JP2009509159A - フィルター手段を備えた磁気センサー装置 - Google Patents

Abstract

本発明は磁気センサー装置（１０）に関する。磁気センサー装置（１０）は、第１の周波数ｆｌｓで磁界を生成する線（１１，１３）、第２の周波数ｆ_２の入力電流で動作されるＧＭＲセンサー（１２）、及びＧＭＲセンサー（１２）の出力を増幅する増幅器（２６）を有する。第１のフィルター（２４）が用いられ、ＧＭＲセンサー（１２）から到来する電流源（２３）の雑音を阻止し、ＧＭＲセンサー（１２）からの磁気信号が電流源（２３）に到達するのを阻止する。更に、第２のフィルター（２５）が用いられ、第２の周波数ｆ_２が増幅器（２６）に到達するのを防ぐ。

Description

本発明は、少なくとも１つの磁界生成器、少なくとも１つの関連付けられた磁気センサー要素、電流供給、及び増幅器を有する磁気センサー装置に関する。更に、本発明は当該磁気センサー装置の使用に関する。

特許文献１及び特許文献２（これらは参照されることにより本願に組み込まれる）から、例えば、磁気ビーズでラベル付けされた（例えば生体）分子の検出用の微小流体生体センサーで用いられる微小センサー装置が知られている。微小センサー装置は、第１の周波数ｆ_１の交番磁界を生成する線及び磁化ビーズにより生成された漂遊磁界を検出する巨大磁気抵抗（ＧＭＲ）を有するセンサー配列を備える。ＧＭＲの信号は従ってセンサーの近くのビーズの数を示す。

生成された磁界の高周波数ｆ_１を用い、１／ｆ雑音ではなく熱白色雑音がＧＭＲの電圧で支配的になる周波数スペクトラムに磁気信号が現れるようにすることが知られている。更に、ビーズ励磁周波数ｆ_１の強い混信信号は、電線とＧＭＲとの間の寄生キャパシタンス及び誘導性結合によりＧＭＲセンサー出力に現れることが知られている。この信号はビーズからの磁気信号と干渉する。磁界生成手段とＧＭＲセンサーとの間の混信は、ＧＭＲセンサーのセンサー電流を第２の周波数ｆ_２で変調することにより抑制できる。センサー電流の変調を導入すると、磁気信号が（混信により重なり合う）周波数ｆ_１ではなく（混信のない）周波数ｆ_１±ｆ_２に現れるという効果を奏する。

信号対雑音比（ＳＮＲ）を改善する方法が記載されているにも拘わらず、小さいセンサー信号の極端な要件のために、磁気センサー装置は依然として実現が困難である。
国際公開第２００５／０１０５４３Ａ１号パンフレット 国際公開第２００５／０１０５４２Ａ２号パンフレット

上述の状況を鑑み、本発明の目的は、上述の種類の磁気センサー装置の信号対雑音比を更に改善する手段を提供することである。

上記の目的は、請求項１に記載の磁気センサー装置、及び請求項１１に記載の使用により達成される。好適な実施例は従属請求項に定められる。

本発明による磁気センサー装置は以下の構成要素を有する。つまり
（ａ）第１の周波数ｆ_１の磁界を近傍の検査領域内に生成する少なくとも１つの磁界生成器。磁界生成器は例えば微小センサーの基板の上の線により実現されて良い。
（ｂ）上述の磁界生成器と関連付けられた、つまり磁界生成器の磁界により生じる影響の及ぶ範囲内にある少なくとも１つの磁気センサー要素。磁気センサー要素は、特に特許文献１又は特許文献２に記載された種類の磁気抵抗要素、特にＧＭＲ、ＴＭＲ（トンネル磁気抵抗）、又はＡＭＲ（異方性磁気抵抗）であって良い。更に、磁気センサーは測定されるべき又はセンサー表面の近くの粒子の磁気特性の検出に基づく如何なる適切なセンサーであっても良い。従って、磁気センサーはコイル、磁気抵抗センサー、磁気制限センサー、ホール・センサー、平面ホール・センサー、フラックス・ゲート・センサー、ＳＱＵＩＤ（半導体超伝導量子干渉計）、磁気共鳴センサーとして、又は他の磁界により動作するセンサーとして明示される。
（ｃ）第２の周波数ｆ２の交流センサー電流を磁気センサー要素へ、磁気センサー要素の出力が第２の周波数と第１の周波数との間の絶対周波数差Δｆ、つまりΔｆ＝｜ｆ_２−ｆ_１｜の交番磁界の影響に関連する信号を含むように供給するセンサー供給装置。センサー供給装置は例えば、本質的に（理想的には）接続された負荷に関係なく一定電流を供給する電流源として、又は本質的に（理想的には）接続された負荷に関係なく一定電圧を供給する電圧源として実現されて良い。
（ｄ）センサー供給装置と磁気センサー要素との間に機能的に配置され、センサー供給装置の出力の雑音が磁気センサー要素に到達するのを防ぐフィルター。当該フィルターは、以後に紹介される他のフィルターと区別するために以下では「第１のフィルター」と称される。抑制された雑音は、特に第２の周波数ｆ_２以外の周波数の１つである。

実際には、上述の極端な雑音要件を満たす第２の周波数ｆ_２のセンサー電流を生成する電流源又は電圧源のようなセンサー供給装置を実現することは困難であることが分かっている。しかしながら、（第１の）フィルターをセンサー供給装置の出力の後に導入する提案は、磁気センサー要素へ供給されるセンサー電流の品質を有意に改善する。同時に、センサー供給装置自体に関する設計制約が軽減され得る。

第１のフィルターは、望ましくは周波数差Δｆより高いエッジ周波数を有する高域通過フィルターにより実現されて良い。本願明細書では、「エッジ周波数」は通常通りフィルターが−３ｄＢ減衰する周波数として定められる。Δｆより高いエッジ周波数により、第１のフィルターは、実際に関心のある磁気センサー要素の信号に影響する当該周波数及びより低い周波数の雑音成分を抑制する。更に、エッジ周波数は勿論、第２の周波数ｆ_２より低く、センサー供給装置の実効電力が妨げられずに通過し得る。従って、第１のフィルターのこの実施例はｆ_２がΔｆより大きい場合、例えば第１の周波数ｆ_１に近い又はｆ_１より大きい第２の周波数ｆ_２が用いられる場合に特に適する。

別の状況では、つまり第２の周波数ｆ_２が周波数差Δｆより小さい場合には、第１のフィルターは望ましくは周波数差Δｆより低いエッジ周波数を有する低域通過フィルターにより実現される。更に、エッジ周波数は第２の周波数ｆ_２より高く、センサー供給装置の実効電力が妨げられずに通過し得る。第１のフィルターのこの実施例は、第２の周波数ｆ_２が第１の周波数ｆ_１と比べて低い場合に特に適する。

本発明の更なる展開によると、磁気センサー装置は磁気センサー要素の出力信号を増幅する増幅器を有する。用語「増幅器」は、この場合、単一の構成要素（例えばトランジスター）、又は連携して入力信号を増幅する複数の構成要素の回路を示して良い。

上述の実施例の好適な変形では、磁気センサー装置は、磁気センサー要素と増幅器との間に機能的に配置され第２の周波数ｆ_２の信号成分が増幅器に到達するのを防ぐ第２のフィルターを有する。これらの信号成分は、磁気センサー要素とセンサー供給装置との結合により磁気センサー要素に現れ、従って増幅器及び後続の処理段に擾乱を導入しない。

第１の好適な実現によると、上述の第２のフィルターは周波数差Δｆより高いエッジ周波数を有する低域通過フィルターである。更に、エッジ周波数は第２の周波数ｆ_２より低い。この実施例は、第２の周波数ｆ_２がΔｆより大きい場合、特に高い第２の周波数ｆ_２の場合に適する。

或いは、第２のフィルターは周波数差Δｆより低いエッジ周波数を有する高域通過フィルターとして実現されて良い。更に、エッジ周波数は第２の周波数ｆ_２より高い。この実施例は、ｆ_２がΔｆより小さい場合、特に低い第２の周波数ｆ_２の場合に適する。

第１及び第２のフィルターの両方が用いられる場合、一方の第２のフィルター及び増幅器の入力インピーダンスと他方の磁気センサー要素のインピーダンスとの間の比は望ましくは１より大きく、最も望ましくは１００より大きく、インピーダンスは第２の周波数ｆ_２及び／又はｆ_２近傍の周波数領域にあると考えられる。従って第２の周波数ｆ_２の信号は、主として磁気センサー要素を流れ、増幅器に到達しない。本願明細書で留意すべき点は、インピーダンスの「比」が絶対値又は（場合によっては）複合の指数の係数のであると理解されることである。

更に、一方の第１のフィルターの出力インピーダンスと他方の第２のフィルター及び増幅器の入力インピーダンスとの間の比は望ましくは１より大きく、最も望ましくは１００より大きく、インピーダンスは周波数差Δｆ及び／又はΔｆ近傍の周波数領域にあると考えられる。従って、周波数Δｆの所望の信号は更なる処理のために主として増幅器を流れ、センサー供給装置への損失がない。

本発明の更なる展開によると、磁気センサー装置は、磁気センサー要素と接続され第１の周波数ｆ_１の混信補償信号を供給する補償装置を有する。混信補償信号は、例えば、磁気センサー要素の出力の（位相シフトされた）混信成分を正確に補償するように、磁界の第１の周波数ｆ_１に対し位相シフトされて良い。

本発明は、上述のセンサー装置の、特に体液（血液、唾液など）及び細胞の分子診断、生体成分分析、又は化学成分分析への使用に更に関する。分子診断は、例えば、直接に又は間接に目標分子に付着する磁気ビーズを用いて達成されて良い。

本発明のこれら及び他の態様は、以下に記載される実施例から明らかであり、当該実施例を参照し説明される。当該実施例は例として図面を参照して以下に記載される。

図中の同様の参照符号又は１００の整数倍だけ異なる参照符号は、同一又は同様の構成要素を示す。

図１は超常磁性ビーズ２を検出する単一センサー１０の原理を説明する。センサー１０の配列（例えば１００）を有する生体センサーは、溶液（例えば血液又は唾液）内の多数の異なる目標分子１（例えばタンパク質、ＤＮＡ、アミノ酸、不正使用された医薬品）の濃度を同時に測定するために用いられて良い。結合方式のある可能な例では、所謂「サンドイッチ分析」は、目標分子１が結合し得る第１の抗体３を結合表面１４に設けることにより達成される。第２の抗体４を運ぶ超常磁性ビーズ２は、次に結合した目標分子１に付着する。センサー１０の線１１及び１３を流れる電流は磁界Ｂを生成し、そして超常磁性ビーズ２を磁化する。超常磁性ビーズ２からの漂遊磁界Ｂ’はセンサー１０のＧＭＲ１２に同一平面の磁化成分を導入し、結果として測定可能な抵抗値の変化を生じる。

図１は破線とキャパシターＣ_ｐａｒにより、電線１１、１３とＧＭＲ１２との間の寄生容量性結合を更に示す（同様に誘導性結合もこれら構成要素間に存在する）。この結合はＧＭＲ１２の信号電圧に混信を生じる。混信は線１１、１３内の磁界生成電流Ｉ_１の周波数ｆ_１で生じる。この混信による擾乱は、ＧＭＲを通じて流れるセンサー電流Ｉ_２も第２の周波数ｆ_２で変調すると最小化できる。

図２は図１の磁気センサー装置１０と接続して用いることができる回路の概略ブロック図を示す。当該回路は、導線１１、１３と結合され当該導線に生成器電流Ｉ_１を供給する電流源２２を有する。同様に、ＧＭＲセンサー１２は、ＧＭＲ１２にセンサー電流Ｉ_２を供給する第２の電流源又は「センサー供給装置」２３と結合される。ＧＭＲ１２の信号、つまりＧＭＲ１２の抵抗に亘る電圧降下は、増幅器２６、任意の第１の低域通過フィルター２７、復調器２８、及び第２の低域通過フィルター２９を介し、センサー装置の出力３０へ送られ、（例えばパーソナル・コンピューターにより）最終処理される。

生成器電流Ｉ_１は、変調源２０により生成された第１の周波数ｆ_１で変調される。変調源２０の信号は周波数シフト器２１を介し第２のセンサー電流源２３へ更に送信され、センサー電流Ｉ_２を第２の周波数ｆ_２＝ｆ_１＋Δｆで変調する。本願明細書では更に詳細に説明されないが、センサー電流をｆ_２で変調すると、（特に）ＧＭＲ１２の所望の磁気信号が周波数差Δｆだけシフトするという効果を奏する（従って復調器２８はこの周波数Δｆを供給される）。このシフトは容量性及び誘導性混信から信号を分離し、ｆ_１に維持し、そして達成可能なＳＮＲを改善することを可能にする。

図２は、電流源２３とＧＭＲセンサー１２との間で電流源２３からの雑音を抑制する第１のフィルター２４、及びＧＭＲセンサー１２と増幅器との間で雑音及びＧＭＲ１２の信号内の不要な周波数成分を抑制する第２のフィルター２５を更に示す。これらのフィルターは特定の実施例を参照して以下に更に詳細に記載される。留意すべき点はフィルター２５、フィルター２７が余分になって良いことである。

図３は、例えば数ＭＨｚの範囲の第２の高い周波数ｆ_２（ｆ_１に近い又はｆ_１より高い）に特に適する図２の回路の一部の第１の実施例を示す。電流源１２３はセンサー電流Ｉ_２を生成する。これは、電流源１２３の高出力抵抗のためにＧＭＲセンサー１２から増幅器２６の入力への（Δｆの）磁気信号の利得が１なので、つまり如何なる磁気信号も電流源１２３を通じて流れないので、有利である。しかしながら、検知信号の極端な雑音要件のために（ＧＭＲで要求される雑音レベル：＜−１７０ｄＢＶ／√Ｈｚ）、実際には、例えばトランジスターを有するこのような電流源を実現することは非常に困難である。

上述の要件を達成するために、図３の回路は、電流源１２３とＧＭＲセンサー１２との間の高域通過フィルター（ＨＰＦ）１２４、及びＧＭＲセンサー１２と増幅器２６との間の低域通過フィルター（ＬＰＦ）１２５を有する。センサー電流をＧＭＲセンサー１２にＨＰＦ１２４（Ｆ_−３ｄＢ＞Δｆ）を介して印加することにより、周波数

のセンサー電流源の雑音を低減できる。センサー電流源１２３からＧＭＲセンサー１２への信号損失を防ぐため、ＬＰＦ１２５（Ｆ_−３ｄＢ＞Δｆ）は、ＧＭＲセンサー１２から増幅器２６の入力への信号経路に追加される。センサー電流周波数ｆ_２のＬＰＦ１２５及び増幅器入力の入力インピーダンスとは、センサー電流（ｆ_２）からＧＭＲセンサー１２への追加信号損失を防ぐため、ＧＭＲインピーダンスと比較して有意に高い。他方で、周波数ΔｆのＨＰＦ１２４の出力インピーダンスは、ＧＭＲセンサー１２から増幅器の出力への磁気信号（Δｆ）の追加信号損失を防ぐため、ＬＰＦ１２５と増幅器入力の入力インピーダンスと比較して有意に高い。

また、センサー電流を電流源１２３の代わりに電圧源を介して印加することも可能である。ΔｆのＨＰＦの出力インピーダンスと、ｆ_２のＬＰＦ及び増幅器の入力インピーダンスに対する要件はこの場合には同一である。

増幅器２６の入力の信号のダイナミック・レンジが大きいという別の問題は、図２のフィルター２５を追加することにより解決される。磁気信号（Δｆ）のこの信号レベルはμボルト程度であり、検知信号自体（周波数ｆ_２でＩ_２・Ｒ_ＧＭＲ）は約１ボルトである。ここでＲ_ＧＭＲは磁界がない場合のＧＭＲの抵抗値である。磁界生成信号（ｆ_１）の誘導性結合及び容量性結合により、混信信号はＧＭＲセンサー１２で生じ、当該混信信号の振幅は周波数と比例して増加する。電子機器（第１の増幅器２６）の能動部分では、ｆ_２（検知信号）とｆ_１（磁界混信信号）の２つの周波数成分が特に高い周波数（大きいｆ_１混信信号）でスプリアス成分を生じる。電子機器の能動部分でΔｆ＝｜ｆ_２−ｆ_１｜で生成され得るこれらのスプリアス成分の１つは、不要な周波数成分であり、測定したいΔｆの磁気信号と干渉してしまう。例えば上述のように図３のＬＰＦ１２５を追加することにより、ｆ_１及びｆ_２の両方がこのＬＰＦにより強力に減衰されるので、信号の大きいダイナミック・レンジは有意に縮小され得る。

高周波数ｆ_２を有するセンサー電流の結果として、磁気信号は低周波数Δｆ＝｜ｆ_２−ｆ_１｜に現れる。２つのフィルター１２４、１２５を電流源とＧＭＲセンサーとの間及びＧＭＲセンサーと（前段）増幅器２６との間に追加することにより、以下の所望の特性を組み合わせたシステムが達成される：
１．高周波数でＨＰＦのインピーダンスが低く、比較的小さい電圧の使用で十分なセンサー電流の生成が可能である。
２．低周波数（重要な周波数）でＨＰＦの入力インピーダンスが高く、電源で生成され前段増幅器の入力に現れる雑音を防ぐ。
３．低周波数（重要な周波数）でＨＰＦの出力インピーダンスが高く、結果として磁気信号を前段増幅器の入力への伝達が１に等しい。
４．前段増幅器の入力の信号のダイナミック・レンジが狭く、大きく高い周波数信号（Ｉ_２・Ｒ_ＧＭＲ）及び混信（ｆ_１）がＬＰＦによりフィルターされ除去される。

例である実施例で、周波数ｆ_２＝１．０５ＭＨｚを有するセンサー電流とフィールド周波数ｆ_１＝１．００ＭＨｚが用いられる場合、重要な磁気信号はΔｆ＝１．０５ＭＨｚ−１．００ＭＨｚ＝５０ｋＨｚに現れる。従って、１．０５ＭＨｚの僅かに下のコーナー周波数を有するＨＰＦ及び５０ｋＨｚの僅かに上のコーナー周波数を有するＬＰＦが用いられる。

図４は低周波数センサー周波数ｆ２に特に適する図２の下位回路の代替の実施例を示す（特許文献１を参照）。図４は、一方で電流源２２３とＧＭＲセンサー１２との間の低域通過フィルターＬＰＦ２２４、及び他方でＧＭＲセンサー１２と増幅器２６との間の高域通過フィルターＨＰＦ２２５を有する。図３の回路に対し、ＬＰＦとＨＰＦとが交換されている。ＬＰＦ２２４の目的は、今度は、磁気信号の周波数（Δｆ＝ｆ_１−ｆ_２；ｆ_１＋ｆ_２）でセンサー電流源２２３からの雑音を低減することである。ＨＰＦ２２５はセンサー電流信号（周波数ｆ_２でＩ_２・Ｒ_ＭＧＲ）を低減する。周波数ｆ_２のＨＰＦ２２５及び増幅器入力の入力インピーダンスは、センサー電流源（ｆ_２）からＧＭＲセンサー１２への追加信号損失を防ぐため、ＧＭＲインピーダンスと比較して有意に高い。他方で、周波数ｆ_１±ｆ_２のＬＰＦ２２４の出力インピーダンスは、ＧＭＲセンサー１２から増幅器出力へのｆ_１±ｆ_２の信号の追加信号損失を防ぐため、ＨＰＦ２２５及び増幅器入力の入力インピーダンスと比較して有意に高い。ダイナミック・レンジの縮小は、ＨＰＦにより強力に減衰されるセンサー電流信号にのみ適用される。

低周波数ｆ_２を有するセンサー電流の結果として、磁気信号は高周波数Δｆ＝ｆ_１±ｆ_２に現れる。２つのフィルター２２４、２２５を電流源２２３とＧＭＲセンサー１２との間及びＧＭＲセンサー１２と（前段）増幅器２６との間に追加することにより、以下の所望の特性を組み合わせたシステムが達成される：
１．低周波数でＬＰＦのインピーダンスが低く、比較的小さい電圧の使用で十分なセンサー電流の生成が可能である。
２．高周波数（重要な周波数）でＬＰＦの入力インピーダンスが高く、電源で生成され前段増幅器の入力に現れる雑音を防ぐ。
３．高周波数（重要な周波数）でＬＰＦの出力インピーダンスが高く、結果として磁気信号を前段増幅器の入力への伝達が１に等しい。
４．前段増幅器の入力の信号のダイナミック・レンジが狭く、大きく低い周波数信号（Ｉ_２・Ｒ_ＧＭＲ）がＨＰＦによりフィルターされ除去される。

例である実施例で、周波数ｆ_２＝５０ｋＨｚを有するセンサー電流とフィールド周波数ｆ_１＝１．００ＭＨｚが用いられる場合、重要な磁気信号は１．００ＭＨｚ±５０ｋＨｚ＝０．９５ＭＨｚ及び１．０５ＭＨｚに現れる。従って、０．９５ＭＨｚの僅かに下のコーナー周波数を有するＨＰＦ及び５０ｋＨｚの僅かに上のコーナー周波数を有するＬＰＦが用いられる。

留意すべき点は、図４の回路で、混信信号は依然として増幅器２２５の入力に現れ、容易にはフィルターで除去しダイナミック・レンジを縮小できず、この混信の周波数ｆ_１が磁気信号の周波数Δｆに近いことである。しかしながら混信成分は、図５に示されたように補償信号を追加することにより抑制され得る。補償回路は電流源２０１、増幅器２０２、及び遅延２０３を有する。当該補償回路では、混信信号と同一の周波数ｆ_{ｃｒｏｓｓｔａｌｋ}＝ｆ_１及び振幅を有するが逆位相Δφの信号が用いられ混信を相殺する。

図６及び７はそれぞれ第３の範囲の低域通過フィルター及び高域通過フィルターの例を示し、キャパシターＣ１、Ｃ２、及びインダクターＬ１、Ｌ２のみを有し、前述の図のフィルター２４、１２４、２２４、２５、１２５、２２５を実現するために用いられて良い。しかしながら、適切な周波数特性及びインピーダンスを有する如何なる他のフィルターが用いられても良い。

最後に留意すべき点は、本出願では、用語「有する」が他の要素又は段階を排除しないこと、単数表記が複数を排除しないこと、及び単一のプロセッサー又は他の装置が複数の手段の機能に適合しても良いことである。本発明は、それぞれ全ての新しい特徴的機能及び特徴的機能のそれぞれ全ての組み合わせに存在する。更に、請求項の如何なる参照符号も本発明の範囲を制限すると見なされるべきではない。

本発明による磁気センサー装置を備えた生体センサーの原理を図示する。 本発明による磁気センサー装置回路全体のブロック図を示す。 高周波数センサー電流に適する図２の下位回路の第１の実施例を示す。 低周波数センサー電流に適する図２の下位回路の第２の実施例を示す。 混信を抑制する図４の回路の改良された実施例を示す。 低域通過フィルターの特定の具現化を示す。 高域通過フィルターの特定の具現化を示す。

Claims (11)

1. 磁気センサー装置であって、
   （ａ）検査領域内の第１の周波数ｆ_１の磁界を生成する少なくとも１つの磁界生成器；
   （ｂ）少なくとも１つの関連付けられた磁気センサー要素；
   （ｃ）第２の周波数ｆ_２の交流センサー電流を前記磁気センサー要素へ供給し、前記磁気センサー要素の出力が前記第２の周波数と第１の周波数との間の絶対周波数差Δｆ、つまりΔｆ＝｜ｆ_２−ｆ_１｜の信号を有するようにするセンサー供給装置；
   （ｄ）前記センサー供給装置と前記磁気センサー要素との間に配置され、雑音が前記磁気センサー要素に到達するのを防ぐ第１のフィルター、を有する磁気センサー装置。
2. 前記第１の周波数フィルターは前記周波数差Δｆより高いエッジ周波数を有する高域通過フィルターである、請求項１記載の磁気センサー装置。
3. 前記第１のフィルターは前記周波数差Δｆより低いエッジ周波数を有する低域通過フィルターである、請求項１記載の磁気センサー装置。
4. 前記磁気センサー装置は前記磁気センサー要素の出力信号を増幅する増幅器を有する、請求項１記載の磁気センサー装置。
5. 前記磁気センサー要素と前記増幅器との間に配置され、前記第２の周波数ｆ_２の信号成分が前記増幅器に到達するのを阻止する第２のフィルターを有する、請求項４記載の磁気センサー装置。
6. 前記第２のフィルターは前記周波数差Δｆより高いエッジ周波数を有する低域通過フィルターである、請求項５記載の磁気センサー装置。
7. 前記第２のフィルターは前記周波数差Δｆより低いエッジ周波数を有する高域通過フィルターである、請求項５記載の磁気センサー装置。
8. 前記第２のフィルター及び前記増幅器の入力インピーダンスと前記磁気センサー要素のインピーダンスとの間の比は前記第２の周波数ｆ_２で１より大きく、望ましくは１００より大きい、請求項５記載の磁気センサー装置。
9. 前記第１のフィルターの出力インピーダンスと前記第２のフィルター及び前記増幅器の入力インピーダンスとの間の比は前記周波数差Δｆで１より大きく、望ましくは１００より大きい、請求項５記載の磁気センサー装置。
10. 前記磁気センサー装置は前記磁気センサー要素と接続され前記第１の周波数ｆ_１の混信補償信号を供給する補償装置を有する、請求項５記載の磁気センサー装置。
11. 請求項１乃至１０の何れか１項記載の磁気センサー装置の使用であって、分子診断、生体成分分析、又は化学成分分析への使用。
    

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