JP2010000826A - Motor control device and electric power steering device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a motor control device and an electric power steering device.
従来、電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）等に用いられるモータ制御装置の多くには、電力供給線の断線や駆動回路の接点故障等によってモータの何れかの相（Ｕ，Ｖ，Ｗの何れか）に通電不良が生じた場合に、該異常の発生を検出可能な異常検出手段が設けられている。そして、当該異常の発生を検出した場合には、速やかにモータ制御を停止してフェールセーフを図る構成が一般的となっている。 Conventionally, many motor control devices used in an electric power steering device (EPS) or the like have any phase of the motor (any of U, V, and W) due to disconnection of a power supply line or a contact failure of a drive circuit. An abnormality detection means is provided that can detect the occurrence of the abnormality when a current-carrying failure occurs. And when generation | occurrence | production of the said abnormality is detected, the structure which stops motor control rapidly and aims at fail safe is common.
ところが、ＥＰＳにおいては、こうしたモータ制御の停止に伴い、そのステアリング特性が大きく変化する。即ち、運転者が的確なステアリング操作を行うためには、より大きな操舵力が要求されることになる。この点を踏まえ、従来、上記のように通電不良相の発生を検出した場合であっても、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を継続するモータ制御装置がある（例えば、特許文献１）。そして、これにより、操舵系に対するアシスト力の付与を継続して、フェールセーフに伴う運転者の負担の増大を回避することができる。
しかしながら、上記従来例のように、通電不良相の発生時、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を継続する場合に、図２７に示すような該各通電相に対して正弦波通電を行う構成（同図に示される例は、Ｕ相異常、Ｖ，Ｗ相通電時）では、トルクリップルの発生に起因する操舵フィーリングの悪化が避けられない。 However, when the motor control is continued using the two phases other than the current supply failure occurrence phase as the current supply phase when the current supply failure phase is generated as in the above-described conventional example, for each current supply phase as shown in FIG. In the configuration in which sine wave energization is performed (the example shown in the figure is when the U phase is abnormal and the V and W phases are energized), the steering feeling is inevitably deteriorated due to the occurrence of torque ripple.
即ち、図２８に示すように、従来の二相駆動時におけるモータ電流の推移をｄ／ｑ座標系で表した場合、モータトルクの制御目標値であるｑ軸電流指令値が一定であるにも関わらず、実際のｑ軸電流値は、正弦波状に変化する。つまり、要求トルクに対応したモータ電流が発生しないために本来の出力性能を引き出せない状態でモータ駆動が継続されることにより、そのアシスト力が大きく変動するという問題があり、この点において、なお改善の余地を残すものとなっていた。 That is, as shown in FIG. 28, when the transition of the motor current during the conventional two-phase drive is expressed in the d / q coordinate system, the q-axis current command value that is the control target value of the motor torque is constant. Regardless, the actual q-axis current value changes sinusoidally. In other words, there is a problem that the assist force fluctuates greatly when the motor drive is continued in a state where the original output performance cannot be obtained because the motor current corresponding to the required torque is not generated. The room was left.
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、通電不良発生時におけるモータ回転を円滑化して安定的に高い出力性能を確保することのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and its object is to provide a motor control device capable of smoothing motor rotation and ensuring stable high output performance when energization failure occurs, and An object is to provide an electric power steering apparatus.
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路と、前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータの回転角に基づく電流制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記通電不良の発生時には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生時には、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、前記駆動回路は、前記モータの各相に対応するスイッチング素子対を並列に接続してなるものであって、前記通電不良の発生が前記駆動回路を構成する何れかのスイッチング素子の故障によるものであるか否かを判定する判定手段を備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生原因となったスイッチング素子が特定された場合には、該発生原因となったスイッチング素子とともに前記スイッチング素子対を構成する他方のスイッチング素子を介して前記通電不良発生相に通電可能な所定の回転角範囲において、前記モータの各相に対して正弦波状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行すること、を要旨とする。
In order to solve the above problems, the invention according to
上記構成によれば、漸近線に対応する所定の回転角（各相に通電される相電流値に制限のある場合には、所定の回転角近傍の電流制限範囲）を除いて、要求トルクに対応したモータ電流を発生させることができる。その結果、通電不良相発生時においても、大きなトルクリップルの発生を招くことなく、高い出力性能を確保した状態で、そのモータ駆動を継続することができる。 According to the above configuration, the required torque can be obtained except for the predetermined rotation angle corresponding to the asymptote (the current limit range in the vicinity of the predetermined rotation angle when there is a limit to the phase current value energized in each phase). A corresponding motor current can be generated. As a result, even when a poorly energized phase is generated, the motor drive can be continued while ensuring high output performance without causing large torque ripple.
また、通電不良の発生が、その通電不良発生相に対応するスイッチング素子対のうち何れか一方の故障によるものであれば、他方の故障していない側のスイッチング素子を介して当該通電不良発生相に通電可能な回転角範囲が存在する。そして、その通電可能な回転角範囲は、上記二相駆動時における漸近線に相当する二箇所の所定の回転角の何れか一方に対応した所定の回転角範囲（何れかを中心とした２／３πの範囲）である。従って、上記構成のように、その通電可能な回転角範囲において、通常時と同様、三相への正弦波通電を行なうことにより、上記所定の回転角に対応して発生するモータトルクの落ち込みのうち、何れか一方については、これを回避することが可能になる。その結果、通電不良発生時におけるモータ回転をより円滑なものとして、更なる操舵フィーリングの改善を図ることができる。 In addition, if the occurrence of an energization failure is due to the failure of one of the switching element pairs corresponding to the energization failure occurrence phase, the energization failure occurrence phase is connected via the other non-failed switching element. There is a rotation angle range that can be energized. The rotation angle range that can be energized is a predetermined rotation angle range corresponding to any one of two predetermined rotation angles corresponding to asymptotic lines during the above-described two-phase driving (2 / 3π range). Therefore, as in the above-described configuration, the sine wave energization to the three phases is performed in the rotation angle range in which the current can be supplied, so that the motor torque generated corresponding to the predetermined rotation angle is reduced. Of these, this can be avoided for either one. As a result, it is possible to further improve the steering feeling by making the motor rotation smoother when an energization failure occurs.
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、通電不良発生時におけるモータ回転を円滑化して安定的に高い出力性能を確保することが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。
The gist of the invention described in
According to the above configuration, it is possible to provide a motor control device and an electric power steering device that can smoothly rotate the motor when energization failure occurs and can stably ensure high output performance.
本発明によれば、通電不良の発生に伴う二相駆動時のモータ回転を円滑化して安定的に高い出力性能を確保することが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor control apparatus and electric power steering apparatus which can smooth | fasten motor rotation at the time of two-phase drive accompanying generation | occurrence | production of a conduction failure, and can ensure high output performance stably can be provided. .
以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態のＥＰＳ１の概略構成図である。同図に示すように、ステアリングホイール（ステアリング）２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック５に連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック５の往復直線運動に変換される。そして、このラック５の往復直線運動により転舵輪６の舵角が変更されるようになっている。
Hereinafter, an embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering apparatus (EPS) will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of the
また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。
Further, the
本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、その駆動源であるモータ１２がラック５と同軸に配置された所謂ラック型のＥＰＳアクチュエータであり、モータ１２が発生するアシストトルクは、ボールねじ機構（図示略）を介してラック５に伝達される。尚、本実施形態のモータ１２は、ブラシレスモータであり、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、このモータ１２が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する（パワーアシスト制御）。
The
本実施形態では、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。そして、ＥＣＵ１１は、これらトルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ちパワーアシスト制御を実行する。
In the present embodiment, a
次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、モータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。
Next, the electrical configuration of the EPS of this embodiment will be described.
FIG. 2 is a control block diagram of the EPS of this embodiment. As shown in the figure, the ECU 11 includes a
尚、本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続されたスイッチング素子対を基本単位（アーム）として各相に対応する３つのアームを並列接続してなる周知のＰＷＭインバータであり、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子のオンｄｕｔｙ比を規定するものとなっている。そして、モータ制御信号が各スイッチング素子のゲート端子に印加され、同モータ制御信号に応答して各スイッチング素子がオン／オフすることにより、車載電源（図示略）の直流電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換されてモータ１２に供給されるようになっている。
The
詳述すると、ＥＣＵ１１には、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗ、及びモータ１２の回転角（電気角）θを検出するための回転角センサ２２が接続されている。そして、マイコン１７は、これら各センサの出力信号に基づき検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて駆動回路１８にモータ制御信号を出力する。
Specifically, the
さらに詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、操舵系に付与すべきアシスト力（目標アシスト力）を決定し、当該アシスト力をモータ１２に発生させるべく、上記検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θに基づく電流制御を実行することにより上記モータ制御信号を生成する。
More specifically, the
具体的には、マイコン１７は、操舵系に付与するアシスト力、即ちモータトルクの制御目標値として電流指令値を演算する電流指令値演算手段としての電流指令値演算部２３と、電流指令値演算部２３により算出された電流指令値に基づいてモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段としてのモータ制御信号生成部２４とを備えている。
Specifically, the
電流指令値演算部２３は、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５により検出された操舵トルクτ及び車速Ｖに基づき、モータトルクの制御目標値に対応する電流指令値として、ｄ／ｑ座標系のｑ軸電流指令値Ｉq*を演算し、モータ制御信号生成部２４に出力する。一方、モータ制御信号生成部２４には、電流指令値演算部２３の出力するｑ軸電流指令値Ｉq*とともに、各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗにより検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角センサ２２により検出された回転角θが入力される。そして、モータ制御信号生成部２４は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角θ（電気角）に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御を実行することによりモータ制御信号を生成する。
Based on the steering torque τ and the vehicle speed V detected by the
さらに詳述すると、本実施形態のモータ制御信号生成部２４は、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御（ｄ／ｑ軸電流Ｆ／Ｂ）の実行により三相の相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を演算する第１電流制御部２４ａを備えている。そして、通常時には、この第１電流制御部２４ａにより演算される各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づいて、モータ制御信号を生成する。
More specifically, the motor control
図３に示すように、第１電流制御部２４ａに入力された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、回転角θとともに３相／２相変換部２５に入力され、同３相／２相変換部２５によりｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換される。そして、ｑ軸電流値Ｉqは、電流指令値演算部２３から入力されたｑ軸電流指令値Ｉq*とともに減算器２６ｑに入力され、ｄ軸電流値Ｉdは、ｄ軸電流指令値Ｉd*（Ｉd*＝０）とともに減算器２６ｄに入力される。
As shown in FIG. 3, each phase current value Iu, Iv, Iw input to the first
各減算器２６ｄ，２６ｑにおいて演算されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqは、それぞれ対応するＦ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑに入力される。そして、これら各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにおいて、電流指令値演算部２３が出力するｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*に実電流値であるｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを追従させるべくフィードバック制御が行われる。
The d-axis current deviation ΔId and q-axis current deviation ΔIq calculated in the
即ち、Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑは、入力されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。演算されたこれらｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、回転角θとともに２相／３相変換部２８に入力され、同２相／３相変換部２８において三相の相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換される。そして、第１電流制御部２４ａは、その各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*をＰＷＭ変換部３０へと出力する。
That is, the F /
ＰＷＭ変換部３０は、入力された各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づきｄｕｔｙ指令値αu，αv，αwを生成し、更に、これら各ｄｕｔｙ指令値αu，αv，αwに示されるオンｄｕｔｙ比を有するモータ制御信号を生成する。そして、図２に示すように、マイコン１７は、このモータ制御信号生成部２４において生成されたモータ制御信号を、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子（のゲート端子）に出力することにより、同駆動回路１８の作動、即ちモータ１２への駆動電力の供給を制御する構成となっている。
The
［異常発生時の制御態様］
図２に示すように、本実施形態のＥＣＵ１１では、マイコン１７には、ＥＰＳ１に何らかの異常が生じた場合に、該異常の態様を特定するための異常判定部３１が設けられている。そして、ＥＣＵ１１（マイコン１７）は、この異常判定部３１により特定（判定）された異常の態様に応じて、モータ１２の制御モードを変更する。
[Control mode when an abnormality occurs]
As shown in FIG. 2, in the
詳述すると、異常判定部３１には、ＥＰＳアクチュエータ１０の機械系統の異常を検出するための異常信号Ｓ_trが入力されるようになっており、同異常判定部３１は、この入力される異常信号Ｓ_trに基づいて、ＥＰＳ１における機械系統の異常を検出する。また、異常判定部３１には、検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、回転角速度ω、及び上記モータ制御信号生成部２４（第１電流制御部２４ａ）において演算されたｑ軸電流偏差ΔＩq、並びに各相のｄｕｔｙ指令値αu，αv，αw等が入力される。そして、異常判定部３１は、これら各状態量に基づいて、制御系における異常の発生を検出する。
More specifically, an abnormality signal S_tr for detecting an abnormality in the mechanical system of the
具体的には、本実施形態の異常判定部３１は、トルクセンサ１４の故障や駆動回路１８の故障等、制御系全般に関する異常の発生を検出するために、ｑ軸電流偏差ΔＩqを監視する。即ち、ｑ軸電流偏差ΔＩqと所定の閾値とを比較し、ｑ軸電流偏差ΔＩqが（所定時間以上継続して）当該閾値以上となった場合には、制御系に異常が発生したものと判定する。
Specifically, the
また、異常判定部３１は、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、回転角速度ω、及び各相のｄｕｔｙ指令値αu，αv，αwに基づいて、動力線（モータコイルを含む）の断線や駆動回路１８の接点不良等に起因する通電不良相の発生等を検出する。この通電不良相発生の検出は、Ｘ相（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の相電流値Ｉxが所定値Ｉth以下（|Ｉx|≦Ｉth）、且つ回転角速度ωが断線判定の対象範囲内（|ω|≦ω０）である場合に、該相に対応するｄｕｔｙ指令値αxが所定値Ｉth及び判定対象範囲を規定する閾値ω０に対応する所定範囲（αLo≦αx≦αHi）にない状態が継続するか否かにより行われる。
Further, the
尚、この場合において、上記相電流値Ｉxの閾値となる所定値Ｉthは「０」近傍の値に設定され、回転角速度ωの閾値ω０は、モータの最高回転数に相当する値に設定される。そして、ｄｕｔｙ指令値αxに関する閾値（αLo，αHi）は、それぞれ通常制御においてｄｕｔｙ指令値αxが取り得る下限値よりも小さな値、及び上限値よりも大きな値に設定されている。 In this case, the predetermined value Ith serving as the threshold value of the phase current value Ix is set to a value near “0”, and the threshold value ω0 of the rotational angular velocity ω is set to a value corresponding to the maximum rotational speed of the motor. . The threshold values (αLo, αHi) relating to the duty command value αx are set to a value smaller than a lower limit value that can be taken by the duty command value αx and a value larger than the upper limit value in normal control.
即ち、図４のフローチャートに示すように、異常判定部３１は、検出される相電流値Ｉx（の絶対値）が所定値Ｉth以下であるか否かを判定し（ステップ１０１）、所定値Ｉth以下である場合（|Ｉx|≦Ｉth、ステップ１０１：ＹＥＳ）には、続いて回転角速度ω（の絶対値）が所定の閾値ω０以下であるか否かを判定する（ステップ１０２）。そして、回転角速度ωが所定の閾値ω０以下である場合（|ω|≦ω０、ステップ１０２：ＹＥＳ）には、ｄｕｔｙ指令値αxが上記の所定範囲（αLo≦αx≦αHi）内にあるか否かを判定し（ステップ１０３）、所定範囲内にない場合（ステップ１０３：ＮＯ）には、該Ｘ相に通電不良が生じているものと判定する（ステップ１０４）。
That is, as shown in the flowchart of FIG. 4, the
そして、相電流値Ｉxが所定値Ｉthよりも大きい場合（|Ｉx|＞Ｉth、ステップ１０１：ＮＯ）、回転角速度ωが閾値ω０よりも大きい場合（|ω|＞ω０、ステップ１０２：ＮＯ）、又はｄｕｔｙ指令値αxが上記所定範囲内にある場合（αLo≦αx≦αHi、ステップ１０３：ＹＥＳ）には、Ｘ相に通電不良が生じていないと判定する（Ｘ相正常、ステップ１０５）。 When the phase current value Ix is larger than the predetermined value Ith (| Ix |> Ith, step 101: NO), when the rotational angular velocity ω is larger than the threshold ω0 (| ω |> ω0, step 102: NO), Alternatively, if the duty command value αx is within the predetermined range (αLo ≦ αx ≦ αHi, step 103: YES), it is determined that no energization failure has occurred in the X phase (normal X phase, step 105).
つまり、Ｘ相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相の何れか）に通電不良（断線）が生じた場合、当該相の相電流値Ｉxは「０」となる。ここで、Ｘ相の相電流値Ｉxが「０」又は「０に近い値」となる場合には、このような断線発生時以外にも以下の二つのケースがありうる。 That is, when an energization failure (disconnection) occurs in the X phase (any one of the U, V, and W phases), the phase current value Ix of the phase is “0”. Here, in the case where the X-phase phase current value Ix is “0” or “a value close to 0”, there may be the following two cases in addition to the occurrence of such disconnection.
− モータの回転角速度が最高回転数に達した場合
− 電流指令自体が略「０」である場合
この点を踏まえ、本実施形態では、先ず、判定対象であるＸ相の相電流値Ｉxを所定値Ｉthと比較することにより、当該相電流値Ｉxが「０」であるか否かを判定する。そして、断線時以外に相電流値Ｉxが「０」若しくは「０に近い値」をとる上記二つのケースに該当するか否かを判定し、当該二つのケースに該当しない場合には、Ｘ相に断線が発生したものと判定する。
− When the rotational angular velocity of the motor reaches the maximum number of rotations − When the current command itself is substantially “0” Based on this point, in the present embodiment, first, the X-phase phase current value Ix to be determined is set to a predetermined value. By comparing with the value Ith, it is determined whether or not the phase current value Ix is “0”. Then, it is determined whether or not the two cases where the phase current value Ix is “0” or “a value close to 0” except when the wire is disconnected. It is determined that a disconnection has occurred.
即ち、相電流値Ｉxが「０」近傍の所定値Ｉth以下となるほどの回転角速度ωではないにも関わらず、極端なｄｕｔｙ指令値αxが出力されている場合には、当該Ｘ相に通電不良が生じているものと判定することができる。そして、本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相について、順次、上記判定を実行することにより、通電不良が発生した相を特定する構成となっている。 That is, if the extreme duty command value αx is output even though the rotational angular velocity ω is not such that the phase current value Ix is equal to or less than the predetermined value Ith in the vicinity of “0”, the energization failure of the X phase is poor. Can be determined to have occurred. And in this embodiment, it has the structure which specifies the phase in which the conduction failure generate | occur | produced by performing the said determination sequentially about each phase of U, V, and W. FIG.
尚、説明の便宜のため図４のフローチャートでは省略したが、上記判定は、電源電圧がモータ１２を駆動するために必要な規定電圧以上である場合を前提として行われる。そして、最終的な異常検出の判断は、所定ステップ１０４において通電不良が生じているものと判定される状態が所定時間以上継続したか否かにより行われる。
Although not shown in the flowchart of FIG. 4 for convenience of explanation, the above determination is made on the assumption that the power supply voltage is equal to or higher than a specified voltage necessary for driving the
本実施形態では、ＥＣＵ１１（マイコン１７）は、この異常判定部３１における異常判定の結果に基づいて、モータ１２の制御モードを切り替える。具体的には、異常判定部３１は、上記のような通電不良検出を含む異常判定の結果を異常検出信号Ｓ_tmとして出力し、電流指令値演算部２３及びモータ制御信号生成部２４は、その入力される異常検出信号Ｓ_tmに応じた電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。そして、これにより、マイコン１７におけるモータ１２の制御モードが切り替えられるようになっている。
In the present embodiment, the ECU 11 (microcomputer 17) switches the control mode of the
さらに詳述すると、本実施形態のＥＣＵ１１は、通常時の制御モードである「通常制御モード」、及びモータ１２の駆動を停止すべき異常が発生している場合の制御モードである「アシスト停止モード」、並びにモータ１２の各相の何れかに通電不良が生じた場合の制御モードである「二相駆動モード」、以上の大別して３つの制御モードを有している。そして、異常判定部３１の出力する異常検出信号Ｓ_tmが「通常制御モード」に対応するものである場合には、電流指令値演算部２３及びモータ制御信号生成部２４は、それぞれ、上記通常時における電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。
More specifically, the
一方、異常判定部３１の出力する異常検出信号Ｓ_tmが「アシスト停止モード」である場合には、電流指令値演算部２３及びモータ制御信号生成部２４は、モータ１２の駆動を停止すべく、それぞれ電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。尚、「アシスト停止モード」が選択される場合としては、機械系統の異常やトルクセンサ１４に異常が発生した場合のほか、電力供給系統における異常発生時については、過電流が生じた場合等が挙げられる。また、「アシスト停止モード」には、直ちにモータ１２の駆動を停止する場合のほか、モータ１２の出力を徐々に低減する、即ちアシスト力を徐々に低減した後に停止させる場合があり、この場合、モータ制御信号生成部２４は、その電流指令値として出力するｑ軸電流指令値Ｉq*の値（絶対値）を徐々に低減する。そして、マイコン１７は、モータ１２の停止後、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子を開状態とし、図示しない電源リレーを開放する構成となっている。
On the other hand, when the abnormality detection signal S_tm output from the
また、「二相駆動モード」に対応する異常検出信号Ｓ_tmには、通電不良発生相を特定する情報が含まれている。そして、異常判定部３１の出力する異常検出信号Ｓ_tmがこの「二相駆動モード」に対応するものである場合、モータ制御信号生成部２４は、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ駆動を継続すべく、そのモータ制御信号の生成を実行する。
Further, the abnormality detection signal S_tm corresponding to the “two-phase drive mode” includes information for specifying the energization failure occurrence phase. When the abnormality detection signal S_tm output from the
詳述すると、図２に示すように、本実施形態のモータ制御信号生成部２４は、上記ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御の実行により各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を演算する第１電流制御部２４ａに加え、相電流フィードバック制御の実行により各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する第２電流制御部２４ｂを備えている。そして、異常判定部３１から入力される異常検出信号Ｓ_tmが上記「二相駆動モード」に対応するものである場合には、この第２電流制御部２４ｂにより演算される各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいてモータ制御信号の出力を実行する。
More specifically, as shown in FIG. 2, the motor
さらに詳述すると、図３に示すように、本実施形態の第２電流制御部２４ｂは、検出された通電不良発生相以外の残る二相のうちの一相を制御相として選択する制御相選択部３２と、当該制御相として選択される相についての相電流指令値Ｉx*（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗの何れか）を演算する相電流指令値演算部３３とを備えている。そして、当該制御相として選択された相電流値Ｉxとその相電流指令値Ｉx*（Ｉx**）との偏差に基づく相電流フィードバック制御の実行により、通電不良発生相以外の二相を通電相としたモータ駆動を実行すべく各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する。
More specifically, as shown in FIG. 3, the second
具体的には、相電流指令値演算部３３が出力する相電流指令値Ｉx*は、ガード処理部３４に入力される。そして、ガード処理が施された後の相電流指令値Ｉx**は、制御相選択部３２において制御相として選択された相の相電流値Ｉxとともに、減算器３５に入力される。減算器３５は、相電流指令値Ｉx*から相電流値Ｉxを減算することにより相電流偏差ΔＩxを演算し、その演算された相電流偏差ΔＩxをＦ／Ｂ制御部３６に出力する。そして、Ｆ／Ｂ制御部３６は、入力された相電流偏差ΔＩxにＦ／Ｂゲインを乗ずることにより、当該制御相についての相電圧指令値Ｖx*を演算する。
Specifically, the phase current command value Ix * output from the phase current command
Ｆ／Ｂ制御部３６において演算された相電圧指令値Ｖx*は、相電圧指令値演算部３７に入力される。そして、相電圧指令値演算部３７は、その制御相についての相電圧指令値Ｖx*に基づいて各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する。
The phase voltage command value Vx * calculated by the F /
即ち、通電不良発生相は通電不能であり、また二相駆動時の各通電相の位相はπ／２（１８０°）ずれることになる。従って、通電不良発生相の相電圧指令値は「０」、残る他方の通電相の相電圧指令値は、上記制御相に関する相電圧指令値Ｖx*の符号を反転することにより演算可能である。そして、本実施形態の第２電流制御部２４ｂは、このようにして演算された各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を上記ＰＷＭ変換部３０へと出力する構成となっている。
That is, the energization failure occurrence phase cannot be energized, and the phase of each energized phase during two-phase driving is shifted by π / 2 (180 °). Accordingly, the phase voltage command value of the phase where the power failure has occurred is “0”, and the phase voltage command value of the other current phase can be calculated by inverting the sign of the phase voltage command value Vx * related to the control phase. The second
ここで、本実施形態の相電流指令値演算部３３は、二相駆動時、その通電不良発生相に対応する所定の回転角を除いて、要求トルク、即ちモータトルクの制御目標値（ｑ軸電流指令値Ｉq*）に対応するモータ電流（ｑ軸電流値Ｉq）が発生するような相電流指令値Ｉx*を演算する。
Here, the phase current command
具体的には、相電流指令値演算部３３は、その通電不良発生相に応じて、以下の（１）〜（３）式に基づいて、残る二相のうちの一相の相電流指令値Ｉx*を演算する。
Specifically, the phase current command
尚、図５及び図６は、Ｕ相が通電不良相、Ｖ，Ｗ相の二相が通電相となった場合の例であり、上記の各漸近線に相当する二つの回転角のうち、電気角０°〜３６０°の範囲において、その値の小さい方を回転角θＡ、大きい方を回転角θＢとすると、この場合、該各回転角θＡ，θＢは、それぞれ「９０°」「２７０°」となる。そして、Ｖ相が通電不良発生相である場合の所定の回転角θＡ，θＢは、それぞれ「３０°」「２１０°」となり、Ｗ相が通電不良発生相である場合の所定の回転角θＡ，θＢは、それぞれ「１５０°」「３３０°」となる（図示略）。 5 and 6 are examples in which the U phase is an energized defective phase and the two phases of the V and W phases are energized phases, and among the two rotation angles corresponding to the above asymptotic lines, In the electrical angle range of 0 ° to 360 °, when the smaller value is the rotation angle θA and the larger value is the rotation angle θB, the rotation angles θA and θB are “90 °” and “270 °, respectively. " The predetermined rotation angles θA and θB when the V phase is a current-carrying failure occurrence phase are “30 °” and “210 °”, respectively, and the predetermined rotation angles θA and θA when the W-phase is a current conduction failure occurrence phase. θB is “150 °” and “330 °”, respectively (not shown).
また、実際には、各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに通電可能な電流（の絶対値）には上限があるため、本実施形態では、上記ガード処理部３４において、相電流指令値演算部３３から出力された相電流指令値Ｉx*を所定範囲内（−Ｉx_max≦Ｉx*≦Ｉx_max）に制限するガード処理が実行される。尚、「Ｉx_max」は、Ｘ相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）に通電可能な電流値の最大値であり、この最大値は、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子の定格電流等により規定される。このため、そのガード処理が行われる範囲（電流制限範囲：θ１＜θ＜θ２，θ３＜θ＜θ４）において、当該ガード処理後の相電流指令値Ｉx**は、その通電可能な上限値（Ｉx_max）又は下限値（−Ｉx_max）で一定となる。
In practice, since there is an upper limit to the current (absolute value) that can be passed through the
つまり、本実施形態のマイコン１７は、二相駆動時、各通電相に対して正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく、相電流フィードバック制御を実行することにより、その漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢ近傍に設定された電流制限範囲（θ１＜θ＜θ２，θ３＜θ＜θ４）を除き、要求トルクに対応するモータ電流を発生させる。そして、これにより、通電不良相の発生時においても、大きなトルクリップルの発生を招くことなく、良好な操舵フィーリングを維持したまま、アシスト力付与を継続する構成となっている。
That is, the
次に、マイコンによる上記異常判定及び制御モードの切り替え、並びに二相駆動時におけるモータ制御信号生成の処理手順について説明する。
図７のフローチャートに示すように、マイコン１７は、先ず何らかの異常が発生したか否かを判定し（ステップ２０１）、異常が発生したと判定した場合（ステップ２０１：ＹＥＳ）には、続いてその異常が制御系の異常であるか否かを判定する（ステップ２０２）。次に、ステップ２０２において、制御の異常が発生したと判定した場合（ステップ２０２：ＹＥＳ）、現在の制御モードが二相駆動モードであるか否かを判定し（ステップ２０３）、二相駆動モードではない場合（ステップ２０３：ＮＯ）には、当該制御系の異常が、通電不良相の発生であるか否かを判定する（ステップ２０４）。そして、通電不良相が発生したと判定した場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、当該通電不良相以外の残る二相を通電相とするモータ制御信号の出力を実行する（二相駆動モード、ステップ２０５）。
Next, the abnormality determination and control mode switching by the microcomputer and the motor control signal generation processing procedure during two-phase driving will be described.
As shown in the flowchart of FIG. 7, the
上述のように、この二相駆動モードにおけるモータ制御信号の出力は、通電不良発生相に応じた所定の回転角θＡ，θＢを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、その相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御を実行することにより行われる。 As described above, the output of the motor control signal in the two-phase drive mode is a phase current command that changes into a secant curve or a remainder curve with predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines. This is performed by calculating a value and executing phase current feedback control based on the phase current command value.
即ち、図８のフローチャートに示すように、マイコン１７は、先ず、通電不良発生相がＵ相であるか否かを判定し（ステップ３０１）、Ｕ相であるである場合（ステップ３０１：ＹＥＳ）には、上記（１）式に基づいて、Ｖ相についての相電流指令値Ｉv*を演算する（ステップ３０２）。次に、マイコン１７は、その相電流指令値Ｉv*についてガード処理演算を実行し、当該ガード処理後の相電流指令値Ｉv**を所定範囲内に制限する（ステップ３０３）。そして、そのガード処理後の相電流指令値Ｉv**に基づく相電流フィードバック制御の実行によりＶ相についての相電圧指令値Ｖv*を演算し（ステップ３０４）、当該相電圧指令値Ｖv*に基づいて、各相の相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する（Ｖu**＝０，Ｖv**＝Ｖv*，Ｖw**＝-Ｖv*、ステップ３０５）。
That is, as shown in the flowchart of FIG. 8, the
一方、上記ステップ３０１において、通電不良発生相がＵ相ではないと判定した場合（ステップ３０１：ＮＯ）、マイコン１７は、通電不良発生相がＶ相であるかを判定し（ステップ３０６）、通電不良発生相がＶ相である場合（ステップ３０６：ＹＥＳ）には、上記（２）式に基づいて、Ｕ相についての相電流指令値Ｉu*を演算する（ステップ３０７）。次に、マイコン１７は、その相電流指令値Ｉu*についてガード処理演算を実行し、当該ガード処理後の相電流指令値Ｉu**を所定範囲内に制限する（ステップ３０８）。そして、そのガード処理後の相電流指令値Ｉv**に基づく相電流フィードバック制御を実行し（ステップ３０９）、該相電流フィードバック制御の実行により演算された相電圧指令値Ｖu*に基づいて、各相の相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する（Ｖu**＝Ｖu*，Ｖv**＝０，Ｖw**＝-Ｖu*、ステップ３１０）。
On the other hand, if it is determined in
また、上記ステップ３０６において、通電不良発生相がＶ相ではないと判定した場合（ステップ３０６：ＮＯ）、マイコン１７は、上記（３）式に基づいて、Ｖ相についての相電流指令値Ｉv*を演算し（ステップ３１１）、続いてガード処理演算を実行することにより、当該ガード処理後の相電流指令値Ｉv**を所定範囲内に制限する（ステップ３１２）。そして、そのガード処理後の相電流指令値Ｉv**に基づく相電流フィードバック制御を実行し（ステップ３１３）、該相電流フィードバック制御の実行により演算された相電圧指令値Ｖv*に基づいて、残る二相（Ｖ，Ｗ相）の相電圧指令値Ｖu**，Ｖw**を演算する（Ｖu**＝-Ｖv*，Ｖv**＝Ｖv*，Ｖw**＝０、ステップ３１４）。
If it is determined in
そして、マイコン１７は、上記ステップ３０５、ステップ３１０、又はステップ３１４において演算された各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づくモータ制御信号を生成し、駆動回路１８に出力する（ステップ３１５）。
The
尚、上記ステップ２０１において、特に異常はないと判定した場合（ステップ２０１：ＮＯ）には、マイコン１７は、上述のように、ｄ／ｑ座標系での電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号の出力を実行する（通常制御モード、ステップ２０６）。また、上記ステップ２０２において、制御系以外の異常が発生したと判定した場合（ステップ２０２：ＮＯ）、ステップ２０３において、既に二相駆動モードであると判定した場合（ステップ２０３：ＹＥＳ）、又は上記ステップ２０３において、通電不良相の発生以外の異常が発生したと判定した場合（ステップ２０３：ＮＯ）には、マイコン１７は、アシスト停止モードへと移行する（ステップ２０７）。そして、モータ１２の駆動を停止するためのモータ制御信号の出力、及び電源リレーの開放等を実行する。
If it is determined in
（故障スイッチング素子特定時の部分正弦波通電制御）
次に、本実施形態における故障スイッチング素子特定時の部分正弦波通電制御について説明する。
(Partial sine wave energization control when faulty switching element is specified)
Next, partial sine wave energization control when specifying a faulty switching element in the present embodiment will be described.
このように、残る二相の通電相に対し、その通電不良発生相に応じた所定の回転角θＡ，θＢを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく電流制御を実行することにより、その漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢを除いて、要求トルク（Ｉq*）に対応するモータ電流（Ｉq）を発生させるとができる（図５及び図６参照）。 In this way, a current is supplied to the remaining two energized phases to energize a phase current that changes into a secant curve or a cosecant curve with predetermined rotation angles θA, θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines. By executing the control, the motor current (Iq) corresponding to the required torque (Iq *) can be generated except for the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote (FIGS. 5 and 6). reference).
即ち、図９（ａ）（ｂ）に示すように、例えば、断線によりＵ相が通電不良発生相となった場合、Ｖ相からＷ相への通電、又はＷ相からＶ相への通電しかできなくなるが、このような状況においても、上記構成により、そのＶ，Ｗ相間の通電を最適化することで、通常時と遜色のない略一様な回転磁界を形成することが可能になる。 That is, as shown in FIGS. 9A and 9B, for example, when the U phase becomes a current-carrying failure generation phase due to disconnection, only energization from the V phase to the W phase or from the W phase to the V phase can be performed. Even in such a situation, it is possible to form a substantially uniform rotating magnetic field that is inferior to that in the normal state by optimizing the energization between the V and W phases with the above configuration.
しかしながら、上記構成により各相電流の最適化が可能であるとはいえ、通電不良発生相がある以上、やはり当該通電不良発生相への通電（各通電相への同方向通電）、例えば、上記同様、Ｕ相断線時には、図１０（ａ）（ｂ）に示されるような、Ｖ，Ｗ相からＵ相へ、及びＵ相からＶ，Ｗ相への通電は不可能である。そして、ロータＲに回転トルクを発生させるために、こうした通電不良発生相への通電が要求される回転角が上記漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢであり、これが当該所定の回転角θＡ，θＢにおいてモータトルクが「０」となる理由である（図６参照）。 However, although it is possible to optimize the current of each phase by the above configuration, since there is a current-carrying failure generation phase, the current supply to the current-carrying failure generation phase (the same direction current supply to each current-carrying phase), for example, Similarly, when the U-phase is disconnected, the energization from the V and W phases to the U phase and from the U phase to the V and W phases as shown in FIGS. 10A and 10B is impossible. Then, in order to generate rotational torque in the rotor R, the rotation angles required to energize such a current-carrying failure occurrence phase are predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote, which are the predetermined rotation angles. This is the reason why the motor torque becomes “0” at θA and θB (see FIG. 6).
しかし、通電不良の発生原因は、必ずしも駆動回路とモータとの間の動力線における断線に限られるものではなく、その原因が駆動回路を構成するスイッチング素子の故障にある場合もある。そして、このような場合に、その通電不良発生相に対応するスイッチング素子対の双方が同時に故障することは極めて稀である。 However, the cause of the failure of energization is not necessarily limited to the disconnection in the power line between the drive circuit and the motor, and the cause may be the failure of the switching elements that constitute the drive circuit. In such a case, it is extremely rare for both of the switching element pairs corresponding to the energization failure occurrence phase to fail simultaneously.
この点を踏まえ、図１１のフローチャートに示すように、本実施形態のマイコン１７は、上記通電不良相の発生により二相駆動モードに移行した場合（図７参照、ステップ２０５）、先ず、当該通電不良の発生が駆動回路１８を構成する何れかのスイッチング素子の故障によるものであるかを判定する（スイッチング素子故障判定、ステップ４０１）。
In consideration of this point, as shown in the flowchart of FIG. 11, when the
次に、マイコン１７は、その通電不良の発生原因となったスイッチング素子が特定可能であるか否かを判定し（ステップ４０２）、特定された場合（ステップ４０２：ＹＥＳ）には、該故障したスイッチング素子とともにスイッチング素子対を構成する他方のスイッチング素子を介して通電不良発生相に通電可能な回転角範囲（電気角）を特定する（ステップ４０３）。
Next, the
そして、その特定された回転角範囲においては、上述のような二相の通電相に対して正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電する電流制御に代えて、通電不良発生相を含むＵ，Ｖ，Ｗの各相に対し、正弦波状に変化する相電流を通電すべく、その電流制御を実行するように構成されている（ステップ４０４）。 Then, in the specified rotation angle range, instead of the current control in which a phase current that changes in a secant curve or a cosecant curve is applied to the two energized phases as described above, the energization failure occurrence phase The U, V, and W phases including are configured to execute current control so as to energize a phase current that changes in a sine wave shape (step 404).
尚、通電不良の発生原因となったスイッチング素子が特定できない場合（ステップ４０２：ＮＯ）、マイコン１７は、上記ステップ４０３及びステップ４０４の処理を実行することなく、全域に亘って上述のような二相の通電相に対して正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電する電流制御を実行する（ステップ４０５）。
Note that if the switching element that has caused the energization failure cannot be identified (step 402: NO), the
即ち、図１２に示すように、スイッチング素子としての各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆを接続してなる駆動回路１８において、ＦＥＴ１８ａ，ＦＥＴ１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，ＦＥＴ１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，ＦＥＴ１８ｆの各スイッチング素子対が、それぞれ、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応するものとする。
That is, as shown in FIG. 12, in the
この場合、例えば、電源側のＦＥＴ１８ａの故障によりＵ相に通電不良が発生した場合であっても、当該故障したＦＥＴ１８ａとともにＵ相に対応したスイッチング素子対を構成する接地側のＦＥＴ１８ｄが正常であれば、当該ＦＥＴ１８ｄを介してＶ，Ｗ相からＵ相への通電が可能である。
In this case, for example, even when a failure in energization occurs in the U phase due to a failure of the power
本実施形態のマイコン１７は、これを利用して、上述のような残る二相の通電相に対する通電制御を実行しつつ、その通電不良発生相への通電が可能となる回転角範囲（電気角）においては、通常時と同様、正弦波状に変化する相電流が通電されるよう、その駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する。そして、これにより、通電不良発生時におけるモータ回転をより円滑なものとして、更なる操舵フィーリングの改善を図る構成となっている。
The
詳述すると、通電不良発生相に通電可能な回転角範囲は、モータ１２の回転方向、及び通電不良の発生原因となったスイッチング素子に応じて特定される。
例えば、モータ１２において、ロータＲと各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）との位置関係が、図１０（ａ）（ｂ）に示されるものであり、且つ同図中「Ｕ相」のある位置を「０°」としてロータＲが時計回り方向に回転するとした場合、通電不良発生相に通電可能な回転角範囲は、故障したスイッチング素子に応じて、以下に参照する図１３〜図２４に示すようになる。
More specifically, the rotation angle range in which the energization failure occurrence phase can be energized is specified according to the rotation direction of the
For example, in the
尚、以下に参照する図１３〜図２４（並びに図５及び図６）においては、各相電流の極性は、図１２に示すように、「モータから駆動回路へ向う方向」が「プラス」、「駆動回路からモータへ向う方向」が「マイナス」として定義されている。 In FIGS. 13 to 24 (and FIGS. 5 and 6) referred to below, the polarity of each phase current is “plus” in the “direction from the motor to the drive circuit” as shown in FIG. “Direction from drive circuit to motor” is defined as “minus”.
即ち、ロータＲに回転トルクを発生させるために、Ｕ相からＶ，Ｗ相への通電を必要とする回転角θ（電気角）は「９０°」、Ｖ，Ｗ相からＵ相への通電を必要とする回転角θは「２７０°」である。従って、Ｕ相が通電不良発生相である場合の二相駆動時には、これらが上記漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢとなる。そして、Ｕ相からＶ，Ｗ相への通電は、駆動回路１８においてＵ相に対応するスイッチング素子対のうち電源側のＦＥＴ１８ａを介して行なわれ、Ｖ，Ｗ相からＵ相への通電は、接地側のＦＥＴ１８ｄを介して行なわれる（図１２参照）。
That is, in order to generate rotational torque in the rotor R, the rotation angle θ (electrical angle) that requires energization from the U phase to the V and W phases is “90 °”, and energization from the V and W phases to the U phase. Is 270 °. Therefore, at the time of two-phase driving when the U phase is an energization failure occurrence phase, these become the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote. The energization from the U phase to the V and W phases is performed in the
つまり、この場合、電源側のＦＥＴ１８ａの故障によりＵ相が通電不良発生相となった場合であっても、接地側のＦＥＴ１８ｄを介したＶ，Ｗ相からＵ相への通電が可能であり、また接地側のＦＥＴ１８ｄの故障時であっても電源側のＦＥＴ１８ａを介したＵ相からＶ，Ｗ相への通電が可能である。従って、Ｕ相に対応する電源側のＦＥＴ１８ａの故障時には、図１３及び図１４に示すように、上記所定の回転角θＢである「２７０°」を中心とした「２／３π」の範囲、つまり「２１０°」〜「３３０°」の範囲が、接地側のＦＥＴ１８ｄを介して通電不良発生相であるＵ相に通電可能な回転角範囲となる。そして、接地側のＦＥＴ１８ｄの故障時には、図１５及び図１６に示すように、上記所定の回転角θＡである「９０°」を中心とした「３０°」〜「１５０°」の範囲が、電源側のＦＥＴ１８ａを介してＵ相に通電可能な回転角範囲となる。
That is, in this case, even if the U phase becomes a current-carrying failure generation phase due to the failure of the power
同様に、ロータＲに回転トルクを発生させるために、Ｖ相からＵ，Ｗ相への通電を必要とする回転角θ（電気角）は「２１０°」、Ｕ，Ｗ相からＶ相への通電を必要とする回転角θは「３０°」である。従って、Ｖ相が通電不良発生相である場合の二相駆動時には、これらが上記漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢとなる（θＡ＜θＢ）。そして、Ｖ相からＵ，Ｗ相への通電は、駆動回路１８においてＶ相に対応するスイッチング素子対のうち電源側のＦＥＴ１８ｂを介して行なわれ、Ｕ，Ｗ相からＶ相への通電は、接地側のＦＥＴ１８ｅを介して行なわれる（図１２参照）。
Similarly, in order to generate rotational torque in the rotor R, the rotation angle θ (electrical angle) that requires energization from the V phase to the U and W phases is “210 °”, and from the U and W phases to the V phase. The rotation angle θ requiring energization is “30 °”. Therefore, at the time of two-phase driving when the V phase is an energization failure occurrence phase, these become the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote (θA <θB). The energization from the V phase to the U and W phases is performed in the
即ち、電源側のＦＥＴ１８ｂの故障によりＶ相が通電不良発生相となった場合であっても、接地側のＦＥＴ１８ｅを介したＵ，Ｗ相からＶ相への通電が可能であり、また接地側のＦＥＴ１８ｅの故障時であっても電源側のＦＥＴ１８ｂを介したＶ相からＵ，Ｗ相への通電が可能である。従って、Ｖ相に対応する電源側のＦＥＴ１８ｂの故障時には、図１７及び図１８に示すように、上記所定の回転角θＡである「３０°」を中心とした「３３０°」〜「９０°」の範囲が、接地側のＦＥＴ１８ｅを介して通電不良発生相であるＶ相に通電可能な回転角範囲となる。そして、接地側のＦＥＴ１８ｅの故障時には、図１９及び図２０に示すように、上記所定の回転角θＢである「２１０°」を中心とした「１５０°」〜「２７０°」の範囲が、電源側のＦＥＴ１８ｂを介してＶ相に通電可能な回転角範囲となる。
That is, even when the V phase becomes a current-carrying failure phase due to the failure of the
また、ロータＲに回転トルクを発生させるために、Ｗ相からＵ，Ｖ相への通電を必要とする回転角θ（電気角）は「３３０°」、Ｕ，Ｖ相からＷ相への通電を必要とする回転角θは「１５０°」である。従って、Ｗ相が通電不良発生相である場合の二相駆動時には、これらが上記漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢとなる（θＡ＜θＢ）。そして、Ｗ相からＵ，Ｖ相への通電は、駆動回路１８においてＷ相に対応するスイッチング素子対のうち電源側のＦＥＴ１８ｃを介して行なわれ、Ｕ，Ｖ相からＷ相への通電は、接地側のＦＥＴ１８ｆを介して行なわれる（図１２参照）。
Further, in order to generate rotational torque in the rotor R, the rotation angle θ (electrical angle) that requires energization from the W phase to the U and V phases is “330 °”, and energization from the U and V phases to the W phase. Is required to be “150 °”. Therefore, during the two-phase drive when the W phase is a current-carrying failure generation phase, these become the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote (θA <θB). The energization from the W phase to the U and V phases is performed through the
即ち、電源側のＦＥＴ１８ｃの故障によりＷ相が通電不良発生相となった場合であっても、接地側のＦＥＴ１８ｆを介したＵ，Ｖ相からＷ相への通電が可能であり、また接地側のＦＥＴ１８ｆの故障時であっても電源側のＦＥＴ１８ｃを介したＷ相からＵ，Ｖ相への通電が可能である。従って、図２１及び図２２に示すように、Ｗ相に対応する電源側のＦＥＴ１８ｃの故障時には、上記所定の回転角θＡである「１５０°」を中心とした「９０°」〜「２１０°」の範囲が、接地側のＦＥＴ１８ｆを介して通電不良発生相であるＷ相に通電可能な回転角範囲となる。そして、図２３及び図２４に示すように、接地側のＦＥＴ１８ｆの故障時には、上記所定の回転角θＢである「３３０°」を中心とした「２７０°」〜「３０°」の範囲が、電源側のＦＥＴ１８ｃを介してＷ相に通電可能な回転角範囲となる。
That is, even if the W phase becomes a current-carrying failure phase due to the failure of the
本実施形態のマイコン１７は、このようにして、通電不良発生相に通電可能な回転角範囲を特定する。そして、その特定された範囲を正弦波通電区間とし、当該回転角範囲内においては、上記のような二相駆動に代えて、各相に対する正弦波通電を実行する構成となっている。
In this way, the
さらに詳述すると、本実施形態における上記部分正弦波通電制御は、正弦波通電区間において、故障したスイッチング素子とともにスイッチング素子対を構成する他方のスイッチング素子（例えば、図１２に示されるようなＵ相に対応する電源側のＦＥＴ１８ａの故障時には、接地側のＦＥＴ１８ｄ）を全開とすることにより行なわれる。
More specifically, the partial sine wave energization control in the present embodiment is performed in the sine wave energization section in the other switching element (for example, the U phase as shown in FIG. When the failure of the
具体的には、本実施形態のマイコン１７において、ＰＷＭ変換部３０は、検出されるモータ１２の回転角θが正弦波通電区間内にない場合には、通常の二相通電時と同様、上記第２電流制御部２４ｂの出力する各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいて、ｄｕｔｙ指令値αxを生成する。そして、回転角θが正弦波通電区間内にある場合には、第１電流制御部２４ａにより演算されるｄ／ｑ軸電流Ｆ／Ｂ制御に基づく各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を用いてｄｕｔｙ指令値αxを生成する。
Specifically, in the
より具体的には、本実施形態のＰＷＭ変換部３０は、上記正弦波通電区間内においては、その通電不良発生相における非故障側のスイッチング素子を全開とするよう、当該故障したスイッチング素子に対応した以下の各式に基づいて、各相のｄｕｔｙ指令値αxを演算する。
More specifically, the
即ち、Ｕ相に対応する電源側のスイッチング素子（図１２参照、ＦＥＴ１２ａ）の故障時には、次の（４）〜（６）式を用いて演算する。尚、各式中、「Ｖpig」は駆動回路１８への入力電圧である。
That is, when a failure occurs in the switching element on the power supply side corresponding to the U phase (see FIG. 12, FET 12a), calculation is performed using the following equations (4) to (6). In each equation, “Vpig” is an input voltage to the
αu＝（Ｖu*−Ｖu*）／Ｖpig×１００％ ・・・（４）
αv＝（Ｖv*−Ｖu*）／Ｖpig×１００％ ・・・（５）
αw＝（Ｖw*−Ｖu*）／Ｖpig×１００％ ・・・（６）
また、Ｕ相に対応する接地側のスイッチング素子（図１２参照、ＦＥＴ１２ｄ）の故障時には、次の（７）〜（９）式を用いて演算する。
αu = (Vu * −Vu *) / Vpig × 100% (4)
αv = (Vv * −Vu *) / Vpig × 100% (5)
αw = (Vw * −Vu *) / Vpig × 100% (6)
Further, when a failure occurs in the switching element on the ground side corresponding to the U phase (see FIG. 12, FET 12d), calculation is performed using the following equations (7) to (9).
αu＝（Ｖpig−Ｖu*＋Ｖu*）／Ｖpig×１００％ ・・・（７）
αv＝（Ｖpig−Ｖu*＋Ｖv*）／Ｖpig×１００％ ・・・（８）
αw＝（Ｖpig−Ｖu*＋Ｖw*）／Ｖpig×１００％ ・・・（９）
同様に、Ｖ相に対応する電源側のスイッチング素子（図１２参照、ＦＥＴ１２ｂ）の故障時には、次の（１０）〜（１２）式、接地側のスイッチング素子（図１２参照、ＦＥＴ１２ｅ）の故障時には、次の（１３）〜（１５）式を用いて演算する。
αu = (Vpig−Vu * + Vu *) / Vpig × 100% (7)
αv = (Vpig−Vu * + Vv *) / Vpig × 100% (8)
αw = (Vpig−Vu * + Vw *) / Vpig × 100% (9)
Similarly, at the time of failure of the switching element on the power supply side corresponding to the V phase (see FIG. 12, FET 12b), the following equations (10) to (12), at the time of failure of the switching element on the ground side (see FIG. 12, FET 12e) The calculation is performed using the following equations (13) to (15).
αu＝（Ｖu*−Ｖv*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１０）
αv＝（Ｖv*−Ｖv*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１１）
αw＝（Ｖw*−Ｖv*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１２）
αu＝（Ｖpig−Ｖv*＋Ｖu*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１３）
αv＝（Ｖpig−Ｖv*＋Ｖv*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１４）
αw＝（Ｖpig−Ｖv*＋Ｖw*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１５）
また、Ｗ相に対応する電源側のスイッチング素子（図１２参照、ＦＥＴ１２ｃ）の故障時には、次の（１６）〜（１８）式、接地側のスイッチング素子（図１２参照、ＦＥＴ１２ｆ）の故障時には、次の（１９）〜（２１）式を用いて演算する。
αu = (Vu * −Vv *) / Vpig × 100% (10)
αv = (Vv * −Vv *) / Vpig × 100% (11)
αw = (Vw * −Vv *) / Vpig × 100% (12)
αu = (Vpig−Vv * + Vu *) / Vpig × 100% (13)
αv = (Vpig−Vv * + Vv *) / Vpig × 100% (14)
αw = (Vpig−Vv * + Vw *) / Vpig × 100% (15)
Further, when the power supply side switching element (see FIG. 12, FET 12c) corresponding to the W phase fails, the following equations (16) to (18), when the ground side switching element (see FIG. 12, FET 12f) fails, Calculation is performed using the following equations (19) to (21).
αu＝（Ｖu*−Ｖw*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１６）
αv＝（Ｖv*−Ｖw*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１７）
αw＝（Ｖw*−Ｖw*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１８）
αu＝（Ｖpig−Ｖw*＋Ｖu*）／Ｖpig×１００％ ・・・（１９）
αv＝（Ｖpig−Ｖw*＋Ｖv*）／Ｖpig×１００％ ・・・（２０）
αw＝（Ｖpig−Ｖw*＋Ｖw*）／Ｖpig×１００％ ・・・（２１）
そして、本実施形態のマイコン１７は、このようにして演算された各ｄｕｔｙ指令値αxに基づくモータ制御信号を出力することにより、その部分正弦波通電制御を実行する。
αu = (Vu * −Vw *) / Vpig × 100% (16)
αv = (Vv * −Vw *) / Vpig × 100% (17)
αw = (Vw * −Vw *) / Vpig × 100% (18)
αu = (Vpig−Vw * + Vu *) / Vpig × 100% (19)
αv = (Vpig−Vw * + Vv *) / Vpig × 100% (20)
αw = (Vpig−Vw * + Vw *) / Vpig × 100% (21)
And the
次に、本実施形態における部分正弦波通電制御の処理手順について説明する。
図２５のフローチャートに示すように、マイコン１７は、先ず故障したスイッチング素子情報及びモータ１２の回転方向を取得し（ステップ５０１）、これらに基づいて上記正弦波通電区間を特定する（ステップ５０２）。
Next, a processing procedure of partial sine wave energization control in this embodiment will be described.
As shown in the flowchart of FIG. 25, the
次に、マイコン１７は、検出されるモータ１２の回転角θが、上記ステップ５０２において特定された正弦波通電区間内にあるか否かを判定し（ステップ５０３）、当該正弦波通電区間内にある場合（ステップ５０３：ＹＥＳ）には、第１電流制御部２４ａにより演算された各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を選択する（ステップ５０４）。そして、上記（４）〜（２１）式を用いることにより、そのｄ／ｑ座標系での電流フィードバック制御の実行により演算された該各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づく各ｄｕｔｙ指令値αxを演算する（ステップ５０５）。
Next, the
一方、上記ステップ５０３において、検出されるモータ１２の回転角θが、正弦波通電区間内にない場合（ステップ５０３：ＮＯ）には、第２電流制御部２４ｂにより演算された各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を選択し（ステップ５０６）、当該各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づく各ｄｕｔｙ指令値αxを演算する（ステップ５０７）。
On the other hand, when the detected rotation angle θ of the
そして、本実施形態のマイコン１７は、上記ステップ５０５、又はステップ５０７において演算された各ｄｕｔｙ指令値αxに基づきモータ制御信号を生成し、及び駆動回路１８への出力を実行することにより（ステップ５０８）、その部分正弦波通電制御を実行する構成となっている。
Then, the
以上、本実施形態によれば、次のような作用・効果を得ることができる。
（１）即ち、通電不良の発生がその通電不良発生相に対応するスイッチング素子対のうち何れか一方の故障によるものであれば、他方の故障していない側のスイッチング素子を介して当該通電不良発生相に通電可能な回転角範囲が存在する。そして、その通電可能な回転角範囲は、上記二相駆動時における漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢの何れか一方に対応した所定の回転角範囲（何れかを中心とした２／３πの範囲）である。従って、上記構成のように、その通電可能な回転角範囲において、通常時と同様、三相に対する正弦波通電を行なうことにより、上記所定の回転角θＡ，θＢに対応して発生するモータトルクの落ち込みのうち、何れか一方については、これを回避することが可能になる。その結果、通電不良発生時におけるモータ回転をより円滑なものとして、更なる操舵フィーリングの改善を図ることができる。
As described above, according to the present embodiment, the following actions and effects can be obtained.
(1) That is, if the occurrence of an energization failure is due to the failure of one of the switching element pairs corresponding to the energization failure occurrence phase, the energization failure occurs via the other non-failing switching element. There is a rotation angle range in which the generated phase can be energized. The rotation angle range that can be energized is a predetermined rotation angle range corresponding to one of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptotic line in the above-described two-phase drive. 3π range). Therefore, as in the above-described configuration, the motor torque generated corresponding to the predetermined rotation angles θA and θB can be obtained by performing sine wave energization for the three phases in the rotation angle range in which the current can be supplied. Any one of the depressions can be avoided. As a result, it is possible to further improve the steering feeling by making the motor rotation smoother when an energization failure occurs.
（２）また、特に、ガード処理の実行により各相に対する通電を制限する現実的な構成では、二相駆動時、所定の回転角θＡ，θＢのみならず、その電流制限範囲の全域に亘りモータトルクの落ち込みが生ずることになる（図６参照）。従って、このような構成に適用することにより、より顕著な効果を得ることができる。 (2) Further, in particular, in a realistic configuration in which energization of each phase is limited by executing guard processing, the motor is not limited to a predetermined rotation angle θA, θB but also over the entire current limiting range during two-phase driving. A torque drop occurs (see FIG. 6). Therefore, by applying to such a configuration, a more remarkable effect can be obtained.
なお、本実施形態は以下のように変更してもよい。
・本実施形態では、モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、大別して、「通常制御モード」、「アシスト停止モード」、及び「二相駆動モード」の３つの制御モードを有することとした。しかし、異常発生時におけるモータ制御の形態は、これらのモードに限るものではない。つまり、通電不良相発生時に該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を実行する構成であれば、どのようなものに適用してもよい。また、異常検出（判定）の方法についても、本実施形態の構成に限るものではない。
In addition, you may change this embodiment as follows.
In the present embodiment, the
・本実施形態では、電流指令値演算部２３は、二相駆動時、通電不良発生相以外の二相のうちの一相についての相電流指令値を出力し、モータ制御信号生成部２４は、当該相についての相電圧指令値を演算した後に、これに基づいて他相の相電圧指令値を演算することとした。しかし、これに限らず、電流指令値演算部２３が、通電不良発生相以外の二相の両方についての相電流指令値を出力する構成としてもよい。
In the present embodiment, the current command
・また、本実施形態では、上記（１）〜（３）式に基づいて、Ｕ相又はＷ相の異常時には、Ｖ相の相電流指令値Ｉv*を演算し、Ｖ相の異常時には、Ｕ相の相電流指令値Ｉu*を演算することとした。しかし、これに限らず、Ｕ相又はＶ相の異常時には、Ｗ相の相電流指令値（Ｉw*）を演算し、Ｗ相の異常時には、Ｕ相の相電流指令値（Ｉu*）を演算する等の構成としてもよい。尚、この場合における各相電流指令値は、上記（１）〜（３）式の符号を逆にすることで演算可能である。 In this embodiment, based on the above equations (1) to (3), when the U phase or W phase is abnormal, the V phase phase current command value Iv * is calculated, and when the V phase is abnormal, U The phase current command value Iu * of the phase is calculated. However, not limited to this, the W-phase current command value (Iw *) is calculated when the U-phase or V-phase is abnormal, and the U-phase current command value (Iu *) is calculated when the W-phase is abnormal. It is good also as a structure of carrying out. In addition, each phase current command value in this case can be calculated by reversing the signs of the above formulas (1) to (3).
・更に、通電不良発生時における相電流指令値は、必ずしも上記（１）〜（３）式により演算した場合と完全には同一でなくともよい。即ち、所定の回転角を漸近線として略正割曲線又は略余割曲線状に変化する、或いはこれに近似して変化するような相電流指令値を演算しても、上記各実施形態に近い効果を得ることができる。但し、上記（１）〜（３）式に基づき相電流指令値を演算した場合が、最も要求トルクに近いモータ電流を発生させることが可能であり、該各式に基づき演算される相電流指令値に近い値が演算される方法ほど、より顕著な効果が得られることはいうまでもない。 Furthermore, the phase current command value at the time of energization failure does not necessarily have to be completely the same as that calculated by the above formulas (1) to (3). That is, even if a phase current command value that changes to a substantially secant curve or a substantially cosecant curve with an asymptotic line as a predetermined rotation angle, or changes in an approximate manner, is similar to each of the above embodiments. An effect can be obtained. However, when the phase current command value is calculated based on the above equations (1) to (3), it is possible to generate a motor current closest to the required torque, and the phase current command calculated based on each equation Needless to say, a method that calculates a value close to a value provides a more remarkable effect.
・更に、電流制御の形態としては、必ずしも、上記各実施形態のような三相交流座標（Ｕ，Ｖ，Ｗ）における相電流フィードバック制御でなくともよい。例えば、以下に示す（２２）〜（２４）式により、通電不良発生相に応じた所定の回転角θＡ，θＢを漸近線として、正接曲線（タンジェント）状に変化するｄ軸電流指令値Ｉd*を演算する。そして、該ｄ軸電流指令値Ｉd*に基づくｄ／ｑ座標系の電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を生成する構成に適用してもよい（図２６参照、同図はＵ相通電不良時の例）。 Furthermore, as a form of current control, the phase current feedback control in the three-phase AC coordinates (U, V, W) as in the above embodiments is not necessarily required. For example, according to the following equations (22) to (24), a d-axis current command value Id * that changes into a tangent curve (tangent) with predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines. Is calculated. Further, the present invention may be applied to a configuration in which a motor control signal is generated by executing a current feedback control in a d / q coordinate system based on the d-axis current command value Id * (see FIG. 26, FIG. Example).
・本実施形態では、マイコン１７が、通電不良が何れかのスイッチング素子の故障によるものであるかの判定、及びその故障したスイッチング素子の特定することとしたが、この判定手段としての機能については、マイコン１７以外が実行する構成であってもよい。
In the present embodiment, the
１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１７…マイコン、１８…駆動回路、１８ａ〜１８ｆ…ＦＥＴ、２３…電流指令値演算部、２４…モータ制御信号生成部、２４ａ…第１電流制御部、２４ｂ…第２電流制御部、３０…ＰＷＭ変換部、３１…異常判定部、Ｉx*，Ｉu*，Ｉv*，Ｉw*…相電流指令値、Ｉx，Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、Ｖx*，Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*，Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**…相電圧指令値、Ｉd…ｄ軸電流値、Ｉq…ｑ軸電流値、Ｉd*…ｄ軸電流指令値、Ｉq*…ｑ軸電流指令値、θ，θＡ，θＢ…回転角。
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生時には、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、
前記駆動回路は、前記モータの各相に対応するスイッチング素子対を並列に接続してなるものであって、
前記通電不良の発生が前記駆動回路を構成する何れかのスイッチング素子の故障によるものであるか否かを判定する判定手段を備え、
前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生原因となったスイッチング素子が特定された場合には、該発生原因となったスイッチング素子とともに前記スイッチング素子対を構成する他方のスイッチング素子を介して前記通電不良発生相に通電可能な所定の回転角範囲において、前記モータの各相に対して正弦波状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行すること、を特徴とするモータ制御装置。 Motor control signal output means for outputting a motor control signal, a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal, and an abnormality detection capable of detecting an energization failure occurring in each phase of the motor The motor control signal output means generates the motor control signal by executing current control based on the rotation angle of the motor, and when the energization failure occurs, two phases other than the energization failure occurrence phase are generated. In the motor control device that executes the output of the motor control signal with the current passing phase as
The motor control signal output means is a phase that changes into a secant curve or a remainder curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line for each energization phase when the energization failure occurs. While performing the current control to energize the current,
The drive circuit is formed by connecting a pair of switching elements corresponding to each phase of the motor in parallel,
Determining means for determining whether the occurrence of the energization failure is due to a failure of any of the switching elements constituting the drive circuit;
The motor control signal output means, when the switching element that has caused the energization failure is identified, is connected to the switching element that has caused the occurrence through the other switching element that constitutes the switching element pair. The motor control device, wherein the current control is performed so as to energize a phase current that changes in a sine wave form for each phase of the motor in a predetermined rotation angle range in which the energization failure occurrence phase can be energized. .
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