JP2010081779A

JP2010081779A - Power-supply apparatus and switching method therefor

Info

Publication number: JP2010081779A
Application number: JP2008261405A
Authority: JP
Inventors: Hideaki Fukazawa; 秀昭深澤; Ichiro Tamaki; 一郎田牧
Original assignee: Kawasaki Microelectronics Inc
Current assignee: Kawasaki Microelectronics Inc
Priority date: 2008-09-01
Filing date: 2008-10-08
Publication date: 2010-04-08

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power-supply apparatus controlling a timing in a switching operation at a low cost and with a universal utility, and also to provide its switching method. <P>SOLUTION: A switching power supply is equipped with: a transformer having a primary winding, a secondary winding, and a control winding; a switching element for switching a current flowing in the direction from the dot terminal of the primary winding to its non-dot terminal; and a rectifying and smoothing circuit to rectify and smooth the output of the secondary winding for generating the output voltage. The dot terminal of the primary winding is connected to the power supply, and the non-dot terminal is connected to the switching element. The switching power supply is equipped with: a circuit having a clamping means for clamping a level in the non-dot terminal to a predetermined potential, and a first diode for taking out the waveform of a positive potential in reference to the predetermined potential from the dot terminal of the control winding; and a controlling device having a zero-point detector for inspecting the waveform of the positive potential to detect a predetermined timing, and a controller to turn on the switching element on the basis of a detected result by the zero-point detector. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、電力損失が少ないスイッチングを可能とする電源装置及びこの電源装置のスイッチング方法に関する。 The present invention relates to a power supply device that enables switching with less power loss and a switching method of the power supply device.

従来から、出力が１５０Ｗ程度のスイッチング電源としては、フライバックコンバータの一種である、リンギングチョークコンバータが多く用いられている。この回路構成の一例を図１１に示す。このような回路では、トランスの１次巻線の一端（ドット側端子）に１次電源が供給され、他方の端子（非ドット側端子）は、スイッチング素子Ｑｓを介してグランドＧＮＤに接続される。そして、スイッチング素子Ｑｓを所定のタイミングでＯＮ（オン）／ＯＦＦ（オフ）することにより、トランスの２次巻線に電気エネルギーを供給する。そして、２次巻線の出力を整流、平滑し、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。前記スイッチング素子Ｑｓとしては、ＭＯＳＦＥＴが使用される場合が多い。また、この場合、前記ＭＯＳＦＥＴと並列に、キャパシタＣｒが接続され、いわゆるスナバ回路を構成するのが一般的である。 Conventionally, as a switching power supply having an output of about 150 W, a ringing choke converter, which is a kind of flyback converter, is often used. An example of this circuit configuration is shown in FIG. In such a circuit, the primary power is supplied to one end (dot side terminal) of the primary winding of the transformer, and the other terminal (non-dot side terminal) is connected to the ground GND via the switching element Qs. . Then, electric energy is supplied to the secondary winding of the transformer by turning ON / OFF the switching element Qs at a predetermined timing. Then, the output of the secondary winding is rectified and smoothed to generate the output voltage Vout. As the switching element Qs, a MOSFET is often used. In this case, a capacitor Cr is generally connected in parallel with the MOSFET to form a so-called snubber circuit.

この図１１に示すようなスイッチング電源においては、「スイッチＯＮ」のタイミングは、ゼロ電流検出回路によって決定され、「スイッチＯＦＦ」のタイミングは、フィードバック回路の出力電圧とドレイン電流検出電圧によって決定される。 In the switching power supply as shown in FIG. 11, the “switch ON” timing is determined by the zero current detection circuit, and the “switch OFF” timing is determined by the output voltage of the feedback circuit and the drain current detection voltage. .

スイッチング素子ＱｓのＯＮ／ＯＦＦ時におけるドレイン電圧（Ｖｄｓ）、コントロール巻線から制御手段に出力される信号（Ｖｃ）、２次側電流（Ｉｓ）及びスイッチング素子Ｑｓのドレイン電流（Ｉｄ）の各波形を図１２に示す。 Waveforms of drain voltage (Vds) when switching element Qs is turned ON / OFF, signal (Vc) output from control winding to control means, secondary current (Is), and drain current (Id) of switching element Qs Is shown in FIG.

スイッチＯＮ時は、トランス１次側のインダクタンスＬｐを通してドレイン電流（Ｉｄ）が供給される。図中のドレイン電流（Ｉｄ）は、電流−電圧変換抵抗Ｒｄにより電圧に変換されて、ドレイン電流検出電圧として制御手段内に取り込まれる。この制御手段内では、トランス２次側に接続されたフィードバック回路からの信号とドレイン電流検出電圧とが比較され、制御手段がスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）のＯＦＦのタイミングを決定し、スイッチをＯＦＦにする（ｔ１）。スイッチがＯＦＦにされた瞬間から、トランス２次側のインダクタンスＬｓが放電を開始し、２次側のダイオード（Ｄｏｕｔ）を通して電流が供給される。この間、ドレイン電圧（Ｖｄｓ）は、図１２のｔ１〜ｔ２で示されるように、ノイズが乗っているものの、ほぼ一定に保たれる。 When the switch is ON, the drain current (Id) is supplied through the inductance Lp on the primary side of the transformer. The drain current (Id) in the figure is converted into a voltage by the current-voltage conversion resistor Rd and is taken into the control means as a drain current detection voltage. In this control means, the signal from the feedback circuit connected to the secondary side of the transformer and the drain current detection voltage are compared, and the control means determines the OFF timing of the switch (MOSFET) and turns off the switch ( t1). From the moment when the switch is turned OFF, the transformer secondary side inductance Ls starts discharging, and current is supplied through the secondary side diode (Dout). During this time, the drain voltage (Vds) is kept substantially constant although noise is present, as indicated by t1 to t2 in FIG.

トランス２次側の放電が終了する時点（ｔ２）から、スナバコンデンサＣｒ内に蓄積された電荷が放出され始める。すると、ＬｐとＣｒによる共振が発生し、図１２のｔ２以降の波形に示されるように、ドレイン電圧（Ｖｄｓ）がゆっくりと減少を始める。 The electric charge accumulated in the snubber capacitor Cr starts to be released from the time (t2) when the discharge on the transformer secondary side ends. Then, resonance due to Lp and Cr occurs, and the drain voltage (Vds) starts to decrease slowly as shown by the waveform after t2 in FIG.

このときのＬｐとＣｒによる共振の周波数ｆは、
ｆ＝１／（２π・（Ｌｐ・Ｃｒ）^１／２）
で表される。 The frequency f of resonance by Lp and Cr at this time is
f = 1 / (2π · (Lp · Cr) ^1/2 )
It is represented by

また、トランス１次側のコントロール巻線では、図中のＶｃで示すような波形が出力される。制御手段では、この電圧Ｖｃがゼロになったときに、トランス２次側のインダクタンスＬｓが放電を完了したと判断して次のスイッチング動作（スイッチＯＮ）に移行する（ｔ３）。 In addition, a waveform as indicated by Vc in the figure is output from the control winding on the transformer primary side. When the voltage Vc becomes zero, the control means determines that the transformer secondary side inductance Ls has completed the discharge, and shifts to the next switching operation (switch ON) (t3).

なお、前記スイッチＯＮ（ｔ３）の時点におけるドレイン電圧が、図中Ｖｄｓに示されるようにまだ高い状態であった場合、Ｉｄ×Ｖｄｓのスイッチング損失が大きくなってしまうという問題がある。 If the drain voltage at the time of the switch ON (t3) is still high as indicated by Vds in the figure, there is a problem that the switching loss of Id × Vds becomes large.

このような問題を解決する方法として、例えば、図１１中に示すように遅延回路が設置されている。これは、トランス１次側のコントロール巻線と制御手段との間に遅延回路を設け、前記コントロール巻線から制御手段に出力される信号（Ｖｃ）に遅延をかけることにより、ドレイン電圧（Ｖｄｓ）が十分に低くなった状態で、次のスイッチング動作（スイッチＯＮ）を行わせるというものである。 As a method for solving such a problem, for example, a delay circuit is provided as shown in FIG. This is because a delay circuit is provided between the control winding on the primary side of the transformer and the control means, and the drain voltage (Vds) is obtained by delaying the signal (Vc) output from the control winding to the control means. The next switching operation (switch ON) is performed in a state where the current value is sufficiently low.

特許文献１には、この様な遅延回路の例が記載されている。 Patent Document 1 describes an example of such a delay circuit.

特許第３４５８３６９号公報Japanese Patent No. 3458369

しかし、この図１１に示す回路では、
１）遅延回路が付加され、コストアップ要因となる
２）スナバコンデンサやトランス１次側のインダクタンスＬｐを変更した場合、遅延の定数が変化してしまうため、電源回路としての汎用性が失われる
という問題点がある。 However, in the circuit shown in FIG.
1) A delay circuit is added, which causes a cost increase. 2) When the snubber capacitor or the transformer primary side inductance Lp is changed, the delay constant changes, so the versatility of the power supply circuit is lost. There is a problem.

そこで本発明は、スイッチング素子におけるスイッチングのタイミングを、低コストで、かつ、汎用性を保って制御することを可能とする電源装置及びこの電源装置のスイッチング方法を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a power supply apparatus and a switching method for the power supply apparatus that can control the switching timing of the switching element at low cost while maintaining versatility.

上記目的を達成するために、本発明は、一次巻線、二次巻線及びコントロール巻線を有するトランスと、前記一次巻線のドット側端子から非ドット側端子に向かう方向の電流をスイッチングするスイッチング素子と、前記二次巻線の出力を整流、平滑して出力電圧を生成する整流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記一次巻線のドット側端子が電源に、また、非ドット側端子が前記スイッチング素子に各々接続され、
前記コントロール巻線の非ドット側端子を所定電位にクランプするクランプ手段と、前記コントロール巻線のドット側端子から、前記所定電位に比較して正の電位の波形を取り出すための第１のダイオードとを有する回路を備え、
さらに、前記正の電位の波形を観察して、所定のタイミングを検出するゼロ点検出部と、該ゼロ点検出部による検出結果に基づいて、前記スイッチング素子をＯＮさせる制御部とを有する制御装置を備えることを特徴とする電源装置を提供するものである。 In order to achieve the above object, the present invention switches a transformer having a primary winding, a secondary winding, and a control winding, and a current in a direction from the dot side terminal to the non-dot side terminal of the primary winding. In a switching power supply device comprising a switching element and a rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes the output of the secondary winding to generate an output voltage,
The dot side terminal of the primary winding is connected to the power source, and the non-dot side terminal is connected to the switching element, respectively.
Clamping means for clamping the non-dot side terminal of the control winding to a predetermined potential; and a first diode for extracting a waveform of a positive potential compared to the predetermined potential from the dot side terminal of the control winding; Comprising a circuit having
Further, a control device having a zero point detection unit that observes the waveform of the positive potential and detects a predetermined timing, and a control unit that turns on the switching element based on a detection result by the zero point detection unit A power supply device comprising: is provided.

ここで、前記クランプ手段は、グランドから前記コントロール巻線の非ドット側端子に向かって直列に接続された少なくとも１つの第２のダイオードであり、前記第１のダイオードは、アノードが接地され、カソードが前記コントロール巻線のドット側端子に接続されていることが好ましい。 Here, the clamp means is at least one second diode connected in series from the ground toward the non-dot-side terminal of the control winding, and the first diode has an anode grounded and a cathode Is preferably connected to the dot-side terminal of the control winding.

また、前記コントロール巻線は、一方の端子が第２の整流平滑回路に接続され、該第２の整流平滑回路で整流されたＤＣ出力が、前記制御装置の電源として供給されることが好ましい。 Further, it is preferable that one terminal of the control winding is connected to a second rectifying / smoothing circuit, and a DC output rectified by the second rectifying / smoothing circuit is supplied as a power source of the control device.

また、前記クランプ手段は、前記コントロール巻線の非ドット側端子をグランド電位に接続する手段であり、前記第１のダイオードは、アノードが前記コントロール巻線のドット側端子に接続されていることが好ましい。 The clamp means is means for connecting a non-dot side terminal of the control winding to a ground potential, and the first diode has an anode connected to the dot side terminal of the control winding. preferable.

また、前記コントロール巻線は、非ドット側端子が第２の整流平滑回路に接続され、該第２の整流平滑回路で整流された前記所定電位に比較して正のＤＣ出力が、前記制御装置の電源として供給される第１のコントロール巻線と、非ドット側端子が前記クランプ手段によりグランドに固定され、ドット側端子が前記第１のダイオードのアノードに接続された第２のコントロール巻線とを有することが好ましい。 The control winding has a non-dot side terminal connected to a second rectifying / smoothing circuit, and a positive DC output compared with the predetermined potential rectified by the second rectifying / smoothing circuit A first control winding that is supplied as a power source of the first and a second control winding in which a non-dot side terminal is fixed to the ground by the clamping means, and a dot side terminal is connected to the anode of the first diode; It is preferable to have.

また、前記ゼロ点検出部が、前記正の電位の波形の微分値を示す信号を生成する微分回路と、該微分値を示す信号がゼロとなるタイミングを検出するゼロ点検出回路とを備えることが好ましい。 The zero point detection unit includes a differentiation circuit that generates a signal indicating a differential value of the waveform of the positive potential, and a zero point detection circuit that detects a timing at which the signal indicating the differential value becomes zero. Is preferred.

また、前記ゼロ点検出部による検出結果に基づく制御に対し、前記スイッチング素子をＯＮした後の所定時間、マスキング処理を行うマスキング処理部を備えていることが好ましい。 Moreover, it is preferable to provide a masking processing unit that performs a masking process for a predetermined time after the switching element is turned on for the control based on the detection result by the zero point detection unit.

また、本発明は、上記のいずれかに記載の電源装置を用いたスイッチング方法であって、
前記スイッチング素子がＯＦＦし、前記二次巻線からの放電が終了した後に、前記クランプ手段が、前記コントロール巻線の非ドット側端子を所定電位にクランプしつつ、前記ゼロ点検出部が、前記正の電位の波形の微分値がゼロとなるタイミングを検出し、該検出したタイミングに基づいて、前記制御部が前記スイッチング素子をＯＮさせるための制御信号を生成することを特徴とする電源装置のスイッチング方法を提供する。 Further, the present invention is a switching method using any one of the power supply devices described above,
After the switching element is turned off and the discharge from the secondary winding is finished, the clamp means clamps the non-dot side terminal of the control winding to a predetermined potential, and the zero point detection unit A power supply device characterized in that a timing at which a differential value of a positive potential waveform becomes zero is detected, and the control unit generates a control signal for turning on the switching element based on the detected timing. A switching method is provided.

ここで、前記ゼロ点検出部による検出結果に基づく制御に対し、前記スイッチング素子をＯＮした後の所定時間、マスキング処理を行うことが好ましい。 Here, it is preferable to perform a masking process for a predetermined time after the switching element is turned on for the control based on the detection result by the zero point detection unit.

本発明によれば、コントロール巻線の非ドット側端子を所定電位にクランプし、ドット側端子から、正の電位の波形を取り出すことにより、スイッチング素子のドレイン電圧の波形における極小点（最小電圧）のタイミングを正確に検出することができ、スイッチング素子を正確なタイミングでスイッチング（ＯＮ）させることができる。これにより、スイッチング素子におけるスイッチングのタイミングを低コストで、かつ、汎用性を保って制御することを可能とする電源装置及びこの電源装置のスイッチング方法が提供される。 According to the present invention, the non-dot side terminal of the control winding is clamped to a predetermined potential, and the waveform of the positive potential is taken out from the dot side terminal, whereby the minimum point (minimum voltage) in the waveform of the drain voltage of the switching element is obtained. Can be accurately detected, and the switching element can be switched (ON) with accurate timing. As a result, a power supply device and a switching method for the power supply device that can control the switching timing of the switching element at low cost while maintaining versatility are provided.

以下、本発明を実施するための最良の形態の一例を説明する。 Hereinafter, an example of the best mode for carrying out the present invention will be described.

図１に、本発明に係る電源装置の回路構成の一例を示す。また、図２に、本発明に係る電源装置の回路構成の他の一例を示す。図１と図２は、後述するゼロ点検出部（図１および図２では、ボトム検出手段と記してある）２２ａをダイオード１８ｂのカソードに接続する構成が異なっている。なお、図１及び図２において、同一の部分には同一の番号を付している。 FIG. 1 shows an example of a circuit configuration of a power supply device according to the present invention. FIG. 2 shows another example of the circuit configuration of the power supply device according to the present invention. 1 and 2 are different from each other in a configuration in which a zero point detection unit (described as bottom detection means in FIGS. 1 and 2) 22a to be described later is connected to the cathode of a diode 18b. In FIG. 1 and FIG. 2, the same parts are denoted by the same reference numerals.

図１及び図２に示すように、本発明に係る電源装置１０において、トランス１２の一次巻線１２ａの一方の端子（ドット側端子）は入力電源２４に接続されている。入力電源２４では、ＡＣ入力電源から供給されるＡＣ電源が、４つのダイオードで構成される整流回路により全波整流され、さらに、容量素子Ｃｉｎによって平滑化された正のＤＣ電源が一次巻線１２ａの一方の端子に供給される。 As shown in FIGS. 1 and 2, in the power supply device 10 according to the present invention, one terminal (dot-side terminal) of the primary winding 12 a of the transformer 12 is connected to the input power supply 24. In the input power source 24, the AC power source supplied from the AC input power source is full-wave rectified by a rectifier circuit composed of four diodes, and the positive DC power source smoothed by the capacitive element Cin is the primary winding 12a. Is supplied to one of the terminals.

前記一次巻線１２ａの他方の端子（非ドット側端子）は、スイッチング素子１４のドレインに接続されている。このスイッチング素子１４のスイッチングにより、一次巻線１２ａのドット側端子から非ドット側端子に向かう一次電流がスイッチングされる。さらに、このスイッチング素子１４のソースは、直列に接続された抵抗２６を介してＧＮＤに接続されている。この抵抗２６は、スイッチング素子１４に流れるドレイン電流を電圧に変換し、制御装置２２に取り込むために使用される。 The other terminal (non-dot side terminal) of the primary winding 12 a is connected to the drain of the switching element 14. The switching of the switching element 14 switches the primary current from the dot side terminal of the primary winding 12a to the non-dot side terminal. Further, the source of the switching element 14 is connected to GND via a resistor 26 connected in series. The resistor 26 is used for converting the drain current flowing through the switching element 14 into a voltage and taking it into the control device 22.

前記トランス１２の一次巻線１２ａの他方の端子には、また、容量素子１６の一方の端子が接続されている。そして、前記容量素子１６の他方の端子は、スイッチング素子１４のソースに接続されている。 One terminal of the capacitive element 16 is connected to the other terminal of the primary winding 12 a of the transformer 12. The other terminal of the capacitive element 16 is connected to the source of the switching element 14.

また、前記トランス１２は、コントロール巻線（第１のコントロール巻線）１２ｃを備えている。このコントロール巻線１２ｃの一方の端子（非ドット側端子）は、整流平滑回路２８に接続され、この整流平滑回路２８で整流された正のＤＣ出力は、制御装置２２の電源（Ｖｃｃ）等に利用される。図１及び図２に示す場合において、この整流平滑回路２８は、ダイオード２８ａと容量素子２８ｂとを有している。前記ダイオード２８ａのアノードはコントロール巻線１２ｃの一方の端子に接続され、そのカソードは前記容量素子２８ｂの一方の端子に接続されている。また、前記容量素子２８ｂの他方の端子はＧＮＤに接続されている。そして、前記ダイオード２８ａのカソード側の電圧が制御装置２２の電源（Ｖｃｃ）等に利用される。 The transformer 12 includes a control winding (first control winding) 12c. One terminal (non-dot side terminal) of the control winding 12c is connected to the rectifying / smoothing circuit 28, and the positive DC output rectified by the rectifying / smoothing circuit 28 is supplied to the power source (Vcc) of the control device 22 or the like. Used. 1 and 2, the rectifying / smoothing circuit 28 includes a diode 28a and a capacitive element 28b. The anode of the diode 28a is connected to one terminal of the control winding 12c, and the cathode thereof is connected to one terminal of the capacitive element 28b. The other terminal of the capacitive element 28b is connected to GND. The voltage on the cathode side of the diode 28a is used for the power source (Vcc) of the control device 22 and the like.

前記コントロール巻線１２ｃの他方の端子（ドット側端子）には、ダイオード１８ｂのカソードが接続されている。また、前記ダイオード１８ｂのアノードにはダイオード１８ａのアノードが接続され、それぞれＧＮＤに接続されている。また、前記ダイオード１８ａのカソードはコントロール巻線１２ｃの一方の端子に接続されている。これによって、コントロール巻線１２ｃの一方の端子の電位は、この端子の電位が他方の端子に比較して負である期間にほぼＧＮＤ電位に、より正確にはＧＮＤ電位に比較してダイオード１８ａの順方向電圧だけ低い所定電位にクランプされる。前記ダイオード１８ｂのカソード側には制御装置２２を構成するゼロ点検出部（ボトム検出手段）２２ａが接続され、これによって、ダイオード１８ｂのカソード側から前記所定電位に比較して正の電位の波形が取り出され、ゼロ点検出部２２ａに入力される。ゼロ点検出部２２ａが、前記正の電位の波形を観察することにより、所定のタイミングの検出が行われる。 The cathode of the diode 18b is connected to the other terminal (dot side terminal) of the control winding 12c. The anode of the diode 18b is connected to the anode of the diode 18b and is connected to the GND. The cathode of the diode 18a is connected to one terminal of the control winding 12c. As a result, the potential of one terminal of the control winding 12c is approximately equal to the GND potential during the period when the potential of this terminal is negative compared to the other terminal, more precisely compared to the GND potential. It is clamped at a predetermined potential that is lower by the forward voltage. The cathode side of the diode 18b is connected to a zero point detection unit (bottom detection means) 22a that constitutes the control device 22, so that a waveform of a positive potential is generated from the cathode side of the diode 18b compared to the predetermined potential. It is taken out and input to the zero point detector 22a. The zero point detection unit 22a observes the waveform of the positive potential, thereby detecting a predetermined timing.

前記ゼロ点検出部２２ａで検出された所定のタイミングの情報は、同じく制御装置２２を構成する制御部２２ｂに送られる。この制御部２２ｂにおいては、前記ゼロ点検出部２２ａで検出された所定のタイミングの情報に基づいて、前記スイッチング素子１４をＯＮさせる。 Information on the predetermined timing detected by the zero point detection unit 22 a is sent to the control unit 22 b that also constitutes the control device 22. In this control part 22b, the said switching element 14 is turned ON based on the information of the predetermined timing detected by the said zero point detection part 22a.

また、図１及び図２において、前記入力電源２４として、ＡＣ／ＤＣコンバータの場合を図示しているが、電源としての回路構成はこれに限定されるものではなく、トランス１２の一次巻線１２ａの一方の端子に所定の電源を供給できるものであればどのような構成のものでも用いることができる。 1 and 2, an AC / DC converter is illustrated as the input power source 24. However, the circuit configuration as the power source is not limited to this, and the primary winding 12a of the transformer 12 is not limited thereto. Any configuration can be used as long as a predetermined power can be supplied to one of the terminals.

前記トランス１２における二次巻線１２ｂの一方の端子（非ドット側端子）は、ダイオード３０ａのアノードに接続されており、このダイオード３０ａのカソードはコンデンサ３０ｂの一方の端子に接続されている。さらに、前記コンデンサ３０ｂの他方の端子は、前記二次巻線１２ｂの他方の端子（ドット側端子）に接続されている。すなわち、ダイオード３０ａ及びコンデンサ３０ｂによって二次巻線１２ｂからの出力に対する整流平滑回路３０が構成されている。ここで、コンデンサ３０ｂの双方の端子は、負荷３２に接続され、正の電圧（直流電圧）Ｖｏｕｔが出力される、本電源装置１０の外部出力端子として構成されている。 One terminal (non-dot side terminal) of the secondary winding 12b in the transformer 12 is connected to the anode of the diode 30a, and the cathode of the diode 30a is connected to one terminal of the capacitor 30b. Further, the other terminal of the capacitor 30b is connected to the other terminal (dot side terminal) of the secondary winding 12b. That is, the rectifying and smoothing circuit 30 for the output from the secondary winding 12b is configured by the diode 30a and the capacitor 30b. Here, both terminals of the capacitor 30b are configured as external output terminals of the power supply apparatus 10 that are connected to the load 32 and output a positive voltage (DC voltage) Vout.

また、コンデンサ３０ｂの双方の端子は電圧検出手段４４に接続され、さらに、電圧検出手段４４からフィードバック（Feedback）回路３４を経て、フィードバック信号として制御装置２２の制御部２２ｂに接続されている。ここで、電圧検出手段４４は、例えば、シャントレギュレータ等を用いて構成され、フィードバック回路３４は、例えば、フォトカプラ等を用いて構成される。これらの回路は、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させる目的で二次巻線１２ｂ側から一次巻線１２ａ側へフィードバックをかけるためのものである。 In addition, both terminals of the capacitor 30b are connected to the voltage detection means 44, and further connected to the control unit 22b of the control device 22 as a feedback signal from the voltage detection means 44 via the feedback circuit 34. Here, the voltage detection means 44 is configured using, for example, a shunt regulator, and the feedback circuit 34 is configured using, for example, a photocoupler. These circuits are for applying feedback from the secondary winding 12b side to the primary winding 12a side for the purpose of stabilizing the output voltage Vout.

上述した構成の電源装置１０において、図１１に示した従来の電源回路の場合と同様に、二次巻線１２ｂからの放電が終了した後に、トランス１２の１次巻線１２ａのインダクタンスＬｐと、スイッチング素子１４に並列となるように接続された容量素子１６とにより、前記スイッチング素子１４両端での電圧共振が発生する。本発明においては、この電圧共振による電圧の変化を示す正の電位の波形をコントロール巻線１２ｃから出力する。そして、ゼロ点検出部２２ａが、この正の電位の波形を観察し、スイッチング素子１４をＯＮさせるべき所定のタイミングを検出する。 In the power supply device 10 configured as described above, as in the case of the conventional power supply circuit shown in FIG. 11, after the discharge from the secondary winding 12b is completed, the inductance Lp of the primary winding 12a of the transformer 12; The capacitive element 16 connected in parallel with the switching element 14 causes voltage resonance at both ends of the switching element 14. In the present invention, a positive potential waveform indicating a change in voltage due to this voltage resonance is output from the control winding 12c. Then, the zero point detection unit 22a observes the waveform of the positive potential and detects a predetermined timing at which the switching element 14 should be turned on.

ここで、正の電位の波形をゼロ点検出部２２ａに取り込む方法としては特に限定されない。ゼロ点検出部２２ａによる観察が可能であれば、図１に示すように、ダイオード１８ｂのカソード側のノードＡにゼロ点検出部２２ａを直接接続し、正の電位の波形を取り込むようにしてもよい。 Here, there is no particular limitation on the method of taking a positive potential waveform into the zero point detection unit 22a. If observation by the zero point detection unit 22a is possible, as shown in FIG. 1, the zero point detection unit 22a is directly connected to the node A on the cathode side of the diode 18b so as to capture a positive potential waveform. Good.

また、図２に示すように、前記ダイオード１８ｂのカソード側からの出力を抵抗１８ｃ及び１８ｄにより抵抗分割を行い、前記抵抗１８ｃと１８ｄの間に設けたノードＡからの出力として正の電位の波形を取り込むようにしてもよい。ここでは、前記ダイオード１８ｂのカソードは抵抗１８ｃ及び１８ｄを介してＧＮＤに接続されている。抵抗分割した正の電位の波形を取り込むように構成することにより、取り込む電圧の大きさを、分割比を変えて任意に調整することができるため、汎用性が拡がる。 Further, as shown in FIG. 2, the output from the cathode side of the diode 18b is divided by resistors 18c and 18d, and a positive potential waveform is output as an output from the node A provided between the resistors 18c and 18d. You may make it take in. Here, the cathode of the diode 18b is connected to GND via resistors 18c and 18d. By configuring so as to capture the positive potential waveform divided by the resistance, the magnitude of the captured voltage can be arbitrarily adjusted by changing the division ratio, so that versatility is expanded.

前記ゼロ点検出部２２ａでは、前記ダイオード１８ｂのカソード側の正の電位の波形を取り込み、その電圧値の微分値を算出する。ここでは、前記ゼロ点検出部２２ａを、例えば微分回路で構成することで微分値を算出できる。そして、前記ダイオード１８ｂのカソード側の電圧値が極大値となるタイミング、つまり、電圧値の微分値がゼロとなるタイミング（ゼロ点、または、ボトム）を所定のタイミングとして検出し、この検出信号を制御部２２ｂに伝達する。 The zero point detector 22a takes in the waveform of the positive potential on the cathode side of the diode 18b and calculates the differential value of the voltage value. Here, the differential value can be calculated by configuring the zero point detection unit 22a with a differentiation circuit, for example. Then, the timing at which the voltage value on the cathode side of the diode 18b reaches a maximum value, that is, the timing at which the differential value of the voltage value becomes zero (zero point or bottom) is detected as a predetermined timing, and this detection signal is This is transmitted to the control unit 22b.

図３は、ゼロ点検出部を構成する微分回路の一例を表したものである。同図に示す微分回路３６は、コンデンサ３８と、オペアンプ４０と、抵抗４２とによって構成されている。オペアンプ４０の入力端子＋は接地され、その出力端子は出力電圧Ｖｏｕｔに接続されている。コンデンサ３８は、入力電圧Ｖｉｎとオペアンプ４０の入力端子−との間に接続され、抵抗４２は、オペアンプ４０の入力端子−と出力電圧Ｖｏｕｔとの間に接続されている。 FIG. 3 shows an example of a differentiating circuit constituting the zero point detection unit. A differentiating circuit 36 shown in FIG. 1 includes a capacitor 38, an operational amplifier 40, and a resistor 42. The input terminal + of the operational amplifier 40 is grounded, and its output terminal is connected to the output voltage Vout. The capacitor 38 is connected between the input voltage Vin and the input terminal − of the operational amplifier 40, and the resistor 42 is connected between the input terminal − of the operational amplifier 40 and the output voltage Vout.

図３に示す微分回路３６において、出力電圧Ｖｏｕｔは下記式で表される。
Ｖｏｕｔ＝−Ｒ・Ｃ・ｄＶｉｎ／ｄｔ
ここで、Ｒは抵抗４２の抵抗値、Ｃはコンデンサ３８の容量値、ｔは時間を表す。すなわち、微分回路３６において、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎを時間ｔで微分した値となる。 In the differentiating circuit 36 shown in FIG. 3, the output voltage Vout is expressed by the following equation.
Vout = −R · C · dVin / dt
Here, R represents the resistance value of the resistor 42, C represents the capacitance value of the capacitor 38, and t represents time. That is, in the differentiation circuit 36, the output voltage Vout is a value obtained by differentiating the input voltage Vin with respect to time t.

なお、ゼロ点検出部２２ａの構成は微分回路に限定されず、同様の機能を実現する各種の回路で構成することができる。 The configuration of the zero point detection unit 22a is not limited to the differentiation circuit, and can be configured by various circuits that realize the same function.

前記制御部２２ｂでは、ゼロ点検出部２２ａからの電圧値の微分値ゼロの検出信号（ゼロ電流検出信号）を受け取ると、その信号に基づいて、スイッチング素子１４をＯＮさせるための制御信号を生成し、スイッチング素子１４をＯＮさせる。 When the control unit 22b receives the detection signal (zero current detection signal) of the differential value zero of the voltage value from the zero point detection unit 22a, the control unit 22b generates a control signal for turning on the switching element 14 based on the signal. Then, the switching element 14 is turned on.

ここで、２次側の負荷３２が重くなると、出力電圧Ｖｏｕｔは目標の電圧よりも低くなる。この時、電圧検出手段４４を経てフィードバック回路３４から出力されるフィードバック信号の電位（電圧）は高くなる。一方、２次側の負荷３２が軽くなると、出力電圧Ｖｏｕｔは目標の電圧よりも高くなる。この時、フィードバック回路３４から出力されるフィードバック信号の電位は低くなる。 Here, when the load 32 on the secondary side becomes heavy, the output voltage Vout becomes lower than the target voltage. At this time, the potential (voltage) of the feedback signal output from the feedback circuit 34 via the voltage detection means 44 becomes high. On the other hand, when the load 32 on the secondary side becomes lighter, the output voltage Vout becomes higher than the target voltage. At this time, the potential of the feedback signal output from the feedback circuit 34 becomes low.

制御部２２ｂでは、フィードバック信号とドレイン電流検出電圧とが比較され、所定の比率でスイッチング素子１４のＯＦＦのタイミングを決定するドライブ出力信号を出力する。図２の回路構成の場合、ドレイン電流検出電圧がフィードバック電圧の所定の比率に到達した時点でドライブ出力信号がローレベルとされる。これに応じて、スイッチング素子１４がＯＦＦとなり、そのドレイン電流が停止される。 The control unit 22b compares the feedback signal and the drain current detection voltage, and outputs a drive output signal that determines the OFF timing of the switching element 14 at a predetermined ratio. In the case of the circuit configuration of FIG. 2, the drive output signal is set to the low level when the drain current detection voltage reaches a predetermined ratio of the feedback voltage. In response to this, the switching element 14 is turned OFF, and the drain current is stopped.

これにより、２次側の負荷３２が重くなると、スイッチング素子１４のＯＮ時間が長くなり、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなるように制御される。一方、２次側の負荷３２が軽くなると、スイッチング素子１４のＯＦＦ時間が長くなり、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなるように制御される。その結果、２次側の出力電圧Ｖｏｕｔは、常に、目標の電圧となるように制御される。 Thereby, when the load 32 on the secondary side becomes heavy, the ON time of the switching element 14 is lengthened, and the output voltage Vout is controlled to be high. On the other hand, when the load 32 on the secondary side is lightened, the OFF time of the switching element 14 is lengthened and the output voltage Vout is controlled to be low. As a result, the output voltage Vout on the secondary side is always controlled to be the target voltage.

以下、図１及び図４を用いて本発明に係るスイッチング方法について、さらに詳細に説明する。なお、図４は、図１に示した回路構成において、スイッチング素子１４の両端（ソース・ドレイン間）の電圧であるドレイン電圧Ｖｄｓ、コントロール巻線１２ｃ両端の電圧Ｖｃ、ノードＡでの電圧Ｖａ、２次側電流Ｉｓ、スイッチング素子１４のドレイン電流Ｉｄ、制御部２２ｂのドライブ出力Ｄｒのそれぞれの波形の一例を示した図である。また、Ｖｉｎは、入力されるＡＣ電源のピーク電圧値を示し、Ｖｏｕｔは出力される直流電圧を示す。さらに、Ｎｐ、Ｎｓ及びＮｃは、トランス１２の一次巻線１２ａ、二次巻線１２ｂ及びコントロール巻線１２ｃの巻数を、各々示す。 Hereinafter, the switching method according to the present invention will be described in more detail with reference to FIGS. 1 and 4. 4 shows a drain voltage Vds that is a voltage across the switching element 14 (between the source and drain), a voltage Vc across the control winding 12c, a voltage Va at the node A, in the circuit configuration shown in FIG. It is the figure which showed an example of each waveform of the secondary side current Is, the drain current Id of the switching element 14, and the drive output Dr of the control part 22b. Vin indicates the peak voltage value of the input AC power supply, and Vout indicates the output DC voltage. Further, Np, Ns, and Nc indicate the number of turns of the primary winding 12a, the secondary winding 12b, and the control winding 12c of the transformer 12, respectively.

図１に示した回路構成において、スイッチング素子１４をＯＦＦにした瞬間（図４のｔ１）から、トランス１２の２次巻線１２ｂからの放電が始まり、２次側のダイオード３０ａを通して電流が供給される。この間、スイッチング素子１４の両端（ソース・ドレイン間）の電圧Ｖｄｓは、図４（Ａ）のｔ１〜ｔ２間で示されるように、ノイズが乗っているものの、ほぼ一定となっている。 In the circuit configuration shown in FIG. 1, discharge from the secondary winding 12b of the transformer 12 starts from the moment when the switching element 14 is turned off (t1 in FIG. 4), and current is supplied through the secondary-side diode 30a. The During this period, the voltage Vds across the switching element 14 (between the source and drain) is substantially constant although noise is present, as shown between t1 and t2 in FIG.

トランス１２の２次巻線１２ｂからの放電が終了する（図４のｔ２）と、スナバコンデンサ１６内に蓄積された電荷が放出され始める。このとき、トランス１２の一次巻線１２ａのインダクタンスＬｐとスナバコンデンサ１６の容量Ｃｒによる電圧共振が発生し、その結果、図４（Ａ）におけるｔ２以降の波形（ｔ３以降は破線で表示される波形）で示されるように、ゆっくりとしたドレイン電圧Ｖｄｓの振動が始まる。 When the discharge from the secondary winding 12b of the transformer 12 ends (t2 in FIG. 4), the electric charge accumulated in the snubber capacitor 16 starts to be released. At this time, voltage resonance occurs due to the inductance Lp of the primary winding 12a of the transformer 12 and the capacitance Cr of the snubber capacitor 16, and as a result, waveforms after t2 in FIG. 4A (waveforms indicated by broken lines after t3). ), The slow drain voltage Vds begins to oscillate.

スイッチング素子１４をＯＦＦにした瞬間（図４のｔ１）以降において、コントロール巻線１２ｃ両端には図４（Ｂ）に示すような電圧Ｖｃの波形が出力される。ここで、コントロール巻線１２ｃ両端の電圧Ｖｃは、Ｖｄｓの電圧変動に伴って発生する電流共振を電圧に変換したときの波形を表したものでもある。つまり、図４（Ｂ）のｔ２以降の波形（ｔ３以降は破線で表示される波形）は、スナバコンデンサ１６での放電、蓄積の様子を示している。スナバコンデンサ１６では、Ｖｄｓが下がり始めると同時に放電を開始し、共振の半周期の時間で放電を終了する。すなわち、スナバコンデンサ１６の放電が終了した時点（共振の半周期）において、Ｖｄｓは最小（電圧共振のボトム）となる。 After the moment when the switching element 14 is turned off (t1 in FIG. 4), the waveform of the voltage Vc as shown in FIG. 4B is output to both ends of the control winding 12c. Here, the voltage Vc at both ends of the control winding 12c also represents a waveform when the current resonance generated with the voltage variation of Vds is converted into a voltage. That is, the waveform after t2 (the waveform displayed with a broken line after t3) in FIG. 4B shows the state of discharge and accumulation in the snubber capacitor 16. The snubber capacitor 16 starts discharging at the same time as Vds starts to decrease, and ends discharging in a half period of resonance. That is, Vds becomes the minimum (bottom of voltage resonance) at the time when the discharge of the snubber capacitor 16 ends (half period of resonance).

本発明においては、図４（Ｂ）で示されるコントロール巻線１２ｃ両端の電圧Ｖｃの出力に対して、図１中に示すダイオード１８ａ、ダイオード１８ｂにより構成される回路１８を付加する。これにより、ノードＡで検出される電圧Ｖａは、図４（Ｃ）に実線で示すような波形となる。 In the present invention, a circuit 18 constituted by the diode 18a and the diode 18b shown in FIG. 1 is added to the output of the voltage Vc across the control winding 12c shown in FIG. 4B. Thus, the voltage Va detected at the node A has a waveform as shown by a solid line in FIG.

ダイオード１８ａは、ノードＡを正（プラス）信号として取り込む際、コントロール巻線１２ｃの一方の端子を、接地（グランド）電位よりもダイオード１８ａの順方向電圧Ｖｆだけ低い電位にクランプするためのものである。また、ダイオード１８ｂは、この時のコントロール巻線１２ｃの他方の端子（ノードＡ）を正の電位（グランド電位を含む）の波形として取り込むためのものである。 The diode 18a is for clamping one terminal of the control winding 12c to a potential lower by a forward voltage Vf of the diode 18a than the ground (ground) potential when the node A is taken as a positive (plus) signal. is there. The diode 18b is for taking in the other terminal (node A) of the control winding 12c at this time as a waveform of a positive potential (including a ground potential).

図１０に一例の回路構成を示すように、本出願人は、本願に先立って、ダイオード１８ａの代わりに、抵抗素子１８ｅを利用して、コントロール巻線１２ｃの一方の端子をグランドに接続した回路を用いたスイッチング電源装置についての出願を行った。参考のため、図９（Ａ）に、この場合の波形を示す。 As shown in an example circuit configuration in FIG. 10, prior to the present application, the applicant of the present invention uses a resistive element 18e instead of the diode 18a to connect one terminal of the control winding 12c to the ground. Filed an application for a switching power supply using For reference, FIG. 9A shows a waveform in this case.

また、図９（Ｂ）は、図２の場合の電源Ｖｃｃ、ドレイン電圧Ｖｄｓ、コントロール巻線１２ｃの一方の端子、その反対側のコントロール巻線１２ｃの他方の端子側のノードＡ、（ノードＡ−コントロール巻線１２ｃの一方の端子）の波形を表すグラフである。これらのグラフの縦軸は電圧を表し、横軸は時間を表す。 FIG. 9B shows the power supply Vcc, drain voltage Vds, one terminal of the control winding 12c, and the node A on the other terminal side of the control winding 12c on the opposite side (node A) in the case of FIG. -A graph showing the waveform of one terminal of the control winding 12c). The vertical axis of these graphs represents voltage, and the horizontal axis represents time.

ダイオード１８ａが設けられていない場合、図９（Ａ）のグラフに示すように、コントロール巻線１２ｃの一方の端子側が負（マイナス）側に振れる時は、抵抗による電圧降下が発生し、ノードＡが負側に振れ（電位が下降し）、電圧Ｖａを検出するときに、コントロール巻線１２ｃの一方の端子の波形に歪みが生じ、その反対側のノードＡの波形の極大点と、電圧Ｖｄｓの波形の極小点とがずれる場合がある。 When the diode 18a is not provided, as shown in the graph of FIG. 9A, when one terminal side of the control winding 12c swings to the negative (minus) side, a voltage drop due to resistance occurs, and the node A Oscillates to the negative side (potential drops), and when the voltage Va is detected, the waveform of one terminal of the control winding 12c is distorted, the maximum point of the waveform of the node A on the opposite side, and the voltage Vds There is a case where the minimum point of the waveform is shifted.

図２に示すように、グランドからコントロール巻線１２ｃの一方の端子に向かってダイオード１８ａを設けることにより、図９（Ｂ）のグラフに示すように、電圧Ｖａを検出するときに、コントロール巻線１２ｃの一方の端子が所定電位（一定値）に固定（クランプ）される。図２の場合、グランド電位よりもダイオード１８ａの順方向電圧Ｖｆだけ低い電位にクランプされる。 As shown in FIG. 2, by providing a diode 18a from the ground toward one terminal of the control winding 12c, as shown in the graph of FIG. 9B, when detecting the voltage Va, the control winding One terminal of 12c is fixed (clamped) to a predetermined potential (constant value). In the case of FIG. 2, it is clamped at a potential lower than the ground potential by the forward voltage Vf of the diode 18a.

これにより、図９（Ｂ）のグラフに示すように、コントロール巻線１２ｃの一方の端子の波形に歪みが生じることを確実に防止することができるので、ノードＡの波形の極大点と、電圧Ｖｄｓの波形の極小点とのタイミングを一致させることができる。つまり、ノードＡの波形の極大点（最大電圧）を検出することによって、電圧Ｖｄｓの波形における極小点（最小電圧）のタイミングの検出を正確に行うことができるので、スイッチング素子１４を正確なタイミングでスイッチング（ＯＮ）させることができる。 As a result, as shown in the graph of FIG. 9B, it is possible to reliably prevent the waveform of one terminal of the control winding 12c from being distorted, so that the maximum point of the waveform of the node A, the voltage The timing with the minimum point of the waveform of Vds can be matched. In other words, by detecting the local maximum point (maximum voltage) of the waveform at the node A, the timing of the local minimum point (minimum voltage) in the waveform of the voltage Vds can be accurately detected. Can be switched (ON).

ここで、図９（Ａ）および（Ｂ）のグラフに示すように、ノードＡの波形からコントロール巻線１２ｃの一方の端子の波形を減算した波形は、コントロール巻線１２ｃ自体の振動波形を表す。コントロール巻線１２ｃ自体の振動波形は歪みのない波形であり、その極大点と、電圧Ｖｄｓの波形の極小点とは一致する。つまり、コントロール巻線１２ｃの一方の端子の波形の変化によって、その反対側のコントロール巻線１２ｃの他方の端子側のノードＡの波形が変化することが分かる。 Here, as shown in the graphs of FIGS. 9A and 9B, the waveform obtained by subtracting the waveform of one terminal of the control winding 12c from the waveform of the node A represents the vibration waveform of the control winding 12c itself. . The vibration waveform of the control winding 12c itself is a waveform without distortion, and the maximum point thereof coincides with the minimum point of the waveform of the voltage Vds. That is, it can be seen that the waveform of the node A on the other terminal side of the control winding 12c on the opposite side changes due to the change in the waveform of one terminal of the control winding 12c.

なお、電圧Ｖａを検出する時点で、コントロール巻線１２ｃの一方の端子を所定電位に固定（クランプ）することが重要であって、その方法は、ショットキーバリアダイオード等を含む各種のダイオードの順方向電圧Ｖｆを利用したクランプ手段に限定されない。すなわち、クランプ手段は、ダイオード１８ａと同様の機能を実現する各種の素子、回路が利用可能である。また、クランプ電位は、電圧Ｖａを検出する時点で、コントロール巻線１２ｃの一方の端子の波形の歪みを小さくするためには、低い電圧でクランプすることが好ましい。そのためには、順方向電圧が低いショットキーバリアダイオードの使用が好ましい。 It is important to fix (clamp) one terminal of the control winding 12c at a predetermined potential at the time of detecting the voltage Va, and this method is performed in the order of various diodes including a Schottky barrier diode. The clamping means using the directional voltage Vf is not limited. In other words, various elements and circuits that realize the same function as the diode 18a can be used as the clamping means. The clamp potential is preferably clamped at a low voltage in order to reduce the distortion of the waveform of one terminal of the control winding 12c when the voltage Va is detected. For this purpose, it is preferable to use a Schottky barrier diode having a low forward voltage.

このように、前記回路１８を付加することで、電圧共振のボトム（図４のｔ３）の信号を正（プラス）の電圧信号として取得することが可能となる。ここで、制御装置２２は、整流平滑回路２８から供給される正のＤＣ電圧を電源として動作する。このような、正の電源電圧で動作する半導体装置（所謂、ＩＣ製品）では、負（マイナス）の信号を取り込むことで誤動作が頻発する場合がある。従って、本発明においては、正の電位の波形として、電圧共振のボトムの波形を制御装置２２に取り込むことにより、誤動作を防止した正確な制御が可能となる。 In this manner, by adding the circuit 18, it is possible to acquire a signal at the bottom of voltage resonance (t3 in FIG. 4) as a positive voltage signal. Here, the control device 22 operates using a positive DC voltage supplied from the rectifying and smoothing circuit 28 as a power source. In such a semiconductor device (so-called IC product) that operates with a positive power supply voltage, malfunction may occur frequently by taking a negative signal. Therefore, in the present invention, by taking in the waveform at the bottom of the voltage resonance as the positive potential waveform into the control device 22, it is possible to perform accurate control while preventing malfunction.

ノードＡから出力される図４（Ｃ）に示すような電圧波形は、制御装置２２を構成するゼロ点検出部２２ａに取り込まれる。上記ゼロ点検出部２２ａは、例えば、微分回路とゼロ点検出回路とからなり、上述したように、上記微分回路では、取り込んだ波形の電圧値の微分値を示す信号を生成し、上記ゼロ点検出回路では、その微分値を示す信号のゼロ点を検出する。つまり、図４（Ｃ’）に示すように、上記電圧値の微分値がゼロとなるタイミング、即ち、電圧共振のボトム（図４のｔ３）となるタイミングを、上記ゼロ点検出部２２ａは検出する。 The voltage waveform as shown in FIG. 4C output from the node A is taken into the zero point detection unit 22a constituting the control device 22. The zero point detection unit 22a includes, for example, a differentiation circuit and a zero point detection circuit. As described above, the differentiation circuit generates a signal indicating a differential value of the voltage value of the captured waveform, and performs the zero check. In the output circuit, the zero point of the signal indicating the differential value is detected. That is, as shown in FIG. 4 (C ′), the zero point detection unit 22a detects the timing when the differential value of the voltage value becomes zero, that is, the timing when the voltage resonance bottom (t3 in FIG. 4). To do.

この電圧共振のボトム（図４のｔ３）となるタイミングを検出したゼロ点検出部２２ａは、その検出信号を制御部２２ｂに伝達する。前記制御部２２ｂでは、ゼロ点検出部２２ａからの前記検出信号を受け取ると、上述したように、その信号に基づいて、スイッチング素子１４をＯＮさせるための制御信号を生成し、スイッチング素子１４をＯＮさせる。 The zero point detection unit 22a that has detected the timing of the bottom of the voltage resonance (t3 in FIG. 4) transmits the detection signal to the control unit 22b. When receiving the detection signal from the zero point detection unit 22a, the control unit 22b generates a control signal for turning on the switching element 14 based on the signal, and turns on the switching element 14 as described above. Let

なお、図４（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）の右端に破線で描かれた曲線は、スイッチング素子１４がＯＮしなかった場合の電圧（Ｖｄｓ、Ｖｃ及びＶａ）を示し、図４（Ｃ）の中程に破線で描かれた直線及び曲線は、ダイオード１８ｂが無かった場合の電圧（Ｖａ）を示す。 4 (A), (B), and (C), the curve drawn with a broken line indicates the voltages (Vds, Vc, and Va) when the switching element 14 is not turned on. A straight line and a curve drawn with a broken line in the middle of C) indicate a voltage (Va) when the diode 18b is not provided.

このように、本発明においては、電圧共振のボトム（図４のｔ３）となるタイミングを確実に検出し、それに基づきスイッチング素子１４をＯＮさせる。つまり、Ｖｄｓが最小となる位置でスイッチング素子１４をＯＮさせることが可能となる。そのため、スイッチングに伴う電力損失を大幅に少なくすることが可能となり、電力損失の少ないスイッチングを可能とする電源装置及びこの電源装置のスイッチング方法が提供される。また、このタイミングでスイッチングを行うことにより、低ノイズ、高効率のスイッチングが可能となる。 As described above, in the present invention, the timing that becomes the bottom of the voltage resonance (t3 in FIG. 4) is reliably detected, and the switching element 14 is turned on based on the timing. That is, the switching element 14 can be turned on at a position where Vds is minimized. Therefore, it is possible to significantly reduce power loss due to switching, and a power supply device and a switching method for the power supply device that enable switching with low power loss are provided. Further, switching at this timing enables switching with low noise and high efficiency.

さらに、本発明においては、ノードＡでの電圧値の変化に基づいてスイッチング素子１４をＯＮさせるタイミングを制御するため、従来技術（図１１参照）に示すような遅延回路を付加する必要も無く、また電圧共振の周波数が変動しても、すなわち、トランス１２の１次巻線１２ａのインダクタンスＬｐ、スナバコンデンサ１６の容量Ｃｒを変更しても、確実にドレイン電圧（Ｖｄｓ）がもっとも低いときにスイッチングを行うことができる。 Furthermore, in the present invention, since the timing for turning on the switching element 14 is controlled based on the change in the voltage value at the node A, there is no need to add a delay circuit as shown in the prior art (see FIG. 11). Further, even when the frequency of voltage resonance fluctuates, that is, even when the inductance Lp of the primary winding 12a of the transformer 12 and the capacitance Cr of the snubber capacitor 16 are changed, switching is surely performed when the drain voltage (Vds) is the lowest. It can be performed.

次に、本発明に係る電源装置の別の実施形態について説明する。 Next, another embodiment of the power supply device according to the present invention will be described.

図６に、本発明に係る電源装置の別の実施形態の回路構成の一例を示す。また、図７に、本発明に係る電源装置の別の実施形態の回路構成の他の一例を示す。図６と図７は、図１と図２の場合と同様に、ゼロ点検出部（ボトム検出手段）２２ａをダイオード１８ｆのカソードに接続する構成が異なっている。なお、図６及び図７において、それぞれ、図１及び図２と同一の部分には同一の番号を付している。 FIG. 6 shows an example of a circuit configuration of another embodiment of the power supply device according to the present invention. FIG. 7 shows another example of the circuit configuration of another embodiment of the power supply device according to the present invention. 6 and 7 differ from each other in the configuration in which the zero point detector (bottom detector) 22a is connected to the cathode of the diode 18f, as in the case of FIGS. 6 and 7, the same reference numerals are given to the same portions as those in FIGS.

図６に示す電源装置１１は、回路１８の代わりに、回路１９が設けられている点において図１に示す電源装置１０と異なっている。回路１９は、コントロール巻線１２ｄと、ダイオード１８ｆとを備えている。 The power supply device 11 shown in FIG. 6 is different from the power supply device 10 shown in FIG. 1 in that a circuit 19 is provided instead of the circuit 18. The circuit 19 includes a control winding 12d and a diode 18f.

すなわち、図６に示す電源装置１１では、トランス１２が、さらに、コントロール巻線（第２のコントロール巻線）１２ｄを備えている。コントロール巻線１２ｄは、一方の端子（非ドット側端子）がグランドに接続され、所定の電位（グランド電位）にクランプされる。他方の端子（ドット側端子）はダイオード１８ｆのアノードに接続されている。ダイオード１８ｆのカソード側にはゼロ点検出部２２ａが接続されている。 That is, in the power supply device 11 shown in FIG. 6, the transformer 12 further includes a control winding (second control winding) 12d. In the control winding 12d, one terminal (non-dot side terminal) is connected to the ground and clamped to a predetermined potential (ground potential). The other terminal (dot side terminal) is connected to the anode of the diode 18f. A zero point detector 22a is connected to the cathode side of the diode 18f.

ダイオード１８ｆは、ノードＡを正（プラス）信号として取り込む際、コントロール巻線１２ｄの他方の端子から正の電位の波形として取り込むためのものである。 The diode 18f is used to capture a positive potential waveform from the other terminal of the control winding 12d when the node A is captured as a positive (plus) signal.

図６に示す電源装置１１においては、回路１９によって、前述の電圧共振による電圧の変化を示す正の電位の波形をコントロール巻線１２ｄから取り出す。そして、コントロール巻線１２ｄから取り出した正の電位の波形を、ゼロ点検出部２２ａが観察して、スイッチング素子１４をＯＮにすべき所定のタイミングを検出する。回路１９以外の動作は、図１の場合と同様である。 In the power supply device 11 shown in FIG. 6, the circuit 19 extracts a positive potential waveform indicating a change in voltage due to the above-described voltage resonance from the control winding 12 d. Then, the zero point detector 22a observes the waveform of the positive potential extracted from the control winding 12d, and detects a predetermined timing at which the switching element 14 should be turned on. Operations other than the circuit 19 are the same as those in FIG.

また、図７に示す電源装置１１は、図６に示す電源装置１１において、図２に示す電源装置１０と同様に、ダイオード１８ｆのカソード側からの出力を抵抗１８ｃ及び１８ｄにより抵抗分割を行い、抵抗１８ｃと１８ｄの間のノードをノードＡとしたものである。 Further, the power supply device 11 shown in FIG. 7 performs resistance division on the output from the cathode side of the diode 18f by the resistors 18c and 18d in the power supply device 11 shown in FIG. A node between the resistors 18c and 18d is a node A.

続いて、図８は、図６に示した回路構成において、図４と同様に、スイッチング素子１４の両端（ソース・ドレイン間）の電圧であるドレイン電圧Ｖｄｓ、コントロール巻線１２ｃ両端の電圧Ｖｃ、ノードＡでの電圧Ｖａ、２次側電流Ｉｓ、スイッチング素子１４のドレイン電流Ｉｄ、制御部２２ｂのドライブ出力Ｄｒのそれぞれの波形の一例を示した図である。同図（Ｃ）のＮｄは、コントロール巻線１２ｄの巻数を示す。 Next, in the circuit configuration shown in FIG. 6, FIG. 8 shows a drain voltage Vds which is a voltage across the switching element 14 (between the source and drain), a voltage Vc across the control winding 12c, as in FIG. FIG. 6 is a diagram illustrating an example of waveforms of a voltage Va at a node A, a secondary current Is, a drain current Id of a switching element 14, and a drive output Dr of a control unit 22b. Nd in FIG. 3C indicates the number of turns of the control winding 12d.

図８と図４との違いは、図４（Ｃ）の電圧Ｖａの波形におけるＶｉｎ（Ｎｃ／Ｎｐ）及びＶｉｎ（Ｎｃ／Ｎｓ）が、それぞれ、図８（Ｃ）の電圧Ｖａの波形におけるＶｉｎ（Ｎｄ／Ｎｐ）及びＶｉｎ（Ｎｄ／Ｎｓ）となっている点である。なお、図８（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）の右端に破線で描かれた曲線は、スイッチング素子１４がＯＮしなかった場合の電圧（Ｖｄｓ、Ｖｃ及びＶａ）を示し、図（Ｃ）の中程に破線で描かれた直線及び曲線は、ダイオード１８ｆが無かった場合の電圧（Ｖａ）を示す。 The difference between FIG. 8 and FIG. 4 is that Vin (Nc / Np) and Vin (Nc / Ns) in the waveform of voltage Va in FIG. 4C are respectively Vin in the waveform of voltage Va in FIG. (Nd / Np) and Vin (Nd / Ns). 8 (A), (B), and (C), the curve drawn with a broken line indicates the voltage (Vds, Vc, and Va) when the switching element 14 is not turned on. The straight line and the curve drawn with a broken line in the middle of) show the voltage (Va) when the diode 18f is not provided.

両方の図を見比べれば分かるように、両者の電圧Ｖａは同様の波形となっている。すなわち、図６に示す電源装置１１は、図１に示す電源装置１０と同様の電圧Ｖａの波形を得ることができる。さらに、コントロール巻線１２ｄを設けることによって、トランス１２のサイズは変わらないので、図６に示す電源装置１１は、図１に示す電源装置１０と比べて、ダイオードを１つ削減することができ、その分のコストダウンが可能である。 As can be seen by comparing both figures, the voltage Va of both has the same waveform. That is, the power supply device 11 shown in FIG. 6 can obtain the waveform of the voltage Va similar to that of the power supply device 10 shown in FIG. Furthermore, since the size of the transformer 12 does not change by providing the control winding 12d, the power supply device 11 shown in FIG. 6 can reduce one diode compared to the power supply device 10 shown in FIG. The cost can be reduced accordingly.

図５と同様に、図９（Ａ）は、図１０に示す電源装置において、また、同図（Ｂ）は、図７に示す電源装置１１において、電源Ｖｃｃ、ドレイン電圧Ｖｄｓ、コントロール巻線１２ｄの一方の端子（グランド電位）、その反対側のコントロール巻線１２ｄの他方の端子側のノードＡ、（ノードＡ−コントロール巻線１２ｃの一方の端子）の波形を表すグラフである。これらのグラフの縦軸は電圧を表し、横軸は時間を表す。 As in FIG. 5, FIG. 9A shows the power supply device shown in FIG. 10, and FIG. 9B shows the power supply device 11 shown in FIG. 7 with the power supply Vcc, drain voltage Vds, and control winding 12d. 1 is a graph showing the waveform of one terminal (ground potential), node A on the other terminal side of the control winding 12d on the opposite side thereof (node A—one terminal of the control winding 12c). The vertical axis of these graphs represents voltage, and the horizontal axis represents time.

前述の通り、図１０に示す電源装置では、図９（Ａ）のグラフに示すように、電圧Ｖａを検出するときに、コントロール巻線１２ｃの一方の端子の波形に歪みが生じ、その反対側のノードＡの波形の極大点と、電圧Ｖｄｓの波形の極小点とがずれる場合がある。 As described above, in the power supply device shown in FIG. 10, when the voltage Va is detected, the waveform of one terminal of the control winding 12c is distorted, as shown in the graph of FIG. There is a case where the maximum point of the waveform of the node A and the minimum point of the waveform of the voltage Vds are shifted.

一方、同図（Ｂ）に示すように、図７に示す電源装置１１の場合、コントロール巻線１２ｄの一方の端子がグランドに接続（電位が固定）されている。これにより、図２に示す電源装置１０のダイオード１８ａと同様の効果を得ることができる。そのため、コントロール巻線１２ｄの他方の端子の波形に歪みが生じることがなく、ノードＡの波形の極大点と、電圧Ｖｄｓの波形の極小点とは常に一致する。 On the other hand, as shown in FIG. 7B, in the case of the power supply device 11 shown in FIG. 7, one terminal of the control winding 12d is connected to the ground (potential is fixed). Thereby, the effect similar to the diode 18a of the power supply device 10 shown in FIG. 2 can be acquired. Therefore, the waveform of the other terminal of the control winding 12d is not distorted, and the maximum point of the waveform at the node A always matches the minimum point of the waveform of the voltage Vds.

なお、本実施形態においては、コントロール巻線１２ｄの一方の端子を所定電位、例えば、グランド電位に固定（クランプ）することが重要であって、そのクランプ手段や具体的な電位は限定されない。 In the present embodiment, it is important to fix (clamp) one terminal of the control winding 12d to a predetermined potential, for example, a ground potential, and the clamping means and the specific potential are not limited.

また、本発明に係る電源装置のスイッチング方法においては、ゼロ点検出部２２ａに入力される電圧信号、つまり図４の（Ｃ）に示すノードＡでの波形信号に対し、スイッチング素子１４をＯＮした後の所定時間、前記入力される電圧信号にマスキング処理を行うことが好ましい。ここで、マスキング処理とは、具体的には、「ゼロ点検出部２２ａが、ノードＡにおける電圧値Ｖａの微分値のゼロ点を検出し、その検出信号が制御部に伝達されても、所定の時間内においては、検出信号を無視する」処理を意味する。 In the switching method of the power supply device according to the present invention, the switching element 14 is turned on for the voltage signal input to the zero point detection unit 22a, that is, the waveform signal at the node A shown in FIG. It is preferable to perform a masking process on the input voltage signal for a predetermined time later. Here, the masking process specifically refers to “even if the zero point detection unit 22a detects the zero point of the differential value of the voltage value Va at the node A and the detection signal is transmitted to the control unit. This means a process of ignoring the detection signal within the time period.

図４には極端な場合の一例を示しているが、スイッチング素子１４をＯＮした時点（図４のｔ３）において、電源装置１０内の回路内部における配線容量等の影響で、図４（Ｃ）における一点鎖線の丸で囲った部分のように、ノードＡでの波形にノイズ的な波形が認められる場合がある。このようなノイズ的な波形は、本スイッチング方法においては、誤動作の要因となる場合があるため、このようなノイズ的な波形が出ている期間は、マスキング処理を行って、スイッチング素子をＯＮしないことが好ましい。 FIG. 4 shows an example of an extreme case, but when the switching element 14 is turned on (t3 in FIG. 4), due to the influence of the wiring capacity and the like inside the circuit in the power supply device 10, FIG. There may be a case where a noisy waveform is observed in the waveform at the node A, as in the portion surrounded by a dot-and-dash line in FIG. Since such a noisy waveform may cause malfunctions in this switching method, masking processing is performed and the switching element is not turned ON during such a noisy waveform. It is preferable.

マスキング処理の具体的な一例としては、例えば、スイッチング素子１４をＯＮした後の０．２μｓｅｃから１．０μｓｅｃ程度の間が好ましい。なお、マスキングの時間は上記に限定されるものではなく、電源装置１０の回路構成、使用状況等により適宜変更され得るものである。 As a specific example of the masking process, for example, about 0.2 μsec to 1.0 μsec after the switching element 14 is turned on is preferable. Note that the masking time is not limited to the above, and can be changed as appropriate depending on the circuit configuration of the power supply device 10, usage conditions, and the like.

なお、本発明において、スイッチング素子、制御部、電圧検出手段、フィードバック回路等の具体的な回路構成は何等限定されず、同様の機能を実現する各種構成の回路を採用することができる。 In the present invention, specific circuit configurations such as a switching element, a control unit, a voltage detection unit, and a feedback circuit are not limited at all, and circuits having various configurations that realize the same function can be employed.

本発明は、基本的に以上のようなものである。
以上、本発明について詳細に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されず、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々の改良や変更をしてもよいのはもちろんである。 The present invention is basically as described above.
Although the present invention has been described in detail above, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and it is needless to say that various improvements and modifications may be made without departing from the gist of the present invention.

本発明に係る電源装置の回路構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the circuit structure of the power supply device which concerns on this invention. 本発明に係る電源装置の回路構成の他の一例を示す図である。It is a figure which shows another example of the circuit structure of the power supply device which concerns on this invention. ゼロ点検出部の一例となる微分回路の構成を表したものである。2 illustrates a configuration of a differentiating circuit as an example of a zero point detection unit. 図１に示した回路構成において、ドレイン電圧Ｖｄｓ、コントロール巻線１２ｃ両端の電圧Ｖｃ、ノードＡでの電圧Ｖａ、電圧Ｖａの微分値、２次側電流Ｉｓ、ドレイン電流Ｉｄ、ドライブ出力Ｄｒのそれぞれの波形の一例を示した図である。In the circuit configuration shown in FIG. 1, each of drain voltage Vds, voltage Vc across control winding 12c, voltage Va at node A, differential value of voltage Va, secondary current Is, drain current Id, and drive output Dr. It is the figure which showed an example of this waveform. （Ａ）および（Ｂ）は、図１０および図２に示した回路構成において、それぞれ、電源Ｖｃｃ、ドレイン電圧Ｖｄｓ、コントロール巻線１２ｃの一方の端子、その反対側のコントロール巻線１２ｃの他方の端子側のノードＡ、（ノードＡ−コントロール巻線１２ｃの一方の端子）の波形を表すグラフである。(A) and (B) are the power supply Vcc, drain voltage Vds, one terminal of the control winding 12c, and the other of the control winding 12c on the opposite side in the circuit configurations shown in FIGS. 10 and 2, respectively. It is a graph showing the waveform of node A on the terminal side (node A—one terminal of control winding 12c). 本発明に係る電源装置の別の実施形態の回路構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the circuit structure of another embodiment of the power supply device which concerns on this invention. 本発明に係る電源装置の別の実施形態の回路構成の他の一例を示す図である。It is a figure which shows another example of the circuit structure of another embodiment of the power supply device which concerns on this invention. 図６に示した回路構成において、ドレイン電圧Ｖｄｓ、コントロール巻線１２ｃ両端の電圧Ｖｃ、ノードＡでの電圧Ｖａ、電圧Ｖａの微分値、２次側電流Ｉｓ、ドレイン電流Ｉｄ、ドライブ出力Ｄｒのそれぞれの波形の一例を示した図である。In the circuit configuration shown in FIG. 6, each of drain voltage Vds, voltage Vc across control winding 12c, voltage Va at node A, differential value of voltage Va, secondary current Is, drain current Id, and drive output Dr. It is the figure which showed an example of this waveform. （Ａ）および（Ｂ）は、図１０および図７に示した回路構成において、それぞれ、電源Ｖｃｃ、ドレイン電圧Ｖｄｓ、コントロール巻線１２ｄの一方の端子、その反対側のコントロール巻線１２ｄの他方の端子側のノードＡ、（ノードＡ−コントロール巻線１２ｄの一方の端子）の波形を表すグラフである。(A) and (B) are the power supply Vcc, drain voltage Vds, one terminal of the control winding 12d, and the other of the control winding 12d on the opposite side in the circuit configurations shown in FIGS. 10 and 7, respectively. It is a graph showing the waveform of node A on the terminal side (node A—one terminal of control winding 12d). 本出願人に係る電源装置の回路構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the circuit structure of the power supply device which concerns on this applicant. 従来技術に係る電源装置であるリンギングチョークコンバータの回路構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the circuit structure of the ringing choke converter which is a power supply device which concerns on a prior art. 図１１に示した回路構成において、ドレイン電圧Ｖｄｓ、コントロール巻線１２ｃ両端の電圧Ｖｃ、２次側電流Ｉｓ、ドレイン電流Ｉｄのそれぞれの波形の一例を示した図である。FIG. 12 is a diagram illustrating an example of waveforms of a drain voltage Vds, a voltage Vc across a control winding 12c, a secondary current Is, and a drain current Id in the circuit configuration illustrated in FIG.

Explanation of symbols

１０電源装置
１２トランス
１２ａ一次巻線
１２ｂ二次巻線
１２ｃコントロール巻線
１４スイッチング素子
１６容量素子（スナバコンデンサ）
１８回路
１８ａ，１８ｂ，１８ｆ，２８ａ，３０ａダイオード
１８ｃ，１８ｄ，１８ｅ，２６，４２抵抗
２２制御装置
２２ａゼロ点検出部
２２ｂ制御部
２４入力電源
２８，３０整流平滑回路
２８ｂ，３０ｂ，３８コンデンサ
３２負荷
３４フィードバック回路
３６微分回路
４０オペアンプ
４４電圧検出手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Power supply device 12 Transformer 12a Primary winding 12b Secondary winding 12c Control winding 14 Switching element 16 Capacitance element (snubber capacitor)
18 circuit 18a, 18b, 18f, 28a, 30a diode 18c, 18d, 18e, 26, 42 resistor 22 control device 22a zero point detection unit 22b control unit 24 input power supply 28, 30 rectification smoothing circuit 28b, 30b, 38 capacitor 32 load 34 Feedback Circuit 36 Differentiation Circuit 40 Operational Amplifier 44 Voltage Detection Means

Claims

A transformer having a primary winding, a secondary winding and a control winding; a switching element for switching a current in a direction from the dot side terminal to the non-dot side terminal of the primary winding; and an output of the secondary winding. In a switching power supply device including a rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes to generate an output voltage,
The dot side terminal of the primary winding is connected to the power source, and the non-dot side terminal is connected to the switching element, respectively.
Clamping means for clamping the non-dot side terminal of the control winding to a predetermined potential; and a first diode for extracting a waveform of a positive potential compared to the predetermined potential from the dot side terminal of the control winding; Comprising a circuit having
Further, a control device having a zero point detection unit that observes the waveform of the positive potential and detects a predetermined timing, and a control unit that turns on the switching element based on a detection result by the zero point detection unit A power supply apparatus comprising:

The clamp means is at least one second diode connected in series from the ground toward the non-dot side terminal of the control winding. The first diode has an anode grounded and a cathode connected to the control The power supply device according to claim 1, wherein the power supply device is connected to a dot side terminal of the winding.

The control winding has one terminal connected to a second rectifying / smoothing circuit, and a DC output rectified by the second rectifying / smoothing circuit is supplied as a power source of the control device. Item 3. The power supply device according to Item 2.

The clamping means is means for connecting a non-dot side terminal of the control winding to a ground potential, and the first diode has an anode connected to a dot side terminal of the control winding. The power supply device according to claim 1.

The control winding has a non-dot-side terminal connected to a second rectifying / smoothing circuit, and a positive DC output compared to the predetermined potential rectified by the second rectifying / smoothing circuit And a second control winding in which the non-dot side terminal is fixed to the ground by the clamping means and the dot side terminal is connected to the anode of the first diode. The power supply device according to claim 4.

The zero point detection unit includes a differentiation circuit that generates a signal indicating a differential value of the waveform of the positive potential, and a zero point detection circuit that detects a timing at which the signal indicating the differential value becomes zero. The power supply device according to claim 1.

The masking process part which performs a masking process for the predetermined time after turning on the said switching element with respect to control based on the detection result by the said zero point detection part is provided. Power supply.

A switching method using the power supply device according to claim 1,
After the switching element is turned off and the discharge from the secondary winding is finished, the clamp means clamps the non-dot side terminal of the control winding to a predetermined potential, and the zero point detection unit A power supply device characterized in that a timing at which a differential value of a positive potential waveform becomes zero is detected, and the control unit generates a control signal for turning on the switching element based on the detected timing. Switching method.

9. The switching method for a power supply apparatus according to claim 8, wherein masking processing is performed for a predetermined time after the switching element is turned on for control based on a detection result by the zero point detection unit.