｓ[ｋ]等）は、ＲＡＭ１２に格納される。

傾き値算出部３１は、ＡＤ変換器２２から受信したデジタル信号をサンプリングして入力値を取得し、取得した入力値から信号傾き値の比Ａを算出する。例えば、傾き値算出部３１は、１周期Ｔ［秒］を、Ｎ点のポイントでサンプリングされたデータを取得する。
信号傾き値の比Ａは、入力信号の第１の入力値ｘ[ｋ]と第１の入力値より１ポイント前の入力値である第２の入力値ｘ[ｋ−１]との差である第１の傾き値（ｘ[ｋ]−ｘ[ｋ−１]）を、第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値ｘ[ｋ−Ｎ]と第３の入力値より１ポイント前の入力値である第４の入力値ｘ[ｋ−Ｎ−１]との差である第２の傾き値（ｘ[ｋ−Ｎ]−ｘ[ｋ−Ｎ−１]）で除算した値である。傾き値算出部３１は、具体的には、下記式５により、傾き値の比Ａを算出する。

なお、上記の式５では第１の傾き値は、ポイント差を１として、第１の入力値と１ポイント前の入力値を用いて求めたが、ポイント差は１に限定されず、これより大きい数であっても良い。その場合、第２の傾き値も、第１の傾き値と同じポイント差とする必要がある。ただし、最大値や変曲点での傾き値を正確に測定するためには、ポイント差は小さいほうが好ましく、また、急激な入力値の変化を瞬時に測定するためにも、ポイント差は小さいほうが好ましい。

入力監視部３２は、傾き値の比Ａが所定の閾値を超えたか否かを監視する。具体的には、最大閾値Ｐｍａｘ、最小閾値Ｐｍｉｎで規定される範囲を超えたとき、入力監視部３２は、入力値に急変化が生じたと判断して、異常情報（例えば、０）をＤＦＴ処理部３３に伝える。最大閾値Ｐｍａｘ、最小閾値Ｐｍｉｎで規定される範囲を超え無いとき、入力監視部３２は、正常情報（例えば、１）をＤＦＴ処理部３３に伝える。なお、最大閾値Ｐｍａｘは、例えば、１．０１であり、最小閾値Ｐｍｉｎは、例えば、０．０９である。

ＤＦＴ処理部３３は、回帰型ＤＦＴ演算を行い、入力値ｘ[ｋ]と、正常又は異常情報を入力監視部３２から受信して、離散フーリエ変換Ｓ[ｋ]を出力値として算出する。
具体的には、正常情報を受信した場合は、上記式２で示した離散フーリエ変換の式を実行して離散フーリエ変換の値Ｓ[ｋ]を求める。異常情報を受信した場合は、下記式６により、離散フーリエ変換Ｓ[ｋ]を出力値として算出する。

式６では、１ポイント前の離散フーリエ変換Ｓ[ｋ−１]に傾き値の比Ａを乗算して、現在の周波数フーリエ変換Ｓ[ｋ]を求めるようにしたものである。
また、式６では、式２に示す現在取得した入力値ｘ[ｋ]から１周期前の入力値ｘ[ｋ−Ｎ]を減算した値ｘ[ｋ]−ｘ[ｋ−Ｎ]を除いた。これは、式２においては、入力信号が定常的な場合、ｘ[ｋ]−ｘ[ｋ−Ｎ]は「０」に近い値となるが、入力の急変時にはｘ[ｋ]−ｘ[ｋ−Ｎ]は「０」から大きく離れた値となるため、入力の急変と離れて揺らいだ出力値となってしまう（図４参照）。

そのため、式６では、ｘ[ｋ]−ｘ[ｋ−Ｎ]の項を取り除き、急変の成分を前回の離散フーリエ変換Ｓ[ｋ−１]に乗算することで入力値の急変を出力値に即時的に反応させるようにしたものである。

このように、式６では、入力の急変を示す傾き値の比ＡをＳ[ｋ−１]に乗算することで、入力の急変に対して即時応答性を示すＳ[ｋ]を算出できるようにした。
このように傾き値の比Ａの異常値を算出し、その傾き値の比Ａ自体で１周期前の特定周波数の周波数フーリエ変換を補正することで、現時点の特定周波数の周波数フーリエ変換値を求めることができる。そのため、信号処理装置は、入力値の急変に即時に応答した出力値を演算することが出来る。

なお、ＤＦＴ処理部３３は、特定の周波数である１次の周波数成分の値を離散フーリエ変換により算出することが出来るため、他の周波数成分であるノイズを除去するフィルタ処理を行うことが出来る。また、ＤＦＴ処理部３３は、周波数成分である離散フーリエ変換値Ｓ[ｋ]を、上位システムに伝送することが出来る。

電流値演算部３６は、電圧値を示す離散フーリエ変換値Ｓ[ｋ]をデジタル積分して、導体１の電流値を演算することが出来る。電流値演算部３６は、この電流値を、上位システムに伝送することが出来る。
なお、信号処理装置３０は、図１に示す電流計測装置への適用例のために電流値演算部３６を有するが、測定対象となる連続信号が電気信号以外の信号の場合、信号処理装置３０は電流値演算部３６を有さなくても良い。

図３を用いて、信号処理装置を実装するコンピュータ１０による信号処理のフローの一例を説明する。
最初に、ＡＤ変換器２２からデジタル信号を受信した傾き値算出部３１が、傾き値の比Ａを算出する（Ｓ１０１）。次に、入力監視部３２は、ＡＤ変換器２２が算出した傾き値の比Ａが、所定の閾値範囲内か否かを判別する。言い換えれば、入力監視部３２は、Ｐｍａｘ＞Ａ＞Ｐｍｉｎの条件を満たしているか否かを判別する（Ｓ１０２）。上記条件を満たしている場合（Ｓ１０２ Ｙｅｓ）は、入力監視部３２は、ＤＦＴ処理部３３に正常情報を送信する。上記条件を満たしていない場合（Ｓ１０２ Ｎｏ）は、入力監視部３２は、ＤＦＴ処理部３３に異常情報を送信する。

ＤＦＴ処理部３３が正常情報を受信した場合は、式２に従って１ポイント前の離散フーリエ変換、１周期前の入力値及び現在取得した入力値から現在の離散フーリエ変換Ｓ[ｋ]を演算して求める（Ｓ１０３）。ＤＦＴ処理部３３が異常情報を受信した場合は、式６に従って、１周期前の離散フーリエ値Ｓ[ｋ−Ｎ]に傾き値の比Ａを乗算した離散フーリエ変換Ｓ[ｋ]を求める（Ｓ１０４）。

これらの処理（Ｓ１０１〜１０４）は、上位コンピュータから受信する信号処理停止が無い場合（Ｓ１０５ Ｎｏ）繰り返され、信号処理停止が有る場合（Ｓ１０５ Ｙｅｓ）、終了する。

図４及び５を用いて、信号処理装置３０を実装するコンピュータ１０による信号処理の処理結果の一例を説明する。
図４及び５は、以下の実験条件により計測された処理結果である。
測定対象：５０Ｈｚの交流電流
サンプリング周期：０．０２［秒］
ポイント数：２５６
図４及び５に示すように、商用電圧の変化のみを示した入力に対して、信号処理装置が回帰型ＤＦＴを行うことで、商用電圧の振幅である電圧を選択的に取得することが出来る。図示される回帰型ＤＦＴの波形は、回帰型ＤＦＴにより取得した商用電圧の周波数成分の振幅の計時的変化である。

図４は、従来のＤＦＴ演算結果を示す図である。図示のように、０．０６秒後の入力信号の急激な変化に対し、出力値の応答は２周期以上遅れて応答していることがわかる。
図５は、信号処理装置を用いたＤＦＴ演算結果を示す図である。図示のように、０．０６秒後の入力信号の急激な変化に対し、周期遅れが無く、即時に応答した測定対象である交流電流の電圧値を出力することが出来る。
傾き値の比Ａは１周期前の入力値と比較されるため、０．０６秒〜０．０８秒までの間は１周期前の入力値０．０４秒〜０．０６秒との比較により傾き値の比Ａが閾値より大きいため、ＤＦＴ処理部３３は式６に示す演算を実行する。一方、０．０８秒〜０．１秒の周期は、１周期前の入力値０．０６秒〜０．０８秒との比較では、傾き値の比Ａは閾値より小さいため、ＤＦＴ処理部３３は式２に示す演算を実行する。
このように、信号処理装置は、１周期前の傾き値と現在の傾き値とを比較することで、入力信号の急激な変化に対し、周期遅れが無く、入力信号の急変に即時に応答した特定の周波数領域値を選択的に取得することが出来る。

上記説明したように、信号処理装置は、入力信号の変位を監視して回帰型ＤＦＴ演算式を条件分けして採用することで、入力信号の突然の変異に対してもリアルタイム性に優れた計測結果を提供することを可能にしている。また、リアルタイム性の向上など監視精度の向上が図れることは、中央で遠隔監視をリアルタイムで行う必要のあるデジタル変電所システムにとって極めて有益である。
また、上記説明では測定対象の信号を商用電圧の連続信号としたが、他の連続信号でも入力信号の急変に即時に応答した特定の周波数領域値を選択的に取得することが出来るのは明らかである。

信号処理装置を実現することが可能なコンピュータのハードウェア構成の一例を示す図である。 信号処理装置の機能構成の一例を示す図である。 信号処理装置を実装するコンピュータ１０による信号処理のフローの一例を示す図である。 従来のＤＦＴ演算結果を示す図である。 信号処理装置を用いたＤＦＴ演算結果を示す図である。

符号の説明

１ 導体
２ コイル
１０ コンピュータ
１１ ＣＰＵ
１２ ＲＡＭ
１３ ＲＯＭ
１４ ＮＩＣ
２１ アナログ回路
２２ ＡＤ変換器
３０ 信号処理装置
３１ 傾き値算出部
３２ 入力監視部
３３ ＤＦＴ処理部
３６ 電流値演算部

Claims (4)

1. 回帰型離散フーリエ変換を用いて、入力信号から特定の周波数成分を取得する信号処理装置であって、
   入力信号の第１の入力値と該第１の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第２の入力値との差である第１の傾き値を、該第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値と該第３の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第４の入力値との差である第２の傾き値で除算した値である信号傾き値の比を算出する傾き値算出部と、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えたか否かを監視する入力監視部と、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えない場合、前記第１の入力値、前記第３の入力値、及び１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値から前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求め、又は、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えた場合、１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値に前記信号傾き値の比を乗算して、前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求める、離散フーリエ変換部と、
   を有することを特徴とする信号処理装置。
2. 入力信号を電圧信号として出力するコイルと、
   前記コイルの電圧信号を増幅したアナログ信号を出力するアナログ回路と、
   前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
   前記デジタル信号を、回帰型離散フーリエ変換を用いたフィルタ処理により特定周波数の信号を取得し、且つ該取得信号をデジタル積分して電流値を演算する電流値演算部を有する信号処理装置と、を備える電流計測装置であって、
   前記信号処理装置は、
   入力信号の第１の入力値と該第１の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第２の入力値との差である第１の傾き値を、該第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値と該第３の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第４の入力値との差である第２の傾き値で除算した値である信号傾き値の比を算出する傾き値算出部と、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えたか否かを監視する入力監視部と、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えない場合、前記第１の入力値、前記第３の入力値、及び１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値から前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求め、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えた場合、前記１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値に前記信号傾き値の比を乗算して、前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求める、離散フーリエ変換部と、
   を有することを特徴とする電流計測装置。
3. 回帰型離散フーリエ変換を用いて入力信号の処理を行う信号処理方法であって、
   入力信号の第１の入力値と該第１の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第２の入力値との差である第１の傾き値を、該第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値と該第３の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第４の入力値との差である第２の傾き値で除算した値である信号傾き値の比を算出し、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えたか否かを監視し、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えない場合、前記第１の入力値、前記第３の入力値、及び１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値から前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求め、又は、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えた場合、１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値に前記信号傾き値の比を乗算して、前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求める、ことを特徴とする信号処理方法。
4. 回帰型離散フーリエ変換を用いて入力信号に対して信号処理を行う信号処理プログラムであって、コンピュータを、
   入力信号の第１の入力値と該第１の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第２の入力値との差である第１の傾き値を、該第１の入力値より１周期前の入力値である第３の入力値と該第３の入力値より少なくとも１ポイント前の入力値である第４の入力値との差である第２の傾き値で除算した値である信号傾き値の比を算出する傾き値算出部と、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えたか否かを監視する入力監視部と、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えない場合、前記第１の入力値、前記第３の入力値、及び１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値から前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求め、又は、
   前記信号傾き値の比が所定の閾値を超えた場合、１周期前の特定周波数成分の離散フーリエ変換値に前記信号傾き値の比を乗算して、前記第１の入力値取得時点の特定周波数成分の離散フーリエ変換値を求める、離散フーリエ変換部と、
   として機能させることを特徴とする信号処理プログラム。

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