JP2009530773A - 無負荷磁気低電圧変圧器を通して流れる非対称的な電流を防止するための調光器 - Google Patents

Abstract

２線式調光器は、磁気低電圧（ＭＬＶ）負荷に供給される電力量を制御するように動作可能であると共に、双方向性半導体スイッチと、タイミング回路と、可変電圧しきい値を有するトリガ回路と、クランプ回路とを備える。タイミング回路のタイミング電圧信号が、可変電圧しきい値の初期の大きさを超える場合に、トリガ回路は、半導体スイッチを導通状態にし、タイミング電圧信号を、初期の大きさより小さい所定の大きさまで減少させ、可変電圧しきい値を、第１の大きさより大きい第２の大きさまで増加させるように動作可能である。クランプ回路は、タイミング電圧信号の大きさを、初期の大きさと第２の大きさとの間のクランプの大きさに制限し、それにより、タイミング電圧信号が第２の大きさを越えることを防止する。従って、ＭＬＶ負荷のＭＬＶ変圧器が無負荷状態のときに、ＭＬＶ調光器が非対称的な電流を伝導することが防止される。

Description

本発明は、電気負荷に供給される電力量を制御するために負荷制御装置に関係する。更に具体的には、本発明は、磁気低電圧（magnetic low-voltage：ＭＬＶ）負荷を通して流れる非対称的な電流を防止する２線式アナログ調光器のための駆動回路に関係する。

この出願は、同一出願人による、本出願と同じ題名を有すると共に、その全体の開示が参照によってここに組み込まれた、２００６年３月１７日に出願された米国仮出願シリアル番号第60/783,538号明細書と、２００７年２月１２日に出願された米国特許出願シリアル番号第11/705,477号明細書に対して優先権を主張する。

一般的な照明用調光器は、交流（ＡＣ）電力（一般的に、５０［Ｈｚ］または６０［Ｈｚ］のライン電圧の交流電源線）と照明負荷との間に連結される。標準の調光器は、照明負荷に対して供給される電力量、従って負荷によって放出される光の強度を制御するために、トライアックまたは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のような１つ以上の半導体スイッチを使用する。半導体スイッチは、一般的に、電源と照明負荷との間に直列に連結される。位相制御調光技術（phase-control dimming technique）を使用して、調光器は、電力を照明負荷に提供するために、各ライン半周期（line half-cycle）の一部分の間、半導体スイッチを導通状態にし、照明負荷から電力を切り離すために、ライン半周期（line half-cycle）の残りの部分の間、半導体スイッチを非導通状態にする。

いくつかの調光器は、磁気低電圧（ＭＬＶ）負荷、及び電子低電圧（electronic low-voltage：ＥＬＶ）負荷のような低電圧照明負荷の強度を制御するように動作可能である。低電圧負荷は、ほとんどの場合、ステップダウン変圧器（step-down transformer）、一般的に絶縁変圧器を介して、交流電力を供給される。これらのステップダウン変圧器は、１つのランプまたは複数のランプに電力を供給するために必要な低電圧レベルまで、例えば１２ボルトから２４ボルトまで、電圧を下げる。変圧器を使用する低電圧照明負荷、具体的にはＭＬＶ負荷に関する１つの問題は、それらの変圧器が、該変圧器を横断して供給された電圧のあらゆる直流（ＤＣ）成分に影響を受けやすいことである。変圧器を横断する電圧における直流成分は、変圧器に音響雑音を発生させると共に、変圧器を飽和させて変圧器の温度を増加させ、そして潜在的に変圧器を損傷する原因となり得る。

図１Ａは、従来技術の磁気低電圧調光器１０の単純化された構成図である。従来技術の調光器１０は、ＨＯＴ端子１４を介して交流電源１２と連結され、調光後ＨＯＴ端子１８を介してＭＬＶ負荷１６と連結される。ＭＬＶ負荷１６は、変圧器１６Ａと電灯負荷１６Ｂとを備える。調光器１０は、交流電源１２とＭＬＶ負荷１６との間に直列電気接続において接続されるトライアック２０を更に備えると共に、ＭＬＶ負荷に供給される電力を制御するように動作可能である。トライアック２０は、該トライアックを導通状態にするためのゲート端子（または、制御入力端子）を備えている。具体的には、トライアック２０は、各半周期の特定時刻に導通状態になると共に、トライアックを流れる負荷電流“ｉ_Ｌ”が実質的にゼロアンペアになるとき、すなわち半周期の終りにおいて、非導通状態になる。ＭＬＶ負荷１６に供給される電力量は、トライアック２０が導通状態である各半周期の部分によって決まる。インダクタンスコイルＬ２２は、調光器１０のＨＯＴ端子１４及び調光後ＨＯＴ端子１８において、電磁妨害（ＥＭＩ）のノイズフィルタリングを提供するために、トライアック２０と直列に連結される。

タイミング回路３０は、トライアック２０と並列電気接続において連結された抵抗器−コンデンサ（ＲＣ）回路を備える。具体的には、タイミング回路３０は、ポテンショメータＲ３２と、コンデンサＣ３４とを備える。コンデンサＣ３４が交流電源１２の各半周期において充電及び放電すると、電圧“ｖ_ｃ”がコンデンサを横断して発生する。コンデンサＣ３４を横断する電圧“ｖ_ｃ”、及びＭＬＶ負荷１６を流れる負荷電流“ｉ_Ｌ”のプロットが、図２において示される。コンデンサＣ３４は、各半周期の始まり（すなわち図２における時刻“ｔ_０”）において、ポテンショメータＲ３２の抵抗とコンデンサＣ３４の電気容量（キャパシタンス）とによって決まる割合で充電を開始する。

トリガ装置として使用されるダイアック４０は、タイミング回路３０とトライアック２０のゲートとの間に直列に連結される。コンデンサＣ３４を横断する電圧“ｖ_ｃ”が、ダイアック４０のブレークオーバ電圧（break-over voltage）“Ｖ_ＢＲ”（例えば、３０［Ｖ］）を越えるとすぐに、ダイアック４０を横断する電圧は、ブレークバック電圧（break-back voltage）“Ｖ_ＢＢ”まで大きさが減少する。ダイアック４０及びコンデンサＣ３４を横断する電圧の素早い変化は、ダイアック４０が、ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”をトライアック２０のゲート端子に対して伝導させるか、ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”をトライアック２０のゲート端子から伝導させる原因となる。ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”は、正の半周期の間、トライアック２０のゲート端子に流れ込み、負の半周期の間、トライアック２０のゲート端子から流れ出す。

図１Ｂは、一般的なダイアックの電圧−電流特性のプロット図である。ブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”の値と、ブレークバック電圧“Ｖ_ＢＢ”の値は、正の半周期の間と負の半周期の間では、僅かに異なり得る。従って、図１Ｂの電圧−電流特性は、正の半周期の間に発生する正のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ＋”及び正のブレークバック電圧“Ｖ_ＢＢ＋”と、負の半周期の間に発生する負のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ−”及び負のブレークバック電圧“Ｖ_ＢＢ−”とを示す。

コンデンサＣ３４の充電時間、すなわちＲＣ回路の時定数は、交流電源１２の各半周期においてトライアック２０が導通し始める時刻を修正するように、ポテンショメータＲ３２の抵抗の変化に応答して変化する。ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”の大きさは、ゲート抵抗器Ｒ４２によって制限される。ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”は、コンデンサＣ３４の電気容量、ダイアック４０のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”とブレークバック電圧“Ｖ_ＢＢ”との差異、及びゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”の大きさによって決定される時間“Ｔ_{ＰＵＬＳＥ}”の間流れる。コンデンサＣ３４を横断する電圧“ｖ_ｃ”がダイアック４０のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”を越えると共に、ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”がおおよそゼロアンペアまで減少した後で、電圧“ｖ_ｃ”は、実質的にダイアック４０のブレークバック電圧“Ｖ_ＢＢ”だけ減少する。

ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”がトライアック２０のゲート端子を流れる間、（図２における時刻“ｔ_１”で示されるように、）トライアックは、メイン負荷端子を通じて、すなわち交流電源１２とＭＬＶ負荷１６との間で、電流を伝導し始めることになる。ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”が流れるのをやめたあとで、トライアック２０が導通状態を維持するために、負荷電流“ｉ_Ｌ”は、ゲート電流がゼロアンペアに達する前に、トライアックの所定のラッチ電流“Ｉ_{ＬＡＴＣＨ}”を超えなければならない。ＭＬＶランプ１６ＢがＭＬＶ変圧器１６Ａと接続されているとき、トライアック２０のメイン負荷端子を流れる負荷電流“ｉ_Ｌ”は十分に大きく、負荷電流はトライアックのラッチ電流“Ｉ_{ＬＡＴＣＨ}”を超える。従って、ゲート電流期間“Ｔ_{ＰＵＬＳＥ}”の後にゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”の大きさが実質的にゼロアンペアまで落ちる場合に、トライアック２０は、現在の半周期の残りの間、すなわちトライアック２０のメイン負荷端子を流れる負荷電流“ｉ_Ｌ”が（例えば、図２の時刻“ｔ_２”において）ゼロアンペアに近づくまで、導通状態を維持する。

ＭＬＶランプ１６ＢがＭＬＶ変圧器１６Ａと接続されていない、すなわちＭＬＶ変圧器が無負荷であるとき、ＭＬＶ負荷１６は、ＭＬＶランプ１６ＢがＭＬＶ変圧器１６Ａと接続されているときより、更に大きなインダクタンスを有することになる。更に大きなインダクタンスＬは、インダクタンスコイルを流れる電流の変化の割合がインダクタンスに反比例する、すなわち“ｄｉ_Ｌ／ｄｔ＝ｖ_Ｌ／Ｌ”（インダクタンスコイルを横断する瞬間電圧“ｖ_Ｌ”は一定の状態を維持すると仮定する）であるので、トライアック２０のメイン負荷端子を流れる負荷電流“ｉ_Ｌ”が更に遅い割合で増加する原因となる。従って、ＭＬＶランプ１６Ｂが接続されていないとき、負荷電流“ｉ_Ｌ”は、トライアック２０のラッチ電流を超えるように十分に速く上昇しない可能性があると共に、トライアックは、ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”が実質的にゼロアンペアに落ちるとき、導通することを中止する可能性がある。

図３は、ＭＬＶ変圧器１６Ａが無負荷の場合のコンデンサＣ３４を横断する電圧“ｖ_ｃ”と負荷電流“ｉ_Ｌ”のプロット図である。（ピーク“Ａ_１”によって示されるように）電圧“ｖ_ｃ”がダイアック４０のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”を超えた後で、（ピーク“Ｂ_１”によって示されるように）負荷電流“ｉ_Ｌ”はゆっくりと増加し始める。しかしながら、ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”が流れるのをやめる前に、負荷電流“ｉ_Ｌ”は、トライアック２０のラッチ電流“Ｉ_{ＬＡＴＣＨ}”に到達せず、従って、トライアック２０はラッチ状態でオンしないと共に、負荷電流“ｉ_Ｌ”は、減少を始める。トライアック２０がラッチ状態にならずに非導通状態になるので、タイミング回路３０を横断する電圧は、実質的に大きな電圧、すなわち交流電源１２の電圧に実質的に等しくなると共に、（ピーク“Ａ_２”によって示されるように）コンデンサＣ３４は再度充電することを開始する。負荷電流“ｉ_Ｌ”は、ゼロアンペアまで落下する十分な時間を有していないということに注意が必要である。現在の半周期において２度目に電圧“ｖ_ｃ”がブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”を越える場合に、ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”がゲート端子を流れると共に、（ピーク“Ｂ_２”によって示されるように）トライアック２０はもう一度導通するように試みることになる。ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”が流れ始めた時に負荷電流“ｉ_Ｌ”がゼロアンペアではないので、負荷電流“ｉ_Ｌ”は、ピーク“Ｂ_１”において到達した値より更に大きい値に上昇する。それでもなお、負荷電流“ｉ_Ｌ”はラッチ電流“Ｉ_{ＬＡＴＣＨ}”に到達しないと共に、従って（ピーク“Ａ_３”及び“Ｂ_３”によって示されるように）サイクルは再び繰り返す。類似するが、しかし相補的な状況が、負の半周期の間に発生する。図３において示されたように、負荷電流“ｉ_Ｌ”は、交流ライン半周期のいずれにおいても、ラッチ電流“Ｉ_{ＬＡＴＣＨ}”を超えない。

図３の状況が複数の半周期に関して繰り返すので、すなわちトライアック２０が１つの半周期から次の半周期まで、繰り返して導通するように試みるので、トライアックのメイン負荷端子を流れる負荷電流“ｉ_Ｌ”は、正か負の直流成分のいずれかを獲得し得る。結局、直流成分は、いくつかの半周期、例えば図４において示された負の半周期の間に、負荷電流“ｉ_Ｌ”がラッチ電流“Ｉ_{ＬＡＴＣＨ}”を超える原因になる。従って、ＭＬＶ変圧器１６Ａに音響雑音を発生させると共に、ＭＬＶ変圧器を潜在的に損傷し得る過熱した状態（オーバーヒート：overheat）の原因になる非対称的な負荷電流“ｉ_Ｌ”が、ＭＬＶ負荷１６を通して流れることになる。

従って、ＭＬＶ変圧器が無負荷にされる場合に、ＭＬＶ負荷を通した非対称的な電流の伝導を防止するＭＬＶ調光器の必要性が存在する。

本発明によれば、交流電源から負荷に供給される電力量を制御するための２線式負荷制御装置は、半導体スイッチと、タイミング回路と、トリガ回路と、クランプ回路とを備える。半導体スイッチは、交流電源と負荷との間に直列電気接続において連結されるように動作可能である。半導体スイッチは、該半導体スイッチを非導通状態と導通状態との間で制御するための制御入力端子を有する。タイミング回路は、半導体スイッチと並列電気接続において連結されると共に、タイミング電圧信号を提供するための出力端子を有する。トリガ回路は、タイミング回路の出力端子と連結されると共に、半導体スイッチを制御するように動作可能である。タイミング信号に応答して時間に対して大きさが増加するトリガ電圧は、トリガ回路を横断して発生する。トリガ回路は、初期の大きさを有する可変電圧しきい値によって特徴付けられる。半導体スイッチは、トリガ回路を介した制御電流の伝導に応答して、非導通状態と導通状態との間で切り替わるように動作可能である。クランプ回路は、タイミング電圧の大きさを、初期の大きさより大きいクランプの大きさに制限するために、タイミング回路の出力端子に連結される。交流電源の半周期が開始した後で、タイミング電圧が、可変電圧しきい値の初期の大きさを超えるときに、トリガ回路は、（１）制御電流を伝導し、（２）タイミング電圧を初期の大きさより小さい所定の大きさに減少させ、（３）可変電圧しきい値をクランプの大きさより大きい第２の大きさまで増加させるように動作可能である。それにより、タイミング電圧は、第２の大きさを越えることが防止される。

更に、本発明は、負荷制御装置内の半導体スイッチを制御するように動作可能なトリガ回路を提供する。トリガ回路は、ブレークオーバ回路と、オフセット回路とを備える。ブレークオーバ回路は、ブレークオーバ電圧によって特徴付けられると共に、ブレークオーバ回路を横断する電圧がブレークオーバ電圧を越える場合に、制御電流を伝導するように動作可能である。半導体スイッチは、制御電流に応答して、非導通状態と導通状態との間で切り替わるように動作可能である。オフセット回路は、ブレークオーバ回路と直列に連結されると共に、制御電流を伝導するように動作可能であり、それによりオフセット電圧がオフセット回路を横断して発生する。トリガ回路は、ブレークオーバ回路とオフセット回路が制御電流を伝導する前の初期の電圧しきい値によって特徴付けられる。初期の電圧しきい値は、ブレークオーバ電圧の大きさに実質的に等しい大きさを有している。トリガ回路は、更に、ブレークオーバ回路とオフセット回路が制御電流を伝導した後の第２の電圧しきい値によって特徴付けられる。第２の電圧しきい値は、ブレークオーバ回路のブレークオーバ電圧にオフセット電圧を足した大きさに実質的に等しい最大の大きさを有する。

本発明は、更に、交流電源から負荷に供給される電力量を制御するための負荷制御装置における半導体スイッチを制御する方法を提供する。方法は、（１）交流電源の半周期の間に時間に対して大きさが増加するトリガ電圧を生成する段階と、（２）トリガ電圧が初期の電圧しきい値を有する可変電圧しきい値を越えるときを判定する段階と、（３）トリガ電圧が初期電圧しきい値を越える場合に、ゲート電流を半導体素子の制御入力端子を介して伝導する段階と、（４）可変電圧しきい値を、初期の電圧しきい値から、初期の電圧しきい値より大きい第２の電圧しきい値まで増加させる段階と、（５）交流電源の半周期の間に、トリガ電圧が第２の電圧しきい値を越えることを防止する段階とを有する。

本発明の他の特徴及び利点は、添付の図面を参照する本発明の以下の説明から明白になるであろう。

好ましい実施例の以下の詳細な説明と同様に、添付された図面と共に読まれたとき、要約書は更によく理解される。本発明を例証する目的のために、図面におけるいくつかの図を通じて同じ番号が同じ構成要素を表す図面において、現時点で好ましい実施例が示されるが、しかしながら、本発明は、開示された特定の方法及び手段に限定されないということが理解される。

図５Ａは、本発明によるＭＬＶ調光器１００の簡略化したブロック図である。ＭＬＶ調光器１００は、交流電源１２とＭＬＶ負荷１６との間に直列電気接続において連結される半導体スイッチ１２０を備える。半導体スイッチ１２０は、トライアック、全波整流ブリッジにおける電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、逆直列に接続された２つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）または２つの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、あるいはあらゆる他の適当なタイプの双方向性の半導体スイッチを備え得る。半導体スイッチ１２０は、該半導体スイッチを実質的な導通状態と実質的な非導通状態との間で制御するための制御入力を有している。

タイミング回路１３０は、半導体スイッチ１２０と並列電気接続において連結されると共に、出力端子においてタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”を提供する。タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は、ＭＬＶ負荷１６の目標調光レベルによって決まる割合で時間に対して増加する。ユーザインタフェース１２５は、ＭＬＶ負荷１６の目標調光レベルを提供すると共に、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”が増加する割合を制御するために、タイミング回路１３０に対して入力を提供する。トリガ回路１４０は、タイミング回路１３０の出力端子と半導体スイッチ１２０の制御入力端子との間に連結される。タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”が増加すると、トリガ電圧信号は、トリガ回路１４０を横断して発生する。トリガ電圧信号は、通常はタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”の大きさに実質的に等しい大きさを有している。

トリガ回路１４０は、初期値“Ｖ_１”を有する可変電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”によって特徴付けられる。タイミング回路１３０の出力端子におけるタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”が電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”の初期値“Ｖ_１”を実質的に越える場合に、トリガ回路１４０は、半導体スイッチ１２０を導通状態にならせる制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”を伝導する。この時点で、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は、初期の電圧しきい値“Ｖ_１”より小さいレベルまで減少させられると共に、電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”は、好ましくは増加量“ΔＶ”だけ増加させられる。従って、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は、新しい増加された電圧しきい値、すなわち“Ｖ_ＴＨ＝Ｖ_１＋ΔＶ”を超えるように、更に大きいレベルに達する必要がある。好ましくは、電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”は、“Ｖ_１＋ΔＶ”まで増加させられてから所定期間の後に、初期の電圧しきい値“Ｖ_１”にリセットされる。好ましくは、電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”は、次のライン電圧サイクルの開始の前に、初期の電圧しきい値“Ｖ_１”にリセットされる。

ＭＬＶ調光器１００は、タイミング回路１３０の出力端子と調光後ＨＯＴ端子１８との間に連結されるクランプ回路１５０を更に備える。クランプ回路１５０は、タイミング回路１３０の出力端子におけるタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”の大きさを、おおよそクランプ電圧“Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}”に制限する。従って、トリガ回路１４０を横断するトリガ電圧の大きさは、同様に制限される。クランプ電圧“Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}”は、好ましくは、初期の電圧しきい値“Ｖ_１”より大きいが、増加させられた電圧しきい値より小さい値の大きさを有し、すなわち“Ｖ_１＜Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}＜Ｖ_１＋ΔＶ”である。

更に、ＭＬＶ調光器１００は、半導体スイッチ１２０と直列に連結された、すなわち交流電源１２とＭＬＶ負荷１６との間に直列に連結された機械的スイッチ１２４を備える。機械的スイッチ１２４が開いているとき、交流電源１２はＭＬＶ負荷１６から分離され、従ってＭＬＶランプ１６Ｂはオフである。機械的スイッチ１２４が閉じられているとき、半導体スイッチ１２０は、ＭＬＶランプ１６Ｂの強度を制御するように動作可能である。インダクタンスコイルＬ１２２は、ＥＭＩノイズのフィルタリングを提供するために、半導体スイッチ１２０と直列に連結される。

図５Ｂは、ＭＬＶ調光器１００のユーザインタフェース１２５の斜視図である。ユーザインタフェース１２５は、フェースプレート１２６、押しボタン１２７（すなわち、トグル作動装置）、及びスライダ制御器１２８を備える。押しボタン１２７を押すことは、調光器１００の中の機械的スイッチ１２４を作動させる。押しボタン１２７を連続して押すことは、機械的スイッチ１２４を、開状態と閉状態との間でトグルさせる。スライダ制御器１２８は、細長いスロット１２８Ｂに沿ってスライドさせるために取り付けられた作動ノブ１２８Ａを備える。細長いスロット１２８Ｂの上端に作動ノブ１２８Ａを動かすことは、ＭＬＶランプ１６Ｂの強度を増加させ、細長いスロット１２８Ｂの下端に作動ノブ１２８Ａを動かすことは、ＭＬＶランプ１６Ｂの強度を減少させる。

図６は、本発明の第１の実施例によるＭＬＶ調光器２００の単純化された構成図である。ＭＬＶ調光器２００は、交流電源１２とＭＬＶ負荷１６との間に直列電気接続において連結された一組のメイン端子を有するトライアック２２０を備える。トライアック２２０は、該トライアック２２０を導通状態にするための制御入力端子、すなわちゲート端子を有している。ＭＬＶ調光器２００は、トライアック２２０のメイン端子と並列に連結されたタイミング回路２３０を備えると共に、コンデンサＣ２３４と直列に連結されたポテンショメータＲ２３２を更に備える。タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は、出力端子、すなわちポテンショメータＲ２３２とコンデンサＣ２３４との接合点において生成されると共に、トリガ回路２４０に供給される。ポテンショメータＲ２３２の抵抗は、調光器２００のユーザインタフェースのスライダ制御器（例えば、ユーザインタフェース１２５のスライダ制御器１２８）の作動に応答して変更され得る。

トリガ回路２４０は、タイミング回路２３０の出力端子とトライアック２２０のゲート端子との間に直列電気接続において連結される。トリガ回路２４０は、従来技術の調光器１０のダイアック４０と同様に動作するダイアック２６０を有するブレークオーバ回路と、オフセット回路２７０とを備える。タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”が増加すると、トリガ電圧信号が、トリガ回路２４０を横断して発生する。トライアック２２０のゲート−アノード接合（すなわち、トライアックのゲート端子から調光後ＨＯＴ端子１８まで）を横断する電圧は、実質的に小さな電圧、すなわち約１［Ｖ］であるので、トリガ電圧信号の大きさは、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”の大きさに実質的に等しい。

タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”が、ダイアック２６０のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”（例えば、おおよそ３０［Ｖ］）を超える場合に、ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”が、オフセット回路２７０を通じて流れ、具体的には、正のライン電圧半周期の間、ダイオードＤ２７２ＡとコンデンサＣ２７４Ａを通ってトライアック２２０のゲート端子に流れ込み、負のライン電圧半周期の間、トライアック２２０のゲート端子から出てコンデンサＣ２７４ＢとダイオードＤ２７２Ｂを通って流れる。コンデンサＣ２７４Ａ、Ｃ２７４Ｂの両方は、例えば約８２［ｎＦ］の電気容量を有する。ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”は、時間“Ｔ_{ＰＵＬＳＥ}”、例えばおおよそ１［μｓｅｃ］以上の間流れる。放電抵抗器Ｒ２７６Ａ、Ｒ２７６Ｂは、それぞれ、コンデンサＣ２７４Ａ、Ｃ２７４Ｂと並列に連結される。ＭＬＶ調光器２００は、ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”の大きさを、例えば約１アンペア以下に制限するために、トライアック２２０のゲート端子と直列に接続された電流制限抵抗器Ｒ２８０を更に備える。

ＭＬＶ調光器２００は、タイミング回路２３０の出力端子と調光後ＨＯＴ端子１８との間に連結されるクランプ回路２５０を更に備える。クランプ回路２５０は、それぞれが実質的に同じブレークオーバ電圧“Ｖ_ｚ”、例えばおおよそ４０Ｖを有する、２つの定電圧ダイオードＺ２５２Ａ、Ｚ２５２Ｂを備える。定電圧ダイオードＺ２５２Ａ、Ｚ２５２Ｂのカソード端子は一緒に連結され、クランプ回路２５０は、両方のライン電圧半周期において、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”を同じ電圧、すなわちブレークオーバ電圧“Ｖ_ｚ”に制限する。

図７は、ＭＬＶ調光器２００の動作を説明する波形を示す。正の半周期の開始点において（例えば、時刻“ｔ_０”において）、トリガ回路２４０の電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”は、初期の電圧しきい値“Ｖ_１”にある。最初に、オフセット回路２７０のコンデンサＣ２７４Ａは電荷を有しておらず、従って電圧はコンデンサを横断して発生しない。タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は、初期の電圧しきい値“Ｖ_１”まで増加し、すなわち（時刻“ｔ_１”において）（ダイオードＤ２７２Ａの小さな順方向降下を加えた）ダイアック２６０のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”が超えられる。この時点で、ダイアック２６０は、ダイオードＤ２７２ＡとコンデンサＣ２７４Ａを通ってトライアック２２０のゲート端子に流れ込むゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”を伝導する。電圧“ΔＶ”が、オフセット回路２７０を横断して、具体的にはコンデンサＣ２７４Ａを横断して発生すると共に、“ΔＶ_ＭＡＸ＝ｉ_ＧＡＴＥ・Ｔ_{ＰＵＬＳＥ}／Ｃ_２７４Ａ”に等しい、最大の大きさ“ΔＶ_ＭＡＸ”を有し、ここで“Ｃ_２７４Ａ”は、コンデンサＣ２７４Ａの電気容量である。好ましい実施例において、コンデンサＣ２７４Ａを横断して発生する電圧の最大の大きさの電圧オフセット“ΔＶ_ＭＡＸ”は、約１２ボルトである。

ダイアック２６０がゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”を伝導した後で、コンデンサＣ２３４を横断する電圧は、所定の電圧“Ｖ_Ｐ”へ、おおよそダイアックのブレークバック電圧“Ｖ_ＢＢ”だけ減少する。もし、（時刻“ｔ_２”において）ゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”が流れるのをやめる前に、トライアック２２０を流れる負荷電流“ｉ_Ｌ”がラッチ電流“Ｉ_{ＬＡＴＣＨ}”に到達しない場合、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は再度増加し始めることになる。トライアック２２０のゲート端子を通してゲート電流“ｉ_ＧＡＴＥ”を伝導するために、電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”が、初期の電圧しきい値にコンデンサＣ２７４Ａを横断するオフセット電圧“ΔＶ”を加えた値まで、増加させられるので、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は、“Ｖ_１＋ΔＶ”、すなわちおおよそ４２ボルトを超えなければならない。しかしながら、定電圧ダイオードＺ２５２Ａがタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”を、ブレークオーバ電圧“Ｖ_ｚ”、すなわち３８ボルトに制限するので、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は、電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”を越えることが防止される。従って、トライアック２２０は、ＭＬＶ変圧器１６Ａが無負荷であるときでさえも、各半周期の間に繰り返して導通しようと試みることが防止され、負荷電流“ｉ_Ｌ”は実質的に対称的になる。

コンデンサＣ２７４Ａを横断する電圧“ΔＶ”が、おおよそ定電圧ダイオードＺ２５２Ａのブレークオーバ電圧“Ｖ_ｚ”からダイアック２４２のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”を減算した値に減衰するまで、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”を越えることが防止される。放電抵抗器Ｒ２７６Ａは、好ましくは６８．１［ｋΩ］の抵抗を有しており、コンデンサＣ２７４は、ゆっくりと、すなわち約５．５８［ｍｓｅｃ］の時定数によって放電することになる。好ましくは、コンデンサＣ２７４Ａを横断する電圧“ΔＶ”が、おおよそ定電圧ダイオードＺ２５２Ａのブレークオーバ電圧“Ｖ_ｚ”からダイアック２４２のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”を減算した値に減衰するまでに必要とされる時間は、十分に長く、トライアック２２０は、各半周期の間に、１度だけ導通しようと試みる。図７において示されるように、コンデンサＣ２７４Ａを横断する電圧は、負の半周期の間に実質的にゼロボルトに減衰し、コンデンサＣ２７４Ａを横断する電圧は、次の正の半周期の最初では実質的にゼロボルトになる。

図８は、本発明の第２の実施例によるＭＬＶ調光器３００の単純化された構成図である。ＭＬＶ調光器３００は、ＨＯＴ端子１４と調光後ＨＯＴ端子１８との間に直列電気接続において連結されたトライアック３２０と、トライアックと並列に連結されるタイミング回路３３０とを備える。タイミング回路３３０は、ポテンショメータＲ３３２と、コンデンサＣ３３４と、較正用抵抗器Ｒ３３６とを備える。タイミング回路は、出力端子におけるタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”を生成するために、ＭＬＶ調光器２００のタイミング回路２３０と類似した方法で動作する。

ＭＬＶ調光器は、４つのダイオードＤ３４２Ａ、Ｄ３４２Ｂ、Ｄ３４２Ｃ、Ｄ３４２Ｄを有する整流ブリッジと、ブレークオーバ回路３６０とオフセット回路３７０を有するトリガ回路と、電流制限回路３８０と、オプトカプラ３９０とを更に備える。ブレークオーバ回路３６０、電流制限回路３８０、及びオプトカプラ３９０のフォトダイオード３９０Ａは、整流ブリッジの直流側を横断して直列に接続される。オフセット回路３７０は、それぞれ正の半周期と負の半周期の間に、第１の部分３７０Ａ及び第２の部分３７０Ｂが、ブレークオーバ回路３６０、電流制限回路３８０、及びフォトダイオード３９０Ａと直列に連結されるように接続される。トリガ回路は、オプトカプラ３９０及び抵抗器Ｒ３９２、Ｒ３９４、Ｒ３９６を経由して、トライアック３２０のゲート端子と連結される。

ブレークオーバ回路３６０は、２つのバイポーラ接合トランジスタＱ３６２、Ｑ３６４と、２つの抵抗器Ｒ３６６、Ｒ３６８と、定電圧ダイオードＺ３６９とを備える。ブレークオーバ回路３６０は、ＭＬＶ調光器２００のダイアック２６０と同様の方式で動作する。ブレークオーバ回路３６０を横断する電圧が定電圧ダイオードＺ３６９のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”を越えるとき、定電圧ダイオードは電流を伝導し始める。定電圧ダイオードＺ３６９のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”は、好ましくは約３０［Ｖ］である。抵抗器Ｒ３６６を横断する電圧がトランジスタＱ３６２の必要とされるベース−エミッタ間電圧に到達すると、トランジスタＱ３６２は導通し始める。電圧は、その場合に、抵抗器Ｒ３６８を横断して生成され、それはトランジスタＱ３６４に導通を開始させる。これは、本質的に、定電圧ダイオードが導通するのをやめるように、定電圧ダイオードＺ３６９をショートし、ブレークオーバ回路３６０を横断する電圧は、約ゼロボルトまで低下する。電流のパルス、すなわち制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”は、コンデンサＣ３３４から、ブレークオーバ回路３６０とオプトカプラ３９０のフォトダイオード３９０Ａを通して流れる。

タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”が各ライン電圧半周期の最初から増加するので、トリガ電圧信号は、トリガ回路、すなわちブレークオーバ回路３６０とオフセット回路３７０を横断して発生する。トリガ電圧信号の大きさは、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”に、ダイオードＤ３４２Ａ、Ｄ３４２Ｄの順方向電圧降下、フォトダイオード３９０Ａの順方向電圧降下、及び電流制限回路３８０の電圧降下による追加の電圧“Ｖ_＋”を加えた大きさに、実質的に等しい。例えば、追加の電圧“Ｖ_＋”は、合計で約４ボルトになり得る。タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”が、ブレークオーバ回路３６０の定電圧ダイオードＺ３６９のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”にオフセット回路３７０を横断する電圧と追加の電圧“Ｖ_＋”を加えた電圧を越える場合に、トリガ回路は、オプトカプラ３９０のフォトダイオード３９０Ａを通じて制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”を伝導するように動作可能である。各正のライン電圧半周期の初めにおいて、オフセット回路３７０の第１の部分３７０Ａを横断する電圧は、実質的にゼロボルトであり、各負のライン電圧半周期の初めにおいて、オフセット回路３７０の第２の部分３７０Ｂを横断する電圧は、実質的にゼロボルトである。従って、初期電圧しきい値“Ｖ_１”は、約３４［Ｖ］である。制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”は、好ましくは約３００［μｓｅｃ］の間、フォトダイオード３９０Ａを流れる。従って、フォトダイオード３９０Ａが制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”を伝導するとき、オプトカプラ３９０の光電性のトライアック３９０Ｂは、正の半周期の間、電流がトライアック３２０のゲート端子に流れ込み、負の半周期の間、電流がトライアック３２０のゲート端子から流れ出すことを可能にするように、電流を伝導する。

正の半周期の間、制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”は、ダイオードＤ３４２Ａ、ブレークオーバ回路３６０、フォトダイオード３９０Ａ、電流制限回路３８０、コンデンサＣ３７４Ａ（及び抵抗器Ｒ３７６Ａ）、そしてダイオードＤ３４２Ｄを通じて流れる。負の半周期の間、制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”は、ダイオードＤ３４２Ｂ、コンデンサＣ３７４Ｂ（及び抵抗器Ｒ３７６Ｂ）、ブレークオーバ回路３６０、フォトダイオード３９０Ａ、電流制限回路３８０、そしてダイオードＤ３４２Ｃを通じて流れる。従って、オフセット電圧“ΔＶ”は、正の半周期ではコンデンサＣ３７４Ａを横断して発生し、そして負の半周期ではコンデンサＣ３７４Ｂを横断して発生する。放電抵抗器Ｒ３７６Ａ、３７６Ｂは、コンデンサがゆっくりと放電することを可能にするために、コンデンサＣ３７４Ａ、Ｃ３７４Ｂと並列に連結される。コンデンサＣ３７４Ａ、Ｃ３７４Ｂは、両方共、好ましくは約８２［ｎＦ］の電気容量を有すると共に、放電抵抗器Ｒ３７６Ａ、Ｒ３７６Ｂは、好ましくは約６８．１［ｋΩ］の抵抗を有している。

電流制限回路３８０は、バイポーラ接合トランジスタＱ３８２、２つの抵抗器Ｒ３８４、Ｒ３８６、及びシャントレギュレータ定電圧ダイオードＺ３８８を備える。トリガ回路３３０を横断する電圧がおおよそゼロボルトに低下した後、タイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”に実質的に等しい電圧が、電流制限回路３８０を横断して発生する。トランジスタが導通するように、電流が、好ましくは約３３［ｋΩ］の抵抗を有する抵抗器Ｒ３８４を通して、トランジスタＱ３８２のゲート端子に流れこむ。従って、制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”が、フォトダイオード３９０Ａ、トランジスタＱ３８２、及び抵抗器Ｒ３８６を通して流れることになる。ダイオードＺ３８８は、好ましくは、制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”の大きさを制限するために、トランジスタＱ３８２のエミッタ端子と連結されたシャント接続を有する。好ましくは、シャントダイオードＺ３８８は、１．２５［Ｖ］の基準電圧を有すると共に、抵抗器Ｒ３８６は、約３９２［Ω］の抵抗を有しており、制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”の大きさは、約３．２［ｍＡ］に制限される。

ＭＬＶ調光器３００は、ＭＬＶ調光器２００のクランプ回路２５０と類似したクランプ回路３５０を更に備える。クランプ回路３５０は、逆直列接続された２つの定電圧ダイオードＺ３５２、Ｚ３５４を備える。好ましくは、定電圧ダイオードＺ３５２、Ｚ３５４は、同じブレークオーバ電圧“Ｖ_Ｚ”、例えば３８［Ｖ］を有すると共に、コンデンサＣ３４４を横断するタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は、両方の半周期においてブレークオーバ電圧“Ｖ_Ｚ”に制限される。従って、トリガ回路を横断するトリガ電圧信号は、おおよそブレークオーバ電圧“Ｖ_Ｚ”から他の構成部品による追加の電圧“Ｖ_＋”を減算した値に制限される。

ＭＬＶ調光器３００は、ＭＬＶ調光器２００と同様の動作を示す。正の半周期の初めにおいて、コンデンサＣ３７４Ａを横断する電圧“ΔＶ”は、おおよそゼロボルトである。従って、制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”が流れる間に、コンデンサＣ３３４を横断するタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”は、初期電圧しきい値“Ｖ_１”、すなわちブレークオーバ回路３６０の定電圧ダイオードＺ３６９のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”にＭＬＶ調光器３００の他の構成部品による追加の電圧“Ｖ_＋”を加算した電圧を越えなければならない。上で示されたように、初期電圧しきい値“Ｖ_１”は、約３４［Ｖ］である。

制御電流“ｉ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}”がオフセット回路３７０の第１の部分３７０Ａを通じて流れる場合に、好ましくは約１２［Ｖ］の大きさを有する電圧“ΔＶ”が、コンデンサＣ３７４Ａを横断して発生する。従って、新しい電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”は、初期電圧しきい値“Ｖ_１”に電圧“ΔＶ”を加算した値、すなわち約４２［Ｖ］に等しい。しかしながら、クランプ回路３５０がタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”の大きさを３８［Ｖ］に制限しているので、タイミング電圧信号は、電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”を越えることができないことになる。従って、トライアック３２０は、同じ半周期の間に繰り返し導通しようと試みないと共に、負荷電流“ｉ_Ｌ”は、実質的に対称的な状態を維持することになる。ＭＬＶ調光器３００のタイミング電圧信号“ｖ_Ｔ”と負荷電流“ｉ_Ｌ”のプロットが図９において示される。

図１０は、本発明の第３の実施例によるＭＬＶ調光器４００の単純化された構成図である。調光器４００は、ＭＬＶ調光器３００と同じか、もしくは非常に類似した回路を備える。しかしながら、図１０の回路は、異なる方法において連結される。

ＭＬＶ調光器４００は、クランプ回路４５０を備えると共に、それは、ＭＬＶ調光器２００と同様に、整流ブリッジの交流側を横断するよりむしろ、オプトカプラ３９０のフォトダイオード３９０Ａ、ブレークオーバ回路３６０、及びオフセット回路４７０を横断して連結される。正の半周期の間、オフセット回路４７０内のコンデンサＣ４７４Ａは、電圧“ΔＶ”に充電され、従って、電圧しきい値“Ｖ_ＴＨ”は、電圧“ΔＶ”に初期電圧しきい値“Ｖ_１”を加算した値まで増加する。再度、コンデンサＣ４７４Ａを横断する電圧“ΔＶ”は、正の半周期の初めにおいて、実質的にゼロボルトであると共に、従って、初期電圧しきい値“Ｖ_１”は、ブレークオーバ回路３６０のブレークオーバ電圧“Ｖ_ＢＲ”、例えば約３０［Ｖ］に、他の構成部品による追加の電圧降下“Ｖ_＋”を加算した値に等しい。クランプ回路４５０の第１の定電圧ダイオードＺ４５２は、トリガ電圧（すなわちブレークオーバ回路３６０とオフセット回路４７０のコンデンサＣ４７４Ａとを横断する電圧）にフォトダイオード３９０Ａの順方向電圧降下を加算した大きさを、定電圧ダイオードＺ４５２のブレークオーバ電圧“Ｖ_Ｚ”、例えば約３６［Ｖ］に制限する。同様に、負の半周期の間、コンデンサＣ４７４Ｂは、電圧“ΔＶ”に充電されると共に、定電圧ダイオードＺ４５４は、トリガ電圧（すなわちブレークオーバ回路３６０とオフセット回路４７０のコンデンサＣ４７４Ａとを横断する電圧）にフォトダイオード３９０Ｂの順方向電圧降下を加算した大きさを、同じブレークオーバ電圧“Ｖ_Ｚ”に制限する。

本発明が、それについて特別な実施例に関して説明されたが、多くの他の変形及び修正、そして他の使用法が、当業者にとって明白になるであろう。従って、本発明は、ここで説明された特定の開示に制限されず、添付された特許請求の範囲によってのみ制限されることが好ましい。

従来技術のＭＬＶ調光器の単純化された構成図である。 図１ＡのＭＬＶ調光器のダイアックの電圧−電流特性のプロット図である。 タイミングコンデンサを横断する電圧と、図１ＡのＭＬＶ調光器を流れる負荷電流“ｉ_Ｌ”のプロット図である。 ＭＬＶ変圧器が無負荷の場合の、タイミングコンデンサを横断する電圧と、負荷電流“ｉ_Ｌ”のプロット図である。 ＭＬＶ変圧器が無負荷の場合の、非対称的な動き具合を示す、タイミングコンデンサを横断する電圧と、負荷電流“ｉ_Ｌ”のプロット図である。 本発明によるＭＬＶ調光器の簡略化したブロック図である。 図５ＡのＭＬＶ調光器のユーザインタフェースの斜視図である。 本発明の第１の実施例によるＭＬＶ調光器の単純化された構成図である。 図６のＭＬＶ調光器の動作を説明する波形図である。 本発明の第２の実施例によるＭＬＶ調光器の単純化された構成図である。 図８のＭＬＶ調光器のタイミング電圧及び負荷電流のプロット図である。 本発明の第３の実施例によるＭＬＶ調光器の単純化された構成図である。

符号の説明

１０ 磁気低電圧調光器
１２ 交流電源
１４ ＨＯＴ端子
１６ ＭＬＶ負荷
１６Ａ 変圧器
１６Ｂ 電灯負荷
１８ 調光後ＨＯＴ端子
２０ トライアック
３０ タイミング回路
４０ ダイアック
１００ ＭＬＶ調光器
１２０ 半導体スイッチ
１２４ 機械的スイッチ
１２５ ユーザインタフェース
１２６ フェースプレート
１２７ 押しボタン
１２８ スライダ制御器
１２８Ａ 作動ノブ
１２８Ｂ 細長いスロット
１３０ タイミング回路
１４０ トリガ回路
１５０ クランプ回路
２００ ＭＬＶ調光器
２２０ トライアック
２３０ タイミング回路
２４０ トリガ回路
２５０ クランプ回路
２６０ ダイアック
２７０ オフセット回路
３００ ＭＬＶ調光器
３２０ トライアック
３３０ タイミング回路
３５０ クランプ回路
３６０ ブレークオーバ回路
３７０ オフセット回路
３７０Ａ 第１の部分
３７０Ｂ 第２の部分
３８０ 電流制限回路
３９０ オプトカプラ
３９０Ａ フォトダイオード
４００ ＭＬＶ調光器
４５０ クランプ回路
４７０ オフセット回路
Ｌ２２ インダクタンスコイル
Ｒ３２ ポテンショメータ
Ｃ３４ コンデンサ
Ｌ１２２ インダクタンスコイル
Ｒ２３２ ポテンショメータ
Ｃ２３４ コンデンサ
Ｄ２７２Ａ ダイオード
Ｄ２７２Ｂ ダイオード
Ｃ２７４Ａ コンデンサ
Ｃ２７４Ｂ コンデンサ
Ｒ２７６Ａ 放電抵抗器
Ｒ２７６Ｂ 放電抵抗器
Ｒ２８０ 電流制限抵抗器
Ｚ２５２Ａ 定電圧ダイオード
Ｚ２５２Ｂ 定電圧ダイオード
Ｒ３３２ ポテンショメータ
Ｃ３３４ コンデンサ
Ｒ３３６ 較正用抵抗器
Ｄ３４２Ａ ダイオード
Ｄ３４２Ｂ ダイオード
Ｄ３４２Ｃ ダイオード
Ｄ３４２Ｄ ダイオード
Ｒ３９２ 抵抗器
Ｒ３９４ 抵抗器
Ｒ３９６ 抵抗器
Ｑ３６２ バイポーラ接合トランジスタ
Ｑ３６４ バイポーラ接合トランジスタ
Ｒ３６６ 抵抗器
Ｒ３６８ 抵抗器
Ｚ３６９ 定電圧ダイオード
Ｃ３７４Ａ コンデンサ
Ｃ３７４Ｂ コンデンサ
Ｒ３７６Ａ 抵抗器
Ｒ３７６Ｂ 抵抗器
Ｑ３８２ バイポーラ接合トランジスタ
Ｒ３８４ 抵抗器
Ｒ３８６ 抵抗器
Ｚ３８８ シャントレギュレータ定電圧ダイオード
Ｚ３５２ 定電圧ダイオード
Ｚ３５４ 定電圧ダイオード
Ｃ４７４Ａ コンデンサ
Ｃ４７４Ｂ コンデンサ
Ｚ４５２ 定電圧ダイオード
Ｚ４５４ 定電圧ダイオード
Ｒ４７６Ａ 抵抗器
Ｒ４７６Ｂ 抵抗器

Claims (49)

1. 交流電源から負荷に供給される電力量を制御するための２線式負荷制御装置であって、
   前記負荷制御装置が、
   前記交流電源と前記負荷との間に直列電気接続において連結されるように動作可能な半導体スイッチと、
   タイミング電圧信号を提供するための出力端子を有すると共に、前記半導体スイッチと並列電気接続において連結されたタイミング回路と、
   トリガ電圧を有すると共に、初期の大きさを有する可変電圧しきい値によって特徴付けられ、前記半導体スイッチを制御するように動作可能なトリガ回路と、
   前記トリガ電圧の大きさを、前記初期の大きさより大きいクランプの大きさに制限するためのクランプ回路とを備え、
   前記半導体スイッチは、該半導体スイッチを非導通状態と導通状態との間で制御するための制御入力端子を有し、
   前記トリガ電圧は、該トリガ回路を横断して生成されると共に、前記タイミング電圧信号に応答して時間に対して大きさが増加し、
   前記半導体スイッチは、前記トリガ回路を介した制御電流の伝導に応答して、非導通状態と導通状態との間で切り替わるように動作可能であると共に、
   前記交流電源の半周期が開始した後で、前記トリガ電圧が、最初に前記可変電圧しきい値の初期の大きさを超えるときに、前記トリガ回路が、前記制御電流を伝導し、前記トリガ電圧を前記初期の大きさより小さい所定の大きさに減少させ、前記可変電圧しきい値を前記クランプの大きさより大きい第２の大きさまで増加させるように動作可能であり、それにより、前記トリガ電圧は、前記第２の大きさを越えることが防止される
   ことを特徴とする負荷制御装置。
2. 前記半導体スイッチが、トライアックを含み、
   前記トライアックが、該トライアックを導通状態にするためのゲート端子を有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の負荷制御装置。
3. 前記トリガ回路と直列に連結された入力端子と前記トライアックのゲート端子に連結された出力端子とを有するオプトカプラを更に備え、
   前記オプトカプラの入力端子が前記制御電流を伝導する場合に、前記オプトカプラの出力端子が、前記トライアックのゲート端子を通してゲート電流を伝導するように動作可能であり、それにより、前記トライアックを導通状態にする
   ことを特徴とする請求項２に記載の負荷制御装置。
4. 前記トリガ回路が、前記制御電流を伝導するように動作可能なオフセットコンデンサを有するオフセット回路を備え、
   前記トリガ電圧が前記可変電圧しきい値の初期の大きさを越える場合に、前記オフセットコンデンサが、前記電圧しきい値の第２の大きさと初期の大きさとの間の差異におおよそ等しい最大の大きさを有するオフセット電圧を発生させる
   ことを特徴とする請求項３に記載の負荷制御装置。
5. 前記トリガ回路が、前記オフセット回路と直列に連結されると共に、前記制御電流を伝導するように動作可能なブレークオーバ回路を更に備えると共に、
   前記ブレークオーバ回路が、定電圧ダイオードを備え、
   それにより、前記可変電圧しきい値が、前記定電圧ダイオードのブレークオーバ電圧及び前記オフセット電圧によって決まる
   ことを特徴とする請求項４に記載の負荷制御装置。
6. 前記オフセット回路が、前記オフセットコンデンサと並列電気接続において連結された放電抵抗器を更に備える
   ことを特徴とする請求項５に記載の負荷制御装置。
7. 前記タイミング電圧信号の受取りのために前記タイミング回路に連結された交流端子と、前記ブレークオーバ回路及び前記オプトカプラの入力端子が直列電気接続において連結された直流端子とを有する整流ブリッジを更に備え、
   前記オフセット回路が、第２のオフセットコンデンサと、前記第２のオフセットコンデンサと並列に連結された第２の放電抵抗器とを備えると共に、
   前記第１のオフセットコンデンサが、前記交流電源の正の半周期に前記制御電流を伝導するように動作可能であり、前記第２のオフセットコンデンサが、前記交流電源の負の半周期に前記制御電流を伝導するように動作可能である
   ことを特徴とする請求項６に記載の負荷制御装置。
8. 前記クランプ回路が、前記タイミング電圧信号の大きさを制限するために、前記タイミング回路の出力端子に連結されると共に、逆直列に連結された第１定電圧ダイオード及び第２の定電圧ダイオードを備え、
   それにより、前記第１の定電圧ダイオードが、正の半周期において、実質的に前記クランプの大きさまで前記タイミング電圧信号の大きさを制限するように動作可能であり、前記第２の定電圧ダイオードが、負の半周期において、実質的に前記クランプの大きさまで前記タイミング電圧信号の大きさを制限するように動作可能である
   ことを特徴とする請求項７に記載の負荷制御装置。
9. 前記クランプ回路が、第１の定電圧ダイオード及び第２の定電圧ダイオードを備え、
   前記第１の定電圧ダイオードは、前記正の半周期において、前記トリガ電圧が実質的に前記クランプの大きさに制限されるように連結され、
   前記第２の定電圧ダイオードは、前記負の半周期において、前記トリガ電圧が実質的に前記クランプの大きさに制限されるように連結される
   ことを特徴とする請求項７に記載の負荷制御装置。
10. 前記ブレークオーバ回路及び前記オプトカプラの入力端子と直列に連結された電流制限回路を更に備え、
    前記電流制限回路が、前記制御電流の大きさを制限するように動作可能である
    ことを特徴とする請求項７に記載の負荷制御装置。
11. 前記ブレークオーバ回路が、半導体スイッチを更に備え、
    それにより、前記ブレークオーバ回路が前記制御電流を伝導した後で、前記ブレークオーバ回路を横断する電圧が、実質的にゼロボルトまで減少する
    ことを特徴とする請求項５に記載の負荷制御装置。
12. 前記トリガ回路が、前記タイミング回路の出力端子と前記トライアックのゲート端子との間に直列電気接続において連結され、
    前記制御電流が、前記トライアックのゲート端子を流れることができる
    ことを特徴とする請求項２に記載の負荷制御装置。
13. 前記トリガ回路が、前記制御電流を伝導するように動作可能なオフセットコンデンサを有するオフセット回路を備え、
    前記トリガ電圧が前記可変電圧しきい値の初期の大きさを越える場合に、前記オフセットコンデンサが、前記電圧しきい値の第２の大きさと初期の大きさとの間の差異におおよそ等しい最大の大きさを有するオフセット電圧を発生させる
    ことを特徴とする請求項１２に記載の負荷制御装置。
14. 前記トリガ回路が、ブレークオーバ電圧によって特徴付けられると共に、前記オフセット回路と直列に連結されるダイアックを更に備え、
    前記ダイアックが、前記制御電流を伝導するように動作可能であり、
    それにより、前記可変電圧しきい値が、前記ダイアックのブレークオーバ電圧及び前記オフセット電圧によって決まる
    ことを特徴とする請求項１３に記載の負荷制御装置。
15. 前記オフセット回路が、前記オフセットコンデンサと並列電気接続において連結された放電抵抗器を更に備える
    ことを特徴とする請求項１４に記載の負荷制御装置。
16. 前記オフセット回路が、
    第２のオフセットコンデンサと、
    前記第２のオフセットコンデンサと並列に連結された第２の放電抵抗器と、
    前記第１のオフセットコンデンサと前記第１の放電抵抗器との並列結合に対して直列に連結された第１のダイオードと、
    前記第２のオフセットコンデンサと前記第２の放電抵抗器との並列結合に対して直列に連結された第２のダイオードとを更に備え、
    前記第１のオフセットコンデンサが、前記交流電源の正の半周期に前記制御電流を伝導するように動作可能であり、
    前記第２のオフセットコンデンサが、前記交流電源の負の半周期に前記制御電流を伝導するように動作可能である
    ことを特徴とする請求項１５に記載の負荷制御装置。
17. 前記クランプ回路が、タイミング電圧信号の大きさを制限するために、前記タイミング回路の出力端子に連結されると共に、逆直列に連結された第１の定電圧ダイオード及び第２の定電圧ダイオードを備え、
    それにより、前記第１の定電圧ダイオードが、正の半周期において、実質的にクランプの大きさまでタイミング電圧信号の大きさを制限するように動作可能であり、前記第２の定電圧ダイオードが、負の半周期において、実質的にクランプの大きさまでタイミング電圧信号の大きさを制限するように動作可能である
    ことを特徴とする請求項１６に記載の負荷制御装置。
18. 前記タイミング回路の出力端子と前記トライアックのゲート端子との間に直列電気接続において連結された制限抵抗器を更に備え、
    前記制限抵抗器が、前記制御電流の大きさを制限するように動作可能である
    ことを特徴とする請求項１６に記載の負荷制御装置。
19. 前記トリガ回路が最初に前記制御電流を伝導した場合に、もし前記トライアックを流れる負荷電流が前記トライアックのラッチ電流を超えないならば、前記負荷制御装置は、前記負荷電流が前記ラッチ電流を超えることを防止するように動作可能である
    ことを特徴とする請求項２に記載の負荷制御装置。
20. 前記トリガ回路が、前記制御電流を伝導するように動作可能なオフセット回路を備え、
    前記トリガ電圧が前記可変電圧しきい値の初期の大きさを越える場合に、前記電圧しきい値の第２の大きさと初期の大きさとの間の差異におおよそ等しい最大の大きさを有するオフセット電圧が、前記オフセット回路を横断して発生する
    ことを特徴とする請求項１に記載の負荷制御装置。
21. 前記オフセット回路が、前記制御電流を伝導するように動作可能なオフセットコンデンサを備え、
    前記オフセット電圧が、前記オフセットコンデンサを横断して発生する
    ことを特徴とする請求項２０に記載の負荷制御装置。
22. 前記オフセット回路が、前記オフセットコンデンサと並列電気接続において連結された放電抵抗器を更に備える
    ことを特徴とする請求項２１に記載の負荷制御装置。
23. 前記トリガ回路が、前記オフセット回路と直列に連結されると共に、定電圧ダイオードと半導体スイッチを有するブレークオーバ回路を更に備え、
    前記ブレークオーバ回路は、前記ブレークオーバ回路を横断する電圧が前記定電圧ダイオードのブレークオーバ電圧を越える場合に、前記制御電流を伝導すると共に、前記ブレークオーバ回路が前記制御電流を伝導した後で、前記ブレークオーバ回路を横断する電圧を実質的にゼロボルトまで減少させるように動作可能であり、
    それにより、前記可変電圧しきい値が、前記定電圧ダイオードのブレークオーバ電圧及び前記オフセット電圧によって決まる
    ことを特徴とする請求項２１に記載の負荷制御装置。
24. 前記トリガ回路が、ブレークオーバ電圧によって特徴付けられると共に、前記オフセット回路と直列に連結されるダイアックを更に備え、
    前記ダイアックは、前記ブレークオーバ回路を横断する電圧が前記ダイアックのブレークオーバ電圧を超える場合に、前記制御電流を伝導するように動作可能であり、
    それにより、前記可変電圧しきい値が、前記ダイアックのブレークオーバ電圧及び前記オフセット電圧によって決まる
    ことを特徴とする請求項２１に記載の負荷制御装置。
25. 前記負荷制御装置が、調光器を備えると共に、
    前記負荷が、ＭＬＶ変圧器と連結されるように動作可能なＭＬＶランプを有するＭＬＶ負荷を備える
    ことを特徴とする請求項１に記載の負荷制御装置。
26. 前記タイミング回路が、タイミングコンデンサとポテンショメータとを備え、
    前記負荷制御装置が、前記タイミング回路の時定数に応答して、前記ＭＬＶランプの明暗度を制御するように動作可能である
    ことを特徴とする請求項２５に記載の負荷制御装置。
27. ユーザインタフェースを更に備え、
    前記ポテンショメータが、前記ユーザインタフェースに応答して抵抗を変更するように動作可能である
    ことを特徴とする請求項２６に記載の負荷制御装置。
28. 前記ＭＬＶランプが前記ＭＬＶ変圧器と連結されない場合に、前記負荷制御装置が、前記ＭＬＶ変圧器に非対称の電流が流れることを防止するように動作可能である
    ことを特徴とする請求項２５に記載の負荷制御装置。
29. 負荷制御装置における半導体スイッチを制御するように動作可能なトリガ回路であって、
    前記トリガ回路が、
    ブレークオーバ電圧によって特徴付けられると共に、制御電流を伝導するように動作可能であるブレークオーバ回路と、
    前記制御電流の伝導に応答して、非導通状態と導通状態との間で切り替わるように動作可能な半導体スイッチと、
    前記ブレークオーバ回路と直列に連結されると共に、前記制御電流を伝導するように動作可能なオフセット回路とを備え、
    前記ブレークオーバ回路が、該ブレークオーバ回路を横断する電圧が前記ブレークオーバ電圧を超える場合に前記制御電流を伝導するように動作可能であり、
    それにより、前記オフセット電圧が、前記オフセット回路を横断して発生し、
    前記トリガ回路が、前記ブレークオーバ電圧の大きさに実質的に等しい大きさを有すると共に、前記ブレークオーバ回路と前記オフセット回路が前記制御電流を伝導する前の、初期の電圧しきい値によって特徴付けられると共に、
    前記トリガ回路が、前記ブレークオーバ回路の前記ブレークオーバ電圧に前記オフセット電圧を足した大きさに実質的に等しい最大の大きさを有すると共に、前記ブレークオーバ回路と前記オフセット回路が前記制御電流を伝導した後の、第２の電圧しきい値によって更に特徴付けられる
    ことを特徴とするトリガ回路。
30. 前記オフセット回路が、前記制御電流を伝導するように動作可能なオフセットコンデンサを備え、
    前記オフセット電圧が、前記オフセットコンデンサを横断して発生する
    ことを特徴とする請求項２９に記載のトリガ回路。
31. 前記オフセット回路が、前記オフセットコンデンサと並列電気接続において連結された放電抵抗器を更に備える
    ことを特徴とする請求項３０に記載のトリガ回路。
32. 前記半導体スイッチが、ゲート端子を有するトライアックを備える
    ことを特徴とする請求項２９に記載のトリガ回路。
33. 前記トリガ回路が、前記トライアックのゲート端子と直列電気接続において連結されるように動作可能であり、
    前記制御電流が、前記トライアックのゲート端子を通して流れることができる
    ことを特徴とする請求項３２に記載のトリガ回路。
34. 前記ブレークオーバ回路が、定電圧ダイオードと半導体スイッチを備え、
    前記ブレークオーバ回路のブレークオーバ電圧が、前記定電圧ダイオードのブレークオーバ電圧に実質的に等しいと共に、
    前記ブレークオーバ回路が前記制御電流を伝導した後で、前記ブレークオーバ回路を横断する電圧が、実質的にゼロボルトまで減少させられる
    ことを特徴とする請求項２９に記載のトリガ回路。
35. 前記ブレークオーバ回路が、ダイアックを備え、
    前記ブレークオーバ回路のブレークオーバ電圧が、前記ダイアックのブレークオーバ電圧に実質的に等しい
    ことを特徴とする請求項３０に記載のトリガ回路。
36. 前記負荷制御装置が、前記トリガ回路を横断する前記トリガ電圧の大きさを、前記初期の電圧しきい値より大きく、かつ前記第２の電圧しきい値より小さいクランプの大きさまで実質的に制限するように動作可能なクランプ回路を備え、
    前記トリガ電圧は、前記第２の電圧しきい値を越えることが防止される
    ことを特徴とする請求項３０に記載のトリガ回路。
37. 交流電源から負荷に供給される電力量を制御するための負荷制御装置における、制御入力端子を有する半導体スイッチを制御する方法であって、
    前記方法が、
    前記交流電源の半周期の間に時間に対して大きさが増加するトリガ電圧を生成する段階と、
    前記トリガ電圧が初期の電圧しきい値を有する可変電圧しきい値を越えるときを判定する段階と、
    前記トリガ電圧が前記初期の電圧しきい値を越える場合に、ゲート電流を前記半導体スイッチの制御入力端子を介して伝導する段階と、
    前記可変電圧しきい値を、前記初期の電圧しきい値から、前記初期の電圧しきい値より大きい第２の電圧しきい値まで増加させる段階と、
    前記交流電源の半周期の間に、前記トリガ電圧が前記第２の電圧しきい値を越えることを防止する段階と
    を有することを特徴とする方法。
38. 交流電源から負荷に供給される電力量を制御するための２線式負荷制御装置であって、
    前記負荷制御装置が、
    前記交流電源と前記負荷との間に直列電気接続において連結されるように動作可能であると共に、ゲート端子を有するトライアックと、
    前記トライアックと並列電気接続において連結されると共に、前記負荷に供給されるべき所望の電力量によって決まる割合で増加するタイミング電圧を提供するための出力端子を有するタイミング回路と、
    前記タイミング電圧を受け取るために前記タイミング回路に連結された交流端子、及び直流端子を有する整流ブリッジと、
    前記整流ブリッジの前記直流端子と直列電気接続において連結されると共に、ブレークオーバ電圧によって特徴付けられるブレークオーバ回路と、
    前記ブレークオーバ回路と直列電気接続において連結された入力端子、及び前記トライアックのゲート端子と連結された出力端子を有するオプトカプラと、
    前記交流電源の正の半周期に前記制御電流を伝導するように動作可能な第１のオフセットコンデンサ、及び前記交流電源の負の半周期に前記制御電流を伝導するように動作可能な第２のオフセットコンデンサを有するオフセット回路と、
    前記タイミング電圧の大きさを制限するために前記整流ブリッジの交流端子を横断して連結されたクランプ回路とを備え、
    前記トライアックのゲート端子は、該トライアックを導通状態にするためのものであり、
    該ブレークオーバ回路を横断する電圧が前記ブレークオーバ電圧を超える場合に、前記ブレークオーバ回路が、制御電流を伝導するように動作可能であり、
    前記ブレークオーバ回路と前記オプトカプラの入力端子が前記制御電流を伝導する場合に、前記オプトカプラの出力端子が、前記トライアックのゲート端子を通してゲート電流を伝導するように動作可能であり、それにより前記トライアックを導通状態にし、
    正の半周期において前記ブレークオーバ回路を横断する電圧が前記ブレークオーバ電圧を超える場合に、前記第１のオフセットコンデンサを横断する第１のオフセット電圧が発生し、
    負の半周期において前記ブレークオーバ回路を横断する電圧が前記ブレークオーバ電圧を超える場合に、前記第２のオフセットコンデンサを横断する第２のオフセット電圧が発生し、
    前記ブレークオーバ回路と前記第１のオフセットコンデンサとの直列結合を横断する電圧は、前記ブレークオーバ回路の前記ブレークオーバ電圧に前記第１のオフセット電圧を足した大きさを実質的に越えることが防止され、
    前記ブレークオーバ回路と前記第２のオフセットコンデンサとの直列結合を横断する電圧は、前記ブレークオーバ回路の前記ブレークオーバ電圧に前記第２のオフセット電圧を足した大きさを実質的に越えることが防止される
    ことを特徴とする負荷制御装置。
39. 交流電源から負荷に供給される電力量を制御するための２線式負荷制御装置であって、
    前記負荷制御装置が、
    前記交流電源と前記負荷との間に直列電気接続において連結されるように動作可能であると共に、ゲート端子を有するトライアックと、
    前記トライアックと並列電気接続において連結されると共に、前記負荷に供給されるべき所望の電力量によって決まる割合で増加するタイミング電圧を提供するための出力端子を有するタイミング回路と、
    前記タイミング電圧を受け取るために前記タイミング回路に連結された交流端子、及び直流端子を有する整流ブリッジと、
    前記整流ブリッジの前記直流端子と直列電気接続において連結されると共に、ブレークオーバ電圧によって特徴付けられるブレークオーバ回路と、
    前記ブレークオーバ回路と直列電気接続において連結された入力端子、及び前記トライアックのゲート端子と連結された出力端子を有するオプトカプラと、
    前記交流電源の正の半周期に前記制御電流を伝導するように動作可能な第１のオフセットコンデンサ、及び前記交流電源の負の半周期に前記制御電流を伝導するように動作可能な第２のオフセットコンデンサを有するオフセット回路と、
    前記オプトカプラの入力端子、前記ブレークオーバ回路、及び前記オフセット回路を横断して連結されたクランプ回路とを備え、
    前記トライアックのゲート端子は、該トライアックを導通状態にするためのものであり、
    該ブレークオーバ回路を横断する電圧が前記ブレークオーバ電圧を超える場合に、前記ブレークオーバ回路が、制御電流を伝導するように動作可能であり、
    前記ブレークオーバ回路と前記オプトカプラの入力端子が前記制御電流を伝導する場合に、前記オプトカプラの出力端子は、前記トライアックのゲート端子を通してゲート電流を伝導するように動作可能であり、それにより前記トライアックを導通状態にし、
    正の半周期において前記ブレークオーバ回路を横断する電圧が前記ブレークオーバ電圧を超える場合に、前記第１のオフセットコンデンサを横断する第１のオフセット電圧が発生し、
    負の半周期において前記ブレークオーバ回路を横断する電圧が前記ブレークオーバ電圧を超える場合に、前記第２のオフセットコンデンサを横断する第２のオフセット電圧が発生し、
    前記ブレークオーバ回路と前記第１のオフセットコンデンサとの直列結合を横断する電圧は、前記ブレークオーバ回路の前記ブレークオーバ電圧に前記第１のオフセット電圧を足した大きさを実質的に越えることが防止され、
    前記ブレークオーバ回路と前記第２のオフセットコンデンサとの直列結合を横断する電圧は、前記ブレークオーバ回路の前記ブレークオーバ電圧に前記第２のオフセット電圧を足した大きさを実質的に越えることが防止される
    ことを特徴とする負荷制御装置。
40. 正のライン半周期及び負のライン半周期を有する交流電源から負荷に供給される電力量を制御するための２線式負荷制御装置であって、
    前記負荷制御装置が、
    前記交流電源と前記負荷との間に連結可能な一組の入力端子を有すると共に、出力端子におけるタイミング電圧信号を生成するように、所望の調光レベル入力に応答するタイミング回路と、
    前記タイミング回路の出力端子に連結された入力端子を有すると共に、出力端子におけるゲート電流信号を生成するように、前記タイミング電圧信号に応答するトリガ回路と、
    前記交流電源と前記負荷との間に連結可能な一組の電源端子、及び前記トリガ回路の出力端子に連結されたゲート入力端子を有すると共に、実質的非導通状態と実質的導通状態との間で切り替わるように、前記ゲート電流信号に応答する半導体スイッチと、
    前記タイミング回路に連結されると共に、前記タイミング電圧信号を所定のクランプ電圧を越えないようにクランプすることができるクランプ回路とを備え、
    前記トリガ回路が、クランプ電圧より小さい第１の電圧しきい値を有すると共に、クランプ電圧より大きい第２の電圧しきい値を有することによって特徴付けられ、
    ライン半周期において、前記タイミング電圧信号が最初に前記第１の電圧しきい値を超える場合、
    （１）前記トリガ回路が、前記半導体スイッチを実質的非導通状態と実質的導通状態との間で切り替えさせる前記ゲート電流信号を生成し、
    （２）前記タイミング信号が、前記第１の電圧しきい値より小さいレベルまで減少させられ、
    （３）前記トリガ回路が、前記ゲート電流信号を生成することを中止すると共に、
    （４）前記トリガ回路の電圧しきい値が、前記第２の電圧しきい値まで上昇させられる
    ように前記トリガ回路が構成され、
    それにより、前記半導体スイッチが再び同じライン半周期の間に実質的導通状態に切り替わることが防止されるように、前記タイミング信号は、第２の電圧しきい値を越えることが防止される
    ことを特徴とする負荷制御装置。
41. 交流の正のライン半周期と負のライン半周期とを有する交流電源から実質的に誘導的な電気負荷に供給される電力量を制御するための２線式負荷制御装置であって、
    前記負荷制御装置が、
    前記交流電源に対する接続に適している第１の装置端子、及び前記負荷に対する接続に適している第２の装置端子と、
    前記負荷に供給されるべき所望の電力レベルを代表するタイミング信号を出力端子において提供するタイミング回路と、
    前記タイミング回路の出力端子と連結された入力端子を有すると共に、前記タイミング信号がトリガ回路しきい値レベルを越える場合に、出力端子における制御信号を提供するように、前記タイミング信号に応答するトリガ回路と、
    前記第１の装置端子と接続された第１の電源端子、前記第２の装置端子と接続された第２の電源端子、及び前記トリガ回路の出力端子に連結された制御入力端子を有すると共に、前記第１の電源端子と前記第２の電源端子との間に実質的に低いインピーダンスの電気接続を確立するように、制御信号に応答する制御可能な伝導性装置とを備え、
    前記制御可能な伝導性装置が、ラッチ電流によって特徴付けられ、もし前記制御信号が前記制御入力端子に存在する間に、前記第１の電源端子と前記第２の電源端子を通過する負荷電流が、ラッチ電流しきい値レベルを越えることに失敗した場合に、その場合に、前記第１の電源端子と前記第２の電源端子との間の実質的に低いインピーダンスの電気接続は、実質的に高いインピーダンスの電気接続に戻ると共に、
    前記トリガ回路が、前記トリガ回路の入力端子と前記トリガ回路の出力端子との間に直列電気接続において連結されるトリガ回路しきい値上昇手段と、信号制限回路とを備え、
    前記トリガ回路しきい値上昇手段が、前記トリガ回路しきい値を、第１のしきい値レベルから、前記第１のしきい値レベルより大きい第２のしきい値レベルまで上昇させるように、前記トリガ回路を流れる電流に応答し、
    前記信号制限回路が、前記トリガ回路の入力端子と前記第２の電源端子とに連結され、前記タイミング信号が、前記第１のしきい値レベルより大きく前記第２のしきい値レベルより小さい所定の信号限界値を超えないように制限される
    ことを特徴とする負荷制御装置。
42. 前記しきい値上昇手段が、コンデンサを備える
    ことを特徴とする請求項４１に記載の負荷制御装置。
43. 前記しきい値上昇手段が、前記コンデンサと並列に接続された抵抗器を更に備える
    ことを特徴とする請求項４２に記載の負荷制御装置。
44. 前記しきい値上昇手段が、前記コンデンサと前記抵抗器との並列結合に対して直列に連結されたダイオードを備える
    ことを特徴とする請求項４３に記載の負荷制御装置。
45. 前記信号制限回路が、第１の定電圧ダイオードを備える
    ことを特徴とする請求項４１に記載の負荷制御装置。
46. 前記信号制限回路が、前記第１の定電圧ダイオードと逆直列に接続された第２の定電圧ダイオードを更に備える
    ことを特徴とする請求項４５に記載の負荷制御装置。
47. 交流の正のライン半周期と負のライン半周期とを有する交流電源から電気負荷に供給される電力量を制御するための２線式負荷制御装置であって、
    前記負荷制御装置が、
    前記負荷に供給されるべき所望の電力レベルを代表するタイミング信号に応答する入力端子を有すると共に、タイミング信号がトリガ回路しきい値レベルを越える場合に、出力端子においてスイッチング素子制御信号を提供するトリガ回路を備え、
    前記トリガ回路は、各ライン半周期において前記スイッチング素子制御信号が１度だけ供給されることを保証するための手段を備える
    ことを特徴とする負荷制御装置。
48. 前記保証するための手段が、トリガ回路しきい値上昇手段を備え、
    前記トリガ回路しきい値上昇手段が、ライン半周期の第１の時刻における第１のしきい値から、前記第１の時刻より後のライン半周期の第２の時刻における、前記第１のしきい値より大きい第２のしきい値まで、前記トリガ回路しきい値レベルを上昇させるように、トリガ回路を流れる電流に応答する
    ことを特徴とする請求項４７に記載の負荷制御装置。
49. 前記保証するための手段は、前記トリガ回路が、ライン半周期の前記第１の時刻において、前記タイミング信号が前記第１のしきい値を越える場合に、前記スイッチング素子制御信号を提供することを許可し、前記トリガ回路が、ライン半周期の前記第２の時刻において、前記タイミング信号が前記第２のしきい値を越えることを防止することによって、前記スイッチング素子制御信号を提供することを防止するように連結された信号制限回路を更に備える
    ことを特徴とする請求項４８に記載の負荷制御装置。

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