JP2010091412A - Temperature detection circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、バンドギャップ回路を用いた温度検出回路に関する。 The present invention relates to a temperature detection circuit using a band gap circuit.
近年、半導体装置(IC)の高集積化が進み、単位面積あたりの発熱量が増加しており、製品やICパッケージの小型化に伴いチップ温度は上昇傾向にある。そのため、チップ内の発熱量を所定値以下に制限しながら動作を継続させる発熱量制御や過熱検出などの必要性が高まっている。例えば、特許文献1には、電力増幅用半導体素子の温度を検出する温度検出素子を備え、外部に設けた付加回路がその温度検出信号に基づいて電力増幅用半導体素子の出力制限を行うインテリジェントパワーモジュールが開示されている。こうした制御を行うには、チップ温度を正確に検出することが必要である。
In recent years, semiconductor devices (ICs) have been highly integrated, and the amount of heat generated per unit area has increased. With the miniaturization of products and IC packages, the chip temperature tends to increase. For this reason, there is an increasing need for heat generation control and overheat detection for continuing the operation while limiting the heat generation amount in the chip to a predetermined value or less. For example,
従来の半導体チップ上の温度検出回路としては、ダイオードの順方向電圧Vfを使用したものがある(特許文献2、3参照)。この温度検出回路は、例えば図5に示すように、定電流回路1とダイオード2が電源線間に直列に接続されて構成されており、ダイオード2の順方向電圧4Vfに基づいて温度を検出している。この温度検出回路は小型であるが、ダイオードの製造ばらつきにより順方向電圧Vfがばらつくため、広い温度範囲において高精度に温度を検出することが難しい。
A conventional temperature detection circuit on a semiconductor chip uses a diode forward voltage Vf (see Patent Documents 2 and 3). For example, as shown in FIG. 5, this temperature detection circuit is configured by connecting a constant
これに対しては、図6に示すように、異なる電流を出力する2つの定電流回路3、4を用いてダイオード5の順方向電圧Vfを測定し、順方向電圧Vfの差が絶対温度に比例することに基づいて温度を検出する方法が提案されている(特許文献4参照)。しかしながら、定電流回路3、4を切り替えたり測定後に演算を行う必要があるため、回路規模が大きくなり、処理に時間がかかるという問題がある。
For this, as shown in FIG. 6, the forward voltage Vf of the
より高精度に温度を検出するために、バンドギャップ回路の温度特性を使用したものがある(特許文献5参照)。この温度検出回路6は、図7に示すようにトランジスタ7〜10と抵抗11とからなるバンドギャップ回路12およびトランジスタ13と抵抗14とからなる出力回路15から構成されており、出力端子16を介して絶対温度に比例した電圧を出力するようになっている。
しかし、本願発明者が図7に示す温度検出回路6を解析したところ、トランジスタ7に流れるベース電流Ib1に応じて負のオフセット電圧が出力されることが判明した。その結果、検査工程で温度検出回路6の出力特性を調整する場合、オフセット電圧の調整と温度特性の傾きの調整とを同時に行う必要が生じ、調整作業に手間を要したり広範囲の温度を正確に検出することが難しいという問題があった。
However, when the inventor of the present application analyzed the
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、広範囲の温度を極力少ない補正で高精度に検出できる温度検出回路を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a temperature detection circuit capable of detecting a wide range of temperatures with high accuracy with as little correction as possible.
請求項1に記載した手段によれば、ベース同士が接続された第1、第2のトランジスタに電流を流し(電流比1:A)、第1のトランジスタのコレクタ電流を第4および第6のトランジスタを介してB倍(B≠0)にして第2の抵抗に流し出力電圧を得る。第1のトランジスタと第2のトランジスタのサイズの比をC:1とし、第1のトランジスタのベース電流をIb1、コレクタ電流をIc1、熱電圧をVT(=kT/q k:ボルツマン定数、T:絶対温度、q:電子の電荷)、第1、第2の抵抗の抵抗値をR1、R2とすると、Ib1+Ic1はVT/R1・ln(A・C)となり絶対温度に比例する。第4のトランジスタにはこのうちのコレクタ電流Ic1だけが流れるので、第6のトランジスタを介して第2の抵抗に流れる電流はB・Ic1となり、出力端子の電圧VoutはB・R2/R1・ln(A・C)・VT−B・R2・Ib1となる。この第2項の電圧がオフセット電圧となる。
According to the means described in
そこで、補正回路は、第3のトランジスタを介して第1および第2のトランジスタに流すベース電流のB/(1+A)倍の電流を生成し、この補正電流を出力端子を介して第2の抵抗に流す。第1、第2のトランジスタのベース電流比はコレクタ電流比と同様に1:Aとなるので、補正電流はB・Ib1となり、上記した電圧Voutの第2項のオフセット電圧が補償されてゼロになる。その結果、出力特性の調整工程では、オフセット電圧の調整が不要となり、温度特性の傾きの調整のみで済むので、広範囲の温度を極力少ない調整で高精度に検出できるようになる。 Therefore, the correction circuit generates a current B / (1 + A) times the base current passed through the first and second transistors via the third transistor, and this correction current is supplied to the second resistor via the output terminal. Shed. Since the base current ratio of the first and second transistors is 1: A like the collector current ratio, the correction current is B · Ib1, and the offset voltage of the second term of the voltage Vout is compensated to be zero. Become. As a result, in the output characteristic adjustment step, adjustment of the offset voltage is not necessary, and only the adjustment of the gradient of the temperature characteristic is required, so that a wide range of temperatures can be detected with high accuracy with as little adjustment as possible.
請求項2に記載した手段によれば、補正回路は、第2の電源線と第3のトランジスタとの間に接続された第7のトランジスタと第2の電源線と出力端子との間に接続された第8のトランジスタとからなるカレントミラー回路により構成され、1:B/(1+A)のミラー比を得ている。 According to the means described in claim 2, the correction circuit is connected between the seventh transistor, the second power supply line, and the output terminal connected between the second power supply line and the third transistor. And a mirror ratio of 1: B / (1 + A).
請求項3に記載した手段によれば、第7および第8のトランジスタにベース電流を供給する第9のトランジスタを備えているので、ベース電流の影響を排除でき、より正確なミラー比を得られる。
According to the means described in
請求項4に記載した手段によれば、第4、第5、第6のトランジスタによりカレントミラー回路が構成され、第4、第5、第6のトランジスタにベース電流を供給する第10のトランジスタを備えているので、ベース電流の影響を排除でき、より正確なミラー比を得られる。
According to the means described in
請求項5に記載した手段によれば、A、Bは1以上の整数であり、B/(1+A)が整数となり且つA・Cが1以外となるようにA、BおよびCが選択される。この場合、例えば第4、第5、第6のトランジスタからなるカレントミラー回路のミラー比と、第7および第8のトランジスタからなるカレントミラー回路のミラー比が整数比になる。その結果、同一構造を持つトランジスタを並列に用いて、必要なミラー比を持つカレントミラー回路を容易に構成することができる。
According to the means described in
請求項6に記載した手段によれば、バンドギャップ回路の起動回路を備えているので、電源供給により直ちに且つ確実に起動できる。
According to the means described in
(第1の実施形態)
以下、本発明の第1の実施形態について図1ないし図3を参照しながら説明する。
図1は、ICチップ内に形成される温度検出回路の構成図であって、図7と同一構成部分には同一符号を付している。温度検出回路21は、バンドギャップ回路22、出力回路15、補正回路23および起動回路24から構成されており、第1、第2の電源線25、26を通して与えられる一定の電源電圧Vccにより動作するようになっている。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 3.
FIG. 1 is a configuration diagram of a temperature detection circuit formed in an IC chip, and the same components as those in FIG. The
ベース同士が接続された第4、第5、第6のトランジスタ9、10、13は、カレントミラー回路を構成している。第10のトランジスタ27は、これらトランジスタ9、10、13にベース電流を供給する。トランジスタ9、10、13は、同一構造を持つトランジスタ(以下、基本トランジスタと称す)が必要に応じて並列接続されて構成されており、そのミラー比は1:A:Bに設定されている。
The fourth, fifth, and
バンドギャップ回路22において、トランジスタ9と電源線25との間には第1のトランジスタ7と第1の抵抗11とが直列に接続されており、トランジスタ10と電源線25との間には第2のトランジスタ8が接続されている。トランジスタ7と8のベースは共通に接続されており、トランジスタ7と8のサイズの比はC:1とされている(後述するように本実施形態ではC=1)。第3のトランジスタ28は、トランジスタ7、8にベース電流を供給するもので、そのコレクタは後述するように補正回路23に接続されている。
In the
出力回路15は、電源線26と電源線25との間に出力端子16を挟んで直列に接続された第6のトランジスタ13および第2の抵抗14を備えている。後述するように、出力端子16の電圧Voutは、正確に絶対温度に比例した電圧となる。
The
補正回路23は、トランジスタ28を介してトランジスタ7、8に流すベース電流のB/(1+A)倍の電流を生成して出力端子16に出力するもので、電源線26とトランジスタ28との間に接続された第7のトランジスタ29と、電源線26と出力端子16との間に接続された第8のトランジスタ30とからなるカレントミラー回路により構成されている。第9のトランジスタ31は、トランジスタ29、30にベース電流を供給する。トランジスタ29、30は、上述した基本トランジスタが必要に応じて並列接続されて構成されており、そのミラー比は1:B/(1+A)に設定されている。
The
上記したA、B、Cについては、原理上A・C≠1、B≠0が必須の条件となるが、本実施形態ではAを2以上の整数とし、Bを1以上の整数とし、Cを1とし、B/(1+A)が整数となるようにAとBを設定している。このように設定すると、第4、第5、第6のトランジスタ9、10、13のミラー比1:A:Bおよび第7、第8のトランジスタ29、30のミラー比1:B/(1+A)が何れも整数比となり、基本トランジスタだけを用いて所望のミラー比が得られるという利点がある。具体的には、(A,B)=(2,3)、(2,6)、(3,4)、(3,8)、(4,5)、(4,10)などを用いる。
For A, B, and C described above, in principle, A · C ≠ 1 and B ≠ 0 are indispensable conditions. In this embodiment, A is an integer of 2 or more, B is an integer of 1 or more, and C Is set to 1, and A and B are set so that B / (1 + A) is an integer. With this setting, the mirror ratio 1: A: B of the fourth, fifth and
起動回路24は、電源線26、25間に接続された抵抗32とダイオード33との直列回路およびダイオード33のアノードとトランジスタ8のコレクタとの間に接続された逆流防止用のダイオード34から構成されている。ダイオード33は、3個以上のダイオードが直列に接続されてなる簡易電圧源である。電源投入時にダイオード34が順方向にバイアスされることでバンドギャップ回路22の起動を行い、起動後はダイオード34が逆バイアスとなり温度検出動作への影響を遮断する。
The starting
図2は、温度検出回路21の使用例を示している。A/D変換回路35は、温度検出回路21から出力される電圧Voutをデジタル値にA/D変換し、図示しないマイクロコンピュータがそのデジタル値を用いて発熱量制御を実行する。発熱量制御とは、既述したようにICチップ内の発熱量を所定値以下に制限しながらICの動作を継続させる制御である。また、コンパレータ36は、温度検出回路21から出力される電圧Voutと基準温度に対応する基準電圧とを比較して温度判定信号を出力する。この温度判定信号は、警報、過熱保護などの判定に用いることができる。
FIG. 2 shows an example of use of the
次に、温度検出回路21の出力電圧Voutを解析的に求める。
以下の説明において、第1のトランジスタ7のベース電流をIb1、コレクタ電流をIc1、第2のトランジスタ8のベース電流をIb2、コレクタ電流をIc2、第3のトランジスタ28のコレクタ電流をIc3、トランジスタ7、8の飽和電流をIs、熱電圧をVT、第1、第2の抵抗11、14の抵抗値をR1、R2とする。
Next, the output voltage Vout of the
In the following description, the base current of the first transistor 7 is Ib1, the collector current is Ic1, the base current of the
第1、第2のトランジスタ7、8のベース・エミッタ間電圧VBE1、VBE2はそれぞれ(1)式、(2)式となる。ここで、熱電圧VTは(3)式となる。kはボルツマン定数、Tは絶対温度、qは電子の電荷である。
図1に示す回路構成から、トランジスタ7、8のベース・エミッタ間電圧VBE1、VBE2の間には(4)式に示す関係がある。この(4)式に(1)式と(2)式を代入すると(5)式が得られる。
トランジスタ9、10、13のベース電流はトランジスタ27を介して流れ、トランジスタ7、8のベース電流はトランジスタ28を介して流れるので、トランジスタ7、8のコレクタ電流Ic1、Ic2の間にはミラー比に従って(6)式が成立する。また、トランジスタ7、8の直流電流増幅率hfeは等しいので、(7)式も成立する。(5)式に(6)式と(7)式を代入すると(8)式が得られる。この(8)式は、第1のトランジスタ7のコレクタ電流Ic1とベース電流Ib1との電圧降下により、抵抗11に熱電圧VTが発生することを示している。
Since the base currents of the
カレントミラー回路を介してトランジスタ7のコレクタ電流Ic1のみを出力回路15に取り出すので、B・Ib1の電流が不足する。補正回路23が存在しない場合には、出力電圧Voutは(9)式となる。この(9)式の第1項は絶対温度に比例する項となるが、第2項は負のオフセット電圧となっていることが分かる。特に、トランジスタ7、8の直流電流増幅率hfeが小さい場合には、コレクタ電流Ic1に対するベース電流Ib1の割合が大きくなるので、生じるオフセット電圧も大きくなる。また、温度変化によりベース電流Ib1が変化するとオフセット電圧も変動する。従って、従来の温度検出回路6の場合、オフセット電圧の調整と温度特性の傾きの調整とを同時に行う必要がある。また、温度変化によりオフセット電圧が生じて温度検出特性に誤差が生じる。
そこで、本実施形態の温度検出回路21では、補正回路23を付加して上記オフセット電圧を補償している。トランジスタ28は、トランジスタ7、8のベース電流Ib1、Ib2を供給するので、そのコレクタ電流Ic3は(10)式のようになる。補正回路23のミラー比は1:B/(1+A)に設定されているので、補正回路23から出力端子16に出力される補正電流Ixは(11)式のようになる。その結果、温度検出回路21の出力電圧Voutは、(9)式で示す補正前の電圧に(11)式で示す補正電流Ixに応じた補正電圧Ix・R2が加わることになり、最終的に(12)式または(13)式となる。
Therefore, in the
図3は、温度検出回路21の出力電圧特性を実線で示し、従来の温度検出回路6の出力電圧特性を破線で示している。横軸は絶対温度[K]であり、縦軸は出力電圧Vout[V]である。(12)式または(13)式に示すように、補正回路23を付加することにより、従来存在していた負のオフセット電圧が補償されてゼロ(または極めてゼロに近い値)になっていることが分かる。
FIG. 3 shows the output voltage characteristic of the
以上説明した本実施形態によれば、補正回路23を付加することにより、出力電圧Voutに現れていたオフセット電圧をほぼゼロにすることができる。その結果、出力特性の調整工程において、オフセット電圧の調整が不要となり、温度特性の傾きの調整のみで済むので、広範囲の温度を極力少ない調整で正確に検出できるようになる。温度特性の傾きは、抵抗11または14のトリミングにより容易に調整できる。また、トランジスタ27、28、31を設けたので、ベース電流が流れることによる誤差を低減できる。
According to the present embodiment described above, by adding the
(第2の実施形態)
次に、本発明の第2の実施形態について図4を参照しながら説明する。
図4は、ICチップ内に形成される温度検出回路の構成図であって、図1と同一構成部分には同一符号を付している。この温度検出回路41では、Aを1、Cを2以上の整数(つまり第1のトランジスタ7をC個の基本トランジスタから構成する)としており、原理上必要となるA・C≠1は満たされている。また、B/(1+A)が整数となるように、Bを2の倍数としている。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 4 is a configuration diagram of a temperature detection circuit formed in the IC chip, and the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In this
この場合、第1のトランジスタ7のベース・エミッタ間電圧VBE1は(14)式となる。上述した(4)式に(14)式と(2)式を代入すると(15)式が得られる。この(15)式に上述した(6)式と(7)式を代入すると(16)式が得られる。本実施形態ではCは1ではないため、ln(A・C)の項が存在する。 In this case, the base-emitter voltage VBE1 of the first transistor 7 is expressed by equation (14). Substituting Equation (14) and Equation (2) into Equation (4) described above yields Equation (15). By substituting the above-described equations (6) and (7) into equation (15), equation (16) is obtained. In this embodiment, since C is not 1, there is a term of ln (A · C).
補正回路23が存在しない従来構成(図7参照)の場合には、出力電圧Voutは(17)式となる(図7に示す構成ではA=B=1、C≠1)。この(17)式の第1項は絶対温度に比例する項となるが、第2項は負のオフセット電圧となっていることが分かる。そこで、本実施形態の温度検出回路41でも、第1の実施形態と同様に補正回路23を付加して上記オフセット電圧を補償している。その結果、温度検出回路41の出力電圧Voutは、(17)式で示す補正前の電圧に(11)式で示す補正電流Ixに応じた補正電圧Ix・R2が加わることになり、最終的に(18)式または(19)式となる。このように、本実施形態によっても、第1の実施形態と同様の作用および効果が得られる。
In the case of the conventional configuration in which the
(その他の実施形態)
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
実際にICを製造する上でミラー比1:A:Bおよび1:B/(1+A)を整数比に設定することが好ましいが、温度検出回路21の動作原理からは整数比となることが必須の条件ではない。
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, and can be modified or expanded as follows, for example.
In actual manufacture of the IC, it is preferable to set the mirror ratios 1: A: B and 1: B / (1 + A) to integer ratios, but from the operating principle of the
トランジスタのサイズの比C:1についても整数比となることが必須の条件ではない。 トランジスタのサイズの比をC:1にするためには、図4に示すように第1のトランジスタをC個の基本トランジスタから構成することの他に、第1のトランジスタと第2のトランジスタとでエミッタの面積比をC:1としてもよい。 It is not essential that the transistor size ratio C: 1 be an integer ratio. In order to set the transistor size ratio to C: 1, the first transistor is composed of C basic transistors as shown in FIG. The area ratio of the emitter may be C: 1.
トランジスタ9、10、13、29、30の直流電流増幅率hfeが十分に大きい場合には、トランジスタ27、31は省略してもよい。
補正回路は、第3のトランジスタ28を介して第1および第2のトランジスタ7、8に流すベース電流のB/(1+A)倍の電流を生成して出力端子16に出力するものであれば、他の回路構成であってもよい。
トランジスタ9、10、13をMOSFETに置き換えてもよい。
When the direct current amplification factor hfe of the
If the correction circuit generates a current B / (1 + A) times the base current passed through the first and
The
7、8、28、9、10、13、29、30、31、27は第1、第2、第3、第4、第5、第6、第7、第8、第9、第10のトランジスタ、11、14は第1、第2の抵抗、15は出力回路、16は出力端子、21、41は温度検出回路、22はバンドギャップ回路、23は補正回路、24は起動回路、25、26は第1、第2の電源線である。
7, 8, 28, 9, 10, 13, 29, 30, 31, 27 are the first, second, third, fourth, fifth, sixth, seventh, eighth, ninth,
Claims (6)
前記第2の電源線と前記第1の電源線との間に出力端子を挟んで接続された第6のトランジスタおよび第2の抵抗を備え、前記第4および第6のトランジスタに流れる電流比が1:B(B≠0)に設定された出力回路と、
前記第3のトランジスタを介して前記第1および第2のトランジスタに流すベース電流のB/(1+A)倍の電流を生成して前記出力端子に流す補正回路とから構成されていることを特徴とする温度検出回路。 A first transistor having an emitter connected to a first power supply line via a first resistor; a first transistor having a base connected to the first transistor and an emitter directly connected to the first power supply line; Two transistors, a third transistor for supplying a base current to the first and second transistors, a fourth transistor connected between a second power supply line and the first and second transistors, respectively. A size ratio of the first transistor to the second transistor is set to C: 1, and a ratio of current flowing through the fourth and fifth transistors is set to 1: A. A band gap circuit;
A sixth transistor and a second resistor connected with an output terminal sandwiched between the second power line and the first power line, and a current ratio flowing through the fourth and sixth transistors is 1: an output circuit set to B (B ≠ 0);
And a correction circuit that generates a current B / (1 + A) times the base current passed through the first and second transistors via the third transistor and flows the current to the output terminal. Temperature detection circuit.
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WO2020232708A1 (en) * | 2019-05-20 | 2020-11-26 | Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company Limited | Single-temperature-point temperature sensor sensitivity calibration |
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