JP2010008121A - Sensor output processor and sensor output processing system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、センシング対象となる物理量変化を電流変化に変換して検出信号として出力する電流出力型のセンサに適用された、センサ出力処理装置及びセンサ出力処理システムに関する。 The present invention relates to a sensor output processing apparatus and a sensor output processing system applied to a current output type sensor that converts a physical quantity change to be sensed into a current change and outputs it as a detection signal.
この種の電流出力型センサには、内燃機関の排ガス中におけるNOx濃度を検出するNOxセンサや、空気過剰率を検出するA/Fセンサ等が挙げられる。そして、このようなセンサから出力される検出信号を処理する従来のセンサ出力処理装置は、電流変化の検出信号を電圧変化の信号に変換するシャント抵抗を有し、シャント抵抗により変換された電圧変化の信号を増幅等の処理をして出力する出力回路を備えて構成されている(特許文献1参照)。
ここで、シャント抵抗等の回路部品の性能誤差や経年劣化により、検出信号に対する出力回路の出力値にズレが生じる。そこで本発明者らは、図10に示すように、シャント抵抗Rsに一定の基準電流を流すための回路42xをセンサ出力処理装置40xに設けることを検討した。具体的には、シャント抵抗Rsに基準電流を流した時の出力回路の出力値(補正用測定値)をマイコン41xが測定し、基準電流に対する出力値と理論値との差を前記ズレに対する補正値としてマイコン41xが算出する。
Here, the output value of the output circuit with respect to the detection signal is shifted due to the performance error of the circuit components such as the shunt resistor and the aging deterioration. Therefore, the present inventors have studied to provide the sensor
なお、このように補正用測定値を測定する際には、スイッチ43xをオンさせて基準電流をシャント抵抗Rsに入力させる。一方、センサからの検出値に応じてNOx濃度等を検出する際には、スイッチ43xをオフさせて検出値をシャント抵抗Rsに入力させる。
When measuring the correction measurement value in this way, the
しかしながらこの装置40xでは、NOx濃度等に応じて変動する検出信号の電流が基準電流とは別にシャント抵抗Rsに流れ込む。そのため、基準電流に対する補正用測定値を精度良く測定できないため、前記ズレを精度良く補正することができない。
However, in this
この問題に対し本発明者らは、シャント抵抗Rsとセンサ10との間にスイッチ44xを設け、補正用測定値を測定する際にはスイッチ44xをオフさせることで、シャント抵抗Rsへの検出信号の流入を回避する手法を検討した。しかしながら、スイッチ44xをオフさせてセンサ10をセンサ出力処理装置40xから電気的に切り離した状態にすると、センサ10のタイプによっては、次回スイッチ44xをオンした時点から暫くの間は正常な検出信号を出力できなくなる場合がある。
To solve this problem, the present inventors provide a
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、センサから出力される検出信号を正常な状態に維持させつつ、検出信号に対する出力回路の出力値ズレを高精度で補正可能にした、センサ出力処理装置及びセンサ出力処理システムを提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and its object is to maintain the detection signal output from the sensor in a normal state and to accurately shift the output value of the output circuit with respect to the detection signal. An object of the present invention is to provide a sensor output processing device and a sensor output processing system that can be corrected.
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。 Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effects thereof will be described.
請求項1記載の発明では、センシング対象となる物理量変化を電流変化に変換して検出信号として出力する電流出力型のセンサに適用され、
前記検出信号を電圧変化の信号に変換するシャント抵抗を有し、前記シャント抵抗により変換された電圧変化の信号を出力する出力回路と、
前記検出信号の変動に拘わらず前記シャント抵抗を流れる電流を一定の基準電流に調整する基準電流回路と、
前記基準電流回路による前記調整の機能を停止させて前記検出信号の変動に応じて前記シャント抵抗を流れる電流値を変動させるセンサ出力処理モードと、前記基準電流回路による前記調整の機能を作動させる測定モードとを切り替える切替回路と、
を備えることを特徴とする。
The invention according to
An output circuit having a shunt resistor for converting the detection signal into a voltage change signal, and outputting a voltage change signal converted by the shunt resistor;
A reference current circuit for adjusting a current flowing through the shunt resistor to a constant reference current regardless of fluctuations in the detection signal;
A sensor output processing mode in which the adjustment function by the reference current circuit is stopped and the value of the current flowing through the shunt resistor is changed in accordance with a change in the detection signal, and a measurement in which the adjustment function by the reference current circuit is activated. A switching circuit for switching between modes,
It is characterized by providing.
これによれば、切替回路により測定モードに切り替えた状態において、基準電流回路は、検出信号の変動に拘わらずシャント抵抗を流れる電流を一定の基準電流にするよう機能するので、基準電流に対する出力回路の出力値を補正用測定値として精度良く測定できる。よって、このように精度良く測定した補正用測定値を用いれば、検出信号に対する出力回路の出力値ズレを高精度で補正できる。 According to this, since the reference current circuit functions to make the current flowing through the shunt resistor a constant reference current regardless of the fluctuation of the detection signal in the state switched to the measurement mode by the switching circuit, the output circuit for the reference current Can be accurately measured as a correction measurement value. Therefore, if the measurement value for correction measured with high accuracy is used, the output value deviation of the output circuit with respect to the detection signal can be corrected with high accuracy.
しかも、センサをセンサ出力処理装置から電気的に切り離した状態にすることなく、センサ出力処理モードと測定モードとを切り替える構成であるため、センサから出力される検出信号を正常な状態に維持させつつ補正用測定値を精度良く測定できる。 Moreover, since the sensor output processing mode and the measurement mode are switched without making the sensor electrically disconnected from the sensor output processing device, the detection signal output from the sensor is maintained in a normal state. Measurement values for correction can be measured with high accuracy.
請求項2記載の発明では、前記基準電流回路は、前記検出信号の変動を打ち消すようにその変動に応じた値の反転電流を前記シャント抵抗へ出力するよう構成された回路であることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, the reference current circuit is a circuit configured to output an inversion current having a value corresponding to the fluctuation to the shunt resistor so as to cancel the fluctuation of the detection signal. To do.
これによれば、シャント抵抗へ流れ込む検出信号の電流値が増加するよう変動した場合には、その増加分だけ減少させた反転電流がシャント抵抗へ出力される。一方、検出信号の電流値が減少するよう変動した場合には、その減少分だけ増加させた反転電流がシャント抵抗へ出力される。よって、検出信号及び反転電流がシャント抵抗を流れることとなるが、検出信号に反転電流を加算した電流値は、検出信号の変動に拘わらず一定となる。よって、測定モード時においてシャント抵抗を流れる電流を一定の基準電流にすることを好適に実現できる。 According to this, when the current value of the detection signal flowing into the shunt resistor fluctuates so as to increase, the inverted current reduced by the increase is output to the shunt resistor. On the other hand, when the current value of the detection signal fluctuates so as to decrease, an inverted current increased by the decrease is output to the shunt resistor. Therefore, the detection signal and the inversion current flow through the shunt resistor, but the current value obtained by adding the inversion current to the detection signal is constant regardless of the fluctuation of the detection signal. Therefore, it is possible to preferably realize that the current flowing through the shunt resistor is a constant reference current in the measurement mode.
請求項3記載の発明では、前記シャント抵抗のうち前記センサの側には、前記基準電流回路に備えられたオペアンプ(図2中の符号OPa参照)の出力端子が接続され、前記シャント抵抗のうち反センサの側には、前記オペアンプの入力端子が接続され、前記オペアンプを負帰還動作させることにより前記出力端子から前記反転電流を出力させることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, an output terminal of an operational amplifier (see symbol OPa in FIG. 2) provided in the reference current circuit is connected to the sensor side of the shunt resistor. An input terminal of the operational amplifier is connected to the side opposite to the sensor, and the inverted current is output from the output terminal by performing a negative feedback operation of the operational amplifier.
これによれば、反転電流を容易に生成できるので好適である。なお、「負帰還動作」とは、負帰還をかけると仮想短絡により、オペアンプの入力端子のうち非反転入力端子と反転入力端子が同電位となる周知の動作のことである。 This is preferable because an inversion current can be easily generated. The “negative feedback operation” is a known operation in which, when a negative feedback is applied, a non-inverting input terminal and an inverting input terminal have the same potential among the input terminals of the operational amplifier due to a virtual short circuit.
請求項4記載の発明では、前記基準電流回路は、前記基準電流の値を変更可能に構成されていることを特徴とする。これによれば、基準電流に対する出力回路の出力値(補正用測定値)を、複数の基準電流値に対して各々取得できる。よって、センサ出力処理モード時において検出信号に対する出力値ズレを補正するにあたり、検出信号の電流値の全領域についての出力値ズレ量を、複数の補正用測定値に基づき算出できる。よって、検出信号の全領域についての出力値ズレ量の算出精度を向上できる。 According to a fourth aspect of the present invention, the reference current circuit is configured to be able to change the value of the reference current. According to this, the output value (correction measurement value) of the output circuit with respect to the reference current can be acquired for each of the plurality of reference current values. Therefore, in correcting the output value deviation with respect to the detection signal in the sensor output processing mode, the output value deviation amount for the entire region of the current value of the detection signal can be calculated based on a plurality of correction measurement values. Therefore, it is possible to improve the calculation accuracy of the output value deviation amount for the entire region of the detection signal.
また、基準電流の値を変更させるための基準電流回路の構成例としては、請求項5記載の如くシャント抵抗に直列接続された基準抵抗の抵抗値を変更可能に構成する例や、請求項6記載の如く、シャント抵抗に直列接続された基準抵抗への印加電圧を変更可能に構成する例が挙げられる。
Further, as a configuration example of the reference current circuit for changing the value of the reference current, an example in which the resistance value of the reference resistor connected in series to the shunt resistor can be changed as described in
請求項7記載の発明では、前記センサは、ガス室内に導入した被検出ガス中の酸素量を所定濃度レベルに調整するポンプセル、及び前記ポンプセルでの酸素量調整後のガスから特定成分の濃度を検出するセンサセルを有して構成されており、前記検出信号は、前記特定成分の濃度に応じて前記センサセルから出力されるセンサセル電流値であることを特徴とする。 According to a seventh aspect of the present invention, the sensor adjusts the concentration of a specific component from the pump cell that adjusts the oxygen amount in the detection gas introduced into the gas chamber to a predetermined concentration level, and the gas after the oxygen amount adjustment in the pump cell. The sensor cell is configured to be detected, and the detection signal is a sensor cell current value output from the sensor cell in accordance with the concentration of the specific component.
この種のセンサは、センサ出力処理装置から電気的に切り離した状態にすると、次回接続時点から暫くの間は正常な検出信号を出力できなくなる。よって、このようなタイプのセンサに請求項1〜請求項6記載のセンサ出力処理装置を適用させれば、センサをセンサ出力処理装置から電気的に切り離した状態にすることを不要にできる、といった上記効果が好適に発揮される。
When this type of sensor is electrically disconnected from the sensor output processing device, a normal detection signal cannot be output for a while after the next connection. Therefore, if the sensor output processing device according to
請求項8記載の発明では、前記基準電流に対する前記出力回路の出力値と、前記基準電流に対する理論値との差を学習する学習手段と、前記学習手段による学習値に基づき、センサ出力処理モード時における前記出力回路の出力値を補正する補正手段と、を備えることを特徴とする。このように学習すれば、シャント抵抗等の回路部品の経年劣化に起因して生じる出力値ズレを好適に補正できる。 According to an eighth aspect of the present invention, the learning means for learning the difference between the output value of the output circuit with respect to the reference current and the theoretical value with respect to the reference current, and the sensor output processing mode based on the learning value by the learning means. Correction means for correcting the output value of the output circuit. By learning in this way, it is possible to suitably correct an output value deviation caused by aging of circuit components such as a shunt resistor.
請求項9記載の発明は、上記センサ出力処理装置と、前記センサとを備えることを特徴とするセンサ出力処理システムである。このセンサ出力処理システムによれば、上述の各種効果を同様に発揮することができる。 The invention according to claim 9 is a sensor output processing system comprising the sensor output processing device and the sensor. According to this sensor output processing system, the above-described various effects can be similarly exhibited.
以下、本発明を具体化した各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。 Hereinafter, embodiments embodying the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals in the drawings.
(第1実施形態)
本実施形態のセンサ出力処理装置が適用されるセンサは、車載エンジンの排気管に設けられて排気中のNOx濃度を検出するNOxセンサである。なお、車載エンジンは例えばディーゼルエンジンであり、同エンジンの排気管に設けられる排気浄化装置としてのNOx浄化触媒(NOx吸蔵還元型触媒やアンモニア選択還元触媒等)について、NOxセンサの出力に基づいて異常診断等が実施されるようになっている。例えば、NOx浄化触媒の下流側にNOxセンサが設けられ、同NOxセンサの出力から算出されるNOx濃度(NOx浄化率)が所定の異常判定値を上回る場合に、NOx浄化触媒が異常である旨診断される。
(First embodiment)
A sensor to which the sensor output processing device of this embodiment is applied is a NOx sensor that is provided in an exhaust pipe of an in-vehicle engine and detects the NOx concentration in the exhaust. The on-board engine is, for example, a diesel engine. An NOx purification catalyst (such as a NOx storage reduction catalyst or an ammonia selective reduction catalyst) serving as an exhaust purification device provided in the exhaust pipe of the engine is abnormal based on the output of the NOx sensor. Diagnosis etc. are to be implemented. For example, a NOx sensor is provided downstream of the NOx purification catalyst, and the NOx purification catalyst is abnormal when the NOx concentration (NOx purification rate) calculated from the output of the NOx sensor exceeds a predetermined abnormality determination value. Diagnosed.
まずは、図1を用いてNOxセンサ10の構造及び作動について説明する。
First, the structure and operation of the
NOxセンサ10はいわゆる積層型構造を有するものであり、その内部構造を図1に示している。図の左右方向がNOxセンサ10の長手方向に相当する。図の右側が素子基端側(排気管取り付け部位側)であり、図の左側が素子先端側である。NOxセンサ10は、ポンプセル31及びセンサセル35の2つの電気化学的セルからなる、いわゆる2セル構造を有するものであり、それら各セルが積層配置されて構成されている。
The
NOxセンサ10において、ジルコニア等の酸素イオン導電性材料からなる固体電解質体11,12はシート状をなし、アルミナ等の絶縁材料からなるスペーサ13を介して図の上下に所定間隔を隔てて積層されている。このうち、図の上側の固体電解質体11には排気導入口11aが形成されており、この排気導入口11aを介して当該センサ素子周囲の排気が第1チャンバ14内に導入される。第1チャンバ14は、絞り部15を介して第2チャンバ16に連通している。固体電解質体11の図の上面には、排気を所定の拡散抵抗で出し入れするための多孔質拡散層17が設けられるとともに、大気通路18を区画形成するための絶縁層19が設けられている。
In the
また、固体電解質体12の図の下面にはアルミナ等よりなる絶縁層21が設けられ、この絶縁層21により大気通路22が形成されている。絶縁層21には、センサ全体を加熱するためのヒータ(発熱体)23が埋設されている。この場合、ヒータ23により、ポンプセル31及びセンサセル35が加熱され、これら各セル31,35が活性状態とされる。ヒータ23は、図示しないバッテリ電源等からの給電により熱エネルギを発生する。
Further, an insulating
図の下側の固体電解質体12には、第1チャンバ14に対面するようにしてポンプセル31が設けられており、ポンプセル31は、第1チャンバ14内に導入された排気中の酸素を出し入れして同チャンバ14内の残留酸素濃度を所定濃度に調整する。ポンプセル31は、固体電解質体12を挟んで設けられる上下一対の電極32,33を有し、そのうち特に第1チャンバ14側の電極32はNOx不活性電極(NOxを分解し難い電極)となっている。ポンプセル31は、電極32,33間に電圧が印加された状態で、第1チャンバ14内に存在する酸素を分解して電極33より大気通路22側に排出する。
The
図の上側の固体電解質体11には、第2チャンバ16に対面するようにしてセンサセル35が設けられている。センサセル35は、ポンプセル31により余剰酸素が排出された状態である第2チャンバ16内のガスから、NOx濃度を検出する。また、センサセル35は、固体電解質体11とそれを挟んで対向配置された電極37,38とにより構成されている。センサセル35の電極37(第2チャンバ16側の電極)はNOxに活性な白金Pt、ロジウムRh等の貴金属からなる。
The upper
上記構成のNOxセンサ10では、排気は多孔質拡散層17及び排気導入口11aを通って第1チャンバ14に導入される。そして、この排気がポンプセル31近傍を通過する際、ポンプセル電極32,33間にポンプセル印加電圧V0pが印加されることで分解反応が起こり、第1チャンバ14内の酸素濃度に応じてポンプセル31を介して酸素が出し入れされる。このとき、第1チャンバ14側の電極32がNOx不活性電極であるため、ポンプセル31では排気中のNOxは分解されず、酸素のみが分解されて電極33から大気通路22に排出される。こうしたポンプセル31の働きにより、第1チャンバ14内が所定の低酸素濃度の状態に調整される。
In the
ポンプセル31近傍を通過したガス(酸素濃度調整後のガス)は絞り部15を介して第2チャンバ16に流れ込み、センサセル電極37,38間に所定のセンサセル印加電圧V0sが印加されることでガス中のNOxが還元分解される。その際発生する酸素が電極38から大気通路18に排出される。このとき、センサセル35に流れた電流(センサセル電流Is)により、排気中のNOx濃度が検出される。
The gas that has passed in the vicinity of the pump cell 31 (the gas after oxygen concentration adjustment) flows into the
次に、図2を用いてアンプ40(センサ出力処理装置)について説明する。 Next, the amplifier 40 (sensor output processing device) will be described with reference to FIG.
アンプ40は、CPU、RAM、ROM等を有するマイコン41(マイクロコンピュータ)を備えており、このマイコン41がセンサ制御の主体となる。マイコン41により、ポンプセル31の電極32,33間に印加するポンプセル電圧V0p(図1参照)、及びセンサセル35の電極37,38間に印加するセンサセル電圧V0s(図1参照)がそれぞれ制御される。マイコン41には、ポンプセル電流Ip及びセンサセル電流Isの各々の計測値が逐次入力され、マイコン41は、これらの計測値に基づいて排気中の酸素濃度やNOx濃度を算出する。
The
なお、算出した酸素濃度やNOx濃度は、エンジン制御を行うECU50に出力され、ECU50では、酸素濃度やNOx濃度に基づき、NOx吸蔵還元型触媒へのリッチガス打ち込み時期や、アンモニア選択還元触媒への尿素水噴射時期等を制御する。これにより、車載エンジンの排ガス中に含まれるNOxが目標値以下となるようエンジン制御できる。 The calculated oxygen concentration and NOx concentration are output to the ECU 50 that controls the engine. The ECU 50 controls the rich gas injection timing to the NOx storage reduction catalyst and the urea to the ammonia selective reduction catalyst based on the oxygen concentration and NOx concentration. Control water injection timing. As a result, the engine control can be performed so that NOx contained in the exhaust gas of the in-vehicle engine is equal to or less than the target value.
アンプ40は、先述のマイコン41及びアナログ回路を備えて構成されており、このアナログ回路は、電流−電圧変換回路431、増幅回路432及び基準電流回路433等を備えて構成されている。なお、電流−電圧変換回路431及び増幅回路432が特許請求の範囲に記載の「出力回路」に相当する。
The
電流−電圧変換回路431は、シャント抵抗Rs及びオペアンプOP1を備えて構成されている。そして、シャント抵抗Rsは、センサセル電極37から出力されるセンサセル電流Is(センサ出力信号)を電圧変化の信号に変換する。また、オペアンプOP1は、シャント抵抗RsのNOxセンサ10側の電位を一定の電位V1に安定させるよう機能する。
The current-
増幅回路432は、電流−電圧変換回路431にて変換されたセンサセル電圧Vsを増幅するオペアンプOP2を備える。オペアンプOP2による増幅利得Gsは、センサセル電圧Vsの電圧変化のピーク値が5Vに近づくよう、抵抗R1,R2及び抵抗R3,R4により設定されている。これにより、マイコン41のA/D変換回路で処理可能な電圧範囲(0〜5V)でセンサセル電圧Vsを大きく変化させることとなり、アンプ40によるNOx濃度検出精度の向上を図っている。なお、オペアンプOP2の非反転入力端子には、オペアンプOP1により調整された基準電圧V1が抵抗R3を介して入力されるとともに、抵抗R4を介して接地されている。
The
オペアンプOP2から出力されるセンサセル電圧増幅後のアナログ信号(「出力回路の出力値」に相当)は、マイコン41のA/D変換ポートに入力されてA/D変換処理される。マイコン41は、A/D変換されたデジタル信号(出力電圧Vd)に基づきNOx濃度を算出し、算出したNOx濃度の情報はECU50に出力する。マイコン41は、出力電圧VdとNOx濃度との関係を特定する濃度算出マップ(又は算出式)を記憶しており、当該マップを用いて出力電圧VdからNOx濃度を算出する。
The sensor cell voltage amplified analog signal output from the operational amplifier OP2 (corresponding to the “output value of the output circuit”) is input to the A / D conversion port of the
ところで、電流−電圧変換回路431及び増幅回路432を構成する各種回路部品の性能誤差や経年劣化により、検出信号に対する出力回路の出力値にズレが生じる。例えば、シャント抵抗Rsの性能誤差、負帰還抵抗R1,R2の性能誤差に起因するオペアンプOP1での増幅誤差、オペアンプOP1にて生じるオフセット値のばらつき等が、出力値ズレの原因例として挙げられる。
By the way, the output value of the output circuit with respect to the detection signal is deviated due to performance errors and aging deterioration of various circuit components constituting the current-
そこで本実施形態では、後述する基準電流回路433により基準電流をシャント抵抗Rsに流し、その時の出力値を補正用測定値として測定する。そして、基準電流に対する理論値と補正用測定値との差に基づき先述した濃度算出マップを補正(学習)することで、上記出力値ズレを補償している。なお、このように基準電流に対する理論値と補正用測定値との差を学習するよう作動するマイコン41は「学習手段」に相当し、学習した差に基づき前記濃度算出マップを補正するよう作動するマイコン41は「補正手段」に相当する。なお、これらの手段をマイコン41により機能させることに替え、学習手段及び補正手段の少なくとも一方をカスタムIC(図示せず)により機能させるようにしてもよい。
Therefore, in this embodiment, a reference current is passed through the shunt resistor Rs by a reference current circuit 433 described later, and the output value at that time is measured as a correction measurement value. Then, the output value deviation is compensated by correcting (learning) the above-described density calculation map based on the difference between the theoretical value with respect to the reference current and the correction measurement value. The
図3(a)(b)を用いてより具体的に説明すると、図3は、シャント抵抗Rsに入力される電流(つまりセンサセル電流Is又は基準電流Ia)と、当該センサセルオペアンプOP2からの出力値、或いはマイコン41にてA/D変換処理された後の出力値との関係を示す、アンプ40の特性直線を示す図である。そして、補正処理を実行するマイコン41は、先ず、シャント抵抗Rsに基準電流Iaを流した時のオペアンプOP2からの出力値、或いはマイコン41にてA/D変換処理された後の出力値を補正用測定値Vaとして記憶する。そして、基準電流Iaに対する理論値と補正用測定値Vaとの差ΔVaを算出する。このようにして算出された差ΔVaを、濃度算出マップの補正値として用いる。つまり、図3(a)(b)中の実線に示すマップデータとしての特性直線を、基準電流Iaの部分においてΔVaだけ減少させるようオフセット補正する。この補正により、実線に示す特性直線が、図3(b)中の一点鎖線に示す特性直線となるようオフセット補正されることとなり、補正後の特性直線は理論値を示す直線に近づくこととなる。なお、図3(c)(d)については後述の第2実施形態を説明するものである。
More specifically, using FIG. 3A and FIG. 3B, FIG. 3 shows the current input to the shunt resistor Rs (that is, the sensor cell current Is or the reference current Ia) and the output from the sensor cell operational amplifier OP2. It is a figure which shows the characteristic straight line of the
次に、本実施形態の要部である基準電流回路433の構成について、図2を用いて説明する。 Next, the configuration of the reference current circuit 433, which is a main part of the present embodiment, will be described with reference to FIG.
基準電流回路433は、オペアンプOPa及び基準抵抗Raを備えて構成されている。オペアンプOPaの出力端子はシャント抵抗RsのNOxセンサ10側に接続され、オペアンプOPaの反転入力端子は、シャント抵抗RsのNOxセンサ10と反対側に接続されている。また、基準抵抗Raは、シャント抵抗RsのNOxセンサ10と反対側においてシャント抵抗Rsと直列接続されている。
The reference current circuit 433 includes an operational amplifier OPa and a reference resistor Ra. The output terminal of the operational amplifier OPa is connected to the
また、オペアンプOPaの出力端子とシャント抵抗Rsとの間にはスイッチSW2が配置され、オペアンプOP1の出力端子とシャント抵抗Rsとの間にはスイッチSW1が配置されている。これらのスイッチSW1,SW2(特許請求の範囲に記載の「切替回路」に相当)のオン/オフ作動はマイコン41により制御されている。
A switch SW2 is disposed between the output terminal of the operational amplifier OPa and the shunt resistor Rs, and a switch SW1 is disposed between the output terminal of the operational amplifier OP1 and the shunt resistor Rs. The on / off operation of these switches SW1 and SW2 (corresponding to the “switching circuit” described in the claims) is controlled by the
スイッチSW1をオンさせてスイッチSW2をオフさせると、アンプ40の作動は「センサ出力処理モード」となる。すると、オペアンプOP1は、シャント抵抗RsのNOxセンサ10側の電位を一定の電位V1に安定させるよう機能するとともに、基準電流をシャント抵抗Rsに流すといった基準電流回路433の機能は停止されることとなる。したがって、NOx濃度に応じたセンサセル電流Is(検出信号)の変動に応じて、シャント抵抗Rsを流れる電流値は変動する。よって、先述の濃度算出マップを用いてNOx濃度を算出することができる。
When the switch SW1 is turned on and the switch SW2 is turned off, the operation of the
一方、スイッチSW1をオフさせてスイッチSW2をオンさせると、アンプ40の作動は「測定モード」となる。すると、オペアンプOP1の上記機能は停止されることとなり、基準電流回路433は、シャント抵抗Rsに流れる電流を基準電流に調整するよう機能する。すなわち、NOx濃度に応じたセンサセル電流Is(検出信号)の変動に拘わらず、シャント抵抗Rsを流れる電流は一定の基準電流で安定するよう調整される。
On the other hand, when the switch SW1 is turned off and the switch SW2 is turned on, the operation of the
次に、測定モード時における基準電流回路433の作動について、図2を用いて説明する。 Next, the operation of the reference current circuit 433 in the measurement mode will be described with reference to FIG.
測定モード時において、シャント抵抗Rsを流れた後の電流全ては、基準抵抗Raに流れ込むため、シャント抵抗Rsを流れる電流と基準抵抗Raを流れる電流とは一致する。よって、センサセル電流Isの変動に拘わらす基準抵抗Raを流れる電流を一定の基準電流にできれば、シャント抵抗Rsを流れる電流を一定の基準電流に調整できることとなる。そして、基準抵抗Raを流れる電流の値は、シャント抵抗Rsと基準抵抗Raとの接続点Pの電位、及び基準抵抗Raの抵抗値により決定される。つまり、前記接続点Pの電位を一定に調整できればよいこととなる。 In the measurement mode, since all the current after flowing through the shunt resistor Rs flows into the reference resistor Ra, the current flowing through the shunt resistor Rs matches the current flowing through the reference resistor Ra. Therefore, if the current flowing through the reference resistor Ra regardless of the fluctuation of the sensor cell current Is can be made a constant reference current, the current flowing through the shunt resistor Rs can be adjusted to a constant reference current. The value of the current flowing through the reference resistor Ra is determined by the potential at the connection point P between the shunt resistor Rs and the reference resistor Ra and the resistance value of the reference resistor Ra. That is, it is only necessary to adjust the potential at the connection point P to be constant.
この接続点PにはオペアンプOPaの反転入力端子も接続されており、反転入力端子の電位は、オペアンプOPaへ負帰還をかけることにより、センサセル電流Isの変動に拘わらず非反転入力端子の電位Vcと一致する。つまり、接続点Pの電位を非反転入力端子の電位Vcとなるよう一定に調整している。よって、シャント抵抗Rsを流れる電流を一定の基準電流に調整できる。 The connection point P is also connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OPa. The potential of the inverting input terminal is negatively fed back to the operational amplifier OPa, so that the potential Vc of the non-inverting input terminal regardless of the fluctuation of the sensor cell current Is. Matches. That is, the potential at the connection point P is adjusted so as to be equal to the potential Vc of the non-inverting input terminal. Therefore, the current flowing through the shunt resistor Rs can be adjusted to a constant reference current.
この負帰還動作を、電流の流れを主体に説明すると、センサセル電流Isが変動したとしても、その変動を打ち消すようにその変動に応じた値の反転電流がオペアンプOPaの出力端子から出力される。つまり、センサセル電流Isが基準電流よりも少ない場合には、基準電流に対するセンサセル電流Isの不足分がオペアンプOPaの出力端子から出力されることとなる。一方、センサセル電流Isが基準電流よりも多い場合には、基準電流に対するセンサセル電流Isの過剰分がオペアンプOPaの出力端子へ流れ込むこととなる。よって、シャント抵抗Rsを流れる電流を一定の基準電流に調整できる。 This negative feedback operation will be described mainly with reference to current flow. Even if the sensor cell current Is fluctuates, an inverted current having a value corresponding to the fluctuation is output from the output terminal of the operational amplifier OPa so as to cancel the fluctuation. That is, when the sensor cell current Is is smaller than the reference current, the shortage of the sensor cell current Is with respect to the reference current is output from the output terminal of the operational amplifier OPa. On the other hand, when the sensor cell current Is is larger than the reference current, an excess of the sensor cell current Is with respect to the reference current flows into the output terminal of the operational amplifier OPa. Therefore, the current flowing through the shunt resistor Rs can be adjusted to a constant reference current.
以上により、本実施形態によれば、スイッチSW1,SW2により測定モードに切り替えた状態において、オペアンプOPaへ負帰還をかけることにより、センサセル電流Isの変動に拘わらす基準抵抗Raを流れる電流、つまりシャント抵抗Rsを流れる電流は一定の基準電流に調整される。よって、マイコン41は、基準電流に対するオペアンプOP2からの出力値を補正用測定値として精度良く測定できる。そのため、濃度算出マップに対する出力値ズレ補正を高精度にできる。
As described above, according to the present embodiment, in the state where the switches SW1 and SW2 are switched to the measurement mode, by applying negative feedback to the operational amplifier OPa, the current flowing through the reference resistor Ra regardless of the fluctuation of the sensor cell current Is, that is, the shunt The current flowing through the resistor Rs is adjusted to a constant reference current. Therefore, the
しかも、NOxセンサ10をアンプ40から電気的に切り離した状態にすることなく、センサ出力処理モードと測定モードとをスイッチSW1,SW2により切り替える構成であるため、NOxセンサ10から出力されるセンサセル電流Isを正常な状態に維持させつつ補正用測定値を精度良く測定できる。
Moreover, since the sensor output processing mode and the measurement mode are switched by the switches SW1 and SW2 without the
(第2実施形態)
上記第1実施形態では、シャント抵抗Rsに流す基準電流は固定値であるのに対し、図4に示す本実施形態のアンプ401(センサ出力処理装置)では、基準電流の値を変更可能に構成している。より具体的に説明すると、図4中の一点鎖線部分が図2との相違点であり、本実施形態では基準抵抗Raの両端に、スイッチ手段としてのトランジスタTR1と平滑手段としてのコンデンサC1とが接続されている。よって、シャント抵抗Rsを流れる基準電流の経路には、基準抵抗Ra及びトランジスタTR1を流れる経路I1とコンデンサC1を流れる経路I2とが存在する。
(Second Embodiment)
In the first embodiment, the reference current flowing through the shunt resistor Rs is a fixed value, whereas the amplifier 401 (sensor output processing device) of the present embodiment shown in FIG. 4 is configured to be able to change the value of the reference current. is doing. More specifically, the alternate long and short dash line portion in FIG. 4 is different from FIG. 2, and in this embodiment, a transistor TR1 as a switch means and a capacitor C1 as a smoothing means are provided at both ends of the reference resistor Ra. It is connected. Therefore, the path of the reference current flowing through the shunt resistor Rs includes the path I1 flowing through the reference resistor Ra and the transistor TR1 and the path I2 flowing through the capacitor C1.
トランジスタTR1をオン作動させるとコンデンサC1に充電され、トランジスタTR1をオフ作動させるとコンデンサC1から放電される。そして、トランジスタTR1のスイッチング作動はマイコン41により制御(例えばPWM制御)されており、当該制御により経路I2を流れる電流の量が制御される。例えば、PWM制御によるデューティ比(ここではオフデューティ比)が大きいほど経路I2の電流量は多くなる(正確には、経路I2の時間当たりに流れる電流量は変化せず、経路I2に電流が流れる時間が長くなる)。このように、基準抵抗Raを流れる電流はコンデンサC1により平滑されるので、トランジスタTR1のオン/オフ作動により基準抵抗Raを流れる電流値は制御される。つまり、基準抵抗Raの抵抗値が可変制御されている場合と同様に作動し、ひいては、基準電流の値を変更可能にできる。 When the transistor TR1 is turned on, the capacitor C1 is charged, and when the transistor TR1 is turned off, the capacitor C1 is discharged. The switching operation of the transistor TR1 is controlled by the microcomputer 41 (for example, PWM control), and the amount of current flowing through the path I2 is controlled by the control. For example, as the duty ratio by PWM control (here, the off-duty ratio) increases, the current amount of the path I2 increases (exactly, the amount of current flowing per time of the path I2 does not change and the current flows through the path I2. Time will be longer). Thus, since the current flowing through the reference resistor Ra is smoothed by the capacitor C1, the value of the current flowing through the reference resistor Ra is controlled by the on / off operation of the transistor TR1. That is, the operation is performed in the same manner as when the resistance value of the reference resistor Ra is variably controlled, so that the value of the reference current can be changed.
要するに、マイコン41がトランジスタTR1をPWM制御することで、シャント抵抗Rsを流れる基準電流の値を可変設定している。そして、例えば図3(c)(d)の場合においては、シャント抵抗Rsに基準電流Iaを流した時の補正用測定値Vaと、基準電流Iaとは異なる値の基準電流Ibをシャント抵抗Rsに流した時の補正用測定値Vbとを記憶する。そして、基準電流Ia,Ibに対する各々の理論値と補正用測定値Va,Vbとの差ΔVa,ΔVbを算出する。このようにして算出された差ΔVa,ΔVbを、濃度算出マップの補正値として用いる。つまり、図3(c)(d)中の実線に示すマップデータとしての特性直線を、基準電流Iaの部分においてΔVaだけ減少させるとともに、基準電流Ibの部分においてΔVbだけ減少させるように補正する。この補正により、実線に示す特性直線が、図3(d)中の一点鎖線に示す特性直線となるよう補正されることとなり、補正後の特性直線は理論値を示す直線に近づくこととなる(図3(d)の例では補正後の特性直線は理論値と一致している)。
In short, the
ここで、上記第1実施形態では、1点の補正用測定値Vaに基づき図3(a)(b)に示すようにマップデータ(特性直線)を補正しているため、特性直線の傾きを補正することができず、オフセット補正するのみである。これに対し、本実施形態によれば、基準電流に対する補正用測定値を、複数の基準電流値Ia,Ibに対して各々取得できる。よって、複数点(図3(c)(d)の例では2点)の補正用測定値Va,Vbに基づき特性直線を補正できるため、特性直線のオフセットに加えて傾きをも補正することができ、特性直線を理論値に精度良く近づけることができる。 Here, in the first embodiment, the map data (characteristic line) is corrected as shown in FIGS. 3A and 3B on the basis of one correction measurement value Va, so that the slope of the characteristic line is changed. It cannot be corrected and only offset correction is performed. On the other hand, according to the present embodiment, the correction measurement value for the reference current can be acquired for each of the plurality of reference current values Ia and Ib. Therefore, since the characteristic line can be corrected based on the correction measured values Va and Vb at a plurality of points (two points in the examples of FIGS. 3C and 3D), the inclination can be corrected in addition to the offset of the characteristic line. The characteristic line can be brought close to the theoretical value with high accuracy.
したがって、図3(b)による補正では基準電流Iaから離れた領域でのセンサセル電流Isについては濃度算出の精度が低いのに対し、図3(d)に示す本実施形態の補正によれば、センサ出力処理モード時においてセンサセル電流Isに対する出力値ズレを補正するにあたり、センサセル電流Isの電流値の全領域(図3の横軸全領域)についての出力値ズレ量を、複数の補正用測定値に基づき精度良く算出できる。よって、センサセル電流Isの全領域についての出力値ズレ量の算出精度を向上できる。 Therefore, in the correction according to FIG. 3B, the accuracy of concentration calculation is low for the sensor cell current Is in a region away from the reference current Ia, whereas according to the correction of the present embodiment shown in FIG. In correcting the output value deviation with respect to the sensor cell current Is in the sensor output processing mode, the output value deviation amount for the entire region of the sensor cell current Is (the entire region on the horizontal axis in FIG. 3) is measured with a plurality of correction measurement values. Can be calculated with high accuracy. Therefore, it is possible to improve the calculation accuracy of the output value deviation amount for the entire region of the sensor cell current Is.
(第3実施形態)
上記第2実施形態では、基準抵抗Raの抵抗値を可変制御するのと同等の制御を実施することで、シャント抵抗Rsに流す基準電流の値を変更可能に構成している。これに対し、図5に示す本実施形態のアンプ402(センサ出力処理装置)では、シャント抵抗Rsに直列接続された基準抵抗Raへの印加電圧(つまり図5中の符号Pに示す点の電位)を変更可能にすることで、基準電流の値を変更可能に構成している。
(Third embodiment)
In the second embodiment, the value of the reference current passed through the shunt resistor Rs can be changed by performing control equivalent to variably controlling the resistance value of the reference resistor Ra. On the other hand, in the amplifier 402 (sensor output processing device) of this embodiment shown in FIG. 5, the voltage applied to the reference resistor Ra connected in series with the shunt resistor Rs (that is, the potential at the point indicated by the symbol P in FIG. 5). ) Can be changed, so that the value of the reference current can be changed.
図5中の一点鎖線部分が図2との相違点であり、本実施形態ではオペアンプOPaの非反転入力端子にはコンデンサC2が接続されるとともに、抵抗R5を介してスイッチ手段としてのトランジスタTR2が接続されている。そして、抵抗R5とトランジスタTR2との接続点には抵抗R6を介して基準電源Vcが接続されている。 5 is the difference from FIG. 2. In this embodiment, a capacitor C2 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OPa, and a transistor TR2 as a switch means is connected via a resistor R5. It is connected. A reference power source Vc is connected to a connection point between the resistor R5 and the transistor TR2 via a resistor R6.
トランジスタTR2のスイッチング作動はマイコン41により制御(例えばPWM制御)されており、当該制御によりコンデンサC2に蓄積される電荷量を調整される。具体的には、トランジスタTR2をオン作動させると、コンデンサC2の電荷及び基準電源Vcの電荷がトランジスタTR2を介して接地側に流れ(符号I3,I4参照)、コンデンサC2は放電する。一方、トランジスタTR2をオフ作動させると、基準電源VcからコンデンサC2に電流が流れ込み(符号I5参照)、コンデンサC2は充電される。よって、例えばPWM制御によるデューティ比(ここではオンデューティ比)が大きいほどコンデンサC2の電荷量が小さくなり、オペアンプOPaの非反転入力端子の電位は低くなる。 The switching operation of the transistor TR2 is controlled by the microcomputer 41 (for example, PWM control), and the amount of charge accumulated in the capacitor C2 is adjusted by the control. Specifically, when the transistor TR2 is turned on, the charge of the capacitor C2 and the charge of the reference power supply Vc flow to the ground side via the transistor TR2 (see symbols I3 and I4), and the capacitor C2 is discharged. On the other hand, when the transistor TR2 is turned off, a current flows from the reference power source Vc to the capacitor C2 (see symbol I5), and the capacitor C2 is charged. Therefore, for example, the larger the duty ratio by PWM control (here, the on-duty ratio), the smaller the charge amount of the capacitor C2, and the lower the potential of the non-inverting input terminal of the operational amplifier OPa.
先述したように、オペアンプOPaの非反転入力端子の電位と反転入力端子の電位とは負帰還をかけることにより同電位となる。従って、コンデンサC2の電荷量を調整することで、シャント抵抗Rsと基準抵抗Raとの接続点Pの電位を調整することができ、ひいては、基準電流の値を変更可能にできる。 As described above, the potential of the non-inverting input terminal and the potential of the inverting input terminal of the operational amplifier OPa become the same potential by applying negative feedback. Therefore, by adjusting the charge amount of the capacitor C2, the potential at the connection point P between the shunt resistor Rs and the reference resistor Ra can be adjusted, and as a result, the value of the reference current can be changed.
要するに、マイコン41がトランジスタTR2をPWM制御することで、シャント抵抗Rsを流れる基準電流の値を可変設定している。よって、本実施形態においても上記第2実施形態と同様の効果が得られる。
In short, the
(第4実施形態)
上記第1〜第3実施形態では、ポンプセル31及びセンサセル35を備えて構成された2セル構造のNOxセンサ10を対象としている。これに対し、図6〜図8に示す本実施形態では、ポンプセル31及びセンサセル35に加え、モニタセル34を備えて構成された3セル構造のNOxセンサ101を対象としている。
(Fourth embodiment)
In the first to third embodiments, the
モニタセル34は、センサセル35と近接した位置に並べて配置されており、固体電解質体11とそれを挟んで対向配置された電極36及び共通電極38とにより構成されている。そしてモニタセル34は、上述したポンプセル31により余剰酸素が排出された後に、第2チャンバ16内の残留酸素濃度に応じて起電力、又は電圧印加に伴い電流出力を発生する。モニタセル34の出力は、モニタセル電極36,38間に所定のモニタセル印加電圧V0mが印加されることでモニタセル電流Imとして検出される。
The monitor cell 34 is arranged side by side at a position close to the sensor cell 35, and is composed of the
次に、図7を用いてNOxセンサ101の出力特性について説明する。
Next, output characteristics of the
図7はセンサセル35の出力特性(V−I特性)を示しており、横軸はセンサセル印加電圧V0s、縦軸はセンサセル電流Isである。電圧軸(横軸)に平行な平坦部分はセンサセル電流Isを特定する限界電流域であって、このセンサセル電流Isの増減が排気中のNOx濃度に対応している。つまり、排気中のNOx濃度が増えるほどセンサセル電流Isが増大し、排気中のNOx濃度が減るほどセンサセル電流Isが減少する。センサセル印加電圧V0sは、所定NOx濃度相当のセンサセル電流Isを限界電流域(フラット域)で検出可能とする所定値Vαで設定されている。なお、限界電流域よりも低電圧側の傾き部分は抵抗支配域であり、その傾きは素子温度が低いほど小さいものとなる。 FIG. 7 shows the output characteristics (VI characteristics) of the sensor cell 35. The horizontal axis represents the sensor cell applied voltage V0s, and the vertical axis represents the sensor cell current Is. A flat portion parallel to the voltage axis (horizontal axis) is a limit current region for specifying the sensor cell current Is, and an increase or decrease in the sensor cell current Is corresponds to the NOx concentration in the exhaust gas. That is, the sensor cell current Is increases as the NOx concentration in the exhaust gas increases, and the sensor cell current Is decreases as the NOx concentration in the exhaust gas decreases. The sensor cell applied voltage V0s is set at a predetermined value Vα that allows the sensor cell current Is corresponding to a predetermined NOx concentration to be detected in the limit current region (flat region). The slope portion on the lower voltage side than the limit current region is a resistance dominant region, and the slope becomes smaller as the element temperature is lower.
図7に示すように、NOx濃度が0ppmであってもセンサセル電流Isの値はゼロにはならず、オフセット値(図7の例では約5μA)を有する。これは、センサセル35が、ポンプセル31により所定濃度に調整された残留酸素をNOxとともに検出しているからであり、その残留酸素濃度が前記オフセット値に相当する。詳細には、残留酸素の酸素分子が分解されて生成された酸素イオンと、NOx分子が分解されて生成された酸素イオンとの両方をセンサセル35が検出することに起因する。
As shown in FIG. 7, even if the NOx concentration is 0 ppm, the value of the sensor cell current Is does not become zero, but has an offset value (about 5 μA in the example of FIG. 7). This is because the sensor cell 35 detects the residual oxygen adjusted to a predetermined concentration by the
ポンプセル31が残留酸素濃度を所定濃度に調整することは上述した通りであるが、その調整精度は、センサセル35によるNOx濃度検出精度に比べて十分に小さいとは言えない。そこで本実施形態では、モニタセル34により残留酸素濃度(オフセット値)を検出している。これによれば、センサセル35の検出値であるセンサセル電流Is(図7の縦軸の値)からモニタセル34の検出値であるモニタセル電流Imを減算することで、マイコン41によりNOx濃度を精度良く算出できる。
Although the
次に、図8を用いて本実施形態にかかるアンプ(センサ出力処理装置)について説明する。なお、上記各実施形態と同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付して説明を援用する。 Next, the amplifier (sensor output processing device) according to the present embodiment will be described with reference to FIG. In addition, in the figure, the same code | symbol is attached | subjected to the part which is the same as that of each said embodiment, or description is used.
NOxセンサ101から出力されたセンサセル電流Isは上記各実施形態と同様にして、シャント抵抗Rsにより電圧変化の信号に変換され、オペアンプOP2により増幅される。また、NOxセンサ101から出力されたモニタセル電流Imに対しても、シャント抵抗Rs、オペアンプOP1,OP2及び負帰還抵抗R1,R2等と同様の回路部品Rsm、OP1m,OP2m,R1m,R2m,R3m,R4mが備えられている。したがって、モニタセル電流Imはシャント抵抗Rsmにより電圧変化の信号に変換され、オペアンプOP2mにより増幅される。
The sensor cell current Is output from the
オペアンプOP2にて増幅されたセンサセル電流Isに応じた信号はオペアンプOP3の反転入力端子に入力され、オペアンプOP2mにて増幅されたモニタセル電流Imに応じた信号は、抵抗R9を介してオペアンプOP3の非反転入力端子に入力される。なお、当該非反転入力端子は抵抗R10を介して接地されている。そして、これら両信号の差分は、負帰還抵抗R7,R8により設定された増幅利得に応じて増幅され、「出力回路の出力値」としてオペアンプOP5の出力端子から出力される。オペアンプOP5からの出力値は、マイコン41のA/D変換ポートに入力されてA/D変換処理される。マイコン41は、A/D変換されたデジタル信号(出力電圧Vd)に基づき、濃度算出マップを用いてNOx濃度を算出し、算出したNOx濃度の情報はECU50(図2参照)に出力する。
A signal corresponding to the sensor cell current Is amplified by the operational amplifier OP2 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier OP3, and a signal corresponding to the monitor cell current Im amplified by the operational amplifier OP2m is passed through the resistor R9. Input to the inverting input terminal. The non-inverting input terminal is grounded via a resistor R10. The difference between these two signals is amplified according to the amplification gain set by the negative feedback resistors R7 and R8, and is output from the output terminal of the operational amplifier OP5 as the “output value of the output circuit”. The output value from the operational amplifier OP5 is input to the A / D conversion port of the
また、NOxセンサ101から出力されたポンプセル電流Ipに対しても、シャント抵抗Rs、オペアンプOP1,OP2及び負帰還抵抗R1,R2等と同様の回路部品Rsp、OP1p,OP2p,R1p,R2p,R3p,R4pが備えられている。したがって、ポンプセル電流Ipはシャント抵抗Rspにより電圧変化の信号に変換され、オペアンプOP2pにより増幅されて、マイコン41のA/D変換ポートに入力される。
Also for the pump cell current Ip output from the
マイコン41は、ポンプセル電流Ipに応じたオペアンプOP2pからの信号に基づき、酸素濃度を算出する。そして、算出した酸素濃度に応じて、ポンプセル31の電極32,33間に印加するポンプセル電圧V0p(図1参照)を制御する。すなわち、算出した酸素濃度値が多く、第1チャンバ14内に導入された排気中の酸素をより多く排出させたい場合には、オペアンプOP1pの非反転入力端子に入力されている基準電圧Vccの値を下げることで、ポンプセル31による酸素排出量を増大させる。具体的には、オペアンプOP1pの非反転入力端子に接続されたコンデンサC3に蓄積される電荷量を、トランジスタTR3のスイッチング作動をマイコン41により制御(例えばPWM制御)することで、オペアンプOP1pの非反転入力端子の電位を制御し、これによりポンプセル電圧V0pを制御する。
The
ちなみに、図8中のオペアンプOP4,OP5は、センサセル35及びモニタセル34の共通電極38の電位と、ポンプセル31の電極32の電位とをそれぞれ安定させるためのボルテージフォロワである。
Incidentally, the operational amplifiers OP4 and OP5 in FIG. 8 are voltage followers for stabilizing the potential of the
本実施形態では、センサセル電流Isに対して、図2に示す基準電流回路433と同様のオペアンプOPa及び基準抵抗Raを備えている。さらに本実施形態では、モニタセル電流Imに対しても、同様のオペアンプOPam及び基準抵抗Ramを備えている。そしてマイコン41は、「センサ出力処理モード」及び「測定モード」を切り替えるにあたり、スイッチSW1,SW2の作動と同期して、モニタセル電流Imに対して備えられたスイッチSW1m及びスイッチSW2mも切り替える。
In the present embodiment, an operational amplifier OPa and a reference resistor Ra similar to the reference current circuit 433 shown in FIG. 2 are provided for the sensor cell current Is. Further, in the present embodiment, a similar operational amplifier OPam and reference resistor Ram are provided for the monitor cell current Im. The
測定モードに切り替えた状態において、第1実施形態と同じくオペアンプOPaへ負帰還をかけることにより、センサセル電流Isの変動に拘わらす基準抵抗Raを流れる電流、つまりシャント抵抗Rsを流れる電流は一定の基準電流に調整される。同様にして、オペアンプOPamへ負帰還をかけることにより、モニタセル電流Imの変動に拘わらす基準抵抗Ramを流れる電流、つまりシャント抵抗Rsmを流れる電流は一定の基準電流に調整される。よって、マイコン41は、両シャント抵抗Rs,Rsmの基準電流に対するオペアンプOP3からの出力値を、補正用測定値として精度良く測定できる。そのため、濃度算出マップに対する出力値ズレ補正を高精度にできる。
In the state switched to the measurement mode, negative feedback is applied to the operational amplifier OPa in the same manner as in the first embodiment, so that the current flowing through the reference resistor Ra regardless of the fluctuation of the sensor cell current Is, that is, the current flowing through the shunt resistor Rs is constant. Adjusted to current. Similarly, by applying negative feedback to the operational amplifier OPam, the current flowing through the reference resistor Ram, that is, the current flowing through the shunt resistor Rsm, regardless of the fluctuation of the monitor cell current Im, is adjusted to a constant reference current. Therefore, the
(第5実施形態)
上記第1〜第4実施形態では、本発明にかかるセンサ出力処理装置をNOxセンサ10,101に適用させているのに対し、図9に示す本実施形態では、車載エンジンより排出される排ガス中の酸素濃度(空燃比:A/F)を検出するA/Fセンサ102に適用させている。A/Fセンサ102及び本実施形態のアンプ403(センサ出力処理装置)の構造は、基本的には図1のNOxセンサ10及びアンプ40と同じであるが、以下、これらNOxセンサ10及びアンプ40と異なる点について主に説明する。
(Fifth embodiment)
In the first to fourth embodiments, the sensor output processing device according to the present invention is applied to the
A/Fセンサ102による空燃比の検出結果は、エンジンECU50(図2参照)等により構成される空燃比制御システム(図示せず)に用いられ、A/Fセンサ102にて検出した空燃比が目標空燃比となるよう、空燃比制御システムはエンジンECU50によりフィードバック制御される。なお、目標空燃比をストイキ近傍とするストイキ空燃比制御や、目標空燃比を所定のリーン領域とするリーン空燃比制御等が適宜実現される。そこで本実施形態では、リッチ域(例えばA/F11)から大気状態までの広い範囲で空燃比を検出可能とするA/Fセンサ102を採用している。
The detection result of the air-fuel ratio by the A /
本実施形態にかかるA/Fセンサ102は、図1のNOxセンサ10と同様の2セル構造を有するものであり、A/Fセンサ102からはセンサセル電流Is及びポンプセル電流Ipがアンプ403へ入力される。アンプ403に入力されたセンサセル電流Isは、電流−電圧変換回路431のシャント抵抗Rsにより電圧変化の信号に変換され、差動増幅回路432により増幅されてマイコン41のA/D変換ポートに入力される。マイコン41は、A/D変換されたデジタル信号(出力電圧)に基づき空燃比を算出し、算出した空燃比の情報はECU50(図2参照)に出力される。
The A /
アンプ403は、起電力モニタ回路及び電圧印加回路434を備えている。起電力モニタ回路は、センサセルにて生じた起電力、つまりシャント抵抗Rsにて変換されたセンサセル電流Isに応じたセンサ電圧をモニタする回路であり、電圧印加回路は、モニタされた起電力(センサ電圧)に応じて、ポンプセル31の電極32,33(図1参照)間に印加するポンプセル電圧V0pを制御する。但し、A/Fセンサ102が、リーン空燃比制御を実施しない空燃比制御システムに適用されており、ストイキ空燃比制御の実施のみを前提としている場合には、ポンプセル電圧V0pの制御を廃止して、当該電圧V0pを固定としてもよい。
The amplifier 403 includes an electromotive force monitor circuit and a
本実施形態では、センサセル電流Isに対して、図2に示す基準電流回路433と同様のオペアンプOPa及び基準抵抗Raを備えている。そしてマイコン41は、スイッチSW1をオンさせてスイッチSW2をオフさせることによりアンプ40の作動を「センサ出力処理モード」に切り替え、スイッチSW1をオフさせてスイッチSW2をオンさせることにより「測定モード」に切り替える。
In the present embodiment, an operational amplifier OPa and a reference resistor Ra similar to the reference current circuit 433 shown in FIG. 2 are provided for the sensor cell current Is. The
「センサ出力処理モード」では、オペアンプOP1は、シャント抵抗RsのA/Fセンサ102側の電位を一定の電位に安定させるよう機能するとともに、基準電流をシャント抵抗Rsに流すといった基準電流回路433の機能は停止されることとなる。したがって、空燃比に応じたセンサセル電流Is(検出信号)の変動に応じて、シャント抵抗Rsを流れる電流値は変動する。よって、検出されたセンサセル電流Isに応じて空燃比を算出することができる。
In the “sensor output processing mode”, the operational amplifier OP1 functions to stabilize the potential of the shunt resistor Rs on the A /
「測定モード」では、オペアンプOP1の上記機能は停止されることとなり、基準電流回路433は、シャント抵抗Rsに流れる電流を基準電流に調整するよう機能する。すなわち、空燃比に応じたセンサセル電流Is(検出信号)の変動に拘わらず、シャント抵抗Rsを流れる電流は一定の基準電流で安定するよう調整される。以上により、本実施形態においても上記第1実施形態と同様の効果が奏される。 In the “measurement mode”, the above-described function of the operational amplifier OP1 is stopped, and the reference current circuit 433 functions to adjust the current flowing through the shunt resistor Rs to the reference current. That is, the current flowing through the shunt resistor Rs is adjusted to be stable at a constant reference current regardless of the fluctuation of the sensor cell current Is (detection signal) according to the air-fuel ratio. As described above, also in the present embodiment, the same effects as in the first embodiment are exhibited.
(他の実施形態)
上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。また、本発明は上記実施形態の記載内容に限定されず、各実施形態の特徴的構成をそれぞれ任意に組み合わせるようにしてもよい。例えば、第2及び第3実施形態の如くシャント抵抗Rsに流す基準電流の値を変更可能にする構成を、第4実施形態にも適用できることは勿論である。
(Other embodiments)
The above embodiments may be implemented with the following modifications. Further, the present invention is not limited to the description of the above embodiment, and the characteristic configurations of the respective embodiments may be arbitrarily combined. For example, as in the second and third embodiments, the configuration that allows the value of the reference current to flow through the shunt resistor Rs to be changed can be applied to the fourth embodiment.
・上記第5実施形態にかかるA/Fセンサ102は、ポンプセル及びセンサセルを備える2セル式であるが、ポンプセルを廃止してセンサセルにて構成した1セル式であってもよい。
-Although the A /
・上記各実施形態では、本発明にかかるセンサにNOxセンサ10,101及びA/Fセンサ102を適用させているが、センシング対象となる物理量変化を電流変化に変換して検出信号として出力する電流出力型のセンサであれば、本発明のセンサはこれらのセンサに限られるものではない。
In each of the above embodiments, the
・上記各実施形態では、基準電流に対する理論値と補正用測定値との差に基づき濃度算出マップを補正(学習)することと、当該マップを用いて出力電圧VdからNOx濃度を算出することとをマイコン41が行っているが、これらのマップ補正及び濃度算出を、前記出力電圧Vdに基づきECU50が行ってもよい。 In each of the above embodiments, the concentration calculation map is corrected (learned) based on the difference between the theoretical value with respect to the reference current and the correction measurement value, and the NOx concentration is calculated from the output voltage Vd using the map. However, the ECU 50 may perform map correction and density calculation based on the output voltage Vd.
10,101…NOxセンサ、102…A/Fセンサ、40…アンプ(センサ出力処理装置)、41…マイクロコンピュータ、431…電流−電圧変換回路(出力回路)、432…増幅回路(出力回路)、433…基準電流回路、Rs…シャント抵抗、SW1,SW2…スイッチ(切替回路)。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10,101 ... NOx sensor, 102 ... A / F sensor, 40 ... Amplifier (sensor output processing device), 41 ... Microcomputer, 431 ... Current-voltage conversion circuit (output circuit), 432 ... Amplifier circuit (output circuit), 433: Reference current circuit, Rs: Shunt resistor, SW1, SW2: Switch (switching circuit).
Claims (9)
前記検出信号を電圧変化の信号に変換するシャント抵抗を有し、前記シャント抵抗により変換された電圧変化の信号を出力する出力回路と、
前記検出信号の変動に拘わらず前記シャント抵抗を流れる電流を一定の基準電流に調整する基準電流回路と、
前記基準電流回路による前記調整の機能を停止させて前記検出信号の変動に応じて前記シャント抵抗を流れる電流値を変動させるセンサ出力処理モードと、前記基準電流回路による前記調整の機能を作動させる測定モードとを切り替える切替回路と、
を備えることを特徴とするセンサ出力処理装置。 It is applied to a current output type sensor that converts a physical quantity change to be sensed into a current change and outputs it as a detection signal.
An output circuit having a shunt resistor for converting the detection signal into a voltage change signal, and outputting a voltage change signal converted by the shunt resistor;
A reference current circuit for adjusting a current flowing through the shunt resistor to a constant reference current regardless of fluctuations in the detection signal;
A sensor output processing mode in which the adjustment function by the reference current circuit is stopped and the value of the current flowing through the shunt resistor is changed in accordance with a change in the detection signal, and a measurement in which the adjustment function by the reference current circuit is activated. A switching circuit for switching between modes,
A sensor output processing apparatus comprising:
前記シャント抵抗のうち反センサの側には、前記オペアンプの入力端子が接続され、
前記オペアンプを負帰還動作させることにより前記出力端子から前記反転電流を出力させることを特徴とする請求項2に記載のセンサ出力処理装置。 An output terminal of an operational amplifier provided in the reference current circuit is connected to the sensor side of the shunt resistor,
The input terminal of the operational amplifier is connected to the anti-sensor side of the shunt resistor,
The sensor output processing apparatus according to claim 2, wherein the inverted current is output from the output terminal by performing a negative feedback operation of the operational amplifier.
前記検出信号は、前記特定成分の濃度に応じて前記センサセルから出力されるセンサセル電流値であることを特徴とする請求項1〜6のいずれか1つに記載のセンサ出力処理装置。 The sensor includes a pump cell that adjusts the amount of oxygen in the gas to be detected introduced into the gas chamber to a predetermined concentration level, and a sensor cell that detects the concentration of a specific component from the gas after adjusting the amount of oxygen in the pump cell. Has been
The sensor output processing device according to claim 1, wherein the detection signal is a sensor cell current value output from the sensor cell in accordance with a concentration of the specific component.
前記学習手段による学習値に基づき、センサ出力処理モード時における前記出力回路の出力値を補正する補正手段と、
を備えることを特徴とする請求項1〜7のいずれか1つに記載のセンサ出力処理装置。 Learning means for learning a difference between an output value of the output circuit with respect to the reference current and a theoretical value with respect to the reference current;
Correction means for correcting the output value of the output circuit in the sensor output processing mode based on the learning value by the learning means;
The sensor output processing apparatus according to claim 1, wherein the sensor output processing apparatus includes:
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