JP2010074868A - Motor drive control circuit and electric power steering apparatus - Google Patents
Motor drive control circuit and electric power steering apparatus Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010074868A JP2010074868A JP2008235940A JP2008235940A JP2010074868A JP 2010074868 A JP2010074868 A JP 2010074868A JP 2008235940 A JP2008235940 A JP 2008235940A JP 2008235940 A JP2008235940 A JP 2008235940A JP 2010074868 A JP2010074868 A JP 2010074868A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- current detection
- switch
- detection result
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Power Steering Mechanism (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、多相交流モータを駆動制御するモータ駆動制御回路及びそのモータ駆動制御回路を有した電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to a motor drive control circuit for driving and controlling a multiphase AC motor and an electric power steering apparatus having the motor drive control circuit.
従来のこの種のモータ駆動制御回路には、直流電源の直流出力から多相交流電流を生成して多相交流モータに通電するためのブリッジ回路が備えられ、そのブリッジ回路は、直流電源における正負の電極の間に並列接続される複数のスイッチ直列回路を備えている。そして、多相交流電流をフィードバック制御するために、各スイッチ直列回路に相電流検出素子(例えば、シャント抵抗)を直列に接続して、各相電流を検出していた(例えば、特許文献1参照)。
しかしながら、上述した従来のモータ駆動制御回路では、各相電流を正確に検出するために、高精度な相電流検出素子が相に応じた数だけ設けられていたためにモータ駆動制御回路が高価になっていた。 However, in the conventional motor drive control circuit described above, in order to accurately detect each phase current, the number of high-accuracy phase current detection elements is provided according to the phase, so that the motor drive control circuit becomes expensive. It was.
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、安価に製造可能なモータ駆動制御回路及び電動パワーステアリング装置の提供を目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a motor drive control circuit and an electric power steering device that can be manufactured at low cost.
上記目的を達成するためになされた請求項1の発明に係るモータ駆動制御回路(40)は、直流電源(14)の正負の電極間に並列接続される複数のスイッチ直列回路(43U,43V,43W)のそれぞれに1対のスイッチ素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)を直列に設けかつ、各スイッチ直列回路(43U,43V,43W)における1対のスイッチ素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)の間から分岐した複数の分岐回路(42U,42V,42W)を、多相交流モータ(19)の各相巻線(19U,19V,19W)に接続してなるブリッジ回路(43)と、複数のスイッチ直列回路(43U,43V,43W)にそれぞれ接続され、各スイッチ直列回路(43U,43V,43W)に流れる電流を検出可能な複数の相電流検出素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)と、各スイッチ素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)をオンオフすることで直流電源(14)の直流出力から多相交流電流(Iu,Iv,Iw)を生成して多相交流モータ(19)に付与すると共に、相電流検出素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)にて検出した電流検出結果を取得して多相交流電流(Iu,Iv,Iw)をフィードバック制御する制御回路(44)とを備えたモータ駆動制御回路(40)において、一端に直流電源(14)の正負の一方の電極が接続される一方、他端に複数のスイッチ直列回路(43U,43V,43W)が共通接続され、相電流検出素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)より正確に電流を検出可能な補正用電流検出素子(45)を設け、制御回路(44)は、複数の相電流検出素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)のうち1つの相電流検出素子にのみ電流が流れている特定位相で取得した相電流検出素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)による電流検出結果と、補正用電流検出素子(45)による電流検出結果とから各相電流検出素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)の電流検出結果を補正するための補正データ(Ku,Kv,Kw)を生成し、補正データ(Ku,Kv,Kw)を用いて特定位相以外の位相における相電流検出素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)による電流検出結果を補正するところに特徴を有する。
The motor drive control circuit (40) according to the invention of
なお、本発明において、「補正データを用いて特定位相以外の位相における相電流検出素子による電流検出結果を補正する」とは、「補正データを用いて特定位相における相電流検出素子による電流検出結果を補正する」ことを排除するものではない。 In the present invention, “correcting the current detection result by the phase current detection element in a phase other than the specific phase using the correction data” means “current detection result by the phase current detection element in the specific phase using the correction data”. Is not excluded.
請求項2の発明は、請求項1に記載のモータ駆動制御回路(40)において、1対のスイッチ素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)は、MOSFETであり、各相電流検出素子(UH,UL,VH,VL,WH,WL)は、複数のスイッチ直列回路(43U,43V,43W)における一方のスイッチ素子で兼用されたところに特徴を有する。 According to a second aspect of the present invention, in the motor drive control circuit (40) according to the first aspect, the pair of switch elements (UH, UL, VH, VL, WH, WL) are MOSFETs, and each phase current is detected. The elements (UH, UL, VH, VL, WH, WL) are characterized in that they are shared by one switch element in the plurality of switch series circuits (43U, 43V, 43W).
請求項3の発明に係る電動パワーステアリング装置(11)は、請求項1又は2に記載のモータ駆動制御回路(40)を有し、多相交流モータ(19)を駆動源として備えたところに特徴を有する。 An electric power steering device (11) according to a third aspect of the invention includes the motor drive control circuit (40) according to the first or second aspect, and includes a multiphase AC motor (19) as a drive source. Has characteristics.
[請求項1の発明]
本発明のモータ駆動回路では、ブリッジ回路における複数のスイッチ直列回路のスイッチ素子をオンオフすることで、ブリッジ回路における複数のスイッチ直列回路及び多相交流モータの相巻線に多相交流電流が流れる。その多相交流電流に含まれる各相電流は、複数のスイッチ直列回路に接続された複数の相電流検出素子によって検出されて、フィードバック制御される。また、本発明では、複数の相電流検出素子に対し、それら相電流検出素子より正確に電流を検出可能な1つの補正用電流検出素子が、ブリッジ回路における複数のスイッチ直列回路の共通接続部分と直流電源との間に設けられている。ここで、複数の相電流検出素子のうち1つの相電流検出素子にのみ電流が流れている特定位相では、その1つの相電流検出素子に流れる電流と補正用電流検出素子に流れる電流とが一致する。これにより、同じ電流を、相電流検出素子と補正用電流検出素子とによってそれぞれ検出し、そのズレを補正するための補正データを生成することができる。そして、複数の相電流検出素子の間で特定位相になる相電流検出素子は切り替わるので、1つの補正用電流検出素子で複数の相電流検出素子にそれぞれ固有の補正データを生成することができる。そして、その補正データを利用して、特定位相以外の位相の相電流検出素子による電流検出結果を補正するので、各相電流の検出精度が高くなり、安定したフィードバック制御を行うことができる。
[Invention of Claim 1]
In the motor drive circuit of the present invention, a multiphase AC current flows through the phase windings of the plurality of switch series circuits and the multiphase AC motor in the bridge circuit by turning on and off the switch elements of the plurality of switch series circuits in the bridge circuit. Each phase current included in the multiphase AC current is detected by a plurality of phase current detection elements connected to a plurality of switch series circuits and subjected to feedback control. Further, in the present invention, for a plurality of phase current detection elements, one correction current detection element capable of detecting a current more accurately than the phase current detection elements is connected to a common connection portion of the plurality of switch series circuits in the bridge circuit. It is provided between the DC power supply. Here, in the specific phase in which the current flows only in one phase current detection element among the plurality of phase current detection elements, the current flowing in the one phase current detection element and the current flowing in the correction current detection element coincide with each other. To do. Thereby, the same current can be detected by the phase current detection element and the correction current detection element, respectively, and correction data for correcting the deviation can be generated. Since the phase current detection element having a specific phase is switched between the plurality of phase current detection elements, the correction data unique to each of the plurality of phase current detection elements can be generated by one correction current detection element. Since the correction data is used to correct the current detection result by the phase current detection element having a phase other than the specific phase, the detection accuracy of each phase current is improved, and stable feedback control can be performed.
このように、本発明のモータ駆動制御回路では、直流電源とブリッジ回路との間に、相電流検出素子より正確に電流を検出可能な補正用電流検出素子を設けておき、複数の相電流検出素子による電流検出結果を、その1つの補正用電流検出素子の電流検出結果に基づいて補正するように構成したので、補正用電流検出素子の電流検出精度が高精度であれば、複数のスイッチ直列回路にそれぞれ接続された複数の相電流検出素子を、精度の低い廉価なものにすることができる。つまり、従来はブリッジ回路の相に応じた数だけ必要であった高精度な電流検出素子を、相の数には関係なく1つだけにすることができるので、モータ駆動制御回路を従来よりも安価に製造することができる。 Thus, in the motor drive control circuit of the present invention, a correction current detection element capable of detecting current more accurately than the phase current detection element is provided between the DC power supply and the bridge circuit, and a plurality of phase current detections are provided. Since the current detection result by the element is configured to be corrected based on the current detection result of the one correction current detection element, if the current detection accuracy of the correction current detection element is high, a plurality of switches are connected in series. A plurality of phase current detection elements respectively connected to the circuit can be made inexpensive with low accuracy. In other words, the number of high-accuracy current detection elements that were conventionally required in accordance with the number of phases of the bridge circuit can be reduced to one regardless of the number of phases. It can be manufactured at low cost.
[請求項2の発明]
請求項2の発明によれば、相電流検出素子を複数のスイッチ直列回路における一方のスイッチ素子で兼用したので、スイッチ素子とは別に相電流検出素子を各スイッチ直接回路に接続した場合に比較して、更なるコストダウンを図ることができかつ、モータ駆動制御回路を小型化することができる。
[Invention of claim 2]
According to the invention of claim 2, since the phase current detection element is also used as one switch element in the plurality of switch series circuits, the phase current detection element is compared with the case where the phase current detection element is connected to each switch direct circuit separately from the switch element. Thus, the cost can be further reduced and the motor drive control circuit can be reduced in size.
[請求項3の発明]
請求項3の電動パワーステアリング装置によれば、請求項1又は2に記載のモータ駆動制御回路を有したので、電動パワーステアリング装置を安価に製造することができる。
[Invention of claim 3]
According to the electric power steering apparatus of the third aspect, since the motor drive control circuit according to the first or second aspect is provided, the electric power steering apparatus can be manufactured at low cost.
[第1実施形態]
以下、本発明の第1実施形態を図1〜図5に基づいて説明する。図1に示された車両10は、電動パワーステアリング装置11を備え、運転者によるステアリング操作を三相交流モータ19(本発明の「多相交流モータ」に相当する。以下、単に「モータ19」という)で補助して転舵輪12,12を転舵することができる。具体的には、1対の転舵輪12,12の間には、転舵輪間シャフト16が差し渡され、その転舵輪間シャフト16は、筒形ハウジング18の内部に挿通されている。転舵輪間シャフト16の両端は、タイロッド17,17を介して各転舵輪12,12に連結され、筒形ハウジング18は、車両10の本体に固定されている。また、筒形ハウジング18の軸方向の中間部分には大径部18Dが備えられ、その大径部18Dにモータ19が内蔵されている。モータ19は、筒形ハウジング18の内面に嵌合固定されたステータ20と、ステータ20の内側に遊嵌された筒状のロータ21とを備えてなる。そして、転舵輪間シャフト16がロータ21の内側を貫通している。また、筒形ハウジング18のうち大径部18Dの一端には、ロータ21の回転位置θ1を検出するための回転位置センサ25(例えば、レゾルバ)が設けられている。
[First Embodiment]
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. The
ロータ21の内面には、ボールネジナット22が組み付けられている。また、転舵輪間シャフト16の軸方向の中間部分にはボールネジ部23が形成されている。これらボールネジナット22とボールネジ部23とからボールネジ機構24が構成され、ロータ21と共にボールネジナット22が回転すると、筒形ハウジング18に対してボールネジ部23が直動し、これにより転舵輪12,12が転舵する。
A
転舵輪間シャフト16の一端部側には、ラック30が形成され、ステアリングシャフト32の下端部に備えたピニオン31がこのラック30に噛合している。ステアリングシャフト32の上端部には、ステアリング33が取り付けられている。
A
ステアリングシャフト32には、舵角センサ34とトルクセンサ35とが取り付けられ、ステアリング33の操舵角θ2を検出すると共に、ステアリングシャフト32にかかる操舵トルクTfを検出している。また、転舵輪12の近傍には、転舵輪12の回転に基づいて車速Vを検出するための車速センサ36が設けられている。
A
モータ19は、モータ駆動制御回路40によって駆動制御される。図2に示すようにモータ駆動制御回路40は、モータ駆動回路43(本発明の「ブリッジ回路」に相当する)とモータ制御回路44(本発明の「制御回路」に相当する)とを有している。また、モータ制御回路44は、指令値決定部41とインバータ制御部42とからなる。
The
直流電源14は、バッテリ38に昇圧回路39を接続してなり、バッテリ38の出力電圧を昇圧回路39で昇圧してモータ駆動回路43に付与している。また、バッテリ38は、エンジンに連動するオルタネータ(図示せず)から受電している。
The
モータ駆動回路43は、バッテリ38に接続された昇圧回路39の正極と負極(GND)との間に、U,V,W相の各スイッチ直列回路43U,43V,43Wが並列接続された三相ブリッジ回路になっている。U相のスイッチ直列回路43Uには、上段側のスイッチ素子UH、下段側のスイッチ素子ULとが直列接続して備えられ、それら両スイッチ素子UH,ULの中間から分岐した給電ライン42Uにモータ19のU相巻線19Uが接続されている。これと同様に、V相のスイッチ直列回路43Vには、上段側のスイッチ素子VH及び下段側のスイッチ素子VLが備えられ、それらの中間から分岐した給電ライン42Vにモータ19のV相巻線19Vが接続されており、W相のスイッチ直列回路43Wには、上段側のスイッチ素子WH及び下段側のスイッチ素子WLが備えられ、それらの中間から分岐した給電ライン42Wにモータ19のW相巻線19Wが接続されている。また、スイッチ素子群UH,UL,VH,・・・は、例えば、Nチャンネル型のMOSFETで構成され、それらMOSFETのゲートがモータ制御回路44(インバータ制御部42)に接続されている。なお、給電ライン42U,42V,42Wは、それぞれ本発明の「分岐回路」に相当する。
The
指令値決定部41は、トルクセンサ35、舵角センサ34及び車速センサ36から各検出結果(操舵トルクTf、ステアリング33の操舵角θ2、車速V)を取得し、モータ19に対するモータ駆動電流の指令値Iq1*を決定する。
The command
インバータ制御部42は、指令値決定部41からモータ駆動電流の指令値Iq1*を取得して、モータ駆動回路43のスイッチ素子UH,UL,VH,・・・をオンオフ駆動する。そのためにインバータ制御部42では、指令値Iq1*に基づいて、図4(A)に示した指令値Vu1*,Vv1*,Vw1*を生成すると共に、三角波Kを生成する。なお、モータ駆動電流の指令値Iq1*から指令値Vu1*,Vv1*,Vw1*を生成する方法については公知(例えば、特開2006−340551号公報)であるので詳細な説明は省略する。そして、モータ制御回路44は、指令値Vu1*,Vv1*,Vw1*と三角波Kとに基づいて、所謂、「三角波比較方式」のPWM制御を行う。これにより、図4(B)のグラフに示すように、例えば、互いに120度ずつ位相がずれた正弦波形で示される三相交流電流Iu,Iv,Iwが給電ライン42U,42V,42Wを介してモータ駆動回路43からモータ19へと出力される。
The
ここで、図4(B)のグラフにおいて、三相交流電流Iu,Iv,Iwを示す正弦波が「正」である位相では、モータ駆動回路43からモータ19へと電流が流れ、「負」である位相では、モータ19からモータ駆動回路43へと電流が流れる。例えば、U相の電流Iuは、電気角θ1が0<θ1<60[deg],240<θ1<360[deg]のときに、モータ駆動回路43からモータ19へと流れ、60<θ1<240[deg]のときにモータ19からモータ駆動回路43へと流れる。また、V相の電流Ivは、0<θ1<180[deg]のときに、モータ駆動回路43からモータ19へと流れ、180<θ1<360[deg]のときにモータ19からモータ駆動回路43へと流れる。また、W相の電流Iwは、電気角θ1が120<θ1<300[deg]のときにモータ駆動回路43からモータ19へと流れ、0<θ1<120[deg]及び300<θ1<360[deg]のときにモータ19からモータ駆動回路43へと流れる。なお、本実施形態のモータ19はY結線(スター結線)になっている。
Here, in the graph of FIG. 4B, when the sine wave indicating the three-phase alternating currents Iu, Iv, Iw is “positive”, current flows from the
ところで、モータ駆動回路43とモータ19との間での電流の通電パターンには、以下の2つのパターンがある。即ち、U,V,Wの3相のうち何れか1相から他の2相へと電流が流れる第1の通電パターン(本実施形態では電気角θ1が、60<θ1<120[deg]、180<θ1<240[deg]、300<θ1<360[deg]のとき)と、3相のうちの何れか2相から他の1相へと電流が流れる第2の通電パターン(本実施形態では電気角θ1が、0<θ1<60[deg]、120<θ1<180[deg]、240<θ1<300[deg]のとき)である。
By the way, there are the following two patterns in the current conduction pattern between the
図3(A)は第1の通電パターンの一例であり、同図における破線矢印は、ロータ21の電気角θ1が、300<θ1<360[deg]の場合の三相交流電流Iu,Iv,Iwの流れを示している。この場合、U相スイッチ直列回路43Uの上段側から給電ライン42Uを介してモータ19のU相巻線19Uに電流Iuが流れ込み、その電流Iuが、U相電流になる。電流Iuはモータ19のV,Wの相巻線19V,19Wに分かれて流れ、それぞれV相電流IvとW相電流Iwになる。相巻線19V,19Wを流れる電流Iv,Iwは、給電ライン42V,42Wを介してV,W相のスイッチ直列回路43V,43Wに流れ込み下段側のスイッチ素子VL,WLを流れ、さらに合流して直流電源14の負極(GND)へと流れる。
FIG. 3A is an example of the first energization pattern, and the broken-line arrows in FIG. 3 indicate three-phase alternating currents Iu, Iv, when the electrical angle θ1 of the
また、図3(B)は第2の通電パターンの一例であり、同図における破線矢印は、ロータ21の電気角θ1が0<θ1<60[deg]の場合の三相交流電流Iu,Iv,Iwの流れを示している。この場合、U相スイッチ直列回路43U及びV相スイッチ直列回路43Vの上段側から給電ライン42U,42Vを介してモータ19のU,Vの相巻線19U,19Vに電流Iu,Ivが流れ込み、それぞれU相電流、V相電流になる。また、相巻線19U,19Vを流れる電流Iu,Ivは、合流してW相巻線19Wに流れ込みW相電流になる。W相巻線19Wを流れる電流Iwは、給電ライン42Wを介してW相スイッチ直列回路43Wに流れ込み下段側のスイッチ素子WLを流れ、さらに直流電源14の負極(GND)へと流れる。
FIG. 3B shows an example of the second energization pattern. The broken line arrows in FIG. 3 indicate three-phase alternating currents Iu and Iv when the electrical angle θ1 of the
モータ駆動制御回路40は、モータ19に出力する三相交流電流Iu,Iv,Iwをフィードバック制御する。そのために、本実施形態のモータ駆動制御回路40では、図2に示すように、各スイッチ直列回路43U,43V,43Wのうち、下段側のスイッチ素子UL,VL,WLの両端間の電位差Vu,Vv,Vwが、モータ駆動回路43に備えた増幅回路44P,44P,44Pを通してモータ制御回路44(詳細には、インバータ制御部42)に入力されている。モータ制御回路44は、電位差Vu,Vv,Vwとスイッチ素子UL,VL,WLのオン抵抗値Ronとから各スイッチ直列回路43U,43V,43Wに実際に流れた電流Iu,Iv,Iwを演算する。
The motor
ここで、MOSFETである各スイッチ素子UL,VL,WLはPWM制御に伴うスイッチング動作により発熱するためオン抵抗値Ronが変動する。また、同じ製品間でもオン抵抗値Ronのばらつきがあるため、スイッチ素子UL,VL,WLによる電流Iu,Iv,Iwの検出結果には、誤差が生じ易い。 Here, since each switch element UL, VL, WL, which is a MOSFET, generates heat due to a switching operation associated with PWM control, the on resistance value Ron varies. In addition, since the ON resistance value Ron varies among the same products, errors are likely to occur in the detection results of the currents Iu, Iv, and Iw by the switch elements UL, VL, and WL.
そこで本実施形態では、スイッチ素子UL,VL,WLによる電流Iu,Iv,Iwの検出結果を補正するために、モータ駆動回路43と直流電源14の負極(GND)との間に、電流検出精度の高いシャント抵抗45(本発明の「補正用電流検出素子」に相当する)が設けられ、そのシャント抵抗45の両端における電位差Vsがモータ駆動回路43に備えた増幅回路45Pを通してモータ制御回路44に入力されている(図2参照)。このシャント抵抗45は、スイッチ素子UL,VL,WLよりも抵抗の温度係数が小さく、正確に電流を検出することが可能である。ここで、図3(B)に示すように、U,V,Wの3相のうち何れか2相(U,V相)から他の1相(W相)に向かって電流が流れている位相では、他の1相(W相)の下段側のスイッチ素子(WL)に流れる電流(Iw)と、シャント抵抗45に流れる電流Isとが一致する。
Therefore, in this embodiment, in order to correct the detection results of the currents Iu, Iv, and Iw by the switch elements UL, VL, and WL, the current detection accuracy is between the
本実施形態の構成に関する説明は以上である。次に、本実施形態の作用効果について説明する。インバータ制御部42は、図示しないCPU,ROM,RAMを備え、そのROMに記憶された電流検出プログラムPG1(図5参照)をCPUが所定周期で実行することで、U,V,W相の電流Iu,Iv,Iwを検出及び補正する。
This completes the description of the configuration of the present embodiment. Next, the effect of this embodiment is demonstrated. The
電流検出プログラムPG1が実行されると、まず、モータ19に備えた回転位置センサ25からロータ21の電気角θ1を取得する(S1)。
When the current detection program PG1 is executed, first, the electrical angle θ1 of the
次いで、電気角θ1が0<θ1<60[deg]であるかか否かを判別する(S2)。即ち、U,V相からW相に向かって電流が流れ(図3(B)の状態)、下段側の3つのスイッチ素子UL,VL,WLのうち、スイッチ素子WLだけに電流が流れる「W相にとっての特定位相」であるか否かを判別する。 Next, it is determined whether or not the electrical angle θ1 is 0 <θ1 <60 [deg] (S2). That is, a current flows from the U and V phases toward the W phase (the state shown in FIG. 3B), and the current flows only to the switch element WL among the three switch elements UL, VL, and WL on the lower stage side. It is determined whether or not it is a “specific phase for the phase”.
電気角θ1が0<θ1<60[deg]ではない場合(S2でNO)には、ステップS3に移行する。一方、電気角θ1が0<θ1<60[deg]である場合(S2でYES)には、スイッチ素子WLの電位差Vwを取得し、その電位差Vwと、スイッチ素子WLの既知のオン抵抗値Ron(例えばカタログ値)とからW相スイッチ直列回路43W(スイッチ素子WL)に流れる電流Iwを演算する(S21)。
When the electrical angle θ1 is not 0 <θ1 <60 [deg] (NO in S2), the process proceeds to step S3. On the other hand, when the electrical angle θ1 is 0 <θ1 <60 [deg] (YES in S2), the potential difference Vw of the switch element WL is acquired, and the potential difference Vw and the known on-resistance value Ron of the switch element WL are acquired. The current Iw flowing through the W-phase
次いで、シャント抵抗45の電位差Vsを取得し、その電位差Vsとシャント抵抗45の抵抗値Rsとから、「W相にとっての特定位相」でシャント抵抗45に流れる電流Isを演算する(S22)。つまり、上記ステップS21,S22では、同じ電流をスイッチ素子WLとシャント抵抗45とによってそれぞれ検出する。ここで、シャント抵抗45による電流Isの検出結果は、スイッチ素子WLの電位差Vwとオン抵抗値Ronとから演算された電流Iwの検出結果よりも正確である。
Next, the potential difference Vs of the
そして、それら電流Iw,Isの検出結果から、スイッチ素子WLによる電流Iwの検出結果を補正するための補正データを生成する(S23)。具体的には、シャント抵抗45による電流検出結果をスイッチ素子WLの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果をスイッチ素子WLの電流検出結果に対する補正係数Kwとする。即ち、同一の電流をスイッチ素子WLとシャント抵抗45とで検出した場合に、スイッチ素子WLによる電流検出結果が、シャント抵抗45による電流検出結果より大きいときには補正係数Kw<1となり、小さいときには補正係数Kw>1となる。
Then, correction data for correcting the detection result of the current Iw by the switch element WL is generated from the detection results of the currents Iw and Is (S23). Specifically, a ratio obtained by dividing the current detection result by the
ステップS2でNOの場合には、電気角θ1が、120<θ1<180[deg]であるか否かを判別する(S3)。即ち、V,W相からU相に向かって電流が流れ、下段側の3つのスイッチ素子UL,VL,WLのうち、スイッチ素子ULだけに電流が流れる「U相にとっての特定位相」か否かを判別する。 If NO in step S2, it is determined whether or not the electrical angle θ1 is 120 <θ1 <180 [deg] (S3). That is, whether or not the current flows from the V and W phases toward the U phase, and among the three switch elements UL, VL, and WL on the lower stage, the current flows only to the switch element UL. Is determined.
電気角θ1が、120<θ1<180[deg]ではない場合(S3でNO)には、ステップS4に移行する。一方、電気角θ1が、120<θ1<180[deg]である場合(S3でYES)には、スイッチ素子ULの電位差Vuを取得し、その電位差Vuと、スイッチ素子ULの既知のオン抵抗値Ron(例えばカタログ値)とからU相スイッチ直列回路43U(スイッチ素子UL)に流れる電流Iuを演算する(S31)。
When the electrical angle θ1 is not 120 <θ1 <180 [deg] (NO in S3), the process proceeds to step S4. On the other hand, when the electrical angle θ1 is 120 <θ1 <180 [deg] (YES in S3), the potential difference Vu of the switch element UL is acquired, and the potential difference Vu and the known on-resistance value of the switch element UL are obtained. The current Iu flowing through the U-phase
次いで、シャント抵抗45の電位差Vsを取得し、その電位差Vsとシャント抵抗45の抵抗値Rsとから、「U相にとっての特定位相」でシャント抵抗45に流れる電流Isを演算する(S32)。つまり、上記ステップS31,S32では、同じ電流をスイッチ素子ULとシャント抵抗45とによってそれぞれ検出する。ここで、シャント抵抗45による電流Isの検出結果は、スイッチ素子ULの電位差Vuとオン抵抗値Ronとから演算された電流Iuの検出結果よりも正確である。
Next, the potential difference Vs of the
そして、シャント抵抗45による電流検出結果をスイッチ素子ULの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果をスイッチ素子ULの電流検出結果に対する補正係数Ku(本発明の「補正データ」に相当する)とする(S33)。即ち、同一の電流をスイッチ素子ULとシャント抵抗45とで検出した場合に、スイッチ素子ULによる電流検出結果が、シャント抵抗45による電流検出結果より大きいときには補正係数Ku<1となり、小さいときには補正係数Ku>1となる。
Then, a ratio obtained by dividing the current detection result of the
ステップS3でNOの場合には、電気角θ1が、240<θ1<300[deg]であるか否かを判別する(S4)。即ち、U,W相からV相に向かって電流が流れ、下段側の3つのスイッチ素子UL,VL,WLのうち、スイッチ素子VLだけに電流が流れる「V相にとっての特定位相」か否かを判別する。 If NO in step S3, it is determined whether or not the electrical angle θ1 is 240 <θ1 <300 [deg] (S4). That is, whether or not the current flows from the U and W phases toward the V phase, and the current flows only to the switch element VL among the three switch elements UL, VL, and WL on the lower stage. Is determined.
電気角θ1が、240<θ1<300[deg]ではない場合(S4でNO)には、ステップS5に移行する。一方、電気角θ1が、240<θ1<300[deg]である場合(S4でYES)には、スイッチ素子VLの電位差Vvを取得し、その電位差Vvと、スイッチ素子VLの既知のオン抵抗値Ron(例えばカタログ値)とからV相スイッチ直列回路43V(スイッチ素子VL)に流れる電流Ivを演算する(S41)。
When the electrical angle θ1 is not 240 <θ1 <300 [deg] (NO in S4), the process proceeds to step S5. On the other hand, when the electrical angle θ1 is 240 <θ1 <300 [deg] (YES in S4), the potential difference Vv of the switch element VL is acquired, and the potential difference Vv and the known on-resistance value of the switch element VL are obtained. A current Iv flowing through the V-phase
次いで、シャント抵抗45の電位差Vsを取得し、その電位差Vsとシャント抵抗45の抵抗値Rsとから、「V相にとっての特定位相」でシャント抵抗45に流れる電流Isを演算する(S42)。つまり、上記ステップS41,S42では、同じ電流をスイッチ素子VLとシャント抵抗45とによってそれぞれ検出する。ここで、シャント抵抗45による電流Isの検出結果は、スイッチ素子VLの電位差Vvとオン抵抗値Ronとから演算された電流Ivの検出結果よりも正確である。
Next, the potential difference Vs of the
そして、シャント抵抗45による電流検出結果をスイッチ素子VLの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果をスイッチ素子VLの電流検出結果に対する補正係数Kv(本発明の「補正データ」に相当する)とする(S43)。即ち、同一の電流をスイッチ素子VLとシャント抵抗45とで検出した場合に、スイッチ素子VLによる電流検出結果が、シャント抵抗45による電流検出結果より大きいときには補正係数Kv<1となり、小さいときには補正係数Kv>1となる。
Then, a ratio obtained by dividing the current detection result by the
上記ステップS2〜S4に続くステップS5では、W相の下段側のスイッチ素子WLの電位差Vwを取得し、その電位差Vwとスイッチ素子WLのオン抵抗値Ronとから演算されたW相の電流Iwの検出結果に、補正係数Kwを乗じて、スイッチ素子WLによる電流Iwの検出結果を補正する(S5)。なお、「W相にとっての特定位相」のときは、ステップS5の処理により補正された電流Iwの検出結果が、ステップS22で検出されたシャント抵抗45による電流Isの検出結果と一致するので、シャント抵抗45による検出結果を、そのままW相の電流Iwの検出結果としてもよい。即ち、電流Iwの検出結果に補正係数Kwを乗じて電流Iwの検出結果を補正するという本処理(S5)を省いてもよい。
In step S5 following the above steps S2 to S4, the potential difference Vw of the lower W-side switch element WL is acquired, and the W-phase current Iw calculated from the potential difference Vw and the on-resistance value Ron of the switch element WL is obtained. The detection result is multiplied by the correction coefficient Kw to correct the detection result of the current Iw by the switch element WL (S5). In the case of “specific phase for the W phase”, the detection result of the current Iw corrected by the process of step S5 matches the detection result of the current Is by the
次いで、U相の下段側のスイッチ素子ULの電位差Vuを取得し、その電位差Vuとスイッチ素子ULのオン抵抗値Ronとから演算されたU相の電流Iuの検出結果に、補正係数Kuを乗じて、スイッチ素子ULによる電流Iuの検出結果を補正する(S6)。なお、「U相にとっての特定位相」のときは、ステップS6の処理により補正された電流Iuの検出結果が、ステップS32で検出されたシャント抵抗45による電流Isの検出結果と一致するので、シャント抵抗45による検出結果を、そのままU相の電流Iuの検出結果としてもよい。即ち、電流Iuの検出結果に補正係数Kuを乗じて電流Iuの検出結果を補正するという本処理(S6)を省いてもよい。
Next, the potential difference Vu of the U-phase lower-side switch element UL is acquired, and the detection result of the U-phase current Iu calculated from the potential difference Vu and the ON resistance value Ron of the switch element UL is multiplied by the correction coefficient Ku. Thus, the detection result of the current Iu by the switch element UL is corrected (S6). In the case of “specific phase for the U phase”, the detection result of the current Iu corrected by the process of step S6 matches the detection result of the current Is by the
次いで、V相の下段側のスイッチ素子VLの電位差Vvを取得し、その電位差Vvとスイッチ素子VLのオン抵抗値Ronとから演算されたV相の電流Ivの検出結果に、補正係数Kvを乗じて、スイッチ素子VLによる電流Ivの検出結果をより正確な値に補正する(S7)。なお、「V相にとっての特定位相」のときは、ステップS7の処理により補正された電流Ivの検出結果が、ステップS42で検出されたシャント抵抗45による電流Isの検出結果と一致するので、シャント抵抗45による検出結果を、そのままV相の電流Ivの検出結果としてもよい。即ち、電流Ivの検出結果に補正係数Kvを乗じて電流Ivの検出結果を補正するという本処理(S7)を省いてもよい。
Next, the potential difference Vv of the V-phase lower switch element VL is acquired, and the detection result of the V-phase current Iv calculated from the potential difference Vv and the on-resistance value Ron of the switch element VL is multiplied by the correction coefficient Kv. Thus, the detection result of the current Iv by the switch element VL is corrected to a more accurate value (S7). In the case of “specific phase for the V phase”, the detection result of the current Iv corrected by the process of step S7 matches the detection result of the current Is by the
以上が電流検出プログラムPG1の説明であり、モータ制御回路44は、スイッチ素子UL,VL,WLにより実際に検出されかつ、電流検出プログラムPG1により補正されたU,V,W相の電流Iu,Iv,Iwの検出結果に基づいて、モータ駆動回路43のU,V,W相(モータ19の相巻線19U,19V,19W)に流す電流Iu,Iv,Iwをフィードバック制御する。
The above is the description of the current detection program PG1, and the
このように、本実施形態のモータ駆動制御回路40では、モータ駆動回路43と直流電源14の負極(GND)との間にスイッチ素子UL,VL,WLより正確に電流を検出可能なシャント抵抗45を1つ設けておき、各スイッチ素子UL,VL,WLによる電流Iu,Iv,Iwの検出結果とシャント抵抗45による電流Isの検出結果とから生成した補正係数Ku,Kv,Kwによって、各スイッチ素子UL,VL,WLによる電流Iu,Iv,Iwの検出結果を補正するので、シャント抵抗45の電流検出精度が高精度であれば、複数のスイッチ直列回路43U,43V,43Wにそれぞれ接続された3つの相電流検出素子(スイッチ素子UL,VL,WL)は、精度の低い廉価なものにすることができる。つまり、従来はモータ駆動回路43の相に応じた数だけ必要であった高精度な電流検出素子を、相の数には関係なく1つだけにすることができるので、モータ駆動制御回路40及び電動パワーステアリング装置11を安価に製造することができる。
As described above, in the motor
また、直流出力から三相交流電流を生成するためのスイッチ素子UL,VL,WLが、電流Iu,Iv,Iwを検出するための相電流検出素子を兼ねているので、スイッチ素子群UH,UL,VH,・・・とは別に、相電流検出素子を各スイッチ直列回路43U,43V,43Wに接続した場合に比較して、更なるコストダウンを図ることができかつ、モータ駆動制御回路40を小型化することができる。
Further, since the switching elements UL, VL, WL for generating the three-phase alternating current from the direct current output also serve as the phase current detection elements for detecting the currents Iu, Iv, Iw, the switching element groups UH, UL , VH,..., VH,... Can be further reduced in cost compared with the case where the phase current detection element is connected to each
[第2実施形態]
本実施形態のモータ駆動制御回路40は、図6に示されており、各相のスイッチ直列回路43U,43V,43Wの上段のスイッチ素子UH,VH,WHの電位差Vu,Vv,Vwを、増幅回路44P,44P,44Pを通してモータ制御回路44に取り込むと共に、シャント抵抗45の一端を直流電源14の正極に接続しかつ他端を各スイッチ直列回路43U,43V,43Wに共通接続して、シャント抵抗45の電位差Vsを増幅回路45Pを通してモータ制御回路44に取り込むようにした構成となっている。その他の構成は第1実施形態と同じであり、同じ構成に関しては同一符号を付して重複した説明は省略する。
[Second Embodiment]
The motor
次に、図7のフローチャートに基づいて、本実施形態の動作を説明する。インバータ制御部42は、図示しないROMに記憶された電流検出プログラムPG2(図7参照)をCPUが所定周期で実行することで、U,V,W相の電流Iu,Iv,Iwの検出及び補正を行う。なお、本実施形態では、U,V,Wの3相のうち、U相から他のV,W相に電流が流れる位相(図4(B)における300<θ1<360[deg])が、U相にとっての「特定位相」であり、V相からU,W相に電流が流れる位相((図4(B)における60<θ1<120[deg])が、V相にとっての「特定位相」であり、W相からU,V相に電流が流れる位相(図4(B)における180<θ1<240[deg])が、W相にとっての「特定位相」である。
Next, the operation of the present embodiment will be described based on the flowchart of FIG. The
電流検出プログラムPG2が実行されると、まず、モータ19に備えた回転位置センサ25からロータ21の電気角θ1を取得する(S1)。
When the current detection program PG2 is executed, first, the electrical angle θ1 of the
次いで、電気角θ1が、60<θ1<120[deg]であるか否かを判別する(S200)。即ち、即ち、V相からU,W相に向かって電流が流れ、上段側の3つのスイッチ素子UH,VH,WHのうち、スイッチ素子VHだけに電流が流れる「V相にとっての特定位相」か否かを判別する。 Next, it is determined whether or not the electrical angle θ1 is 60 <θ1 <120 [deg] (S200). That is, the current flows from the V phase toward the U and W phases, and among the three upper switching elements UH, VH, and WH, the current flows only to the switching element VH. Determine whether or not.
電気角θ1が60<θ1<120[deg]ではない場合(S200でNO)には、ステップS300に移行する。一方、電気角θ1が60<θ1<120[deg]である場合(S200でYES)には、上段の3つのスイッチ素子UH,VH,WHのうち、電流が流れるスイッチ素子VHの電位差Vvを取得し、その電位差Vvとスイッチ素子VHの既知のオン抵抗値Ron(例えばカタログ値)とからV相スイッチ直列回路43V(スイッチ素子VH)に流れる電流Ivを演算する(S201)。
When the electrical angle θ1 is not 60 <θ1 <120 [deg] (NO in S200), the process proceeds to step S300. On the other hand, when the electrical angle θ1 is 60 <θ1 <120 [deg] (YES in S200), the potential difference Vv of the switch element VH through which the current flows among the upper three switch elements UH, VH, and WH is acquired. Then, the current Iv flowing through the V-phase
次いで、シャント抵抗45の電位差Vsを取得し、その電位差Vsとシャント抵抗45の抵抗値Rsとから、「V相にとっての特定位相」でシャント抵抗45に流れる電流Isを演算する(S202)。電流Isの検出結果は、スイッチ素子VHによる電流Ivの検出結果よりも正確な値である。
Next, the potential difference Vs of the
そして、シャント抵抗45による電流検出結果をスイッチ素子VHの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果をスイッチ素子VHの電流検出結果に対する補正係数Kvとする(S203)。
Then, a ratio obtained by dividing the current detection result by the
ステップS200でNOの場合には、電気角θ1が、180<θ1<240[deg]であるか否かを判別する(S300)。即ち、W相からU,V相に向かって電流が流れ、上段側の3つのスイッチ素子UH,VH,WHのうち、スイッチ素子WHだけに電流が流れる「W相にとっての特定位相」か否かを判別する。 If NO in step S200, it is determined whether or not the electrical angle θ1 is 180 <θ1 <240 [deg] (S300). That is, whether a current flows from the W phase toward the U and V phases, and among the three upper switching elements UH, VH, and WH, the current flows only to the switching element WH. Is determined.
電気角θ1が180<θ1<240[deg]ではない場合(S300でNO)には、ステップS400に移行する。一方、電気角θ1が180<θ1<240[deg]である場合(S300でYES)には、上段の3つのスイッチ素子UH,VH,WHのうち、電流が流れるスイッチ素子WHの電位差Vwを取得し、その電位差Vwと、スイッチ素子WHの既知のオン抵抗値Ron(例えばカタログ値)とからW相スイッチ直列回路43W(スイッチ素子WH)に流れる電流Iwを演算する(S301)。
When the electrical angle θ1 is not 180 <θ1 <240 [deg] (NO in S300), the process proceeds to step S400. On the other hand, when the electrical angle θ1 is 180 <θ1 <240 [deg] (YES in S300), the potential difference Vw of the switch element WH through which the current flows among the upper three switch elements UH, VH, and WH is acquired. Then, the current Iw flowing through the W-phase
次いで、シャント抵抗45の電位差Vsを取得し、その電位差Vsとシャント抵抗45の抵抗値Rsとから、「W相にとっての特定位相」でシャント抵抗45に流れる電流Isを演算する(S302)。電流Isの検出結果は、スイッチ素子WHによる電流Iwの検出結果よりも正確な値である。
Next, the potential difference Vs of the
そして、シャント抵抗45による電流検出結果をスイッチ素子WHの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果をスイッチ素子WHの電流検出結果に対する補正係数Kwとする(S303)。
Then, a ratio obtained by dividing the current detection result by the
ステップS300でNOの場合には、電気角θ1が、300<θ1<360[deg]であるか否かを判別する(S400)。即ち、U相からV,W相に向かって電流が流れ(図3(A)の状態)、上段側の3つのスイッチ素子UH,VH,WHのうち、スイッチ素子UHだけに電流が流れる「U相にとっての特定位相」か否かを判別する。 If NO in step S300, it is determined whether or not the electrical angle θ1 is 300 <θ1 <360 [deg] (S400). That is, a current flows from the U phase to the V and W phases (state shown in FIG. 3A), and the current flows only to the switch element UH among the upper three switch elements UH, VH, and WH. It is determined whether or not it is a “specific phase for the phase”.
電気角θ1が300<θ1<360[deg]ではない場合(S400でNO)には、ステップS500に移行する。一方、電気角θ1が300<θ1<360[deg]である場合(S400でYES)には、上段の3つのスイッチ素子UH,VH,WHのうち、電流が流れるスイッチ素子UHの電位差Vuを取得し、その電位差Vuと、スイッチ素子UHの既知のオン抵抗値Ron(例えばカタログ値)とからU相スイッチ直列回路43U(スイッチ素子UH)に流れる電流Iuを演算する(S401)。
When the electrical angle θ1 is not 300 <θ1 <360 [deg] (NO in S400), the process proceeds to step S500. On the other hand, when the electrical angle θ1 is 300 <θ1 <360 [deg] (YES in S400), the potential difference Vu of the switch element UH through which the current flows among the upper three switch elements UH, VH, and WH is acquired. Then, the current Iu flowing through the U-phase
次いで、シャント抵抗45の電位差Vsを取得し、その電位差Vsとシャント抵抗45の抵抗値Rsとから、「U相にとっての特定位相」でシャント抵抗45に流れる電流Isを演算する(S402)。電流Isの検出結果は、スイッチ素子UHによる電流Iuの検出結果よりも正確な値である。
Next, the potential difference Vs of the
そして、シャント抵抗45による電流検出結果をスイッチ素子UHの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果をスイッチ素子UHの電流検出結果に対する補正係数Kuとする(S403)。
Then, a ratio obtained by dividing the current detection result by the
ステップS400の処理に続くステップS500では、W相の上段側のスイッチ素子WHの電位差Vwを取得し、その電位差Vwとスイッチ素子WHのオン抵抗値Ronとから演算された電流Iwの検出結果に補正係数Kwを乗じて、スイッチ素子WHによるW相の電流Iwの検出結果をより正確な値に補正する(S500)。なお、「W相にとっての特定位相」(180<θ1<240[deg])のときは、ステップS500の処理により補正された電流Iwの検出結果が、ステップS302で検出されたシャント抵抗45による電流Isの検出結果と一致するので、シャント抵抗45による検出結果を、そのままW相の電流Iwの検出結果としてもよい。即ち、電流Iwの検出結果に補正係数Kwを乗じて電流Iwの検出結果を補正するという本処理(S500)を省いてもよい。
In step S500 following the process in step S400, the potential difference Vw of the upper-side switch element WH of the W phase is acquired and corrected to the detection result of the current Iw calculated from the potential difference Vw and the on-resistance value Ron of the switch element WH. The coefficient Kw is multiplied to correct the detection result of the W-phase current Iw by the switch element WH to a more accurate value (S500). When “a specific phase for the W phase” (180 <θ1 <240 [deg]), the detection result of the current Iw corrected by the process of step S500 is the current by the
次いで、U相の上段側のスイッチ素子UHの電位差Vuを取得し、その電位差Vuとスイッチ素子UHのオン抵抗値Ronとから演算されたU相の電流Iuの検出結果に補正係数Kuを乗じて、スイッチ素子UHによる電流Iuの検出結果をより正確な値に補正する(S600)。なお、「U相にとっての特定位相」(300<θ1<360[deg])のときは、ステップS600の処理により補正されたU相の電流Iuの検出結果が、ステップS402で検出されたシャント抵抗45による電流Isの検出結果と一致するので、シャント抵抗45による検出結果を、そのままU相の電流Iuの検出結果としてもよい。即ち、電流Iuの検出結果に補正係数Kuを乗じて電流Iuの検出結果を補正するという本処理(S600)を省いてもよい。
Next, the potential difference Vu of the U-phase upper-side switch element UH is obtained, and the detection result of the U-phase current Iu calculated from the potential difference Vu and the ON resistance value Ron of the switch element UH is multiplied by the correction coefficient Ku. The detection result of the current Iu by the switch element UH is corrected to a more accurate value (S600). When “a specific phase for the U phase” (300 <θ1 <360 [deg]), the detection result of the U-phase current Iu corrected by the process of step S600 is the shunt resistance detected in step S402. Therefore, the detection result of the
次いで、V相の上段側のスイッチ素子VHの電位差Vvを取得し、その電位差Vvとスイッチ素子VHのオン抵抗値Ronとから演算されたV相の電流Ivの検出結果に補正係数Kvを乗じて、スイッチ素子VHによる電流Ivの検出結果をより正確な値に補正する(S700)。なお、「V相にとっての特定位相」(60<θ1<120[deg])のときは、ステップS700の処理により補正されたV相の電流Ivの検出結果が、ステップS202で演算されたシャント抵抗45による電流Isの検出結果と一致するので、シャント抵抗45による検出結果を、そのままV相の電流Ivの検出結果としてもよい。即ち、電流Ivの検出結果に補正係数Kvを乗じて電流Ivの検出結果を補正するという本処理(S700)を省いてもよい。
Next, the potential difference Vv of the V-phase upper-side switch element VH is acquired, and the detection result of the V-phase current Iv calculated from the potential difference Vv and the on-resistance value Ron of the switch element VH is multiplied by the correction coefficient Kv. The detection result of the current Iv by the switch element VH is corrected to a more accurate value (S700). When “specific phase for the V phase” (60 <θ1 <120 [deg]), the detection result of the V-phase current Iv corrected by the processing in step S700 is the shunt resistance calculated in step S202. Therefore, the detection result of the
以上が、本実施形態の電流検出プログラムPG2の説明であり、本実施形態によっても、上記第1実施形態と同等の効果を奏する。 The above is the description of the current detection program PG2 of the present embodiment, and the present embodiment has the same effects as the first embodiment.
[他の実施形態]
本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に説明するような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。
[Other Embodiments]
The present invention is not limited to the above-described embodiment. For example, the embodiments described below are also included in the technical scope of the present invention, and various other than the following can be made without departing from the scope of the invention. It can be changed and implemented.
(1)前記第1及び第2実施形態では、ボールネジ機構で筒型のモータ19と転舵輪間シャフト16とを連結した所謂ラック電動パワーステアリング装置用のモータ駆動制御回路40に本発明を適用した例を示したが、ラックアンドピニオン機構でモータを転舵輪間シャフトに連結したピニオン電動パワーステアリング装置用のモータ駆動制御回路に本発明を適用してもよいし、ステアリングシャフトの途中にモータをギヤ連結したコラム電動パワーステアリング装置用のモータ駆動制御回路に本発明を適用してもよい。
(1) In the first and second embodiments, the present invention is applied to a motor
(2)前記第1及び第2実施形態において、モータ駆動回路43のスイッチ素子群UH,UL,VH,・・・は、Nチャンネル型のMOSFETであったが、Pチャンネル型のMOSFETであってもよい。
(2) In the first and second embodiments, the switch element groups UH, UL, VH,... Of the
(3)前記第1及び第2実施形態では、補正用電流検出素子としてシャント抵抗45を用いていたが、シャント抵抗に限定するものではなく、その他の電流検出素子(例えば、ホール素子やカレント・トランス)でもよい。
(3) In the first and second embodiments, the
(4)前記第1及び第2実施形態では、各スイッチ直列回路43U,43V,43Wに備えた1対のスイッチ素子の一方が電流Iu,Iv,Iwを検出するための相電流検出素子を兼ねていたが、各スイッチ直列回路43U,43V,43Wに、スイッチ素子群UH,UL,VH,・・・とは別に、補正用電流検出素子としてのシャント抵抗45よりも精度の低い廉価な相電流検出素子を接続してもよい。
(4) In the first and second embodiments, one of the pair of switch elements provided in each of the
(5)前記第1及び第2実施形態では、モータ19の結線がスター結線であったが、デルタ結線でもよい。
(5) In the first and second embodiments, the connection of the
(6)前記第1及び第2実施形態では、三相交流モータ19のモータ駆動制御回路40に本発明を適用していたが、三相以外の多相交流モータのモータ駆動制御回路に本発明を適用してもよい。
(6) In the first and second embodiments, the present invention is applied to the motor
(7)前記第1及び第2実施形態では、各スイッチ直列回路43U,43V,43Wのうち給電ライン42U,42V,42Wよりシャント抵抗45側のスイッチ素子により各スイッチ直列回路43U,43V,43Wに流れる電流Iu,Iv,Iwを検出していたが、シャント抵抗45とは反対側のスイッチ素子により電流Iu,Iv,Iwを検出するようにしてもよい。
(7) In the first and second embodiments, the
具体的には、前記第1実施形態では、モータ駆動回路43と直流電源14の負極(GND)との間にシャント抵抗45を設けて下段側のスイッチ素子UL,VL,WLにより電流Iu,Iv,Iwを検出していたが、上段側のスイッチ素子UH,VH,WHにより電流Iu,Iv,Iwを検出してもよい。また、前記第2実施形態では、モータ駆動回路43と直流電源14の正極との間にシャント抵抗45を設けて上段側のスイッチ素子UH,VH,WHにより電流Iu,Iv,Iwを検出していたが、下段側のスイッチ素子UL,VL,WLにより電流Iu,Iv,Iwを検出してもよい。
Specifically, in the first embodiment, a
11 電動パワーステアリング装置
14 直流電源
19 三相交流モータ(多相交流モータ)
19U,19V,19W 相巻線
40 モータ駆動制御回路
42U,42V,42W 給電ライン(分岐回路)
43 モータ駆動回路(ブリッジ回路)
43U,43V,43W スイッチ直列回路
44 モータ制御回路(制御回路)
45 シャント抵抗(補正用電流検出素子)
Iu,Iv,Iw 三相交流電流
Ku,Kv,Kw 補正係数(補正データ)
PG1,PG2 電流検出プログラム
UH,UL,VH,VL,WH,WL スイッチ素子(相電流検出素子)
11 Electric
19U, 19V, 19W Phase winding 40 Motor
43 Motor drive circuit (bridge circuit)
43U, 43V, 43W
45 Shunt resistor (correction current detection element)
Iu, Iv, Iw Three-phase AC current Ku, Kv, Kw Correction coefficient (correction data)
PG1, PG2 Current detection program UH, UL, VH, VL, WH, WL Switch element (phase current detection element)
Claims (3)
前記複数のスイッチ直列回路にそれぞれ接続され、前記各スイッチ直列回路に流れる電流を検出可能な複数の相電流検出素子と、
前記各スイッチ素子をオンオフすることで前記直流電源の直流出力から多相交流電流を生成して前記多相交流モータに付与すると共に、前記相電流検出素子にて検出した電流検出結果を取得して前記多相交流電流をフィードバック制御する制御回路とを備えたモータ駆動制御回路において、
一端に前記直流電源の正負の一方の電極が接続される一方、他端に前記複数のスイッチ直列回路が共通接続され、前記相電流検出素子より正確に電流を検出可能な補正用電流検出素子を設け、
前記制御回路は、前記複数の相電流検出素子のうち1つの相電流検出素子にのみ電流が流れている特定位相で取得した前記相電流検出素子による電流検出結果と、前記補正用電流検出素子による電流検出結果とから前記各相電流検出素子の電流検出結果を補正するための補正データを生成し、前記補正データを用いて前記特定位相以外の位相における前記相電流検出素子による電流検出結果を補正することを特徴とするモータ駆動制御回路。 A plurality of switch series circuits connected in parallel between the positive and negative electrodes of a DC power supply are provided with a pair of switch elements in series, and a plurality of branches branched from between the pair of switch elements in each switch series circuit A bridge circuit formed by connecting a branch circuit to each phase winding of a multiphase AC motor;
A plurality of phase current detection elements connected to the plurality of switch series circuits and capable of detecting a current flowing through each switch series circuit;
A multiphase AC current is generated from the DC output of the DC power supply by turning on and off each switch element and applied to the multiphase AC motor, and a current detection result detected by the phase current detection element is acquired. In a motor drive control circuit comprising a control circuit for feedback control of the polyphase alternating current,
One of the positive and negative electrodes of the DC power supply is connected to one end, and the plurality of switch series circuits are commonly connected to the other end, and a correction current detection element capable of detecting a current more accurately than the phase current detection element Provided,
The control circuit includes a current detection result obtained by the phase current detection element acquired in a specific phase in which current flows only in one phase current detection element among the plurality of phase current detection elements, and a current detection element for correction. Generates correction data for correcting the current detection result of each phase current detection element from the current detection result, and corrects the current detection result by the phase current detection element in a phase other than the specific phase using the correction data A motor drive control circuit.
前記各相電流検出素子は、前記複数のスイッチ直列回路における一方の前記スイッチ素子で兼用されたことを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動制御回路。 The pair of switch elements are MOSFETs,
2. The motor drive control circuit according to claim 1, wherein each of the phase current detection elements is also used as one of the switch elements in the plurality of switch series circuits.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008235940A JP2010074868A (en) | 2008-09-16 | 2008-09-16 | Motor drive control circuit and electric power steering apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008235940A JP2010074868A (en) | 2008-09-16 | 2008-09-16 | Motor drive control circuit and electric power steering apparatus |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010074868A true JP2010074868A (en) | 2010-04-02 |
Family
ID=42206137
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008235940A Pending JP2010074868A (en) | 2008-09-16 | 2008-09-16 | Motor drive control circuit and electric power steering apparatus |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2010074868A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20140052138A (en) * | 2012-10-19 | 2014-05-07 | 학교법인 두원학원 | Invertor device for electric motor comprising shunt resistance for detecting current |
WO2016042608A1 (en) * | 2014-09-17 | 2016-03-24 | 日本精工株式会社 | Electric power steering device |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006020381A (en) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Hitachi Ltd | Motor drive, electric actuator, and electric power steering system |
JP2006136086A (en) * | 2004-11-04 | 2006-05-25 | Hitachi Ltd | Current detection method, current detector, power converter using current detector and vehicle using power converter |
JP2008042975A (en) * | 2006-08-02 | 2008-02-21 | Rohm Co Ltd | Motor drive circuit and electronic apparatus using it |
-
2008
- 2008-09-16 JP JP2008235940A patent/JP2010074868A/en active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006020381A (en) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Hitachi Ltd | Motor drive, electric actuator, and electric power steering system |
JP2006136086A (en) * | 2004-11-04 | 2006-05-25 | Hitachi Ltd | Current detection method, current detector, power converter using current detector and vehicle using power converter |
JP2008042975A (en) * | 2006-08-02 | 2008-02-21 | Rohm Co Ltd | Motor drive circuit and electronic apparatus using it |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20140052138A (en) * | 2012-10-19 | 2014-05-07 | 학교법인 두원학원 | Invertor device for electric motor comprising shunt resistance for detecting current |
WO2016042608A1 (en) * | 2014-09-17 | 2016-03-24 | 日本精工株式会社 | Electric power steering device |
JP5896095B1 (en) * | 2014-09-17 | 2016-03-30 | 日本精工株式会社 | Electric power steering device |
CN105612097A (en) * | 2014-09-17 | 2016-05-25 | 日本精工株式会社 | Electric power steering device |
US9862409B2 (en) | 2014-09-17 | 2018-01-09 | Nsk Ltd. | Electric power steering apparatus |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6194615B2 (en) | Motor control device | |
JP2009081951A (en) | Motor control device and electric power steering system | |
JP2004161147A (en) | Control device of electric power steering | |
JP4603340B2 (en) | Motor control device and steering device | |
JP2009171726A (en) | Motor control unit and electric power steering system | |
JP2009113676A (en) | Electric power steering device | |
WO2019064766A1 (en) | Power conversion device, motor drive unit, and electric power steering device | |
JP4869771B2 (en) | Electric power steering device | |
JP2005059786A (en) | Electrically powered steering device | |
JP2010074868A (en) | Motor drive control circuit and electric power steering apparatus | |
JP2006271153A (en) | Electric power steering apparatus | |
JP2013062893A (en) | Electric power steering device | |
JP2010068672A (en) | Motor drive control circuit and electric power steering device | |
JP6468461B2 (en) | Motor control device | |
JP2017229216A (en) | Motor control device | |
JP2005247078A (en) | Electric steering device | |
JP5446411B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP2004312930A (en) | Motor controller | |
JP7054435B2 (en) | Motor control device | |
JP7075587B2 (en) | Motor control device | |
JP2013110820A (en) | Motor controller and electric power-steering device for vehicles | |
JP2017060218A (en) | Motor controller | |
JP2008254686A (en) | Electric power steering device | |
JP6035190B2 (en) | Motor control device | |
JP6944646B2 (en) | Motor control device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20110829 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120801 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20130307 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130313 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20130703 |