JP6468461B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
この発明は、電動モータをPWM駆動するためのモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device for PWM driving an electric motor.
電動モータをPWM(Pulse Width Modulation)で駆動する場合、電動モータへの印加電圧の制御性は、PWM信号の1周期に相当するPWMクロック数(以下、「PWMカウント数」という。)と電源電圧とによって決まる。PWMクロックとは、PWM信号を生成するために用いられる基準クロックである。
あるマイクロコンピュータのPWMクロックの周波数が、例えば、10[MHz]であるとする。PWM信号の周波数を10[kHz]に設定した場合、PWMカウント数は、10,000,000×(1/10,000)=1000となる。電動モータへの印加電圧の分解能(印可電圧の刻み幅。以下、「電圧分解能Vr」という。)は、PWMカウント数をCntとし、電源電圧をVbとすると、Vr=Vb÷Cntで表される。したがって、PWM信号の周波数が10[kHz]である場合の電圧分解能Vrは、Vb/1000[V/LSB]となる。電圧分解能Vrの値が小さい程、印加電圧の刻み幅が細かくなり、電圧分解能が高くなる。言い換えれば、電圧分解能Vrの値が大きい程、印加電圧の刻み幅が粗くなり、電圧分解能が低くなる。デューティ比の分解能(デューティ比の刻み幅)は、(1/Cnt)×100[%]であるので、0.1[%]となる。したがって、PWM信号の周波数が10[kHz]である場合には、電動モータへの印加電圧を、例えば、電源電圧の72.5[%]に設定することができる。
When the electric motor is driven by PWM (Pulse Width Modulation), the controllability of the voltage applied to the electric motor is the number of PWM clocks (hereinafter referred to as “PWM count number”) corresponding to one cycle of the PWM signal and the power supply voltage. It depends on. The PWM clock is a reference clock used for generating a PWM signal.
It is assumed that the frequency of the PWM clock of a certain microcomputer is, for example, 10 [MHz]. When the frequency of the PWM signal is set to 10 [kHz], the PWM count number is 10,000,000 × (1 / 10,000) = 1000. The resolution of the voltage applied to the electric motor (applied voltage step size, hereinafter referred to as “voltage resolution Vr”) is expressed as Vr = Vb ÷ Cnt, where the PWM count is Cnt and the power supply voltage is Vb. . Therefore, the voltage resolution Vr when the frequency of the PWM signal is 10 [kHz] is Vb / 1000 [V / LSB]. The smaller the value of the voltage resolution Vr, the finer the step size of the applied voltage and the higher the voltage resolution. In other words, the larger the value of the voltage resolution Vr, the coarser the step size of the applied voltage and the lower the voltage resolution. The resolution of the duty ratio (duty ratio step size) is (1 / Cnt) × 100 [%], and is 0.1 [%]. Therefore, when the frequency of the PWM signal is 10 [kHz], the voltage applied to the electric motor can be set to 72.5 [%] of the power supply voltage, for example.
このマイクロコンピュータを用いて、PWM信号の周波数を100[kHz]に設定した場合、PWMカウント数は、10,000,000×(1/100,000)=100となる。このため、電圧分解能はVb/100[V/LSB]となり、デューティ比の分解能は1[%]となる。この場合には、電動モータへの印加電圧を72.5[%]に設定することはできない。 When the frequency of the PWM signal is set to 100 [kHz] using this microcomputer, the PWM count number is 10,000,000 × (1 / 100,000) = 100. Therefore, the voltage resolution is Vb / 100 [V / LSB], and the duty ratio resolution is 1 [%]. In this case, the voltage applied to the electric motor cannot be set to 72.5 [%].
電動モータに電力を供給するインバータ回路(モータ駆動回路)は、平滑コンデンサを含んでいる。PWM周波数が高いほど平滑コンデンサの容量を小さくできるので、PWM周波数を高く設定することにより、平滑コンデンサを小型化することができる。つまり、モータ駆動回路を小型化できる。しかしながら、前述したように、PWM信号の周波数を高くすると、PWMカウント数は減少し、電圧分解能も低く(粗く)なる。このため、PWM信号の周波数を高くすると、電流の制御性も低下し、電流リプル等の発生によりノイズ・バイブレーション(NV: Noise Vibration)が悪化する。 An inverter circuit (motor drive circuit) that supplies electric power to the electric motor includes a smoothing capacitor. Since the capacity of the smoothing capacitor can be reduced as the PWM frequency is higher, the smoothing capacitor can be reduced in size by setting the PWM frequency higher. That is, the motor drive circuit can be reduced in size. However, as described above, when the frequency of the PWM signal is increased, the PWM count number is decreased and the voltage resolution is also decreased (coarse). For this reason, when the frequency of the PWM signal is increased, the controllability of the current is also reduced, and noise vibration (NV: Noise Vibration) is deteriorated due to occurrence of current ripple or the like.
この発明の目的は、モータ駆動回路内の平滑コンデンサの容量から許容される範囲内においてPWM周波数をモータ電流に応じて変更することができ、モータ電流が大きい場合に比べてモータ電流が小さいときのPWM周波数を低くすることができるモータ制御装置を提供することにある。 The object of the present invention is to change the PWM frequency in accordance with the motor current within an allowable range from the capacity of the smoothing capacitor in the motor drive circuit. When the motor current is small compared to when the motor current is large An object of the present invention is to provide a motor control device capable of reducing the PWM frequency.
請求項1記載の発明は、平滑コンデンサ(62)および複数のスイッチング素子(71〜76)を含むモータ駆動回路(32)を介して、電動モータ(18)をPWM制御するモータ制御装置(12)であって、前記平滑コンデンサの容量から許容される、前記電動モータのモータ電流値とPWM信号の周波数または周期に対応した値であるPWM周波数対応値と関係を記憶した記憶手段(40)と、PWM周波数が所定のPWM周波数であると仮定した場合に適合した第1デューティカウント数を演算する演算手段(43〜45)と、前記記憶手段に記憶されている前記関係に基づいて、モータ電流に対応したPWM周波数対応値を取得する取得手段(46)と、前記演算手段によって演算された第1デューティカウント数を、前記取得手段によって取得されたPWM周波数対応値に適合した第2デューティカウント数に変換する変換手段(46)と、前記取得手段によって取得されたPWM周波数対応値および前記変換手段によって得られた第2デューティカウント数に応じたPWM信号を生成するPWM信号生成手段(47)とを含むモータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。 According to the first aspect of the present invention, there is provided a motor control device (12) for PWM-controlling an electric motor (18) through a motor drive circuit (32) including a smoothing capacitor (62) and a plurality of switching elements (71 to 76). Storage means (40) storing a relationship between a motor current value of the electric motor and a PWM frequency corresponding value that is a value corresponding to the frequency or cycle of the PWM signal, which is allowed from the capacity of the smoothing capacitor; Based on the relation stored in the storage means, the calculation means (43 to 45) for calculating the first duty count number adapted when the PWM frequency is assumed to be a predetermined PWM frequency, the motor current is calculated. An acquisition means (46) for acquiring a corresponding PWM frequency corresponding value, and a first duty count number calculated by the calculation means The conversion means (46) for converting to a second duty count number adapted to the PWM frequency corresponding value acquired by the above, the PWM frequency corresponding value acquired by the acquisition means and the second duty count number obtained by the conversion means And a PWM signal generation means (47) for generating a PWM signal corresponding to the motor control device. In addition, although the alphanumeric character in parentheses represents a corresponding component in an embodiment described later, of course, the scope of the present invention is not limited to the embodiment. The same applies hereinafter.
この構成では、モータ駆動回路内の平滑コンデンサの容量から許容される範囲内において、PWM周波数をモータ電流に応じて変更することができる。これにより、モータ電流が大きい場合に比べてモータ電流が小さいときのPWM周波数を低くすることができる。
請求項2記載の発明は、前記PWM周波数対応値が、PWM信号の周波数であるPWM周波数またはPWM信号の1周期に相当するPWMクロック数であるPWMカウント数である、請求項1に記載のモータ制御装置である。
In this configuration, the PWM frequency can be changed according to the motor current within a range allowed from the capacity of the smoothing capacitor in the motor drive circuit. As a result, the PWM frequency when the motor current is small can be made lower than when the motor current is large.
The invention according to
請求項3記載の発明は、前記電動モータに流れているモータ電流を検出する電流検出手段(33)と、前記電動モータに流すべきモータ電流の目標値であるモータ電流指令値を設定する電流指令値設定手段(42)とをさらに含み、前記演算手段は、PWM周波数が前記所定のPWM周波数であると仮定した場合に適合し、かつ前記電流検出手段によって検出されるモータ電流検出値を前記電流指令値設定手段によって設定されるモータ電流指令値に等しくさせるための第1デューティカウント数を演算するように構成されている請求項1または2に記載のモータ制御装置である。 According to a third aspect of the present invention, there is provided a current detection means (33) for detecting a motor current flowing through the electric motor, and a current command for setting a motor current command value which is a target value of the motor current to be passed through the electric motor. Value setting means (42), wherein the calculation means is adapted to the case where it is assumed that the PWM frequency is the predetermined PWM frequency, and the motor current detection value detected by the current detection means is used as the current detection value. 3. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is configured to calculate a first duty count number for making the motor current command value set by the command value setting means equal.
請求項4記載の発明は、前記取得手段は、前記電流指令値設定手段によって設定されるモータ電流指令値をモータ電流とみなして、モータ電流に対応したPWM周波数対応値を取得するように構成されている、請求項3に記載のモータ制御装置である。
請求項5記載の発明は、前記取得手段は、前記電流指令値設定手段によって設定されるモータ電流指令値および前記電流検出手段によって検出されるモータ電流検出値のうち、絶対値が大きい方の電流値をモータ電流とみなして、モータ電流に対応したPWM周波数対応値を取得するように構成されている、請求項3に記載のモータ制御装置である。
According to a fourth aspect of the present invention, the obtaining unit is configured to obtain a PWM frequency corresponding value corresponding to the motor current by regarding the motor current command value set by the current command value setting unit as a motor current. The motor control device according to claim 3.
According to a fifth aspect of the present invention, the acquisition means is a current having a larger absolute value among the motor current command value set by the current command value setting means and the motor current detection value detected by the current detection means. The motor control device according to claim 3, wherein the value is regarded as a motor current, and a PWM frequency corresponding value corresponding to the motor current is acquired.
以下では、この発明の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置(EPS:electric power steering)1は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール2と、このステアリングホイール2の回転に連動して転舵輪3を転舵する転舵機構4と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構5とを備えている。ステアリングホイール2と転舵機構4とは、ステアリングシャフト6および中間軸7を介して機械的に連結されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an electric power steering apparatus according to an embodiment of the present invention.
An electric power steering device (EPS) 1 includes a
ステアリングシャフト6は、ステアリングホイール2に連結された入力軸8と、中間軸7に連結された出力軸9とを含む。入力軸8と出力軸9とは、トーションバー10を介して相対回転可能に連結されている。
トーションバー10の近傍には、トルクセンサ11が配置されている。トルクセンサ11は、入力軸8および出力軸9の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール2に与えられた操舵トルクTを検出する。この実施形態では、トルクセンサ11によって検出される操舵トルクTは、たとえば、右方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、左方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。
The
A
転舵機構4は、ピニオン軸13と、転舵軸としてのラック軸14とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸14の各端部には、タイロッド15およびナックルアーム(図示略)を介して転舵輪3が連結されている。ピニオン軸13は、中間軸7に連結されている。ピニオン軸13は、ステアリングホイール2の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸13の先端(図1では下端)には、ピニオン16が連結されている。
The steered
ラック軸14は、自動車の左右方向に沿って直線状に延びている。ラック軸14の軸方向の中間部には、ピニオン16に噛み合うラック17が形成されている。このピニオン16およびラック17によって、ピニオン軸13の回転がラック軸14の軸方向移動に変換される。ラック軸14を軸方向に移動させることによって、転舵輪3を転舵することができる。
The
ステアリングホイール2が操舵(回転)されると、この回転が、ステアリングシャフト6および中間軸7を介して、ピニオン軸13に伝達される。そして、ピニオン軸13の回転は、ピニオン16およびラック17によって、ラック軸14の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪3が転舵される。
操舵補助機構5は、操舵補助用の電動モータ18と、電動モータ18の出力トルクを転舵機構4に伝達するための減速機構19とを含む。電動モータ18には、電動モータ18のロータの回転角を検出するための、例えばレゾルバからなる回転角センサ23が配置されている。減速機構19は、ウォーム軸20と、このウォーム軸20と噛み合うウォームホイール21とを含むウォームギヤ機構からなる。
When the
The
ウォーム軸20は、電動モータ18によって回転駆動される。また、ウォームホイール21は、ステアリングシャフト6とは一体的に回転可能に連結されている。ウォームホイール21は、ウォーム軸20によって回転駆動される。
電動モータ18によってウォーム軸20が回転駆動されると、ウォームホイール21が回転駆動され、ステアリングシャフト6が回転する。そして、ステアリングシャフト6の回転は、中間軸7を介してピニオン軸13に伝達される。ピニオン軸13の回転は、ラック軸14の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪3が転舵される。すなわち、電動モータ18によってウォーム軸20を回転駆動することによって、転舵輪3が転舵されるようになっている。
The
When the
車両には、車速Vを検出するための車速センサ24が設けられている。トルクセンサ11によって検出される操舵トルクT、車速センサ24によって検出される車速V、回転角センサ23の出力信号等は、ECU(電子制御ユニット:Electronic Control Unit)12に入力される。ECU12は、これらの入力信号に基いて、電動モータ18を制御する。
The vehicle is provided with a
図2は、ECU12の電気的構成を示すブロック図である。
ECU12は、マイクロコンピュータ31と、マイクロコンピュータ31によって制御され、電動モータ18に電力を供給するモータ駆動回路32と、電動モータ18に流れるモータ電流を検出する電流検出部33とを含んでいる。
電動モータ18は、例えば三相ブラシレスモータであり、図3に図解的に示すように、界磁としてのロータ100と、U相、V相およびW相のステータ巻線101,102,103を含むステータ105とを備えている。
FIG. 2 is a block diagram showing an electrical configuration of the
The
The
各相のステータ巻線101,102,103の方向にU軸、V軸およびW軸をとった三相固定座標(UVW座標系)が定義される。また、ロータ100の磁極方向にd軸(磁極軸)をとり、ロータ100の回転平面内においてd軸と直角な方向にq軸(トルク軸)をとった二相回転座標系(dq座標系。実回転座標系)が定義される。dq座標系では、q軸電流のみがロータ100のトルク発生に寄与するので、d軸電流を零とし、q軸電流を所望のトルクに応じて制御すればよい。ロータ100の回転角(電気角)θeは、U軸に対するd軸の回転角である。dq座標系は、ロータ回転角θeに従う実回転座標系である。このロータ回転角θeを用いることによって、UVW座標系とdq座標系との間での座標変換を行うことができる。
Three-phase fixed coordinates (UVW coordinate system) are defined in which the U, V, and W axes are taken in the direction of the
図4は、モータ駆動回路32の構成を示している。
このモータ駆動回路32は、三相インバータ回路である。モータ駆動回路32は、電源61と、平滑コンデンサ62と、複数のスイッチング素子71〜76と、複数のダイオード素子81〜86とを含む。平滑コンデンサ62は、電源61の両端子間に接続されている。
FIG. 4 shows the configuration of the
The
複数のスイッチング素子71〜76は、U相用のハイサイドの第1のスイッチング素子71と、それに直列に接続されたU相用のローサイドの第2のスイッチング素子72と、V相用のハイサイドの第3のスイッチング素子73と、それに直列に接続されたV相用のローサイドの第4のスイッチング素子74と、W相用のハイサイドの第5のスイッチング素子75と、それに直列に接続されたW相用のローサイドの第6のスイッチング素子76とを含む。この実施形態では、各スイッチング素子71〜76は、nチャネル型のMOSFETである。第1〜第6のスイッチング素子71〜76には、第1〜第6のダイオード81〜86が逆並列接続されている。
The plurality of switching
第1、第3および第5のスイッチング素子71,73,75のドレインは、電源61の正極側端子に接続されている。第1、第3および第5のスイッチング素子71,73,75のソースは、それぞれ第2、第4および第6のスイッチング素子72,74,76のドレインに接続されている。第2、第4および第6のスイッチング素子72,74,76のソースは、電源61の負極側端子に接続されている。
The drains of the first, third and
第1のスイッチング素子71と第2のスイッチング素子72との接続点は、電動モータ18のU相ステータ巻線101に接続されている。第3のスイッチング素子73と第4のスイッチング素子74との接続点は、電動モータ18のV相ステータ巻線102に接続されている。第5のスイッチング素子75と第6のスイッチング素子76との接続点は、電動モータ18のW相ステータ巻線103に接続されている。各スイッチング素子71〜76のゲートは、後述するPWM制御部47に接続されている。
A connection point between the
図2に戻り、マイクロコンピュータ31は、CPUおよびメモリ(ROM、RAM、不揮発性メモリ40等)を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、アシスト電流値設定部41と、電流指令値設定部42と、電流偏差演算部43と、PI(比例積分)制御部44と、dq/UVW変換部45と、PWM周波数変更部46と、PWM(Pulse Width Modulation)制御部47と、UVW/dq変換部48と、回転角演算部49とが含まれる。
Returning to FIG. 2, the
回転角演算部49は、回転角センサ23の出力信号に基づいて、電動モータ18のロータの回転角θe(電気角)を演算する。回転角演算部49によって演算されるロータ回転角θeは、dq/UVW変換部45およびUVW/dq変換部48に与えられる。
アシスト電流値設定部41は、トルクセンサ11によって検出される検出操舵トルクTと車速センサ24によって検出される車速Vとに基づいて、アシスト電流値Ia*を設定する。検出操舵トルクTに対するアシスト電流値Ia*の設定例は、図5に示されている。検出操舵トルクTは、例えば右方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、左方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。また、アシスト電流値Ia*は、電動モータ18から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ18から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。アシスト電流値Ia*は、検出操舵トルクTの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクTの負の値に対しては負をとる。
The rotation
The assist current
検出操舵トルクTが−T1〜T1(たとえば、T1=0.4N・m)の範囲(トルク不感帯)の微小な値のときには、アシスト電流値Ia*は零とされる。そして、検出操舵トルクTが−T1〜T1の範囲外の値である場合には、アシスト電流値Ia*は、検出操舵トルクTの絶対値が大きくなるほど、その絶対値が大きくなるように設定される。また、アシスト電流値Ia*は、車速センサ24によって検出される車速Vが大きいほど、その絶対値が小さくなるように設定されるようになっている。これにより、低速走行時には操舵補助力が大きくされ、高速走行時には操舵補助力が小さくされる。
When the detected steering torque T is a small value (torque dead zone) in the range of -T1 to T1 (for example, T1 = 0.4 N · m), the assist current value Ia * is set to zero. When the detected steering torque T is outside the range of -T1 to T1, the assist current value Ia * is set so that the absolute value of the assist current value Ia * increases as the absolute value of the detected steering torque T increases. The The assist current value Ia * is set such that the absolute value thereof decreases as the vehicle speed V detected by the
電流指令値設定部42は、アシスト電流値設定部41によって設定されたアシスト電流値Ia*に基いて、dq座標系の座標軸に流すべき電流値を電流指令値として設定する。具体的には、電流指令値設定部42は、d軸電流指令値Id *およびq軸電流指令値Iq *(以下、これらを総称するときには「二相電流指令値Idq *」という。)を設定する。さらに具体的には、電流指令値設定部42は、q軸電流指令値Iq *をアシスト電流値設定部41によって設定されたアシスト電流値Ia*とする一方で、d軸電流指令値Id *を零とする。電流指令値設定部42によって設定された二相電流指令値Idq *は、電流偏差演算部43およびPWM周波数変更部46に与えられる。
Based on the assist current value Ia * set by the assist current
電流検出部33は、電動モータ18のU相電流IU、V相電流IVおよびW相電流IW(以下、これらを総称するときは、「三相検出電流IUVW」という。)を検出する。電流検出部33によって検出された三相検出電流IUVWは、UVW/dq変換部48に与えられる。
UVW/dq変換部48は、電流検出部33によって検出されるUVW座標系の三相検出電流IUVWを、dq座標系の二相検出電流IdおよびIq(以下総称するときには「二相検出電流Idq」という。)に座標変換する。この座標変換には、回転角演算部49によって演算されるロータ回転角θeが用いられる。
The
The UVW /
電流偏差演算部43は、d軸電流指令値Id *に対するd軸検出電流Idの偏差およびq軸電流指令値Iq *に対するq軸検出電流Iqの偏差を演算する。これらの偏差は、PI制御部44に与えられる。
PI制御部44は、電流偏差演算部43によって演算された電流偏差に対するPI演算を行なうことにより、電動モータ18に印加すべき二相電圧指令値Vdq *(d軸電圧指令値Vd *およびq軸電圧指令値Vq *)を生成する。この二相電圧指令値Vdq *は、dq/UVW変換部45に与えられる。
The current
The
dq/UVW変換部45は、二相電圧指令値Vdq *を三相電圧指令値に対応したデューティカウント数(三相電圧別のデューティカウント数)に変換する。この変換には、回転角演算部49によって演算されるロータ回転角θeが用いられる。PWM用の基準クロックをPWMクロックとすると、デューティカウント数とは、PWM信号の1周期内のパルス幅に相当するPWMクロック数である。三相電圧別のデューティカウント数は、U相電圧指令値に対応したデューティカウント数、V相電圧指令値に対応したデューティカウント数およびW相電圧指令値に対応したデューティカウント数からなる。
The dq /
この実施形態では、dq/UVW変換部45によって得られる三相電圧別のデューティカウント数は、PWM周波数が予め設定された最低PWM周波数であると仮定した場合(電圧分解能が予め設定された最高電圧分解能であると仮定した場合)に適合したデューティカウント数である。言い換えれば、dq/UVW変換部45によって得られる三相電圧別のデューティカウント数は、対応する三相電圧指令値を最高電圧分解能で除算した値となる。三相電圧別のデューティカウント数は、PWM周波数変更部46に与えられる。
In this embodiment, the duty count for each three-phase voltage obtained by the dq /
PWM周波数変更部46は、モータ電流(この実施形態ではq軸電流指令値Iq *)に応じてPWM周波数を変更するとともに、dq/UVW変換部45によって得られた三相電圧別のデューティカウント数を変更後のPWM周波数に適合したデューティカウント数に変換する。変更後のPWM周波数および変換後の三相電圧別デューティカウント数は、変換後のPWM制御部47に与えられる。PWM周波数変更部46の動作の詳細については、後述する。
The PWM
PWM制御部47は、PWM周波数変更部46から与えられたPWM周波数および三相電圧別デューティカウント数に基づいて、U相PWM信号、V相PWM信号およびW相PWM信号を生成する。具体的には、PWM制御部47は、PWM周波数がPWM周波数変更部46から与えられたPWM周波数であり、かつPWM周波数変更部46から与えられたU相電圧のデューティカウント数、V相電圧のデューティカウント数およびW相電圧のデューティカウント数にそれぞれ対応したデューティ比を有するU相PWM信号、V相PWM信号およびW相PWM信号を生成する。そして、PWM制御部47は、これらのU相PWM信号、V相PWM信号およびW相PWM信号をモータ駆動回路32に供給する。
The
モータ駆動回路32内のスイッチング素子71〜76がPWM制御部47から与えられるPWM信号によって制御されることにより、二相電圧指令値Vdq *に応じた三相電圧が電動モータ18の各相のステータ巻線101,102,103に印加されることになる。
電流偏差演算部43およびPI制御部44は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ18に流れるモータ電流が、電流指令値設定部42によって設定された二相電流指令値Idq *に近づくように制御される。
The switching
The current
以下、周波数変更部46の動作について、詳しく説明する。
PWM信号に応じた適正な電圧をモータ駆動回路32から出力させるためには、PWM信号の周波数(以下、「PWM周波数fPWM」という)が低い程、またモータ電流が大きい程、モータ駆動回路32の平滑コンデンサ62としては大きな容量が必要となる。したがって、平滑コンデンサ62の容量が決まると、各モータ電流値において許容されるPWM周波数fPWMの最低値を求めることができる。
Hereinafter, the operation of the
In order to output an appropriate voltage according to the PWM signal from the
平滑コンデンサ62の容量から許容される、電動モータ18のモータ電流値(q軸電流値)の絶対値とPWM周波数との関係を記憶したマップ(以下、「モータ電流−PWM周波数マップ」という)が予め作成されて、不揮発性メモリ40に記憶されている。モータ電流−PWM周波数マップは、例えば、平滑コンデンサ62の容量から許容される、電動モータ18のモータ電流値の絶対値とPWM周波数の最低値との関係に基づいて作成される。図6にモータ電流−PWM周波数マップの一例を示す。図6に示すように、各モータ電流値に対して許容されるPWM周波数(最小値)は、モータ電流が大きくなるほど大きくなる。
A map storing the relationship between the absolute value of the motor current value (q-axis current value) of the
説明の便宜上、この実施形態では、マイクロコンピュータ31のPWMクロックの周波数fCLは4[MHz]であるとする。また、PWM周波数fPWMの最低値(PWM信号の最低周波数fPWMO)を1[kHz]とする。また、電源電圧Vbを40[V]とする。この例では、PWM周波数が最低値fPWMOである場合のPWM信号の1周期に相当するPWMクロック数(PWMカウント数)CPWMOは、CPWMO=fCL/fPWMO=4,000,000/1000=4,000となる。また、PWM周波数が最低値fPWMOである場合の電圧分解能VrOは、VrO=Vb/CPWMO=40/4,000=0.01[V/LSB]となる。PWM周波数が最低値fPWMOである場合の電圧分解能VrOが、最高電圧分解能(印加電圧の刻み幅が最も細かい電圧分解能)となる。PWMクロックの周波数fCL、PWM信号の最低周波数fPWMO、電源電圧Vb、PWM周波数が最低値fPWMOである場合のPWMカウント数CPWMO、最高電圧分解能VrOの値は、予め不揮発性メモリ40に記憶されている。
For convenience of explanation, in this embodiment, it is assumed that the frequency f CL of the PWM clock of the
前述したように、dq/UVW変換部45は、PWM周波数fPWMが最低PWM周波数fPWMOであると仮定した場合(電圧分解能Vrが予め設定された最高電圧分解能VrOであると仮定した場合)に適合した、三相電圧別のデューティカウント数を演算する。dq/UVW変換部45によって演算される各相電圧のデューティカウント数に対するPWM周波数変更部46の動作は同様なので、以下、U相電圧のデューティカウント数に対するPWM周波数変更部46の動作について説明する。
As described above, dq /
dq/UVW変換部45によって演算されるU相電圧のデューティカウント数CDUTYOは、PI制御部44によって演算される二相電圧指令値Vdq *に対応するU相電圧指令値をVU *とすると、CDUTYO=VU */VrOで表される。例えば、二相電圧指令値Vdq *に対応するU相電圧指令値VU *が20[V]である場合には、dq/UVW変換部45によって演算されるU相電圧のデューティカウント数CDUTYOは、CDUTYO=20/0.01=2,000となる。電圧分解能が最高電圧分解能VrOである場合のPWMカウント数CPWMOは4,000であるので、デューティカウント数CDUTYOが2,000である場合のデューティ比は、(2,000/4,000)×100=50[%]となる。
The duty count number C DUTYO of the U-phase voltage calculated by the dq /
図7は、PWM周波数変更部46の動作例を説明するためのフローチャートである。図7の処理は、所定の演算周期毎に繰り返し実行される。
PWM周波数変更部46は、まず、電流指令値設定部42によって設定されたq軸電流指令値Iq *を取得する(ステップS1)。そして、PWM周波数変更部46は、取得したq軸電流指令値Iq *をモータ電流とみなして、モータ電流−PWM周波数マップ(図6参照)からモータ電流(q軸電流指令値Iq *)に対応したPWM周波数fPWMIを取得する(ステップS2)。
FIG. 7 is a flowchart for explaining an operation example of the PWM
The PWM
次に、PWM周波数変更部46は、次式(1)に基づいて、ステップS2で取得したPWM周波数fPWMIに対応した電圧分解能VrIを演算する(ステップS3)。
VrI=Vb÷(fCL/fPWMI) …(1)
fCL/fPWMIは、PWM周波数がfPWMIである場合の、PWMカウント数CPWMIである。
Next, the PWM
Vr I = Vb ÷ (f CL / f PWMI) ... (1)
f CL / f PWMI is the PWM count number C PWMI when the PWM frequency is f PWMI .
例えば、ステップS2で取得したPWM周波数fPWMIが5[kHz]である場合には、当該PWM周波数fPWMIに対応した電圧分解能VrIは、
VrI=40÷(4,000,000/5,000)
=40÷800
=0.05
となる。
For example, when the PWM frequency f PWMI acquired in step S2 is 5 [kHz], the voltage resolution Vr I corresponding to the PWM frequency f PWMI is
Vr I = 40 ÷ (4,000,000 / 5,000)
= 40 ÷ 800
= 0.05
It becomes.
そして、PWM周波数変更部46は、dq/UVW変換部45から与えられたU相電圧のデューティカウント数CDUTYOを、次式(2)を用いて、ステップS3で演算した電圧分解能VrIに適合したデューティカウント数CDUTYIに変換する(ステップS4)。なお、CDUTYOは、電圧分解能が最高電圧分解能VrOであると仮定した場合に適合したU相電圧のデューティカウント数CDUTYOである。また、CDUTYIは、ステップS2で取得したPWM周波数fPWMIに適合したデューティカウント数でもある。
Then, the PWM
CDUTYI=CDUTYO÷(VrI÷VrO) …(2)
例えば、U相電圧のデューティカウント数CDUTYOが2,000であり、ステップS3で演算した電圧分解能VrIが0.05である場合には、変換後のデューティカウント数CDUTYIは、
CDUTYI=2,000÷(0.05÷0.01)
=400
となる。
C DUTYI = C DUTY ÷ (Vr I ÷ Vr O ) (2)
For example, when the duty count number C DUTY of the U-phase voltage is 2,000 and the voltage resolution Vr I calculated in step S3 is 0.05, the converted duty count number C DUTYI is
C DUTYI = 2,000 / (0.05 / 0.01)
= 400
It becomes.
ステップS1で取得したPWM周波数fPWMIが5[kHz]である場合には、PWMカウント数CPWMIは800である。したがって、デューティカウント数CDUTYIが400である場合のデューティ比は、(400/800)×100=50[%]となり、PWM周波数が変更されても、デューティ比は変化していないことがわかる。
最後に、PWM周波数変更部46は、ステップS2で取得したPWM周波数fPWMIと、ステップS4で得られた変換後のデューティカウント数CDUTYIとを、PWM制御部47に与える(ステップS5)。そして、PWM周波数変更部46は、今演算周期での処理を終了する。PWM制御部47は、PWM周波数がPWM周波数変更部46から与えられたPWM周波数fPWMIであり、かつPWM周波数変更部46から与えられたデューティカウント数CDUTYIに対応したデューティ比を有するU相PWM信号を生成する。
When the PWM frequency f PWMI acquired in step S1 is 5 [kHz], the PWM count number C PWMI is 800. Therefore, the duty ratio when the duty count number C DUTYI is 400 is (400/800) × 100 = 50 [%], and it can be seen that the duty ratio does not change even if the PWM frequency is changed.
Finally, the PWM
この実施形態では、モータ駆動回路32内の平滑コンデンサ62の容量から許容される範囲内において、PWM周波数をモータ電流(q軸電流指令値Iq *)に応じて変更することができる。これにより、モータ電流が高い場合に比べモータ電流が小さいときのPWM周波数を低くすることができる。これにより、モータ電流が小さいときの電流リプルを低減できる。これにより、モータ電流が小さいときのノイズ・バイブレーションを低減できる。
In this embodiment, the PWM frequency can be changed according to the motor current (q-axis current command value I q * ) within the allowable range from the capacity of the smoothing
図7の動作例では、PWM周波数変更部46は、ステップS2において、モータ電流−PWM周波数マップからq軸電流指令値Iq *に対応したPWM周波数fPWMIを取得している。しかし、PWM周波数変更部46は、ステップS2において、電流指令値設定部42によって設定されたq軸電流指令値Iq *およびUVW/dq変換部48によって演算されたq軸検出電流Iqのうち絶対値の大きい方の電流値を選択し、モータ電流−PWM周波数マップから、選択された電流値に対応したPWM周波数fPWMIを取得してもよい。つまり、q軸電流指令値Iq *およびq軸検出電流Iqのうち絶対値の大きい方の電流値をモータ電流とみなして、PWM周波数fPWMIを取得してもよい。
In the operation example of FIG. 7, the PWM
図8は、PWM周波数変更部46の他の動作例を説明するためのフローチャートである。図8の処理は、所定の演算周期毎に繰り返し実行される。U相電圧のデューティカウント数に対するPWM周波数変更部46の動作についてのみ説明する。
平滑コンデンサ62の容量から許容される、電動モータ18のモータ電流値(q軸電流値)の絶対値とPWMカウント数との関係を記憶したマップ(以下、「モータ電流−PWMカウント数マップ」という)が予め作成されて、不揮発性メモリ40に記憶される。モータ電流−PWMカウント数マップは、例えば、平滑コンデンサ62の容量から許容される、電動モータ18のモータ電流値の絶対値とPWMカウント数の最大値との関係に基づいて作成される。PWMカウント数CPWMは、PWMクロックの周波数をfCLとし、PWM周波数をfPWMとすると、CPWM=fCL/fPWMとなるので、モータ電流−PWMカウント数マップは、図6のモータ電流−PWM周波数マップから作成することが可能である。図9にモータ電流−PWMカウント数マップの一例を示す。図9に示すように、各モータ電流値に対して許容されるPWMカウント数(最大値)は、モータ電流が大きくなるほど小さくなる。
FIG. 8 is a flowchart for explaining another operation example of the PWM
A map (hereinafter referred to as “motor current-PWM count number map”) that stores the relationship between the absolute value of the motor current value (q-axis current value) of the
説明の便宜上、この実施形態では、マイクロコンピュータ31のPWMクロックの周波数fCLは4[MHz]であるとする。また、PWM信号の最低周波数fPWMOを1[kHz]とする。また、電源電圧Vbを40[V]とする。この例では、PWM周波数が最低値fPWMOである場合のPWMカウント数(PWMカウント数の最大値)CPWMOは、fCL/fPWMO=4,000,000/1,000=4,000となる。また、PWM周波数が最低値fPWMOである場合の電圧分解能VrOは、Vb/VrO=40/4,000=0.01[V/LSB]となる。PWM周波数が最低値fPWMOである場合の電圧分解能VrOが、最高電圧分解能となる。PWMクロックの周波数fCL、電源電圧Vb、PWM周波数が最低値fPWMOである場合のPWMカウント数CPWMO、最高電圧分解能とVrOの値は、不揮発性メモリ40に記憶されている。
For convenience of explanation, in this embodiment, it is assumed that the frequency f CL of the PWM clock of the
図8を参照して、PWM周波数変更部46は、まず、電流指令値設定部42によって設定されたq軸電流指令値Iq *を取得する(ステップS11)。そして、PWM周波数変更部46は、取得したq軸電流指令値Iq *をモータ電流とみなして、モータ電流−PWMカウント数マップ(図9参照)からモータ電流(q軸電流指令値Iq *)に対応したPWMカウント数CPWMIを取得する(ステップS12)。
Referring to FIG. 8, PWM
次に、PWM周波数変更部46は、dq/UVW変換部45から与えられたU相電圧のデューティカウント数CDUTYOを、次式(3)を用いて、ステップS12で取得したPWMカウント数CPWMIに適合したデューティカウント数CDUTYIに変換する(ステップS13)。なお、CDUTYOは、電圧分解能が最高電圧分解能VrOであると仮定した場合に適合したU相電圧のデューティカウント数CDUTYOである。また、CDUTYIは、ステップS12で取得したPWMカウント数CPWMIに対応するPWM周波数に適合したデューティカウント数でもある。
Next, the PWM
CDUTYI=CDUTYO÷(CPWMO÷CPWMI) …(3)
例えば、U相電圧のデューティカウント数CDUTYOが2,000であり、ステップS12で取得したPWMカウント数CPWMIが800である場合には、変換後のデューティカウント数CDUTYIは、
CDUTYI=2,000÷(4000÷800)
=400
となる。
C DUTYI = C DUTY ÷ (C PWMO ÷ C PWMI ) (3)
For example, when the duty count number C DUTYO of the U-phase voltage is 2,000 and the PWM count number C PWMI acquired in step S12 is 800, the converted duty count number C DUTYI is
C DUTYI = 2,000 / ( 4000/800 )
= 400
It becomes.
最後に、PWM周波数変更部46は、ステップS12で取得したPWMカウント数CPWMIと、ステップS13で得られた変換後のデューティカウント数CDUTYIとを、PWM制御部47に与える(ステップS14)。そして、PWM周波数変更部46は、今演算周期での処理を終了する。PWM制御部47は、PWM周波数がPWM周波数変更部46から与えられたPWMカウント数CPWMIに対応したPWM周波数fPWMI(=fCL/CPWMI)であり、かつPWM周波数変更部46から与えられたデューティカウント数CDUTYIに対応したデューティ比を有するU相PWM信号を生成する。
Finally, the PWM
ステップS14において、PWM周波数変更部46は、ステップS12で取得したPWMカウント数CPWMIに対応するPWM周波数fPWMI(=fCL/CPWMI)と、ステップS13で得られた変換後のデューティカウント数CDUTYIとを、PWM制御部47に与えるようにしてもよい。
図8の動作例では、PWM周波数変更部46は、ステップS12において、モータ電流−PWMカウント数マップからq軸電流指令値Iq *に対応したPWMカウント数CPWMIを取得している。しかし、PWM周波数変更部46は、ステップS12において、電流指令値設定部42によって設定されたq軸電流指令値Iq *およびUVW/dq変換部48によって演算されたq軸検出電流Iqのうち絶対値の大きい方の電流値を選択し、モータ電流−PWMカウント数マップから、選択された電流値に対応したPWMカウント数CPWMIを取得してもよい。つまり、q軸電流指令値Iq *およびq軸検出電流Iqのうち絶対値の大きい方の電流値をモータ電流とみなして、PWMカウント数CPWMIを取得してもよい。
In step S14, the PWM
In the operation example of FIG. 8, the PWM
モータ駆動回路32内の平滑コンデンサ62が、並列接続された複数の平滑コンデンサから構成されていてもよい。このような場合において、複数の平滑コンデンサのうちの一部の平滑コンデンサの故障により、コンデンサ容量が減少した場合には、モータ電流−PWM周波数マップデータ(またはモータ電流−PWMカウント数マップデータ)を、減少後のコンデンサ容量に適合したデータに変換すればよい。
The smoothing
また、電動モータ18に印加したい電圧を演算する際に使用する電圧分解能を、モータ電流に基いて随時変更するようにしてもよい。
前記実施形態では、この発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に適用した場合について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
Further, the voltage resolution used when calculating the voltage to be applied to the
In the above embodiment, the case where the present invention is applied to the motor control device of the electric power steering device has been described. However, the present invention can also be applied to a motor control device used other than the electric power steering device.
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。 In addition, various design changes can be made within the scope of matters described in the claims.
12…ECU、18…電動パワーステアリング装置、32…モータ駆動回路、46…PWM周波数変更部、47…PWM制御部、62…平滑コンデンサ
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記平滑コンデンサの容量から許容される、前記電動モータのモータ電流値とPWM信号の周波数または周期に対応した値であるPWM周波数対応値と関係を記憶した記憶手段と、
PWM周波数が所定のPWM周波数であると仮定した場合に適合した第1デューティカウント数を演算する演算手段と、
前記記憶手段に記憶されている前記関係に基づいて、モータ電流に対応したPWM周波数対応値を取得する取得手段と、
前記演算手段によって演算された第1デューティカウント数を、前記取得手段によって取得されたPWM周波数対応値に適合した第2デューティカウント数に変換する変換手段と、
前記取得手段によって取得されたPWM周波数対応値および前記変換手段によって得られた第2デューティカウント数に応じたPWM信号を生成するPWM信号生成手段とを含む、モータ制御装置。 A motor control device that PWM-controls an electric motor via a motor drive circuit including a smoothing capacitor and a plurality of switching elements,
Storage means for storing a relationship between a motor current value of the electric motor and a PWM frequency corresponding value that is a value corresponding to the frequency or period of the PWM signal, which is allowed from the capacity of the smoothing capacitor;
A computing means for computing a first duty count number adapted when the PWM frequency is assumed to be a predetermined PWM frequency;
An acquisition means for acquiring a PWM frequency corresponding value corresponding to a motor current based on the relationship stored in the storage means;
Conversion means for converting the first duty count number calculated by the calculation means into a second duty count number adapted to the PWM frequency corresponding value acquired by the acquisition means;
And a PWM signal generation unit configured to generate a PWM signal corresponding to the PWM frequency corresponding value acquired by the acquisition unit and the second duty count obtained by the conversion unit.
前記電動モータに流すべきモータ電流の目標値であるモータ電流指令値を設定する電流指令値設定手段とをさらに含み、
前記演算手段は、PWM周波数が前記所定のPWM周波数であると仮定した場合に適合し、かつ前記電流検出手段によって検出されるモータ電流検出値を前記電流指令値設定手段によって設定されるモータ電流指令値に等しくさせるための第1デューティカウント数を演算するように構成されている請求項1または2に記載のモータ制御装置。 Current detection means for detecting a motor current flowing in the electric motor;
Current command value setting means for setting a motor current command value, which is a target value of the motor current to be passed through the electric motor,
The calculation means is adapted to the case where the PWM frequency is assumed to be the predetermined PWM frequency, and the motor current command set by the current command value setting means is set to the motor current detection value detected by the current detection means. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is configured to calculate a first duty count number for equalizing the value.
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