JP2010071847A - アンテナ特性評価システム - Google Patents

Abstract

【課題】少ない装置数で、効率よくかつ高精度のアンテナ特性評価を行う。
【解決手段】評価アンテナ２４ａ、２４ｂは、電波暗室２０内に配置され、評価対象のアンテナである。送信アンテナ２３ａ〜２３ｄは、電波暗室２０内に配置され、評価アンテナ２４ａ、２４ｂに電波を放射するアンテナである。ベースバンド信号生成部２１は、ベースバンド信号を発生する。合成信号発生部１０は、周波数が互いに異なる複数の正弦波を生成して、複数の正弦波に所望の相関性を与え、相関性が与えられた正弦波と、ベースバンド信号とを乗算して合成し、複数の合成信号を発生することで、フェージングを生成する。アップコンバータ２２−１〜２２−４は、合成信号の周波数をアップコンバートする。評価部３０は、評価アンテナ２４ａ、２４ｂで受信された電波をダウンコンバートして、ベースバンド信号に変換し、アンテナ特性を解析する。
【選択図】図１

Description

本発明は、アンテナ特性の評価を行うアンテナ特性評価システムに関する。

アンテナは、無線伝送特性を左右するキー部品の１つであり、高品質なワイヤレス通信を実現するためには、高性能なアンテナが要求される。このため、電波伝搬環境に応じて、電波の放射・吸収特性を最適化したアンテナ設計を行う必要があり、最適化設計のためには、アンテナの特性を測定・評価するアンテナ特性評価技術が重要となる。

一方、近年のワイヤレス通信の分野では、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output：複数のアンテナを用いて、データの送受信を行うワイヤレス通信技術）方式を使った高速無線通信が開発されており、将来、携帯端末などの小型の機器においても、マルチアンテナの実装が必須となると予測される。

図２７はマルチアンテナの放射パターンを説明するための図である。通信端末ＭＳにアンテナＡ１、Ａ２のマルチアンテナが設けられている。マルチアンテナ技術では、アンテナＡ１、Ａ２で受信状態を異なるようにし、片側のアンテナで受信困難な場合でも、反対側のアンテナで受信可能としたダイバーシティ受信を行うことで、通信品質を向上させる。

アンテナＡ１、Ａ２の受信状態が異なるほど、ダイバーシティ受信の効果が上がるので、例えば図２７のように、一方のアンテナであるアンテナＡ１の指向性が、左方向に電波を強く放射し（左方向に放射電力が強い）、右方向には電波を弱く放射するといった（右方向は放射電力が弱い）、放射パターンｐ１である場合には、他方のアンテナには、左方向に電波を弱く放射し、右方向には電波を強く放射する放射パターンｐ２となるような指向性を持つアンテナＡ２を、放射パターン同士が重ならない位置に配置する。

ここで、電波が左から右の方向に送信されて、通信端末ＭＳに到来した場合を考える。電波の放射パターンの強弱は、電波の吸収パターンの強弱と同じであるため、到来電波（到来電波ｂ１とする）に対して、アンテナＡ２では、吸収電力が弱いので受信困難となるが、アンテナＡ１では、吸収電力が強いので受信可能となる。

また、通信端末ＭＳが移動し、その移動地点において、電波が右から左の方向に送信されて通信端末ＭＳに到来したとすると、この到来電波（到来電波ｂ２とする）に対しては、アンテナＡ１では、吸収電力が弱いので受信困難であるが、アンテナＡ２では、吸収電力が強いので受信可能となる。

このように、マルチアンテナの設計を行う場合は、電波伝搬環境において、アンテナＡ１、Ａ２の指向性を互いに補完して、アンテナ間での受信状態の相関（アンテナ間相関）が小さくなるように、放射パターンの最適化を行うことが必要である。

図２８はアンテナ間相関が小さい場合の電波受信強度を示す図である。縦軸は電波受信強度、横軸は時間である。図２７で示したアンテナＡ１、Ａ２で、到来電波ｂ１、ｂ２を受信したときの受信強度を示している。

時間ｔ０〜ｔ１で到来電波ｂ１があったときは、アンテナＡ２の受信強度は低下するが、アンテナＡ１の受信強度は上昇する。また、時間ｔ１以降で到来電波ｂ２があったときは、アンテナＡ１の受信強度は低下するが、アンテナＡ２の受信強度は上昇する。このように、アンテナ間相関を小さくして、受信強度の劣化をアンテナ間で補うことができる。

図２９はアンテナ間相関が大きい場合の電波受信強度を示す図である。縦軸は電波受信強度、横軸は時間である。通信端末ＭＳａには、図２７で示したアンテナＡ１と同じ放射パターンを持つアンテナＡ２−１が設置しているとする。

時間ｔ０〜ｔ１で到来電波ｂ１があったときは、アンテナＡ１、Ａ２−１ともに受信強度は上昇するが、時間ｔ１以降で到来電波ｂ２があったときは、アンテナＡ１、Ａ２−１ともに受信強度は低下してしまう。このように、アンテナ間相関が大きい場合は、放射パターンが落ち込む部分において、アンテナＡ１、Ａ２−１ともに受信強度が劣化することになる。

アンテナの最適化設計を行う場合には、アンテナ特性評価を行うことが不可欠であるが、特にマルチアンテナの特性を評価する場合は、アンテナ単体の特性ばかりでなく、上述のように、アンテナ間相関が、アンテナ特性を決める際の重要な評価指標となる。

一方、実際の電波伝搬環境においては、基地局から送信された搬送電波（キャリア）は、マルチパス（信号波が山やビルなどの反射によって複数の経路を伝搬する現象）を経由して通信端末に到達するので、通信端末が移動していた場合には、各パスでキャリアの到来角度に依存してキャリア周波数が異なるドップラシフトを受けることになる（キャリア周波数にあらたなドップラ周波数が加わり、受信周波数が変位することになる）。

このため、通信端末では、周波数領域において広がった複数の信号を受信することにより、レベルが激しく変動するフェージング（時間差をもって到達した電波の波長が干渉し合うことによって電波レベルの強弱が変化する現象またはその変動波）を受ける。フェージングによる受信レベル変動は、無線通信における情報伝送の誤り率を増大する原因となる。

したがって、アンテナ間相関を精度よく評価するには、計算機シミュレーション等によって、実際の電波伝搬環境を模擬したフェージング環境を再現することが必要であり、そのときに測定した値を統計処理して最適化設計を実現することで、アンテナの品質向上を可能にするものである。

図３０は従来のアンテナ特性評価を行っているときの様子を示す図である。通信端末ＭＳの周辺に信号発生源５−１〜５−５が配置する。信号発生源５−１〜５−５のそれぞれは、キャリア周波数に対して互いに異なるドップラ周波数Δｆ１〜Δｆ５シフトした周波数を持つ正弦波の電波を発生する。なお、信号発生源５−１〜５−５からは、素波（複数の信号波が合成されていない単一の信号波）の状態で各正弦波電波が放射される。

通信端末ＭＳの周囲に配置された複数の信号発生源５−１〜５−５から、異なるドップラ周波数シフトした電波を放射させて、電波を合成させ、通信端末ＭＳが合成波を受信することで、模擬的なフェージング環境を生成している。

ここで、ドップラ周波数の定義について説明する。図３１はドップラ周波数を説明するための図である。マルチパス中の１つのパスから到来したキャリア周波数ｆｃが、通信端末ＭＳの進行方向に対して角度θで到来する場合を考える。

通信端末ＭＳの移動速度をｖ、キャリアの波長をλ、到来角度をθとすると、ドップラ周波数Δｆは、進行方向を基準としたときの見かけ上の電波の波長によって次式のように表せる。

Δｆ＝ｖ／（λ／cosθ）＝ｖcosθ／λ・・・（１）
図３２は通信端末ＭＳの進行方向と電波の到来角とに応じたドップラ周波数の変化を示す図である。（Ａ）は通信端末ＭＳの進行方向に対し同一方向のパスから電波を受けた場合、（Ｂ）は通信端末ＭＳの進行方向に対し垂直方向から電波を受けた場合を示している。

（Ａ）のように、通信端末ＭＳの進行方向と同一方向のパスから電波を受ければ、θ＝０、πとなり、式（１）より、ドップラ周波数の絶対値｜Δｆ｜は最大となる。
また、（Ｂ）のように、通信端末ＭＳの進行方向に対し垂直方向から電波を受ける場合は、進行方向に対する見かけ上の電波の波長は生成されないので、通信端末ＭＳが移動していないのと同じことになり、ドップラシフトの影響は受けない（θ＝π／２、３π／２となり、Δｆ＝０）。

ここで、図３０で示した評価環境において、通信端末ＭＳが、ある方向に移動すると仮定すると、信号発生源５−１〜５−５には、通信端末ＭＳの移動方向に対する電波の到来角度に応じたドップラ周波数を設定して、そのドップラ周波数を持つ電波を放射させることになる。

例えば図３０に示すように、通信端末ＭＳが矢印Ｘの信号発生源５−４の方向に移動すると仮定すると、信号発生源５−１〜５−５の周波数設定としては、式（１）からわかるように、信号発生源５−４のドップラ周波数Δｆ４が最も高くなるように設定し、その他の信号発生源からのドップラ周波数は、ドップラ周波数Δｆ４と比べて低くなるように設定する。

通信端末ＭＳは、固定しており、実際は移動させることはなく、その代わりに、通信端末ＭＳの移動方向に沿って変化するドップラ周波数の変化を、信号発生器５−１〜５−５側で可変に設定して、設定された電波を放射させるものである。このように、通信端末ＭＳが移動したとみなしたときのドップラシフトを信号発生源側で生成し、このときに評価アンテナに生じる受信強度の落ち込みなどを測定評価したりする。

アンテナ特性評価の従来技術として、複数の散乱体アンテナを配置して、電波の振幅と位相を制御してアンテナ評価を行う技術が特許文献１に提案されている。また、端末の周囲において、反射板および散乱体を移動させて、電波の振幅、位相等を制御してフェージング環境を模擬する技術が特許文献２に提案されている。さらに、端末の周囲に複数のアンテナを配置し、アンテナから放射する電波が、端末からみた各アンテナ方向の実環境の特性を持つように制御する技術が特許文献３に提案されている。
特開２００５−２２７２１３号公報（段落番号〔００３１〕，第１図） 特開平０７−１６２３７６号公報（段落番号〔００４５〕、〔００４６〕，第１図） 特開平１１−３４０９３０号公報（段落番号〔００２４〕〜〔００３１〕，第１図）

図３０で示したような評価環境を具体的なシステムで実現する場合、通常は、電波暗室内に複数のアンテナを配置した測定環境を構築し、この電波暗室内でアンテナ特性評価を行う。なお、電波暗室とは、室内の天井、壁、および床の全面に、電波吸収体を取り付けて、室内での電波の反射を抑えた部屋のことである。

図３３は従来のアンテナ特性評価システムの構成を示す図である。アンテナ特性評価システム５ａは、電波暗室５０、ベースバンド信号生成部５１、アップコンバータ５２−１〜５２−４、送信アンテナ５３ａ〜５３ｄ、評価アンテナ５４ａ、５４ｂ、アンテナ特性評価ボード５５、評価用端末５６から構成される（以降、評価用の電波を放射するアンテナを送信アンテナ、評価対象のアンテナを評価アンテナと呼ぶ）。

電波暗室５０内に、電波を送信する送信アンテナ５３ａ〜５３ｄと、評価対象の評価アンテナ５４ａ、５４ｂとが配置される。送信アンテナ５３ａ〜５３ｄは、アップコンバータ５２−１〜５２−４のそれぞれと接続し、アップコンバータ５２−１〜５２−４は、ベースバンド信号生成部５１と接続する。評価アンテナ５４ａ、５４ｂは、アンテナ特性評価ボード５５と接続し、アンテナ特性評価ボード５５は、評価用端末５６と接続する。

ベースバンド信号生成部５１は、ベースバンド信号を発生する。アップコンバータ５２−１〜５２−４は、ベースバンド信号をＲＦ（Radio Frequency）信号の周波数帯にアップコンバートする。

アップコンバータ５２−１は、ベースバンド信号をキャリア周波数に対してドップラ周波数Δｆ１シフトした周波数のＲＦ信号にアップコンバートする。アップコンバータ５２−２は、ベースバンド信号をドップラ周波数がΔｆ２のＲＦ信号にアップコンバートする。

アップコンバータ５２−３は、ベースバンド信号をドップラ周波数がΔｆ３のＲＦ信号にアップコンバートする。アップコンバータ５２−４は、ベースバンド信号をドップラ周波数がΔｆ４のＲＦ信号にアップコンバートする。

送信アンテナ５３ａは、アップコンバータ５２−１でアップコンバートされたキャリア周波数に対してドップラ周波数Δｆ１シフトした周波数の電波を放射し、送信アンテナ５３ｂは、アップコンバータ５２−２でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ２の電波を放射する。

また、送信アンテナ５３ｃは、アップコンバータ５２−３でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ３の電波を放射し、送信アンテナ５３ｄは、アップコンバータ５２−４でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ４の電波を放射する。

評価アンテナ５４ａ、５４ｂは、送信された電波を受信する。アンテナ特性評価ボード５５は、評価アンテナ５４ａ、５４ｂで受信された電波をダウンコンバートして、ベースバンド信号に変換する。評価用端末５６は、ダウンコンバート後のベースバンド信号にもとづいて、アンテナ特性を解析する。

従来のアンテナ特性評価システム５ａによるシステム構成では、主に以下のような問題点があった。
（１）フェージング精度の劣化。

送信アンテナに無指向性のアンテナを使用すると、無指向性アンテナから放射された電波が他の送信アンテナで反射して、反射波が生成し、その反射波が評価アンテナへ届くと、フェージング精度が劣化するといった問題があった。

（２）フェージング周期を十分長くとれない場合がある。
電波暗室には、複数の送信アンテナを配置するが、実際には所望の送信アンテナ数を必ずしも設置できるとは限らない。従来のアンテナ特性評価システム５ａの構成では、送信アンテナの設置数が少ないと、測定に必要な十分長いフェージング周期を得られることができず、アンテナ特性評価を効率的にかつ精度よく実行できないといった問題があった。

（３）マルチパス環境（ＭＩＭＯより発生するパスを含む）を再現しようとすると、信号発生源および送信アンテナの数が増加する。さらにマルチパス間の相関を所望の値にすることができない。

従来のアンテナ特性評価システム５ａの構成では、マルチパス環境を生成して、周波数選択性フェージング下におけるアンテナ特性評価を実施するには、パス数に応じた信号発生器（アップコンバータ）および送信アンテナが必要となり、装置規模が増大するといった問題があった。さらに信号発生器（アップコンバータ）間の信号を、マルチパス間で発生する相関を適当な値とする制御ができなかった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、少ない装置数で、効率よくかつ高精度に、アンテナ特性の評価を行うアンテナ特性評価システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、アンテナ特性の評価を行うアンテナ特性評価システムが提供される。このアンテナ特性評価システムは、評価対象のアンテナである評価アンテナと、前記評価アンテナに電波を放射する複数の送信アンテナと、ベースバンド信号を発生するベースバンド信号生成部と、合成信号を生成する合成信号発生部と、前記送信アンテナに接続し、前記合成信号の周波数を前記電波の周波数までアップコンバートするアップコンバータと、前記評価アンテナと接続し、前記電波を受信したときの前記評価アンテナの前記アンテナ特性の評価を行う評価部とを備える。

ここで、合成信号発生部は、周波数が互いに異なる複数の正弦波を生成して、複数の正弦波に所望の相関性を与え、相関性が与えられた正弦波と、ベースバンド信号とを乗算して合成し、複数の合成信号を発生することで、フェージングを生成する。

少ない装置数で、模擬的なマルチパスのフェージング環境を生成し、効率よくかつ高精度に、アンテナ特性の評価を行う。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１はアンテナ特性評価システムの原理図である。アンテナ特性評価システム１は、送信アンテナ２３ａ〜２３ｄ、評価アンテナ２４ａ、２４ｂ、ベースバンド信号生成部２１、合成信号発生部１０、アップコンバータ２２−１〜２２−４、評価部３０とから構成され、電波暗室２０内でアンテナ特性の評価を行うシステムである（図の例では、電波暗室２０内に送信アンテナが４つ、評価アンテナが２つ配置しているが、これらの個数は任意である）。

評価アンテナ２４ａ、２４ｂは、電波暗室２０内に配置され、アンテナ特性評価対象のアンテナである。送信アンテナ２３ａ〜２３ｄは、評価アンテナ２４ａ、２４ｂに電波を放射するアンテナであり、電波暗室２０内の適切な位置に分散して配置される。

ベースバンド信号生成部２１は、ベースバンド信号を発生する。合成信号発生部１０は、周波数が互いに異なる複数の正弦波を生成して、複数の正弦波に所望の相関性を与え、相関性が与えられた正弦波と、ベースバンド信号とを乗算して合成し、複数の合成信号を発生することで、フェージングを生成する（模擬的なマルチパスのフェージング環境を電波暗室２０内に生成する）。

アップコンバータ２２−１〜２２−４（総称する場合は、アップコンバータ２２）は、送信アンテナ２３ａ〜２３ｄにそれぞれ接続し、合成信号の周波数を電波の周波数までアップコンバートする。評価部３０は、アンテナ特性評価ボード３１および評価用端末３２を含む。アンテナ特性評価ボード３１は、評価アンテナ２４ａ、２４ｂと接続する。

アンテナ特性評価ボード３１は、評価アンテナ２４ａ、２４ｂで受信された電波をダウンコンバートして、ベースバンド信号に変換する。評価用端末３２は、ダウンコンバート後のベースバンド信号にもとづいて、アンテナ特性を解析する。

次にアンテナ特性評価システム１の構成・動作を説明する前に、解決すべき課題について詳しく説明する。なお、アンテナ特性評価システム１の詳細については図８以降で説明する。

（１）フェージング精度の劣化。
送信アンテナに無指向性アンテナを使用すると、フェージング精度が劣化するといった問題があった。図２は無指向性アンテナによるフェージング精度の劣化を示す図である。通信端末ＭＳの周囲に、アンテナＡ３、Ａ４が配置し、アンテナＡ３は、ドップラ周波数がΔｆａの電波Ｒ１を放射し、アンテナＡ４は、ドップラ周波数がΔｆｂの電波Ｒ２を放射する。

アンテナＡ３が無指向性アンテナであった場合、電波Ｒ１は、３６０°に渡って放射される。このため、アンテナＡ４方向に向かうものもあり、アンテナＡ４方向に向かった電波Ｒ１は、アンテナＡ４で反射し、反射波Ｒ１−１が通信端末ＭＳへ到達するといった経路ができてしまう。

通信端末ＭＳが矢印ＸのアンテナＡ３の方向に移動すると仮定したとき、上述したように、アンテナＡ３から放射される電波のドップラ周波数Δｆａは高くし、アンテナＡ４から放射される電波のドップラ周波数Δｆｂは低くなるように設定して、アンテナ特性の評価を行うことになる。

しかし、このような状況では、本来は移動方向とは異なる方向からの到来波のドップラ周波数は、移動方向からの到来波のドップラ周波数と比べれば小さくなるはずなのに、不要な反射波Ｒ１−１が通信端末ＭＳに届いているために、移動方向の逆方向からも、アンテナＡ３から放射された同じ値の大きなドップラ周波数Δｆａの到来波も受けることになる。このため、あらかじめ想定したものとは異なるフェージング変動を受けてしまい、フェージング精度が劣化することになる。

ここで、フェージング精度について説明する。フェージング環境の振幅変動を表現する分布に、レイリー分布（Rayleigh distribution）があり、レイリー分布は、多重波伝播の基本分布として広く用いられている。

また、マルチパス環境の中でも直接波のない見通し外の通信路からなるフェージング環境における振幅変動は、レイリー分布とかなり近くなることが知られており、振幅変動がレイリー分布となる環境は、レイリーフェージング環境と呼ばれている。さらに端末の移動と電波の到来方向を考慮したドップラ周波数の分布（ドップラスペクトラム）も含めて、ここではレイリーフェージング環境と呼ぶ。

アンテナ特性評価を行う場合に模擬するフェージング環境は、具体的には、レイリーフェージング環境を生成するものであり、モデル化したレイリーフェージング環境上で、アンテナ特性を測定し、測定値の統計処理を行ってデータ解析を行うものである。アンテナ特性の評価用に生成したフェージング環境が、モデル化したレイリーフェージング環境に対して、どれぐらい近いかの度合いがフェージング精度になる。

したがって、生成したフェージング環境と、レイリーフェージング環境とのずれが小さければ、フェージング精度は良好であり、そのずれが大きければフェージング精度は劣化していることになる。または、生成したフェージングによる振幅変動が、レイリー分布および設定したドップラスペクトラムに近ければフェージング精度は良好であり、生成したフェージングによる振幅変動が、レイリー分布および設定したドップラスペクトラムにならなければフェージング精度は劣化しているといえる。

したがって、図２のような想定外の反射波Ｒ１−１が発生すると、設定したドップラスペクトラムからのずれが大きくなり（フェージング精度が劣化し）、前提としていたフェージング環境とは異なるために、高精度のアンテナ特性評価を実施できなくなる。

（２）フェージング周期を十分長くとれない場合がある。
図３３で示した従来のアンテナ特性評価システム５ａの構成では、所望のフェージング周期を確保することができないおそれがあった。図３はフェージング周期を示す図である。縦軸は電力、横軸は時間である。

フェージング周期がＴのフェージングを示している。ここで、アンテナ特性評価の評価項目として、例えば、伝送レート、スループットおよび誤り率があるとし、これらの項目を測定する際には、少なくとも周期Ｔの長さのフェージングが必要であるとする。

フェージングの振幅分布はレイリー分布となる必要があるが、そのために十分に長い周期Ｔのフェージングを発生させなくてはならない。
このように、１つの評価項目を測定する場合に、周期Ｔのフェージングを評価アンテナが受信することが必要であるならば、従来のアンテナ特性評価システムの構成では、１周期がＴとなるようなフェージングを生成するのに必要な数の送信アンテナを電波暗室内に立てる必要がある。

しかし、必要な数の送信アンテナを電波暗室内に立てられないと、周期Ｔのフェージングが生成されずに、周期Ｔよりも短い周期を持ったフェージングが生成されることになり（異なる周波数を持った正弦波の電波が多いほど、その合成波形の電波強度はランダム化し、フェージング周期も長くなるが、正弦波の合成数が少ないと、短い周期の単調な振幅の合成波になってしまう）、評価すべき項目の測定を精度よく行えないといった問題があった。

（３）マルチパス環境を再現しようとすると、信号発生源および送信アンテナの数が増加する。
図３３で示したアンテナ特性評価システム５ａでは、送信アンテナ５３ａ〜５３ｄからの放射電波は、評価アンテナ５４ａ、５４ｂに同時に到達するために、フェージングの環境としては、１パス環境を生成していることになり、フラットフェージングの影響下におけるアンテナ特性評価を行うものである。

これに対し、周波数選択性フェージングの影響下でのアンテナ特性評価を実施したい場合には、フェージングの環境としては、マルチパス環境を生成することが必要である。例えば、評価アンテナ５４ａ、５４ｂへの到着遅延時間差を持たせた２つのパスの電波による２パス環境を生成したりする。

ここで、（３）の問題点の説明をする前に、１パス環境およびマルチパス環境と、フラットフェージングおよび周波数選択性フェージングとについて説明する。図４は１パス環境およびマルチパス環境の概念を示す図である。１パス環境とは、通信端末ＭＳへの到来波の経路が１つの場合の環境であり、図４ではパスＰ１の経路で、到来波が通信端末ＭＳに到達している様子を示している。

また、マルチパス環境とは、通信端末ＭＳへの到来波の経路が複数ある場合の環境であり、図４では２パス環境を示しており、パスＰ１の経路による到来波と、反射物に反射されて生成したパスＰ２の経路による到来波とが、通信端末ＭＳに到達している様子を示している。なお、パスＰ１とパスＰ２とには到達時間差τが生じている。

図５はフラットフェージングと周波数選択性フェージングを示す図である。縦軸は電力（ｄＢ）、横軸は周波数（Ｈｚ）である。フラットフェージングは、フェージングの周波数成分において、振幅・位相の変動がほぼ一様となり、すべてのチャネルの周波数で同じレベルで減衰するフェージング変動のことである。

また、フラットフェージングは、１パス環境の場合に発生する。
一方、周波数選択性フェージングは、フェージング波の周波数成分毎に、振幅・位相が時間と共に変動し、チャネルの周波数毎に減衰レベルが異なるフェージング変動のことである。

また、周波数選択性フェージングは、マルチパス環境の場合に、遅延の異なるフェージング波が、周波数毎に異なる位相で合成されるために生じる。
次に周波数選択性フェージングの原理について数式を用いて説明する。時間ｔのときの周波数ｆ₀の正弦波の関数（正弦波の振幅）は、式（２）で表すことができる。

ｃｏｓ（２πｆ₀ｔ）＋ｊｓｉｎ（２πｆ₀ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ₀ｔ）・・・（２）
また、パスｉにおける、時間ｔのときの周波数ｆ_nのフェージングは、以下の式（３）で表せる（ａ_i,nは係数である）。

マルチパス環境として、パス間の遅延時間差がτである２パス環境について考えると、周波数ｆ_cの１つ目のパスｇ₁（ｔ）と、周波数ｆ_cの２つ目のパスｇ₂（ｔ−τ）とが合成したときのフェージングをν（ｔ）とした場合、ν（ｔ）は、式（３）から以下の式（４）となる。

ν（ｔ）＝ｇ₁（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πｆ_cｔ）＋ｇ₂（ｔ−τ）ｅｘｐ（ｊ２πｆ_c（ｔ−τ））
＝[ｇ₁（ｔ）＋ｇ₂（ｔ−τ）ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_cτ）]ｅｘｐ（ｊ２πｆ_cｔ）・・・（４）
図６はフェージングをベクトル表現した図である。座標軸上に、ベクトルｇ₁（ｔ）とベクトルｇ₂（ｔ−τ）とが示されている。ここで、ｆ_c＝１／τのときのベクトルｇ₁（ｔ）とベクトルｇ₂（ｔ−τ）との合成ベクトルν（ｔ）は、ベクトルｇ₁（ｔ）＋ｇ₂（ｔ−τ）となる。また、ｆ_c＝１／（２τ）のときのベクトルｇ₁（ｔ）とベクトルｇ₂（ｔ−τ）との合成ベクトルν（ｔ）は、ベクトルｇ₁（ｔ）−ｇ₂（ｔ−τ）となる。

図６からわかるように、周波数ｆ_cの値により、パスｇ₁（ｔ）と、パスｇ₂（ｔ−τ）との合成のされ方が異なり、合成後の振幅の大きさが異なることになる。このように、周波数によって振幅変動が異なるフェージングが、周波数選択性フェージングと呼ばれるものである。

（３）の問題点について説明する。図７はアンテナ特性評価システムの構成を示す図である。電波暗室５０内で２パス環境を生成している従来のアンテナ特性評価システムの構成を示している。

アンテナ特性評価システム５ｂは、電波暗室５０、ベースバンド信号生成部５１、アップコンバータ５２−１〜５２−８、送信アンテナ５３ａ〜５３ｈ、評価アンテナ５４ａ、５４ｂ、アンテナ特性評価ボード５５、評価用端末５６、遅延部５７から構成される。

なお、アップコンバータ５２−１〜５２−４および送信アンテナ５３ａ〜５３ｄは、１パス目の電波を発生する信号発生源および送信アンテナであり、アップコンバータ５２−５〜５２−８および送信アンテナ５３ｅ〜５３ｈは、２パス目の電波を発生する信号発生源および送信アンテナである。

電波暗室５０内に、電波を送信する送信アンテナ５３ａ〜５３ｄ、５３ｅ〜５３ｈと、評価対象の評価アンテナ５４ａ、５４ｂとが配置される。送信アンテナ５３ａ〜５３ｄは、アップコンバータ５２−１〜５２−４のそれぞれと接続し、送信アンテナ５３ｅ〜５３ｈは、アップコンバータ５２−５〜５２−８のそれぞれと接続する。

アップコンバータ５２−１〜５２−８は、ベースバンド信号生成部５１と接続する。評価アンテナ５４ａ、５４ｂは、アンテナ特性評価ボード５５と接続し、アンテナ特性評価ボード５５は、評価用端末５６と接続する。

ベースバンド信号生成部５１は、ベースバンド信号を発生し、アップコンバータ５２−１〜５２−４は、ベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする。遅延部５７は、ベースバンド信号を時間Ｄだけ遅延させ、アップコンバータ５２−５〜５２−８は、時間Ｄ分遅延したベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする。

送信アンテナ５３ａは、アップコンバータ５２−１でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ１の電波を放射し、送信アンテナ５３ｂは、アップコンバータ５２−２でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ２の電波を放射する。また、送信アンテナ５３ｃは、アップコンバータ５２−３でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ３の電波を放射し、送信アンテナ５３ｄは、アップコンバータ５２−４でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ４の電波を放射する。

一方、送信アンテナ５３ｅは、アップコンバータ５２−５でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ５の電波を放射し、送信アンテナ５３ｆは、アップコンバータ５２−６でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ６の電波を放射する。また、送信アンテナ５３ｇは、アップコンバータ５２−７でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ７の電波を放射し、送信アンテナ５３ｈは、アップコンバータ５２−８でアップコンバートされたドップラ周波数がΔｆ８の電波を放射する。なお、ドップラ周波数Δｆ５〜Δｆ８の電波と、ドップラ周波数Δｆ１〜Δｆ４の電波との評価アンテナ５４ａ、５４ｂへの到達時間差は、時間Ｄとなる。

評価アンテナ５４ａ、５４ｂは、送信された電波を受信する。アンテナ特性評価ボード５５は、評価アンテナ５４ａ、５４ｂで受信された電波をダウンコンバートして、ベースバンド信号に変換する。評価用端末５６は、ダウンコンバート後のベースバンド信号にもとづいて、アンテナ特性を解析する。

このように、マルチパス環境を生成して、周波数選択性フェージング下におけるアンテナ特性評価を実施するには、パス数に応じた信号発生源（アップコンバータ）および送信アンテナが必要となり、装置規模が増大するといった問題があった。

また、アップコンバータなどの装置は、アナログ回路で構成されるため、周波数精度の高いＲＦ信号を必ずしも生成できるとは限らず、アップコンバータの数が多くなると、その分、周波数精度に依存した誤差も大きくなり、アンテナ特性評価の精度も劣化するといった問題があった。

次に上記の課題を解決するアンテナ特性評価システム１について詳しく説明する。最初に、送信アンテナの指向性について説明する。図８は指向性のある送信アンテナを使用したときに反射波が抑制される様子を示す図である。指向性送信アンテナＡ３−１を用いて、通信端末ＭＳ（評価アンテナ）に対して、所定の向きに電波を放射させることにより、電波暗室内で不要な反射波が生成されることを抑制することができ、フェージング精度を向上させることが可能になる。したがって、図１に示した送信アンテナ２３ａ〜２３ｄには、指向性のアンテナを使用する。

図９は指向性の送信アンテナを使用したときのアンテナ配置例を示す図である。通信端末ＭＳ（評価アンテナ）の周囲に５個の送信アンテナＡ〜Ｅが正五角形となるように配置されている。送信アンテナＡ〜Ｅは、すべて指向性アンテナである。

送信アンテナＡから通信端末ＭＳに対して、指向性の強い電波Ｒ１を放射した場合、反射が起きやすい箇所は、送信アンテナＣ、Ｄである。したがって、送信アンテナＡから放射すべき電波の放射パターンは、放射角度を３６°として、通信端末ＭＳの到達地点である放射パターンの中心部では減衰量は小さく（例えば、減衰量＝０ｄＢ）、放射パターンの広がる縁部分では、減衰量が大きくなるような（例えば、減衰量＝−１０ｄＢ）指向性を持たせる。

送信アンテナＡから、このような指向性を持たせた電波Ｒ１を放射させることにより、送信アンテナＣ、Ｄで反射が生じることを抑制することが可能になる（当然、放射パターンの広がる範囲よりも外側にある送信アンテナＢ、Ｅでは反射は起きない）。

したがって、電波暗室内に５個の送信アンテナＡ〜Ｅが正五角形状に配置する場合、送信アンテナＡ〜Ｅは、放射電力が最大となる点から左右に−１０ｄＢのレベル低下が生じるときの放射角度の指向性を持つようにする。これにより、不要な反射を低減することが可能になる。

次に合成信号発生部（合成信号発生装置に該当）について説明する。図１０は合成信号発生部の構成を示す図である。合成信号発生部１０は、信号生成部１１、演算部１２、Ａ／Ｄ部１３−１〜１３−ｍ、正弦波乗算・遅延部１４、合成部１５、出力処理部１６から構成される。なお、信号生成部１１、演算部１２、正弦波乗算・遅延部１４および合成部１５は、ディジタル信号処理により動作する構成要素である。

信号生成部１１は、複数の正弦波生成部１１−１〜１１−（ｍ×ｋ）を含み（ｍはベースバンド信号入力本数、ｋはパス数）、正弦波生成部１１−１〜１１−（ｍ×ｋ）は、周波数の互いに異なる複数の初期正弦波（正弦波生成部から発生したそのままの正弦波）を発生する。

演算部１２は、初期正弦波に対して、所望の相関性を与えるための相関パラメータを乗算して、所望の相関性を与えた正弦波である複数の相関正弦波を生成する。Ａ／Ｄ部１３−１〜１３−ｍは、ベースバンド信号生成部２１から出力された、アナログのベースバンド信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタルのベースバンド信号に変換する。ベースバンド信号の入力本数がｍならば、Ａ／Ｄ部もｍ個配置される。

図１０では、ベースバンド信号生成部２１からアナログのベースバンド信号が入力されるとしたため、Ａ／Ｄ部を含む構成としたが、ベースバンド信号生成部２１からディジタル入力される場合は、Ａ／Ｄを含まない構成となる。

正弦波乗算・遅延部１４は、受信したベースバンド信号にマルチパス用の遅延を与え、必要な遅延が付加されたベースバンド信号と、相関正弦波とを乗算して乗算値を生成する。合成部１５は、乗算値に重み付けを行って合成し、合成信号を生成する。

出力処理部１６は、Ｄ／Ａ部１６ａ−１〜１６ａ−Ｎと、フィルタ部１６ｂ−１〜１６ｂ−Ｎとから構成される。Ｄ／Ａ部１６ａ−１〜１６ａ−Ｎは、合成部１５から出力されたディジタルの合成信号をアナログの合成信号に変換する。フィルタ部１６ｂ−１〜１６ｂ−Ｎは、アナログ合成信号をフィルタリングして、Ｄ／Ａ変換時に生じた折り返し歪を除去して、合成信号Ｄout１〜ＤoutＮを生成し、アップコンバータ２２側へ送信する（合成信号をＮ個生成したら、アップコンバータ２２はＮ個、送信アンテナもＮ個と必要となる）。送信アンテナの幾つかを垂直偏波を送信するアンテナ、残りを水平偏波に対応したアンテナとする場合もある。

次にフェージング周期を長く設定する場合の構成について説明する。信号生成部１１内の正弦波生成部１１−１〜１１−（ｍ×ｋ）は、互いの周期が素の関係となるような初期正弦波を発生する。

図１１は周波数が素の関係となる正弦波の一例を示す図である。縦軸は振幅、横軸は時間である。互いに素の関係となる周波数ｆ₁〜ｆ₄を示している。素の関係とは、１以外の公約数がない関係ということである。例えば、ｆ₁＝３、ｆ₂＝５、ｆ₃＝７、ｆ₄＝８であるとき、周波数ｆ₁〜ｆ₄には、１以外の公約数がないので素の関係となる。

または、すべての周波数値を掛け算した値が最小公倍数となる関係と言い換えることもできる。この例では、周波数ｆ₁〜ｆ₄の最小公倍数は、８４０（＝３×５×７×８）であるので、周波数ｆ₁〜ｆ₄は素の関係となる。

素の関係の周波数を持つ複数の正弦波が合成した合成波の周期（周期Ｔ１とする）と、素の関係でない周波数を持つ複数の正弦波が合成した合成波の周期（周期Ｔ２とする）とを比較すると、Ｔ２＜Ｔ１となる。

したがって、互いに素の関係となる周波数を持つ複数の正弦波の合成波は、素の関係を持たない周波数を持つ複数の正弦波の合成波と比べて、フェージング周期を長くすることができる。

次に素の関係となる周波数の設定方法の一例について説明する。周波数ｆ₁〜ｆ₄（ｆ₁＜ｆ₂＜ｆ₃＜ｆ₄）に対して、互いに素の関係となるような周波数値をそれぞれ設定する場合を考える。

最初に、ｆ₁、ｆ₄については、素の関係となる周波数値を設定して固定する。ｆ₂、ｆ₃については、ｆ₂はｆ₁の近傍の値に仮設定し、ｆ₃はｆ₄の近傍の値に仮設定する（ｆ₂、ｆ₃は、素の関係となるか否かは関係なく、この段階では単にｆ₁、ｆ₄の近傍の値に設定する）。仮設定したｆ₂をｆ₂´、仮設定したｆ₄をｆ₄´とする。

式（２）で示したように、周波数ｆ₁を持つ正弦波は、ｅｘｐ（ｊ２πｆ₁ｔ）と表せる。同様に、周波数ｆ₂、ｆ₃、ｆ₄はそれぞれ、ｅｘｐ（ｊ２πｆ₂ｔ）、ｅｘｐ（ｊ２πｆ₃ｔ）、ｅｘｐ（ｊ２πｆ₄ｔ）と表せる。

ここで、周波数ｆ₁〜ｆ₄が素の関係となるには、各周波数の正弦波の周期（振幅）が等しいということなので、
ｅｘｐ（ｊ２πｆ₁ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ₂ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ₃ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ₄ｔ）・・・（５）
となる。式（５）をｅｘｐ（ｊ２πｆ₁ｔ）で割ると、
１＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｆ₂−ｆ₁）ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｆ₃−ｆ₁）ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｆ₄−ｆ₁）ｔ）・・・（６）
となる。式（６）の各エクスポネンシャルが１となるには、（ｆ₂−ｆ₁）ｔ、（ｆ₃−ｆ₁）ｔ、（ｆ₄−ｆ₁）ｔがそれぞれ整数となればよい。なぜなら、式（２）から、ｃｏｓ（２πｆｔ）＋ｊｓｉｎ（２πｆｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ）なので、ｆｔが整数のとき、左辺のｃｏｓ（２πｆｔ）＋ｊｓｉｎ（２πｆｔ）は、ｃｏｓの項が１、ｓｉｎの項が０となるからである。

したがって、（ｆ₂−ｆ₁）ｔ＝Ｎ₂、（ｆ₃−ｆ₁）ｔ＝Ｎ₃、（ｆ₄−ｆ₁）ｔ＝Ｎ₄とおくと（Ｎ₂、Ｎ₃、Ｎ₄は整数）、式（７）のように表せる。
Ｎ₂／（ｆ₂−ｆ₁）＝Ｎ₃／（ｆ₃−ｆ₁）＝Ｎ₄／（ｆ₄−ｆ₁）＝ｔ・・・（７）
式（７）を展開して、
Ｎ₂´＝（ｆ₂´−ｆ₁）・Ｎ₄／（ｆ₄−ｆ₁）・・・（８）
となり、式（８）のＮ₂´と最も近いＮ₄と素の関係にあるＮ₂を求める（Ｎ₄は１９８０以上の整数とする）。

そして、ｆ₂の算出式は、
ｆ₂＝（（ｆ₄−ｆ₁）・Ｎ₂／Ｎ₄）＋ｆ₁・・・（９）
となるから、求めたＮ₂を式（９）に代入して、ｆ₂を求める。

また、式（７）を展開して、
Ｎ₃´＝（ｆ₃´−ｆ₁）・Ｎ₄／（ｆ₄−ｆ₁）・・・（１０）
となり、式（１０）のＮ₃´と最も近いＮ₄と素の関係にあるＮ₃を求める。

そして、ｆ₃の算出式は、
ｆ₃＝（（ｆ₄−ｆ₁）・Ｎ₃／Ｎ₄）＋ｆ₁・・・（１１）
となるから、求めたＮ₃を式（１１）に代入して、ｆ₃を求める。このようなアルゴリズムによって、周波数ｆ₁、ｆ₂、ｆ₃、ｆ₄に対して、互いに素の関係となる値を求めることができる。

次に合成信号発生部１０の各構成要素について詳しく説明する。以降では、複数のベースバンド信号をベースバンド信号Ｂ１〜Ｂｍ（ｍ＝１、２、・・・）と表記し、マルチパスを構成する際の複数のパスをパスＰ１〜Ｐｋ（ｋ＝１、２、・・・）と表記する（ベースバンド信号の入力本数はｍ、想定するパス数はｋである）。

また、具体的な値で構成例を示す場合には、ベースバンド信号の入力本数を４（＝ｍ）とし、また、マルチパスのフェージング環境として、パス数を９（＝ｋ）とした９パス環境を生成するものとして説明する。

図１２は信号生成部１１の構成を示す図である。信号生成部１１は、（ｍ×ｋ）個の複数の正弦波生成部を含み、１つの正弦波生成部は、異なる周波数の複数の初期正弦波を発生させるディジタル・ジェネレータである。

ここで、説明をわかりやすくするために、行方向にｍ個、列方向にｋ個の正弦波生成部を配置させたと仮定して、ｍ行ｋ列に位置する正弦波生成部を正弦波生成部Ｘ_m-kと表記する。図１２には、ｍ行ｋ列の場合の正弦波生成部の配置と、４行９列の場合の正弦波生成部の配置とを示している。

図１３〜図１６は正弦波生成部で生成される初期正弦波を示す図である。正弦波生成部Ｘ_m-kは、ベースバンド信号Ｂｍに対応するｎ個の初期正弦波を生成する。
すなわち、１つの正弦波生成部は、ｎ個の初期正弦波を生成する。したがって、信号生成部１１の全体では、（ｎ×ｍ×ｋ）個の互いに異なる周波数を持つ初期正弦波が生成されることになる。

図１３〜図１６では、ｎ＝８としたとき、すなわち、１つの正弦波生成部からは、８波の初期正弦波を生成する様子を示している。したがって、信号生成部１１の全体では、２８８（＝８×４×９）種類の互いに異なる周波数を持つ初期正弦波を生成することになる。

また、正弦波生成部Ｘ_m-kにおいて、垂直偏波・水平偏波に対応したアンテナが同数ある場合、垂直偏波に対応するｎ／２個の初期正弦波を、初期正弦波Ｘ_mVk-nと表記し、水平偏波に対応するｎ／２個の初期正弦波を、初期正弦波Ｘ_mHk-nと表記する。

一例を示すと、図１３の正弦波生成部Ｘ_1-1において、ベースバンド信号Ｂ１に対応する、垂直偏波の４個の初期正弦波は、初期正弦波Ｘ_1V1-1、Ｘ_1V1-2、Ｘ_1V1-3、Ｘ_1V1-4と表記される。また、ベースバンド信号Ｂ１に対応する、水平偏波の４個の初期正弦波は、初期正弦波Ｘ_1H1-1、Ｘ_1H1-2、Ｘ_1H1-3、Ｘ_1H1-4と表記される。

これら初期正弦波を表す関数を示すと、Ｘ_1V1-1＝exp（ｊ・2π・δｆ_1V1-1・ｔ＋ｊ・θ_1V1-1）、Ｘ_1V1-2＝exp（ｊ・2π・δｆ_1V1-2・ｔ＋ｊ・θ_1V1-2）、Ｘ_1V1-3＝exp（ｊ・2π・δｆ_1V1-3・ｔ＋ｊ・θ_1V1-3）、Ｘ_1V1-4＝exp（ｊ・2π・δｆ_1V1-4・ｔ＋ｊ・θ_1V1-4）、Ｘ_1H1-1＝exp（ｊ・2π・δｆ_1H1-1・ｔ＋ｊ・θ_1H1-1）、Ｘ_1H1-2＝exp（ｊ・2π・δｆ_1H1-2・ｔ＋ｊ・θ_1H1-2）、Ｘ_1H1-3＝exp（ｊ・2π・δｆ_1H1-3・ｔ＋ｊ・θ_1H1-3）、Ｘ_1H1-4＝exp（ｊ・2π・δｆ_1H1-4・ｔ＋ｊ・θ_1H1-4）となる。なお、δｆ（Δｆ）はドップラ周波数、ｔは時間、θは位相である。その他の正弦波生成部も同様である。

次に演算部１２について説明する。演算部１２は、信号生成部１１で生成された複数の初期正弦波に相関パラメータを乗算して、初期正弦波に所望の相関性を与えた相関正弦波を生成する。

相関パラメータの値により、相関度合いを大きくしたり、小さくしたりすることができる。
図１７は演算部１２の演算処理例を示す図である。演算部１２では、図１２に示したｋ列目に位置するｍ個の正弦波生成部Ｘ_m-kのそれぞれから、初期正弦波Ｘ_mVk-aと初期正弦波Ｘ_mHk-aとを抽出して（１≦ａ≦ｎ／２：ａは自然数）、ｎ個の要素からなる初期正弦波の列ベクトルを生成する。

そして、この列ベクトルに対して、ｎ×ｎの行列要素を持つ相関パラメータを乗算して、ｎ個の要素からなる相関正弦波の列ベクトルを生成して、全体で（ｎ×ｍ×ｋ）個の相関正弦波を生成する。

例えば図１７に示す演算例で示すように、図１２に示した、１（＝ｋ）列目に位置する４（＝ｍ）個の正弦波生成部Ｘ_1-1、Ｘ_2-1、Ｘ_3-1、Ｘ_4-1のそれぞれから初期正弦波を抽出して列ベクトルを生成する場合、正弦波生成部Ｘ_1-1から正弦波Ｘ_1V-1、Ｘ_1H1-1を抽出し、正弦波生成部Ｘ_2-1から正弦波Ｘ_2V-1、Ｘ_2H1-1を抽出し、正弦波生成部Ｘ_3-1から正弦波Ｘ_3V-1、Ｘ_3H1-1を抽出し、正弦波生成部Ｘ_4-1から正弦波Ｘ_4V-1、Ｘ_4H1-1を抽出する。

抽出した正弦波の列ベクトルＸ＝（Ｘ_1V-1、Ｘ_1H1-1、Ｘ_2V-1、Ｘ_2H1-1、Ｘ_3V-1、Ｘ_3H1-1、Ｘ_4V-1、Ｘ_4H1-1）に対して、ｎ＝８であるから、８×８の行列要素であり、列ベクトルＸの各要素の相関性を決めるための相関パラメータＨ₁を乗算する。

乗算結果は、列ベクトルＹ＝（Ｙ_1V-1、Ｙ_1H1-1、Ｙ_2V-1、Ｙ_2H1-1、Ｙ_3V-1、Ｙ_3H1-1、Ｙ_4V-1、Ｙ_4H1-1）となり、例えば、相関パラメータＨ₁が相関性を０にするものであれば、列ベクトルＹの各要素は、相関性が互いに０となっていることになる。行列計算式を以下に示す。

なお、１（＝ｋ）列目に位置する４（＝ｍ）個の正弦波生成部Ｘ_1-1、Ｘ_2-1、Ｘ_3-1、Ｘ_4-1からは、上記の行列演算の他にさらに、以下の３種類の行列演算が行われる（計算式のみ示す）。

図１２に示す正弦波生成部の配置にもとづいて、演算部１２では、１列から４種類の行列演算を行い、全部で９列あるので、３６種類の行列演算を行うことになる（２８８種類の正弦波の中から８つの正弦波を抽出して行列演算を行うので、３６種類の行列演算を行うことになる）。

また、８×８の行列要素である相関パラメータＨ₁〜Ｈ₃₆は、３６種類の行列演算に対して、すべて同じ値（Ｈ₁＝Ｈ₂＝・・・＝Ｈ₃₆）としてもよいし、異なる値に設定してもよい。なお、相関パラメータは、演算部１２内の記憶領域に保持されており、ユーザによって相関パラメータの値は、任意の値に設定可能である。

ここで、簡単な例として、２×２の相関パラメータを用いて、２つの周波数の相関性を決める場合について説明する。相関パラメータの行列要素を例えば、ａ、ｂ、ｃ、ｄとすると、行列演算は以下の式（１６）となる。

式（１６）から、ｙ１＝ａ・ｘ１＋ｂ・ｘ２、ｙ２＝ｃ・ｘ１＋ｄ・ｘ２である。相関パラメータの要素が、ａ＝１、ｂ＝０、ｃ＝１、ｄ＝０のとき、ｙ１＝ｙ２＝ｘ１となる。ｙ１、ｙ２の値が同じであるので、相関性が１となり、ｙ１、ｙ２の相関性は強くなる。

また、相関パラメータの要素が、ａ＝１、ｂ＝０、ｃ＝０、ｄ＝１のとき、ｙ１＝ｘ１、ｙ２＝ｘ２となり、ｙ１、ｙ２は完全に異なる値となる。ｙ１、ｙ２の相関性は０となって、ｙ１、ｙ２の相関性を無くしていることになる（ａ、ｂ、ｃ、ｄに端数を用いれば、相関性を細かく設定できる）。

次に正弦波乗算・遅延部１４について説明する。図１８は正弦波乗算・遅延部１４の全体構成を示す図である。ベースバンド信号の入力本数が４、パス数を９としたときの構成を示している。

正弦波乗算・遅延部１４は、ベースバンド信号Ｂ１に対しては、乗算処理部１４ν_1-1〜１４ν_1-9と、遅延部１４ａ−１〜１４ａ−８とが配置される。ベースバンド信号Ｂ２に対しては、乗算処理部１４ν_2-1〜１４ν_2-9と、遅延部１４ｂ−１〜１４ｂ−８とが配置される。

ベースバンド信号Ｂ３に対しては、乗算処理部１４ν_3-1〜１４ν_3-9と、遅延部１４ｃ−１〜１４ｃ−８とが配置される。ベースバンド信号Ｂ４に対しては、乗算処理部１４ν_4-1〜１４ν_4-9と、遅延部１４ｄ−１〜１４ｄ−８とが配置される。

ここで、ベースバンド信号Ｂｍは、Ａ／Ｄ部１３−１〜１３−４によりディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換後のベースバンド信号Ｂｍは、パスＰ１に対する乗算処理を行う乗算処理部１４ν_1-1〜１４ν_4-1には、遅延されずに入力する。

また、パスＰｓ（２≦ｓ≦ｋ：ｓは自然数）に対する乗算処理を行う場合は、遅延単位時間をＤとしたとき、ベースバンド信号Ｂｍには（ｓ−１）×Ｄの遅延を与えて、乗算処理部１４ν_m-sに入力させる。

例えば、ベースバンド信号Ｂ１について見ると、パスＰ２（ｓ＝２）に対する乗算処理を行う場合は、ベースバンド信号Ｂ１には、遅延部１４ａ−１により、時間１Ｄの遅延を与えて、乗算処理部１４ν_1-2に入力させる。また、パスＰ９（ｓ＝９）に対する乗算処理を行う場合は、ベースバンド信号Ｂ１には、遅延部１４ａ−１〜１４ａ−８によって生成された時間８Ｄの遅延を与えて、乗算処理部１４ν_1-9に入力させる。

図１９、図２０は正弦波乗算・遅延部１４の内部構成を示す図である。ベースバンド信号Ｂ１の乗算処理を行う部分の内部構成のみ示している（ベースバンド信号Ｂ２〜Ｂ４の乗算処理を行う部分も同様の構成である）。乗算処理部１４ν_1-1〜１４ν_1-9は、乗算器＃１〜＃８をそれぞれ含む。遅延部１４ａ−１〜１４ａ−８はそれぞれ、入力信号に対して時間１Ｄの遅延を与えて出力する。遅延部１４ａ−１〜１４ａ−８によってパス毎に遅延を与えることで、周波数選択性フェージングの環境を生成するものである。

乗算処理部１４ν_1-1内の乗算器＃１〜＃８には、Ａ／Ｄ変換後の、ベースバンド信号Ｂ１が入力する。そして、ベースバンド信号Ｂ１と、演算部１２から出力された相関正弦波（Ｙ_1V1-1、Ｙ_1V1-2、Ｙ_1V1-3、Ｙ_1V1-4、Ｙ_1H-1、Ｙ_1H1-2、Ｙ_1H1-3、Ｙ_1H1-4）の各要素が乗算されて、乗算値（ν_1V1-1、ν_1V1-2、ν_1V1-3、ν_1V1-4、ν_1H-1、ν_1H1-2、ν_1H1-3、ν_1H1-4）が出力する。

すなわち、乗算器＃１は、相関正弦波Ｙ_1V1-1とベースバンド信号Ｂ１とを乗算して乗算値ν_1V1-1を生成する。乗算器＃２は、相関正弦波Ｙ_1V1-2とベースバンド信号Ｂ１とを乗算して乗算値ν_1V1-2を生成する。乗算器＃３は、相関正弦波Ｙ_1V1-3とベースバンド信号Ｂ１とを乗算して乗算値ν_1V1-3を生成する。乗算器＃４は、相関正弦波Ｙ_1V1-4とベースバンド信号Ｂ１とを乗算して乗算値ν_1V1-4を生成する。乗算器＃５は、相関正弦波Ｙ_1H-1とベースバンド信号Ｂ１とを乗算して乗算値ν_1H-1を生成する。乗算器＃６は、相関正弦波Ｙ_1H1-2とベースバンド信号Ｂ１とを乗算して乗算値ν_1H1-2を生成する。乗算器＃７は、相関正弦波Ｙ_1H1-3とベースバンド信号Ｂ１とを乗算して乗算値ν_1H1-3を生成する。乗算器＃８は、相関正弦波Ｙ_1H1-4とベースバンド信号Ｂ１とを乗算して乗算値ν_1H1-4を生成する。

一方、遅延部１４ａ−１は、Ａ／Ｄ変換直後のベースバンド信号Ｂ１を時間Ｄ１だけ遅延する。乗算処理部１４ν_1-2内の乗算器＃１〜＃８には、時間１Ｄだけ遅延した、ベースバンド信号Ｂ１が入力する。

そして、時間Ｄ１だけ遅延したベースバンド信号Ｂ１と、相関正弦波である（Ｙ_1V2-1、Ｙ_1V2-2、Ｙ_1V2-3、Ｙ_1V2-4、Ｙ_1H2-1、Ｙ_1H2-2、Ｙ_1H2-3、Ｙ_1H2-4）の各要素が乗算されて、乗算値として（ν_1V2-1、ν_1V2-2、ν_1V2-3、ν_1V2-4、ν_1H2-1、ν_1H2-2、ν_1H2-3、ν_1H2-4）が出力する。

乗算処理部１４ν_1-3〜１４ν_1-9においても同様な演算処理が行われる。なお、最終段の乗算処理部１４ν_1-9についてのみ簡単に示すと、遅延部１４ａ−８の出力信号は、乗算処理部１４ν_1-1に入力したベースバンド信号Ｂ１と比べて、時間（Ｄ１＋・・・＋Ｄ８）だけ遅延している。なお、以降では、時間（Ｄ１＋・・・＋Ｄｎ）を時間ΣＤｂ（ｂ＝１〜ｎ）と表記する。

乗算処理部１４ν_1-9内の乗算器＃１〜＃４には、時間ΣＤｂ（ｂ＝１〜８）だけ遅延した、ベースバンド信号Ｂ１が入力する。そして、時間ΣＤｂ（ｂ＝１〜８）だけ遅延したベースバンド信号Ｂ１と、相関正弦波である（Ｙ_1V9-1、Ｙ_1V9-2、Ｙ_1V9-3、Ｙ_1V9-4、Ｙ_1H9-1、Ｙ_1H9-2、Ｙ_1H9-3、Ｙ_1H9-4）の各要素が乗算されて、乗算値として（ν_1V9-1、ν_1V9-2、ν_1V9-3、ν_1V9-4、ν_1H9-1、ν_1H9-2、ν_1H9-3、ν_1H9-4）が出力する。

ここで、正弦波乗算・遅延部１４の動作内容を一般化して記載すると、パスＰ１に対する乗算処理に対しては、ベースバンド信号Ｂｍには遅延を与えず、ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mV1-nを乗算して乗算値ν_mV1-nを生成し、ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mH1-nを乗算して乗算値ν_mH1-nを生成する。

また、パスＰｓ（２≦ｓ≦ｋ：ｓは自然数）に対する乗算処理を行う場合は、ベースバンド信号Ｂｍには時間ΣＤｂ（ｂ＝１〜ｍ−１）の遅延を与えて、ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mVs-nを乗算して乗算値ν_mVs-nを生成し、ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mHs-nを乗算して乗算値ν_mHs-nを生成する。

図２１〜図２４は正弦波乗算・遅延部１４の乗算値を行列表現した図である。図２１は、ベースバンド信号Ｂ１に対する乗算処理部１４ν_1-1〜１４ν_1-9の出力である乗算値を行列表現したものである。また、８×９の行列の各行ベクトル（乗算値ベクトル）をＶ₁₁〜Ｖ₁₄およびＨ₁₁〜Ｈ₁₄と表す。

例えば、Ｖ₁₁＝（ν_1V1-1、ν_1V2-1、ν_1V3-1、ν_1V4-1、ν_1V5-1、ν_1V6-1、ν_1V7-1、ν_1V8-1、ν_1V9-1）である。また、Ｈ₁₁＝（ν_1H1-1、ν_1H2-1、ν_1H3-1、ν_1H4-1、ν_1H5-1、ν_1H6-1、ν_1H7-1、ν_1H8-1、ν_1H9-1）である。

図２２は、ベースバンド信号Ｂ２に対する乗算処理部１４ν_2-1〜１４ν_2-9の出力である乗算値を行列表現しており、８つの行ベクトルをそれぞれＶ₂₁〜Ｖ₂₄およびＨ₂₁〜Ｈ₂₄と表している。図２３は、ベースバンド信号Ｂ３に対する乗算処理部１４ν_3-1〜１４ν_3-9の出力である乗算値を行列表現しており、８つの行ベクトルをそれぞれＶ₃₁〜Ｖ₃₄およびＨ₃₁〜Ｈ₃₄と表している。図２４は、ベースバンド信号Ｂ４に対する乗算処理部１４ν_4-1〜１４ν_4-9の出力である乗算値を行列表現しており、８つの行ベクトルをそれぞれＶ₄₁〜Ｖ₄₄およびＨ₄₁〜Ｈ₄₄と表している。

ここで、一般的に、正弦波乗算・遅延部１４の乗算値ベクトルをＶ_mn＝（ν_mVk-n）およびＨ_mn＝（ν_mHk-n）と表記できる。例えば、ｍ＝１、ｎ＝１ならば、Ｖ₁₁＝（ν_1Vk-1）＝（ν_1V1-1、ν_1V2-1、ν_1V3-1、ν_1V4-1、ν_1V5-1、ν_1V6-1、ν_1V7-1、ν_1V8-1、ν_1V9-1）となる。また、Ｈ₁₁＝（ν_1Hk-1）＝（ν_1H1-1、ν_1H2-1、ν_1H3-1、ν_1H4-1、ν_1H5-1、ν_1H6-1、ν_1H7-1、ν_1H8-1、ν_1H9-1）となる。

次に合成部１５について説明する。図２５、図２６は合成部１５の構成を示す図である。合成部１５は、ｎ個の重み付け合成部Ｖ−１〜Ｖ−ｎと、ｎ個の重み付け合成部Ｈ−１〜Ｈ−ｎとから構成される。この例では、ｎ＝４なので、重み付け合成部Ｖ−１〜Ｖ−４と、重み付け合成部Ｈ−１〜Ｈ−４とから構成される。

また、重み付け合成部Ｖ−ｎには、乗算値ベクトルＶ_mnが入力する。すなわち、重み付け合成部Ｖ−１には、乗算値ベクトルＶ_m1＝（Ｖ₁₁、Ｖ₂₁、Ｖ₃₁、Ｖ₄₁）が入力し、重み付け合成部Ｖ−２には、乗算値ベクトルＶ_m2＝（Ｖ₁₂、Ｖ₂₂、Ｖ₃₂、Ｖ₄₂）が入力する。

また、重み付け合成部Ｖ−３には、乗算値ベクトルＶ_m3＝（Ｖ₁₃、Ｖ₂₃、Ｖ₃₃、Ｖ₄₃）が入力し、重み付け合成部Ｖ−４には、乗算値ベクトルＶ_m4＝（Ｖ₁₄、Ｖ₂₄、Ｖ₃₄、Ｖ₄₄）が入力する。

同様に、重み付け合成部Ｈ−ｎには、乗算値ベクトルＨ_mnが入力する。すなわち、重み付け合成部Ｈ−１には、乗算値ベクトルＨ_m1＝（Ｈ₁₁、Ｈ₂₁、Ｈ₃₁、Ｈ₄₁）が入力し、重み付け合成部Ｈ−２には、乗算値ベクトルＨ_m2＝（Ｈ₁₂、Ｈ₂₂、Ｈ₃₂、Ｈ₄₂）が入力する。

また、重み付け合成部Ｈ−３には、乗算値ベクトルＨ_m3＝（Ｈ₁₃、Ｈ₂₃、Ｈ₃₃、Ｈ₄₃）が入力し、重み付け合成部Ｈ−４には、乗算値ベクトルＨ_m4＝（Ｈ₁₄、Ｈ₂₄、Ｈ₃₄、Ｈ₄₄）が入力する。

ここで、重み付け合成部Ｖ−ｎは、乗算値ベクトルＶ_mnの要素であるｋ個の乗算値ν_mVk-nに、ｋ個の重み付け係数Ｗ_r（１≦ｒ≦ｋ：ｒは自然数）をそれぞれ乗算し、乗算結果を加算したｍ個の加算値Ｖａｄｄ_m-nを求め、加算値Ｖａｄｄ_m-nの総和を、垂直偏波に対応する合成信号として生成する。

同様に、重み付け合成部Ｈ−ｎは、乗算値ベクトルＨ_mnの要素であるｋ個の乗算値ν_mHk-nに、ｋ個の重み付け係数Ｗ_rをそれぞれ乗算し、乗算結果を加算したｍ個の加算値Ｈａｄｄ_m-nを求め、加算値Ｈａｄｄ_m-nの総和を、水平偏波に対応する合成信号として生成する。

具体的に、重み付け合成部Ｖ−１に関して示すと、行ベクトル（Ｖ₁₁、Ｖ₂₁、Ｖ₃₁、Ｖ₄₁）の各要素に重み係数Ｗｋ（ｋ＝1,2,3,4,5,6,7,8,9）を乗算して乗算結果を加算した加算値Ｖａｄｄ_1-1、Ｖａｄｄ_2-1、Ｖａｄｄ_3-1、Ｖａｄｄ_4-1を求め、かつこれらの総和を求める。

すなわち、Ｖ₁₁＝（ν_1V1-1、ν_1V2-1、ν_1V3-1、ν_1V4-1、ν_1V5-1、ν_1V6-1、ν_1V7-1、ν_1V8-1、ν_1V9-1）のそれぞれの要素に対して、重み係数Ｗ₁〜Ｗ₉を乗算して乗算値の和Ｖａｄｄ_1-1を求める（式（１７））。

Ｖａｄｄ_1-1＝Ｗ₁・ν_1V1-1＋Ｗ₂・ν_1V2-1＋Ｗ₃・ν_1V3-1＋Ｗ₄・ν_1V4-1＋Ｗ₅・ν_1V5-1＋Ｗ₆・ν_1V6-1＋Ｗ₇・ν_1V7-1＋Ｗ₈・ν_1V8-1＋Ｗ₉・ν_1V9-1
・・・（１７）
また、Ｖ₂₁＝（ν_2V1-1、ν_2V2-1、ν_2V3-1、ν_2V4-1、ν_2V5-1、ν_2V6-1、ν_2V7-1、ν_2V8-1、ν_2V9-1）のそれぞれの要素に対して、重み係数Ｗ₁〜Ｗ₉を乗算して乗算値の和Ｖａｄｄ_2-1を求める（式（１８））。

Ｖａｄｄ_2-1＝Ｗ₁・ν_2V1-1＋Ｗ₂・ν_2V2-1＋Ｗ₃・ν_2V3-1＋Ｗ₄・ν_2V4-1＋Ｗ₅・ν_2V5-1＋Ｗ₆・ν_2V6-1＋Ｗ₇・ν_2V7-1＋Ｗ₈・ν_2V8-1＋Ｗ₉・ν_2V9-1
・・・（１８）
さらに、Ｖ₃₁＝（ν_3V1-1、ν_3V2-1、ν_3V3-1、ν_3V4-1、ν_3V5-1、ν_3V6-1、ν_3V7-1、ν_3V8-1、ν_3V9-1）のそれぞれの要素に対して、重み係数Ｗ₁〜Ｗ₉を乗算して乗算値の和Ｖａｄｄ_3-1を求める（式（１９））。

Ｖａｄｄ_3-1＝Ｗ₁・ν_3V1-1＋Ｗ₂・ν_3V2-1＋Ｗ₃・ν_3V3-1＋Ｗ₄・ν_3V4-1＋Ｗ₅・ν_3V5-1＋Ｗ₆・ν_3V6-1＋Ｗ₇・ν_3V7-1＋Ｗ₈・ν_3V8-1＋Ｗ₉・ν_3V9-1
・・・（１９）
さらにまた、Ｖ₄₁＝（ν_41-1、ν_4V2-1、ν_4V3-1、ν_4V4-1、ν_4V5-1、ν_4V6-1、ν_4V7-1、ν_4V8-1、ν_4V9-1）のそれぞれの要素に対して、重み係数Ｗ₁〜Ｗ₉を乗算して乗算値の和Ｖａｄｄ_4-1を求める（式（２０））。

Ｖａｄｄ_4-1＝Ｗ₁・ν_4V1-1＋Ｗ₂・ν_4V2-1＋Ｗ₃・ν_4V3-1＋Ｗ₄・ν_4V4-1＋Ｗ₅・ν_4V5-1＋Ｗ₆・ν_4V6-1＋Ｗ₇・ν_4V7-1＋Ｗ₈・ν_4V8-1＋Ｗ₉・ν_4V9-1
・・・（２０）
重み付け合成部Ｖ−１は、Ｖａｄｄ_1-1＋Ｖａｄｄ_2-1＋Ｖａｄｄ_3-1＋Ｖａｄｄ_4-1を計算し、総和である計算結果をディジタルの合成信号として生成し、Ｄ／Ａ部１６ａ−１へ出力する。その他の重み付け合成部についても同様な合成演算を行うので説明は省略する。なお、重み係数は、合成部１５内の記憶領域に保持されており、ユーザによって重み係数の値は、任意の値に設定可能である。

以上説明したように、アンテナ特性評価システム１では、合成信号発生部１０によって、周波数が互いに異なる複数の正弦波を生成し、ベースバンド信号と正弦波とを乗算して合成し、複数の合成信号を発生し、複数の合成信号に所望の相関性を与えて、マルチパスのフェージングを生成する構成とした。

これにより、パス毎に所望の相関性が設定された合成波を、送信アンテナから放射することができるので、従来のシステム構成と比べて、少ない装置数で、マルチパスのフェージング環境を模擬することができる。このため、格段にフェージング精度を向上させることが可能となり、効率よく高精度のアンテナ特性評価を行うことが可能になる。

（付記１） アンテナ特性の評価を行うアンテナ特性評価システムにおいて、
評価対象のアンテナである評価アンテナと、
前記評価アンテナに電波を放射する複数の送信アンテナと、
ベースバンド信号を発生するベースバンド信号生成部と、
合成信号を生成する合成信号発生部と、
前記送信アンテナに接続し、前記合成信号の周波数を前記電波の周波数までアップコンバートするアップコンバータと、
前記評価アンテナと接続し、前記電波を受信したときの前記評価アンテナの前記アンテナ特性の評価を行う評価部と、
を備え、
前記合成信号発生部は、
周波数が互いに異なる複数の正弦波を生成して、複数の前記正弦波に所望の相関性を与え、
相関性が与えられた前記正弦波と、前記ベースバンド信号とを乗算して合成し、複数の前記合成信号を発生することで、フェージングを生成する、
ことを特徴とするアンテナ特性評価システム。

（付記２） 前記送信アンテナが放射した前記電波が、他の前記送信アンテナに反射した際に、生成される反射波が十分小さくなるように、指向性を絞った前記送信アンテナを用いることを特徴とする付記１記載のアンテナ特性評価システム。

（付記３） 前記合成信号発生部は、
周波数の互いに異なる複数の初期正弦波を生成する複数の正弦波生成部を含む信号生成部と、
前記初期正弦波に、所望の相関性を与えるための相関パラメータを乗算して、所望の相関性を与えた正弦波である複数の相関正弦波を生成する演算部と、
マルチパス用の遅延を与えた前記ベースバンド信号と、前記相関正弦波とを乗算して乗算値を生成する正弦波乗算・遅延部と、
前記乗算値に重み付けを行って合成し、前記合成信号を生成する合成部と、
から構成され、ディジタル信号処理により各機能が動作することを特徴とする付記１記載のアンテナ特性評価システム。

（付記４） 前記正弦波生成部は、互いの周波数が素の関係となる前記初期正弦波を生成することを特徴とする付記３記載のアンテナ特性評価システム。
（付記５） 前記演算部は、複数の前記合成信号の相関性が互いに０になるような、または複数の前記合成信号の相関性が互いに十分小さくなるような、前記相関パラメータを用いることを特徴とする付記３記載のアンテナ特性評価システム。

（付記６） 前記合成信号発生部に入力する複数の前記ベースバンド信号をベースバンド信号Ｂ１〜Ｂｍ（ｍ＝１、２、・・・）とし、マルチパスを構成する際の複数のパスをパスＰ１〜Ｐｋ（ｋ＝１、２、・・・）とし、
前記信号生成部は、前記正弦波生成部を（ｍ×ｋ）個含み、行方向にｍ個、列方向にｋ個の前記正弦波生成部を配置させたとして、ｍ行ｋ列に位置する前記正弦波生成部を正弦波生成部Ｘ_m-kとした場合に、
正弦波生成部Ｘ_m-kは、ベースバンド信号ＢｍのＩ信号成分に対応する、ｎ個の前記初期正弦波である初期正弦波Ｘ_mVk-nと、ベースバンド信号ＢｍのＱ信号成分に対応する、ｎ個の前記初期正弦波である初期正弦波Ｘ_mHk-nとを生成して、前記信号生成部から（２ｎ×ｍ×ｋ）個の前記初期正弦波を生成し、
前記演算部は、
ｋ列目に位置するｍ個の正弦波生成部Ｘ_m-kのそれぞれから、初期正弦波Ｘ_mVk-aと初期正弦波Ｘ_mHk-aとを抽出し（１≦ａ≦ｎ／２：ａは自然数）、ｎ個の要素からなる初期正弦波の列ベクトルに、ｎ×ｎの行列要素を持つ前記相関パラメータを乗算して、ｎ個の要素からなる前記相関正弦波の列ベクトルを生成することで、（ｎ×ｍ×ｋ）個の前記相関正弦波を生成し、
初期正弦波Ｘ_mVk-nに対応する前記相関正弦波を相関正弦波Ｙ_mVk-n、初期正弦波Ｘ_mHk-nに対応する前記相関正弦波を相関正弦波Ｙ_mHk-nとした場合に、
前記正弦波乗算・遅延部は、
パスＰ１に対する乗算処理を行う場合は、ベースバンド信号Ｂｍには遅延を与えず、前記ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mV1-nを乗算して乗算値ν_mV1-nを生成し、前記ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mH1-nを乗算して乗算値ν_mH1-nを生成し、
パスＰｓ（２≦ｓ≦ｋ：ｓは自然数）に対する乗算処理を行う場合は、各パス間の遅延をＤｓ−１（２≦ｓ≦ｋ：ｓは自然数）としたとき、ベースバンド信号ＢｍにはＤ１＋Ｄ２＋・・・＋Ｄｓ−１の遅延を与えて、前記ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mVs-nを乗算して乗算値ν_mVs-nを生成し、前記ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mHs-nを乗算して乗算値ν_mHs-nを生成し、
前記正弦波乗算・遅延部で求められた、Ｉ信号成分に対応する乗算値ベクトルをＶ_mn＝（ν_mVk-n）とし、Ｑ信号成分に対応する乗算値ベクトルをＨ_mn＝（ν_mHk-n）とし、
前記合成部は、ｎ個の重み付け合成部Ｖ−１〜Ｖ−ｎと、ｎ個の重み付け合成部Ｈ−１〜Ｈ−ｎとから構成され、
重み付け合成部Ｖ−ｎには、乗算値ベクトルＶ_mnが入力し、重み付け合成部Ｈ−ｎには、乗算値ベクトルＨ_mnが入力し、
重み付け合成部Ｖ−ｎは、乗算値ベクトルＶ_mnの要素であるｋ個の乗算値ν_mVk-nに、ｋ個の重み付け係数Ｗ_r（１≦ｒ≦ｋ：ｒは自然数）をそれぞれ乗算し、乗算結果を加算したｍ個の加算値Ｖａｄｄ_m-nを求め、加算値Ｖａｄｄ_m-nの総和を、１つの合成信号として生成し、
重み付け合成部Ｈ−ｎは、乗算値ベクトルＨ_mnの要素であるｋ個の乗算値ν_mHk-nに、ｋ個の重み付け係数Ｗ_rをそれぞれ乗算し、乗算結果を加算したｍ個の加算値Ｈａｄｄ_m-nを求め、加算値Ｈａｄｄ_m-nの総和を、１つの合成信号として生成する、
ことを特徴とする付記３記載のアンテナ特性評価システム。

（付記７） 複数の信号を合成して合成信号を発生する合成信号発生装置において、
周波数の互いに異なる複数の初期正弦波を生成する複数の正弦波生成部を含む信号生成部と、
前記初期正弦波に、所望の相関性を与えるための相関パラメータを乗算して、所望の相関性を与えた正弦波である複数の相関正弦波を生成する演算部と、
パス毎に遅延を与えたベースバンド信号と、前記相関正弦波とを乗算して乗算値を生成する正弦波乗算・遅延部と、
前記乗算値に重み付けを行って合成し、前記合成信号を生成する合成部と、
を有することを特徴とする合成信号発生装置。

（付記８） 装置に入力する複数の前記ベースバンド信号をベースバンド信号Ｂ１〜Ｂｍ（ｍ＝１、２、・・・）とし、複数のパスをパスＰ１〜Ｐｋ（ｋ＝１、２、・・・）とし、
前記信号生成部は、前記正弦波生成部を（ｍ×ｋ）個含み、行方向にｍ個、列方向にｋ個の前記正弦波生成部を配置させたとして、ｍ行ｋ列に位置する前記正弦波生成部を正弦波生成部Ｘ_m-kとした場合に、
正弦波生成部Ｘ_m-kは、送信アンテナ数の半分に対応する、ｎ／２個の前記初期正弦波である初期正弦波Ｘ_mVk-nと、送信アンテナ数の残り半分に対応する、ｎ／２個の前記初期正弦波である初期正弦波Ｘ_mHk-nとを生成して、前記信号生成部から（ｎ×ｍ×ｋ）個の前記初期正弦波を生成し、
前記演算部は、
ｋ列目に位置するｍ個の正弦波生成部Ｘ_m-kのそれぞれから、初期正弦波Ｘ_mVk-aと初期正弦波Ｘ_mHk-aとを抽出し（１≦ａ≦ｎ／２：ａは自然数）、ｎ個の要素からなる初期正弦波の列ベクトルに、ｎ×ｎの行列要素を持つ前記相関パラメータを乗算して、ｎ個の要素からなる前記相関正弦波の列ベクトルを生成することで、（ｎ×ｍ×ｋ）個の前記相関正弦波を生成し、
初期正弦波Ｘ_mVk-nに対応する前記相関正弦波を相関正弦波Ｙ_mVk-n、初期正弦波Ｘ_mHk-nに対応する前記相関正弦波を相関正弦波Ｙ_mHk-nとした場合に、
前記正弦波乗算・遅延部は、
パスＰ１に対する乗算処理を行う場合は、ベースバンド信号Ｂｍには遅延を与えず、前記ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mV1-nを乗算して乗算値ν_mV1-nを生成し、前記ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mH1-nを乗算して乗算値ν_mH1-nを生成し、
パスＰｓ（２≦ｓ≦ｋ：ｓは自然数）に対する乗算処理を行う場合は、各パス間の遅延をＤｓ−１（２≦ｓ≦ｋ：ｓは自然数）としたとき、ベースバンド信号Ｂｍには（Ｄ１＋Ｄ２＋・・・＋Ｄｓ−１の遅延を与えて、前記ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mVs-nを乗算して乗算値ν_mVs-nを生成し、前記ベースバンド信号Ｂｍに、相関正弦波Ｙ_mHs-nを乗算して乗算値ν_mHs-nを生成し、
前記正弦波乗算・遅延部で求められた、Ｉ信号成分に対応する乗算値ベクトルをＶ_mn＝（ν_mVk-n）とし、Ｑ信号成分に対応する乗算値ベクトルをＨ_mn＝（ν_mHk-n）とし、
前記合成部は、ｎ個の重み付け合成部Ｖ−１〜Ｖ−ｎと、ｎ個の重み付け合成部Ｈ−１〜Ｈ−ｎとから構成され、
重み付け合成部Ｖ−ｎには、乗算値ベクトルＶ_mnが入力し、重み付け合成部Ｈ−ｎには、乗算値ベクトルＨ_mnが入力し、
重み付け合成部Ｖ−ｎは、乗算値ベクトルＶ_mnの要素であるｋ個の乗算値ν_mVk-nに、ｋ個の重み付け係数Ｗ_r（１≦ｒ≦ｋ：ｒは自然数）をそれぞれ乗算し、乗算結果を加算したｍ個の加算値Ｖａｄｄ_m-nを求め、加算値Ｖａｄｄ_m-nの総和を、１つの合成信号として生成し、
重み付け合成部Ｈ−ｎは、乗算値ベクトルＨ_mnの要素であるｋ個の乗算値ν_mHk-nに、ｋ個の重み付け係数Ｗ_rをそれぞれ乗算し、乗算結果を加算したｍ個の加算値Ｈａｄｄ_m-nを求め、加算値Ｈａｄｄ_m-nの総和を、１つの合成信号として生成する、
ことを特徴とする付記７記載の合成信号発生装置。

アンテナ特性評価システムの原理図である。 無指向性アンテナによるフェージング精度の劣化を示す図である。 フェージング周期を示す図である。 １パス環境およびマルチパス環境の概念を示す図である。 フラットフェージングと周波数選択性フェージングを示す図である。 フェージングをベクトル表現した図である。 アンテナ特性評価システムの構成を示す図である。 指向性のある送信アンテナを使用したときに反射波が抑制される様子を示す図である。 指向性の送信アンテナを使用したときのアンテナ配置例を示す図である。 合成信号発生部の構成を示す図である。 周波数が素の関係となる正弦波の一例を示す図である。 信号生成部の構成を示す図である。 正弦波生成部で生成される初期正弦波を示す図である。 正弦波生成部で生成される初期正弦波を示す図である。 正弦波生成部で生成される初期正弦波を示す図である。 正弦波生成部で生成される初期正弦波を示す図である。 演算部の演算処理例を示す図である。 正弦波乗算・遅延部の全体構成を示す図である。 正弦波乗算・遅延部の内部構成を示す図である。 正弦波乗算・遅延部の内部構成を示す図である。 正弦波乗算・遅延部の乗算値を行列表現した図である。 正弦波乗算・遅延部の乗算値を行列表現した図である。 正弦波乗算・遅延部の乗算値を行列表現した図である。 正弦波乗算・遅延部の乗算値を行列表現した図である。 合成部の構成を示す図である。 合成部の構成を示す図である。 マルチアンテナの放射パターンを説明するための図である。 アンテナ間相関が小さい場合の電波受信強度を示す図である。 アンテナ間相関が大きい場合の電波受信強度を示す図である。 従来のアンテナ特性評価を行っているときの様子を示す図である。 ドップラ周波数を説明するための図である。 通信端末の進行方向と電波の到来角とに応じたドップラ周波数の変化を示す図である。（Ａ）は通信端末の進行方向に対し同一方向のパスから電波を受けた場合、（Ｂ）は通信端末の進行方向に対し垂直方向から電波を受けた場合を示している。 従来のアンテナ特性評価システムの構成を示す図である。

符号の説明

１ アンテナ特性評価システム
１０ 合成信号発生部
２０ 電波暗室
２１ ベースバンド信号生成部
２２−１〜２２−４ アップコンバータ
２３ａ〜２３ｄ 送信アンテナ
２４ａ、２４ｂ 評価アンテナ
３０ 評価部
３１ アンテナ特性評価ボード
３２ 評価用端末

Claims (6)

1. アンテナ特性の評価を行うアンテナ特性評価システムにおいて、
   評価対象のアンテナである評価アンテナと、
   前記評価アンテナに電波を放射する複数の送信アンテナと、
   ベースバンド信号を発生するベースバンド信号生成部と、
   合成信号を生成する合成信号発生部と、
   前記送信アンテナに接続し、前記合成信号の周波数を前記電波の周波数までアップコンバートするアップコンバータと、
   前記評価アンテナと接続し、前記電波を受信したときの前記評価アンテナの前記アンテナ特性の評価を行う評価部と、
   を備え、
   前記合成信号発生部は、
   周波数が互いに異なる複数の正弦波を生成して、複数の前記正弦波に所望の相関性を与え、
   相関性が与えられた前記正弦波と、前記ベースバンド信号とを乗算して合成し、複数の前記合成信号を発生することで、フェージングを生成する、
   ことを特徴とするアンテナ特性評価システム。
2. 前記送信アンテナが放射した前記電波が、他の前記送信アンテナに反射した際に、生成される反射波が十分小さくなるように、指向性を絞った前記送信アンテナを用いることを特徴とする請求項１記載のアンテナ特性評価システム。
3. 前記合成信号発生部は、
   周波数の互いに異なる複数の初期正弦波を生成する複数の正弦波生成部を含む信号生成部と、
   前記初期正弦波に、所望の相関性を与えるための相関パラメータを乗算して、所望の相関性を与えた正弦波である複数の相関正弦波を生成する演算部と、
   マルチパス用の遅延を与えた前記ベースバンド信号と、前記相関正弦波とを乗算して乗算値を生成する正弦波乗算・遅延部と、
   前記乗算値に重み付けを行って合成し、前記合成信号を生成する合成部と、
   から構成され、ディジタル信号処理により各機能が動作することを特徴とする請求項１記載のアンテナ特性評価システム。
4. 前記正弦波生成部は、互いの周波数が素の関係となる前記初期正弦波を生成することを特徴とする請求項３記載のアンテナ特性評価システム。
5. 前記演算部は、複数の前記合成信号の相関性が互いに０になるような、または複数の前記合成信号の相関性が互いに十分小さくなるような、前記相関パラメータを用いることを特徴とする請求項３記載のアンテナ特性評価システム。
6. 複数の信号を合成して合成信号を発生する合成信号発生装置において、
   周波数の互いに異なる複数の初期正弦波を生成する複数の正弦波生成部を含む信号生成部と、
   前記初期正弦波に、所望の相関性を与えるための相関パラメータを乗算して、所望の相関性を与えた正弦波である複数の相関正弦波を生成する演算部と、
   パス毎に遅延を与えたベースバンド信号と、前記相関正弦波とを乗算して乗算値を生成する正弦波乗算・遅延部と、
   前記乗算値に重み付けを行って合成し、前記合成信号を生成する合成部と、
   を有することを特徴とする合成信号発生装置。

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