JP2009264780A - 超音波流量計 - Google Patents

Abstract

【課題】 流量計測系にて必要とされる精度が確保され、かつ低コスト化が実現された超音波流量計を提供する。
【解決手段】 流体ＧＦが流通する流路３内の上流側と下流側に一対の超音波送受信素子２ａ，２ｂを設けられるとともに、所定の流量計測期間Ｔにおいて計測用超音波の送出を繰り返し、その計測用超音波を受信する毎に、次回送出される計測用超音波がそれら一対の超音波送受信素子２ａ，２ｂ間で予め決められたロック波数になるようその発振周波数を制御して、流量計測期間Ｔ内に制御されたその発振周波数を基に流量算出可能な超音波流量計１であって、超音波発信用の発振回路がリングオシレータ回路３４であり、該リングオシレータ回路３４を構成する各遅延要素３４１，３４２に供給される電源電圧を可変することにより、該リングオシレータ回路３４の発振周波数を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波を利用してガス、水道水等の流体の流速、流量を計測する超音波流量計に関する。

特公平３−３９２４６号公報

従来の超音波流量計の一例として、フェーズロックドループ（ＰＬＬ）を用いたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。この種の超音波流量計における計測原理は、例えば流路の流体流れ方向上手側および流れ方向下手側に一対の超音波素子を設け、ＰＬＬにより一対の超音波素子間で超音波が予め決められた波数（以下、ロック波数という）となるように制御し、流れ方向上手側の超音波素子（以下、順方向超音波素子という）から流れ方向下手側の超音波素子（以下、逆方向超音波素子という）に向けて超音波を発射したときの発振周波数（以下、順方向送信周波数という）と、逆方向超音波素子から順方向超音波素子に向けて超音波を発射したときの発振周波数（以下、逆方向送信周波数という）とを計測し、計測された順方向送信周波数および逆方向送信周波数を基に流路を流れる流体の平均流速を求め、さらに平均流速に流路断面積を乗算することで流量を求めるというものである。

いま、図２に示すように、ロック波数をＮ、順方向送信周波数をｆｊ、逆方向送信周波数をｆｇ、順方向超音波素子２ａ，逆方向超音波素子２ｂ間の距離（以下、伝搬長という）をＬ、流体の流速をＶとすると、順方向超音波素子２ａから逆方向超音波素子２ｂに超音波を伝搬させたときの計測（以下、順方向計測という）で、下式（１）が得られ、逆方向超音波素子２ｂから順方向超音波素子２ａに超音波を伝搬させたときの計測（以下、逆方向計測という）で、下式（２）が得られる。
Ｌ／(Ｃ＋Ｖ)＝Ｎ／ｆｊ → Ｌｆｊ／Ｎ＝Ｃ＋Ｖ ・・・（１）
Ｌ／(Ｃ−Ｖ)＝Ｎ／ｆｇ → Ｌｆｇ／Ｎ＝Ｃ−Ｖ ・・・（２）
式（１）−式（２）から下式（３）が得られ、式（１）＋式（２）から下式（４）が得られる。
Ｖ＝(Ｌ／２Ｎ)×(ｆｊ−ｆｇ) ・・・（３）
Ｃ＝(Ｌ／２Ｎ)×(ｆｊ＋ｆｇ) ・・・（４）

そして、流量Ｑが、流路の断面積Ｓ、補正係数Ｈを用いて、下式（５）で求められる。
Ｑ＝Ｖ・Ｓ・Ｈ ・・・（５）
また、前回までの積算流量ΣＱ０を用いれば、積算流量ΣＱ１は、ΣＱ１＝ΣＱ０＋Ｑで求められる。さらに、計測流体が空気であるなら、式（４）によって求められた音速Ｃから、簡易式Ｃ＝３３１．６８＋０．６１τにより、温度τが求まるので、温度τに対する補正が可能となる。

ところが、従来の超音波流量計においては、発振周波数を制御する周波数制御部がコスト的に高価であった。

本発明の課題は、流量計測系にて必要とされる精度が確保され、かつ低コスト化が実現された超音波流量計を提供することにある。

課題を解決するための手段及び発明の効果

上記の課題を解決するために、本発明の超音波流量計は、
被計測流体が流通する流路形成部内において互いに異なる位置に設けられ、一方が被計測流体への計測用超音波の送出側となり、他方が該計測用超音波の受信側となるように機能するとともに、各々計測用超音波を送出可能な対をなす超音波送受信素子と、計測用超音波の送信から受信までに要した伝播時間と該計測用超音波の発信周波数にて予め決められたロック波数が出力されるまでに要するロック時間とを比較してそれら双方の時間が一致するよう該計測用超音波の発振周波数を制御する周波数制御手段と、当該発振周波数に基づいて流量を算出する流量算出手段と、を備える超音波流量計であって、周波数制御手段が、
反転論理回路の出力に当該反転論理回路とは異なる反転論理回路の入力を接続する形で、遅延要素をなす奇数個の反転論理回路が鎖状に結合するとともに、最終段の反転論理回路の出力が初段の反転論理回路に入力されるよう構成され、出力される計測用クロック信号の周波数にて計測用超音波を送出させる発振回路として機能するリングオシレータ回路と、
各反転論理回路に電源電圧を供給する電源電圧供給手段と、
前記ロック時間と伝播時間との時間差を反映した時間差反映信号を出力する時間差反映信号出力手段と、
出力された時間差反映信号に基づいて、ロック時間から伝播時間を引いた時間差分値が正の方向に大きいほど反転論理回路に供給される電源電圧を大きくする電源電圧可変手段と、
を備えて構成されることを特徴とする。

上記本発明の超音波流量計においては、超音波送受信素子の発振周波数を生成する発振回路として、ＮＯＴやＮＯＲのような反転論理の論理ゲートを奇数個有して構成されたリングオシレータ回路を用いている。そして、その発振周波数の制御を、リングオシレータ回路を構成する各反転論理回路（例えばインバータ回路等）は、各々に供給される電源電圧の大きさが大きいほど遅延時間が短くなる点に着目して行うようにした。即ち、リングオシレータ回路を構成する遅延要素をなす各反転論理回路が、入力される電源電圧が大きいほど遅延時間が短くなるので、反転論理回路に入力される電源電圧を、出力周波数を大きくしたいときには大きく、出力周波数を小さくしたい時には小さくするように制御されるように構成した。発振回路をリングオシレータ回路とすることにより、低消費電力で、かつ低コストの超音波計測回路を構成することができる。また、超音波計測回路の低消費電力化、低コスト化を実現するためには、超音波計測回路を高集積化し、１チップ化されたＩＣとすることが望ましく、さらに、回路の作り易さを考えるならば、アナログ回路ではなくオールディジタル回路で構成され、かつ同一の製造プロセスを経て製造されることが望ましい。上記本発明のように、発振回路をリングオシレータ回路とすることにより、これらを実現することが可能となる。

また、本発明の超音波流量計は、１度の流量計測に際して予め定められた流量計測期間が設定され、当該流量計測期間内において各超音波送受信素子に対し計測用超音波を繰り返し送出させる出力タイミング制御手段を備えて構成することができる。このとき、周波数制御手段は、対応する超音波送受信素子により送信された計測用超音波を他方の超音波送受信素子が受信する毎に、当該計測用超音波の送信から受信までに要した伝播時間と、当該計測用超音波の発信周波数にて予め決められたロック波数の出力が完了するまでに要するロック時間とを比較してそれら双方の時間が一致するように、次回に送出される計測用超音波の発信周波数の制御を実行し、流量算出手段は、流量計測期間内においてそれぞれの周波数制御手段により周波数制御された発信周波数に基づいて、被計測流体の流量を算出するものとして構成できる。

上記構成によると、計測用超音波の伝播時間が、当該計測用超音波の発信周波数にて特定のロック波数が出力されるまでに要するロック時間に一致させる周波数制御、言い換えれば、超音波送受信素子間の伝播長を特定のロック波数Ｎで固定する周波数制御が実行されており、その周波数制御を流量計測期間Ｔの間行って、その間の発振周波数に基づいて流量を演算する計測方式を採用している。この場合、例えば、流量演算するための流量計測期間Ｔを1秒間（１ｓ）程度とすれば、超音波送受信素子間の伝播時間Ｔ０は、主にはおおよそ３００μｓと約１／３３００ｓ程度で、１回の計測に必要とされる精度はＮ±１であり、仮にロック数Ｎ＝５０とすると、３００μｓ／５０＝６μｓとなり、±６μｓもの誤差が許容される。このように、上記計測方式が採用されていることで、ジッターが大きいリングオシレータ回路であっても十分な計測精度を実現することができる。

流量算出手段は、対をなす超音波送受信素子のそれぞれに対応して設けられるとともに対応するリングオシレータ回路から出力される計測用クロック信号のクロック数をカウントするカウント手段を備え、流量計測期間内においてカウントされた、対をなす超音波送受信素子のそれぞれに対応するクロック数の総カウント値に基づいて、被計測流体の流量を算出するように構成できる。この構成によると、超音波送受信素子の発信周波数ｆｊ，ｆｇが流量計測期間内におけるクロックの総カウント値に反映されるので、対をなす双方の超音波送受信素子に対応する総カウント値を利用したシンプルな演算で流量算出ができる。

上記カウント手段は、対をなす超音波送受信素子のそれぞれに対応するクロック数をカウントするカウンタを有して構成され、流量算出手段は、流量計測期間の計測開始に際して双方のカウント値をリセットする一方で、流量計測期間の計測終了に伴い双方のカウント値を同時に記憶保持し、記憶保持された双方のカウント値に基づいて、被計測流体の流量を算出するように構成できる。流量計測期間の計測終了に伴い双方のカウント値が同時に記憶保持されるので、対をなす双方の超音波送受信素子において流量計測期間にばらつきが生じず、より高い精度の流量算出が可能となる。

なお、流量計測期間は、１秒の整数倍の時間、より望ましくは１秒にて定めることができる。流量計測期間が１秒であれば、カウンタ値がそのまま発信周波数ｆｊ，ｆｇとして得ることができるし、その整数倍であれば、その整数値でカウンタ値を割るだけで、発信周波数ｆｊ，ｆｇを得ることができ、流量算出の演算が簡易な処理で可能となる。

ところで、本発明における周波数制御手段は、リングオシレータ回路にて生成される計測用クロック信号を予め定められた割合で周波数補正して出力するよう、該リングオシレータ回路の出力側に接続される周波数補正用受動素子を備えて構成することができる。反転論理回路のみでリングオシレータ回路を構成する場合、各々の伝播遅延時間が数十ｎｓ程度で、仮に伝播遅延時間が２０ｎｓとすると、９段のリングオシレータ回路を構成しても２０ｎｓ×９＝１８０ｎｓとなり、周波数にすると約５．６ＭＨｚと周波数が少し高い。そのため、例えば抵抗器やコンデンサ等の受動素子をリングオシレータ回路内に挿入しておくことで、周波数を低くし、リングオシレータの出力周波数をさらに下げ、低消費化を実現することができる。

また、本発明における周波数制御手段は、リングオシレータ回路から出力される計測用クロック信号の周波数を周波数補正して出力するとともに、その周波数補正レベルが可変可能となるように、リングオシレータ回路の出力側に接続された周波数補正用受動素子と、周波数補正レベルを可変するための周波数補正レベル可変手段と、を備えて構成することができる。これにより、使用用途に応じて可変定数を変更することが可能となる。具体的には、周波数補正用受動素子に定められる定数を可変とし、周波数補正レベル可変手段が、その定数を可変することで周波数補正レベルを可変するように構成できる。

また、例えば、被計測流体が空気の場合、温度が大きくなるに従い被計測流体内での音速Ｃは大きくなる。その結果、伝播時間Ｔ０がより短くなり、計測用超音波の発振周波数をより高周波にすることが必要となる。このような場合は、周波数制御手段により制御された発振周波数に基づいて被計測流体の温度を算出する温度算出手段を設けるとともに、周波数制御手段の上記周波数補正レベル可変手段が、算出される温度に基づいて周波数補正レベルを変更するように構成すればよい。

また、本発明において周波数制御手段を構成するリングオシレータ回路のうち、対をなす超音波送受信素子の一方に対応する回路と、他方に対応する回路との双方が形成された回路パターンのレイアウトが、該レイアウトの全体において、双方のリングオシレータ回路の各要素及び各配線に偏りが生じないような、対称性を有したレイアウトとすることができる。これにより、対をなす双方の超音波送受信素子にそれぞれリングオシレータ回路において、互いの相対誤差を低減でき、製造ばらつき等が極めて小さい超音波流量計を実現できる。

以下、本発明の超音波流量計の一実施形態を、図面を用いて説明する。

図１は、本発明の超音波流量計の一実施形態であり、一般住宅用ガスメータ等として用いられる超音波流量計の基本構成を示すブロック図である。この超音波流量計１は、図１に示すように、被計測流体ＧＦの流路を形成する流路形成部３と、流路形成部３に対し被計測流体ＧＦの流通方向Ｏにおいて互いに異なる位置に設けられ、一方が被計測流体ＧＦへの計測用超音波の送出側となり、他方が該計測用超音波の受信側となるように機能するとともに、各々計測用超音波として、予め定められた向きへの指向性を有する超音波ビーム（計測用超音波）を送出可能な対をなす超音波送受信素子２ａ，２ｂとを備えている。流路形成部３と超音波送受信素子２ａ，２ｂとが流量計本体１０を構成し、該流量計本体１０と、制御回路部２０とにより超音波流量計１の全体が構成されている。そして、このように構成された超音波流量計１は、被計測流体ＧＦが流通する流路形成部３内に設けられた一対の超音波送受信素子２ａ，２ｂ間で超音波が予め決められたロック波数になるように計測用超音波ビームの発振周波数を制御し、該周波数を基に流速、流量、積算流量等のうち少なくともいずれかを算出可能なものである。なお、本実施形態における制御回路部２０は、全てデジタル回路として構成されている。

流路形成部３は例えば金属製である。計測対象がガスの場合、流路形成部３の軸断面形状は壁部３Ｊにより閉鎖された空間を形成するものであればよく、例えば、円形状、楕円形状、正方形状、矩形状等のいずれを採用してもよい。本実施形態では、流路形成部３は矩形状の流路断面を有するものとして形成され、上壁部３Ｊａの上流側に上流側超音波送受信素子２ａが、また、上壁部３Ｊａの下流側に下流側超音波送受信素子２ｂが取り付けられており、さらにいえば、上流側超音波送受信素子２ａ及び下流側超音波送受信素子２ｂから発振された超音波は下壁３ｊｂによって角度θで反射し、相手側の超音波素子に到達する構造になっている。具体的には、対をなす超音波送受信素子２ａ，２ｂの取り付け角が、図１に示すように、いずれもθ（本実施形態においてはθ＝４５°）となるように取り付けられている。なお、対をなす超音波送受信素子２ａ，２ｂが、流路を挟む形で振り分けて配置される、即ち、上壁部３Ｊａに上流側超音波送受信素子２ａが、下壁部３Ｊｂに下流側超音波送受信素子２ｂが配置され、超音波を反射させないで送受信する構造であってもよい。

超音波送受信素子２ａ，２ｂは、一方が被計測流体への計測用超音波の送出側となり、他方が該計測用超音波の受信側となるように機能するとともに、各々計測用超音波を送出可能に構成されている。本実施形態においては、周知の超音波トランスデューサ２ａ，２ｂとして構成されており、いずれも、駆動電圧の印加により計測用の超音波ビームを送出する超音波送出機能と、超音波ビームの受信により電気信号（受信信号）を出力する超音波受信機能とを複合して備える。いずれも全く同一の構造を有するので、その一方で代表させて説明する（以下、符号「２」により代表させる）。

制御回路部２０は、図１に示すように、制御部２１と、送信部２２及び切替部２４を有する超音波駆動機構と、受信部２３、切替部２４、２値化部２５を有する受信超音波処理部と、対をなす超音波送受信素子２ａ，２ｂに対応して設けられた周波数制御部３０Ａ，３０Ｂと、カウンタ３６Ａ，３６Ｂとを有して構成されている。

切替部２４は、超音波送受信素子２ａ，２ｂの送信側と受信側を切り替えるスイッチである。具体的にいえば、超音波送受信素子２ａが送出側、超音波送受信素子２ｂが受信側となる第一駆動モードと、その逆で、超音波送受信素子２ｂが送出側、超音波送受信素子２ａが受信側となる第二駆動モードとの間で駆動モードを切り替える駆動モード切替手段として機能するものである。送信部２２は、超音波送受信素子２ａ，２ｂに対して駆動信号を入力するための回路である。具体的にいえば、超音波送受信素子２ａ，２ｂに計測用の超音波ビームを送出するための駆動パルス（パルス状の駆動電圧）を発生する駆動電圧回路等から構成されている。受信部６は、超音波送受信素子２ａ，２ｂから出力される受信信号を所定の増幅率で増幅し、２値化部２５に入力する。

２値化部２５は、ゼロクロス点検出手段として機能しており、図５に示すように、入力された受信信号の波形から、予め定められた閾レベル（振幅閾値）を超える半波によるゼロクロス点に対応したパルス波形を出力するゼロクロスコンパレータ部を有して構成されている。具体的にいえば、入力された受信信号の波形から、上記閾レベルを上回る最初の振幅を検出して、検出された振幅の次に到来するゼロクロス点を出力する。また、本実施形態においては、２値化部２５からゼロクロス点がパルス出力され、その出力パルス信号SIGinが周波数制御部３０Ａ，３０Ｂに入力される。

周波数制御部３０Ａ，３０Ｂは、対をなす超音波送受信素子２ａ，２ｂのそれぞれに対応して設けられている。これら周波数制御部３０Ａ，３０Ｂは、各々が対応する超音波送受信素子２ａ，２ｂにより送信された計測用の超音波ビームを他方の超音波送受信素子２ｂ，２ａが受信する毎に、当該超音波ビームの送信から受信までに要した伝播時間Ｔ０と、当該計測用超音波の発信周波数にて予め決められたロック波数Ｎの出力が完了するまでに要するロック時間Ｔａとを比較してそれら双方の時間が一致するように、次回に送出される計測用の超音波ビームの発信周波数を制御する。

なお、本実施形態においては、周波数制御部３０Ａが超音波送受信素子２ａに対応し，周波数制御部３０Ｂが超音波送受信素子２ｂに対応している。いずれも全く同一の構造を有するので、その一方を代表させて共通の説明する場合は、その符号を「３０」に代表させる。なお、以下で説明する周波数制御部３０Ａ，３０Ｂに対応する各手段（３１Ａ，３１Ｂ）、（３２Ａ，３２Ｂ）、（３３Ａ，３３Ｂ）、（３４Ａ，３４Ｂ）、（３５Ａ，３５Ｂ）、（３６Ａ，３６Ｂ）、（３７Ａ，３７Ｂ）も、その一方を代表させて共通の説明する場合は、それらの符号からそれぞれ「Ａ」及び「Ｂ」を除いた「３１」，「３２」，「３３」，「３４」，「３５」，「３６」，「３７」にて代表させる。

周波数制御部３０は、周波数制御手段として機能するものであり、周知のＰＬＬ（Phase-Locked Loop）回路として構成されており、位相比較部をなすＰＤ（Phase Detector）３２と、ループフィルタをなすＬＦ（本実施形態においてはＬＰＦ：low Pass Filter）３３と、電圧制御発振部（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）をなすリングオシレータ回路３４と、分周部をなすDivider(Ｎ)３５と、を有した位相同期回路として構成されている。

リングオシレータ回路３４は、対応する超音波送受信素子２から送出される計測用超音波ビームの送信周波数（発信周波数）のクロックVCOoutを出力する発振回路であり、対応する超音波送受信素子２による計測用超音波ビームの送信から受信までに要した伝播時間Ｔ０と、該計測用超音波ビームの発信周波数にて予め決められたロック波数が出力されるまでに要するロック時間Ｔａとが一致するように、当該計測用超音波ビームの発振周波数を制御するとともに、制御された周波数の計測用クロック信号VCOoutをDivider(Ｎ)３５及びカウンタ３６に継続して出力するように接続されている。そして、周波数制御された発信周波数のクロック信号VCOoutに基づいて、計測用の超音波ビームが、対応する超音波送受信素子２ａ，２ｂから送出されるよう構成されている。つまり、リングオシレータ回路３４は、少なくとも計測単位期間の間、波数カウント用の信号として、対応する超音波送受信素子の発信周波数のクロック信号VCOoutを継続出力するクロック信号出力手段として機能するものである。

本実施形態におけるリングオシレータ回路３４は、図６に示すように、反転論理回路３４１，３４２の出力に当該反転論理回路３４１，３４２とは異なる反転論理回路３４１，３４２の入力を接続する形で、遅延要素をなす奇数個の反転論理回路３４１，３４２が鎖状に結合するとともに、最終段の反転論理回路３４１の出力が初段の反転論理回路３４２に入力されるよう回路構成されている。具体的にいえば、本実施形態においては、９段の反転論理回路３４１，３４２を有して構成されており、初段がＮＡＮＤゲート３４２あり、初段を除く反転論理回路３４１がＮＯＴゲート３４１とされている。初段のＮＡＮＤゲート３４２の２つの入力のうち一方には、最終段のＮＯＴゲート３４１の出力が接続され、他方には、制御部２１からの信号入力がなされるように構成されている。これにより、制御部２１から発振周波数の位相制御や回路のオン／オフが可能となっている。

Divider(Ｎ)３５は、入力された周波数をＮ分割（Ｎはロック波数であり、整数）して出力する分周器であり、リングオシレータ回路３４からクロックパルスVCOoutの入力を受け、Ｎパルスに対し１パルスの出力パルス信号COMPinがＰＤ３２の一方の入力端子に入力されるよう接続されている。

ＰＤ３２は、ロック時間Ｔａと伝播時間Ｔ０との時間差を反映した時間差反映信号を出力する時間差反映信号出力手段として機能するものである。具体的にいえば、２つの入力信号の位相を比較して、その位相差に比例した位相比較出力信号を上記時間差反映信号として出力する位相比較器であり、一方の入力端子がDivider(Ｎ)３５の出力端子に接続される一方で、他方の入力端子がスイッチ（ＳＷ）３１の一方の接点端子またはDivider(Ｎ)３５の出力端子のいずれかに接続され、出力端子がＬＦ３３に入力されている。

スイッチＳＷ３１は、対応するＰＤ３２の双方の入力端子を、Divider(Ｎ)３５の出力に接続した第一接続状態（ＰＤ３２が２値化部２５と非接続の状態）と、対応するＰＤ３２の一方の入力端子をDivider(Ｎ)３５の出力に接続し、他方の入力端子を２値化部２５の出力に接続した第二接続状態（ＰＤ３２が２値化部２５と接続した状態）との間で切り替えるものである。具体的にいえば、制御部２１により、２値化部２５から出力されるゼロクロス点に対応したパルス波形の入力に先立って第一接続状態から第二接続状態に切り替えられる。そして、ＰＤ３２では、このゼロクロス点に対応したパルス波形と、このパルス波形の入力の前後に到来するDivider(Ｎ)３５からのパルス波形の入力とで位相比較が行われる。そして、位相比較後には、第二接続状態から第一接続状態への切り替えがなされる。

なお、本実施形態においては制御部２１によりスイッチＳＷ３１が切り替えられるように構成されており、第一接続状態から第二接続状態への切替タイミングは、２値化部２５にてゼロクロス点を検出する前の、対応する超音波送受信素子２ａ，２ｂから発信された超音波ビームが他方の超音波送受信素子２ｂ，２ａに受信されたことを示す信号の検出タイミングとされている。具体的にいえば、受信部２３が、予め定められた電圧レベル以上の受信信号（受信波）を検出するに伴い受信検出信号を出力し、制御部２１が、当該受信信号の入力を受けるに伴い、対応する側のスイッチＳＷ３１に対し、スイッチ切替信号を出力する形で行う。逆に、第二接続状態から第一接続状態への切替タイミングは、制御部２１が、２値化部２５から出力されるゼロクロス点に対応した出力パルス信号SIGinの立下りを検出するに伴い、対応する側のスイッチＳＷ３１に対し、スイッチ切替信号を出力する形で行う。

ただし、スイッチＳＷ３１は、対応する超音波送受信素子２ｂにより受信した受信信号のゼロクロス点に対応したパルス波形（ゼロクロス出力）のみをＰＤ３２に入力するように切り替えられる。スイッチＳＷ３１Ａの場合は、超音波送受信素子２ｂにより受信した受信信号のゼロクロス点に対応したパルス波形（ゼロクロス出力）のみをＰＤ３２Ａに入力するようスイッチ切り替えを行い（第一接続状態→第二接続状態）、他方の超音波送受信素子２ａにより受信した受信信号のゼロクロス点に対応したパルス波形（ゼロクロス出力）についてはＰＤ３２Ａへの入力がされないようにスイッチ切り替えを行わない（第一接続状態を保持）。スイッチＳＷ３１Ｂの場合は、超音波送受信素子２ｂにより受信した受信信号のゼロクロス点に対応したパルス波形（ゼロクロス出力）のみをＰＤ３２Ａに入力するようスイッチ切り替えを行い（第一接続状態→第二接続状態）、他方の超音波送受信素子２ａにより受信した受信信号のゼロクロス点に対応したパルス波形（ゼロクロス出力）はＰＤ３２Ａに入力されないようスイッチ切り替えがなされない（第一接続状態を保持）。

ＬＦ３３は、上記位相比較出力信号（時間差反映信号）を入力し、該位相比較出力信号を平均化して出力するループフィルタであって、予め定められた時定数が設定されており、入力側にＰＤ３２の出力側が、出力側にバッファ３７の入力側が接続されている。本実施形態においては、図１０に示すように、ラグリードフィルタである。

また、ＬＦ（ラグリードフィルタ）３３を介して出力されるＰＤ３２側からの時間差反映信号PDoutは、図１０に示すように、バッファ３７を介してＶＣＯ（リングオシレータ回路）３４の電源入力端子３４５に入力される。

上述のＰＤ３２が出力する時間差反映信号PDoutは、リングオシレータ回路３４の各反転論理回路３４１，３４２を駆動する駆動電圧（電源電圧）として、ＬＦ３３及びバッファ３７を介し、それら各反転論理回路３４１，３４２に入力される。つまり、時間差反映信号PDoutの電圧レベルを反映した信号電圧が、ＶＣＯ３４を構成する各論理回路の駆動電源電圧となっている。

ＰＤ３２から出力される時間差反映信号PDoutは、ロック時間Ｔ０から伝播時間を引いた時間差分値が正の方向に大きいほど電圧が大となり、当該時間差分値が負の方向に大きいほど電圧が小となって出力される。つまり、リングオシレータ回路３４を構成する各反転論理回路３４１，３４２は、入力される電源電圧が大きいほど遅延時間が短くなり、リングオシレータ回路３４の出力周波数が大きくなり、逆に、入力される電源電圧が小さいほど遅延時間が長くなり、リングオシレータ回路３４の出力周波数が小さくなるので、ＰＤ３２では、各反転論理回路３４１，３４２に供給される電源電圧を、リングオシレータ回路３４の出力周波数を大きくしたいときには大きく、出力周波数を小さくしたい時には小さくする電圧制御を実行している。

なお、本実施形態においては、これらＰＤ３２、ＬＦ３３、及びバッファ３７からの出力電圧は、各反転論理回路３４１，３４２の電源電圧として供給され、その供給電圧により発振周波数が変化する。つまり、各反転論理回路は、供給された電圧により発振周波数を可変するＶＣＯ（電圧制御発信器）として機能している。

また、各超音波送受信素子２ａ，２ｂの発信周波数レベルは、超音波流量計１自身に定められる計測可能最小流量を計測した際に一方の超音波送受信素子２ａ，２ｂの発信周波数と他方の超音波送受信素子の発信周波数との差が、少なくとも１Ｈｚ程度の差として表れるように定められている。より具体的にいえば、各超音波送受信素子２ａ，２ｂの発信周波数が、それら各超音波送受信素子２ａ，２ｂ自身の共振周波数よりも高い周波数となるように設定されている。

このように構成された周波数制御部３０では、上記第一接続状態においては、ＰＤ３２の双方の入力端子がDivider(Ｎ)３５から同じ信号COMPinを受けるため位相差Δｆは検出されず、このためリングオシレータ回路３４から出力される信号の発信周波数に変更はない。具体的にいえば、ＰＤ３２において位相差Δｆが検出されていないため、バッファ３７から、リングオシレータ回路３４を構成する各反転論理回路３４１，３４２に供給される電源電圧が一定に保持され、その結果、リングオシレータ回路３４の出力周波数も一定に保持されている。他方、上記第二接続状態においては、図４に示すように、一方の入力端子が２値化部２５から出力される信号SIGinを受け、他方の入力端子がDivider(Ｎ)３５から出力される信号COMPinを受けて、双方の信号の位相を比較して、その位相差Δｆに比例した位相比較出力信号が出力されるので、リングオシレータ回路３４は、その位相差に応じて発信周波数を可変する周波数制御を実行する。つまり、リングオシレータ回路３４は、ＰＤ３２に入力される信号SIGinと信号COMPinの位相差がゼロとなるように、即ち、対をなす超音波送受信素子２ａ，２ｂ間の波数が予め決められたロック波数Ｎとなるように位相調整を行う。具体的にいえば、ＰＤ３２において位相差Δｆが検出された場合には、バッファ３７から、リングオシレータ回路３４を構成する各反転論理回路３４１，３４２に供給される電源電圧が位相差Δｆに応じて変動し、その結果、リングオシレータ回路３４の出力周波数も供給された電圧レベルに応じて変化する。なお、図４は、本実施形態に係る超音波流量計１における各種信号のタイミングチャートである。

カウンタ３６は、対をなす超音波送受信素子２ａ，２ｂのそれぞれに対応して設けられ、それぞれが対応するリングオシレータ回路３４から出力されるクロックVCOout（計測用クロック信号）をカウントするように構成されている。つまり、カウンタ３６は、対応するリングオシレータ回路３４から継続出力される波数カウント用信号の出力波数をカウントするカウント手段として機能するものである。

制御部２１は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等を備える周知のマイコンであり、上記リングオシレータ回路３４から出力される発振周波数とは異なる独自のクロックにより駆動するよう構成されている。この制御部２１は、図２に示すように、自身のクロックに基づいて、所定の流量計測期間Ｔ内において各超音波送受信素子２ａ，２ｂに対し計測用の超音波ビームを予め定められた送信時間間隔にて繰り返し送出させる出力タイミング制御手段として機能するものである。具体的にいえば、制御部２１は、自身の記憶部に、１度の流量計測に際して予め定められた流量計測期間Ｔを記憶するとともに、当該流量計測期間Ｔ内において各超音波送受信素子２ａ，２ｂに対し計測用の超音波ビームを予め定められた送信時間間隔にて送出させるためのタイミングテーブルを、各超音波送受信素子２ａ，２ｂ毎に記憶している。そして、制御部２１は、双方のリングオシレータ回路３４Ａ，３４Ｂにて周波数制御された発信周波数の超音波ビームを送出するための送出指令信号を、上記送信時間間隔で送信部２２に出力する。

一方で、制御部２１は、上記流量計測期間Ｔ内においてそれぞれの周波数制御部３０Ａ，３０Ｂにより周波数制御された発信周波数に基づいて、被計測流体ＧＦの流量を算出する流量算出手段として機能するように構成されている。具体的にいえば、対をなす超音波送受信素子２ａ，２ｂのそれぞれに対応するカウンタ３６ａ，３６ｂの流量計測期間Ｔ内における総カウント値が、上記流量計測期間Ｔ内における各超音波送受信素子２ａ，２ｂの発信周波数ｆｊ、ｆｇを反映した値であるから、流量計測期間Ｔ内におけるカウンタ３６ａ，３６ｂの総カウント値を取得して、それら双方の総カウント値に基づいて、被計測流体ＧＦの流量を算出する。

以下、被計測流体ＧＦの流量を算出方法について説明する。

制御部２１は、流量計測期間Ｔの開始前にカウンタ３６ａ，３６ｂがそれぞれ記憶しているカウント値をゼロリセットする。そして、このゼロリセットの完了に伴い流量計測期間Ｔが開始される。具体的にいえば、このゼロリセットの完了に伴い制御部２１が、自身のクロックに基づいて、流量計測期間Ｔ（ここでは１秒間）の時間カウントを開始する。

流量計測期間Ｔが開始されると、リングオシレータ回路３４がリング発振を開始するとともに、対をなす双方の超音波送受信素子２ａ，２ｂから予め定められた送信時間間隔（送信タイミング：図３の計測点）にて、計測用の超音波ビームを送出するための送出指令信号が、リングオシレータ回路３４のクロックと同期する形で制御部２１から出力される。具体的にいえば、リングオシレータ回路３４の発振クロックの立上りないし立下りに同期して（ここでは立ち上がりに同期させる）、計測用超音波ビームの送信を開始するようにする。これを受けた送信部２２が、対応する超音波送受信素子２ａ，２ｂに対し駆動信号を入力する。

ただし、送出指令信号の出力と同時に、当該超音波ビームを送出すべき超音波送受信素子２ａ，２ｂから当該超音波ビームが出力されるよう、切替部２４に対し駆動モード切替信号を出力して、上述した駆動モードの切り替えを行う。

なお、以降では、今回の計測用の超音波ビームを送出が超音波送受信素子２ａからなされ、これを超音波送受信素子２ｂが受信する駆動モードであるものとして説明を行う。

また、流量計測期間Ｔが開始すると、両リングオシレータ回路３４Ａ，３４Ｂのそれぞれの反転論理回路３４２に設けられた一方の端子（スタート端子）３４０に対し、当該開始を示す計測開始信号が入力される。この入力により両リングオシレータ回路３４はリング発振を開始し、出力端子３４９からのクロック出力が開始される。この時、発振周波数は、電源入力端子３４５に入力される電源電圧レベル、即ち各反転論理回路３４１，３４２に入力される駆動電圧の大きさにより決定される。通常、インバータ等の論理回路は、駆動電圧が高いと伝播遅延時間が速くなり、逆に駆動電圧が低いと、ゲート遅延時間が遅くなる。

また、ここで、対応する周波数制御部３０Ａにおいて、今回送出される計測用超音波ビームの送信から受信までに要する伝播時間Ｔ０と、当該超音波ビームの発信周波数にてロック波数の出力が完了するまでに要するロック時間とが比較可能となるようなタイミングで、Divider(Ｎ)３５Ａから出力される出力パルス信号COMPinがＰＤ３２Ａに入力するための設定を行う。本実施形態においては、上記送出指令信号の出力と同時に、制御部２１が対応するDivider(Ｎ)３５Ａの位相リセットを行う。この位相リセットにより、対応するDivider(Ｎ)３５Ａからは、その後、対応するリングオシレータ回路３４からロック波数Ｎのクロックが出力されるに伴い出力パルス信号COMPinが出力され、これがＰＤ３２Ａに入力する。なお、Divider(Ｎ)３５Ａのリセットを上記のように行わず、常時分周させておく構成もありうる。

さて、送信部２２からの駆動信号の入力に伴い超音波送受信素子２ａは、流路形成部３内に計測用の超音波ビームを送出する。この送出は、該超音波送受信素子２ａに対応するリングオシレータ回路３４Ａの出力クロックと同期する形でなされる。つまり、該超音波送受信素子２ａからは、対応するリングオシレータ回路３４Ａのそのときの発振周波数ｆａ０にて超音波発振がなされる。なお、発振周波数ｆａ０は、対応するリングオシレータ回路３４Ａが前回の流量計測期間Ｔにおいて発振した最後の発振周波数をそのまま利用して発振させている。即ち、各反転論理回路３４１，３４２に供給される駆動電圧の電圧レベルが前回のまま保持されており、保持された電圧レベルに基づいた周波数のクロックがリングオシレータ回路３４から出力されている。今回の流量計測期間Ｔにおける初回の超音波発振ではその発振周波数をそのまま利用して超音波ビームを送出する。

超音波送受信素子２ａから流路形成部３内に計測用の超音波ビームを送出すると、送出された超音波ビームが伝搬し、超音波送受信素子２ｂにてこれが受信される。そして、この受信波を受信部２３にて増幅した超音波受信出力（受信信号）が２値化部２５に入力されて、特定の振幅以上となった次のゼロクロス点の出力（出力パルス信号SIGin）がなされる（図４参照）。このとき、受信部２３が超音波送受信素子２ｂから受信信号を受信するに伴い、制御部２１が、対応するスイッチ３１Ａを第一接続状態から第二接続状態に切り替えられる。ただし、切り替えられて第二接続状態となったスイッチ３１Ａは、２値化部２５から出力されるゼロクロス点の出力パルスの立下りを制御部２１が検出するに伴い第一接続状態に戻る。

２値化部２５から出力されたゼロクロス点出力SIGinは、対応する周波数制御部３０Ａを構成するＰＤ３２Ａの一方の入力端子から入力される。ＰＤ３２Ａの他方の入力端子からは、この第二接続状態においては、Divider(Ｎ)３５Ａの出力COMPinが入力される。ＰＤ３２Ａでは、双方の入力端子から入力される双方の信号SIGin、COMPinとで位相比較を行う。具体的には、図４に示すように、双方の入力パルスの信号エッジを比較する形で行う。その結果、このＰＤ３２Ａの出力にはSIGinとCOMPinの位相差(時間差)Δｆが反映される。このとき、この位相差Δｆが反映された電圧信号は、対応するバッファ３７Ａを介してリングオシレータ回路３４Ａの駆動電圧として各反転論理回路３４１，３４２に供給される。そして、対応するリングオシレータ回路３４Ａの発振周波数を、この位相差Δｆがゼロとなるように可変する周波数制御を実行する。

具体的にいえば、周波数制御部３０Ａでは、図４に示すように、計測用超音波ビームの送信から受信のゼロクロス点までの時間（伝播時間）Ｔ０を、リングオシレータ回路３４Ａの発振周波数ｆａ０でＮ個の周波数でロックする時間（ロック時間）Ｎ／ｆａ０と比較する。例えば、超音波伝搬時間Ｔ０に対して、発振周波数が、（Ｎ−１）／ｆａ０≦Ｔ１≦（Ｎ＋１）／ｆａ０を満足するような周波数であれば、リングオシレータ回路３４の発振周波数を可変する必要はなく、上記条件を満足していない場合に、位相差Δｆがゼロとなるよう発振周波数ｆａ０からｆａ１へと周波数を変更する。さらにいえば、上記条件を満たしていない場合において、伝播時間Ｔ０が、発振周波数ｆａ０でＮ個カウントした時間Ｔａより小さい、即ち伝播時間Ｔ０がＮ／ｆａ０よりも小さい場合は、変更後の発振周波数ｆａ１を発振時の発振周波数ｆａ０よりも高い周波数とし、他方、発振周波数ｆａ０でＮ個カウントした時間Ｔａよりも大きい場合、即ち伝播時間Ｔ１がＮ／ｆａ０よりも大きい場合は、変更後の発振周波数ｆａ１は、発振時の発振周波数ｆａ０より低い周波数とする制御がなされる。

なお、リングオシレータ回路３４は、ＰＤ３２により検出される位相差に基づく発振周波数のクロックを少なくとも流量計測期間Ｔの間継続して出力するものであるから、上記周波数制御以降においても、変更後の発振周波数ｆａ１のクロックを継続して出力し、次回の超音波送受信素子２ａからの計測用超音波ビームの送出は、この発振周波数ｆａ１のクロックと同期する形でなされる。

超音波送受信素子２ａからの計測用超音波ビームの出力及び該出力後の周波数制御部３０Ａによる周波数制御までの処理は、上記のような流れで実行される。これらの処理は、流量計測期間Ｔが経過するまで、予め定められた送信時間間隔おきに繰り返し実行される。具体的にいえば、図３に示すように、一定時間間隔おきに計測用超音波ビームが送出される形で繰り返し実行される。このとき、カウンタ３６Ａには、その流量計測期間Ｔにおいてリングオシレータ回路３４Ａから出力された全てのクロックがカウントされている。つまり、超音波受信毎に周波数制御されたクロックが一定期間Ｔの間カウントされ続けている。

他方、超音波送受信素子２ｂからの計測用超音波ビームの出力及び該出力後の周波数制御部３０Ｂによる周波数制御までの処理も、上記した、超音波送受信素子２ａからの計測用超音波ビームの出力及び該出力後の周波数制御部３０Ａによる周波数制御までの処理と同様であり、流量計測期間Ｔが経過するまで、予め定められた送信時間間隔おきに繰り返し実行される。そして、カウンタ３６Ｂには、カウンタ３６Ａと同様、その流量計測期間Ｔにおいてリングオシレータ回路３４Ｂから出力された全てのクロックがカウントされている。

これらカウンタ３６Ａ，３６Ｂは、流量計測期間Ｔの計測終了に伴い制御部２１により双方のカウント値が同時に記憶保持される。具体的には、制御部２１に設けられた記憶部の所定の記憶領域に各カウンタ３６Ａ，３６Ｂの、計測終了時におけるカウント値を同時に記憶する。なお、制御部２１に対し各カウンタ３６Ａ，３６Ｂを、ラッチ回路を介して接続するように構成し、計測終了に伴い制御部２１から制御信号を出力し、その制御信号に基づいて、双方のカウンタ３６Ａ，３６Ｂのカウンタ値を同時に記憶保持して、保持された値を制御部２１が読み出すようにしてもよい。

その後、制御部２１は、記憶保持された各カウンタ値を読み出すとともに、これら双方のカウント値に基づいて、被計測流体ＧＦの流量Ｑを算出する。なお、流量計測期間Ｔは、１秒の整数倍の時間にて定めることができる。流量計測期間が１秒であれば、流量計測期間Ｔにおけるカウント総数をそのまま発信周波数ｆｊ，ｆｇとして得ることができる、即ち、本実施形態においては記憶保持されたカウンタ値をそのまま発信周波数ｆｊ，ｆｇとして得ることができるし、その整数倍であれば、その整数値で上記カウント総数を割る演算だけで、発信周波数ｆｊ，ｆｇを得ることができ、流量算出の演算が簡易な処理で可能となる。本実施形態の流量計測期間Ｔは１秒にて定められている。

つまり、流速Ｖは、発信周波数ｆｊ，ｆｇに基づく以下の（式１）を制御部２１において演算することで得られる。なお、超音波送受信素子２ａ，２ｂの取り付け角度を図１のようにθと定め、さらに、ロック波数をＮ、超音波送受信素子２ａに対応する発振周波数（順方向送信周波数）をｆｊ、超音波送受信素子２ｂに対応する発振周波数（逆方向送信周波数）をｆｇ、超音波送受信素子２ａ，２ｂ間の超音波伝播距離（伝搬長）をＬと定めている。
Ｖ＝（Ｌ／２・Ｎ・ｃｏｓθ）×（ｆｊ−ｆｇ） ・・・（式１）

そして、流量Ｑは、流路３の断面積Ｓ及び補正係数Ｈを用い、以下の（式２）を制御部２１において演算することで得られる。
Ｑ＝Ｖ・Ｓ・Ｈ ・・・（式２）

また、積算流量ΣＱ１は、前回までの積算流量ΣＱ０を用い、以下の（式３）を制御部２１において演算することで得られる。
ΣＱ１＝ΣＱ０＋Ｑ ・・・（式３）

このように、上記した実施形態は、流体ＧＦが流通する流路３内の上流側と下流側に一対の超音波送受信素子２ａ，２ｂを設けられるとともに、所定の流量計測期間Ｔにおいて計測用超音波の送出を繰り返し、その計測用超音波を受信する毎に、次回送出される計測用超音波がそれら一対の超音波送受信素子２ａ，２ｂ間で予め決められたロック波数になるようその発振周波数を制御して、流量計測期間Ｔ内に制御されたその発振周波数を基に流量算出可能な超音波流量計１であって、超音波発信用の発振回路がリングオシレータ回路３４からなり、該リングオシレータ回路３４を構成する各遅延要素３４１，３４２に供給される電源電圧を可変することにより、該リングオシレータ回路３４の発振周波数を制御する構成となっている。

この構成では、発振回路がリングオシレータ回路とされているので、低消費電力で、かつ低コストの超音波計測回路を構成することができる。また、流量計測方式が上記のような方式であることで、一般的にジッターが大きいとされるリングオシレータ回路であっても十分な流量計測精度が確保される。例えば、流量演算するための流量計測期間Ｔが上記のように１秒間程度であるとすれば、超音波送受信素子２ａ，２ｂ間の伝播時間Ｔ０は、主にはおおよそ３００μｓと約１／３３００ｓ程度で、１回の計測に必要とされる精度はＮ±１であり、仮にロック数Ｎ＝５０とすると、３００μｓ／５０＝６μｓとなり、±６μｓもの誤差が許容されるから、リングオシレータ回路であっても十分な流量計測精度が実現されている。

以上、本発明の実施形態を説明したが、これらはあくまで例示にすぎず、本発明はこれらに限定されるものではなく、特許請求の範囲の趣旨を逸脱しない限りにおいて種々の変更が可能である。以下では、上記実施形態を第一実施形態とし、それとは異なる実施形態について説明を行う。なお、共通の構成については同符号を付することにより説明を略する。

上記第一実施形態においては、ＶＣＯ３４として、図６に示すように、反転論理回路３４１，３４２のみからなるリングオシレータ回路が採用されているが、反転論理回路のみでリングオシレータ回路３４を構成する場合、各々の伝播遅延時間が数十ｎｓ程度で、仮に伝播遅延時間が２０ｎｓとすると、９段のリングオシレータ回路を構成しても２０ｎｓ×９＝１８０ｎｓとなり、周波数にすると約５．６ＭＨｚと周波数が少し高い。そのため、例えば抵抗器やコンデンサ等の受動素子をリングオシレータ回路内に挿入しておくことで、周波数を低くし、リングオシレータの出力周波数をさらに下げ、低消費化を実現することができる。

例えば、リングオシレータ回路３４内に周波数補正用の受動素子を接続して、リングオシレータ回路３４にて生成されるクロック信号を予め定められた割合で周波数補正して出力するように構成してもよい。例えば、図７はその一例であり、リングオシレータ回路３４の出力側に、抵抗器Ｒ０及びコンデンサＣ０が設けられており、これにより、リングオシレータ回路３４の出力周波数を減じて出力している。

また、リングオシレータ回路３４内に周波数補正用受動素子を接続する構成としては、上記のように、リングオシレータ回路３４にて生成されるクロック信号を一定の割合で周波数補正するものの他に、周波数を周波数補正して出力するとともにその周波数補正レベルが可変可能とするように構成することもできる。そして、周波数補正レベルを可変するための周波数補正レベル可変手段を設けることができる。例えば、周波数補正用受動素子に定められる定数を可変とし、周波数補正レベル可変手段が、その定数を可変することで周波数補正レベルを可変するように構成できる。具体的にいえば、図７の抵抗Ｒ０を可変抵抗として、超音波流量計本体に、その抵抗レベルを調整する操作部を設けるような構成としても良いし、並列接続された定数の異なる複数の受動素子をスイッチにより切り替え可能とし、超音波流量計本体にそのスイッチを切り替える操作部を設けるような構成としても良い。図８はその一例であり、抵抗Ｒ１，Ｒ２（Ｒ１＞Ｒ２）がスイッチ３４３により切り替え可能とされている。これにより、用途に応じて適切な発振周波数が選択できる。

また、例えば、被計測流体が空気の場合、図９に示すように、温度が大きくなるに従い被計測流体内での音速Ｃは大きくなる。その結果、伝播時間Ｔ０がより短くなり、計測用超音波の発振周波数をより高周波にすることが必要となる。このような場合は、周波数制御手段により制御された発振周波数に基づいて音速を算出する音速算出手段を設けるとともに、周波数制御手段の上記周波数補正レベル可変手段が、算出される音速に基づいて周波数補正レベルを変更するように構成することができる。具体的にいえば、制御部２１が、各流量計測期間Ｔ毎に、流量Ｑ等だけでなく、以下の（式４）及び（式５）から温度τを求めるようにする。
Ｃ＝(Ｌ／２・Ｎ・ｃｏｓθ)×(ｆｊ＋ｆｇ) ・・・（式４）
Ｃ＝３３１．６８＋０．６１τ ・・・（式５）
そして、算出された温度τに基づいて、各ＶＣＯ３４Ａ，３４Ｂの発振周波数を変更するようにする。

例えば、図８のようにリングオシレータ回路３４を構成した場合には、制御部２１が出力するスイッチ切替信号によりスイッチ３４３を切り替えるように構成し、算出した温度τが予め定められた閾温度レベルを上回った場合には、スイッチ３４３をＲ１からＲ２（Ｒ１＞Ｒ２）に切り替え、該閾温度レベルを上回っていない場合にはＲ１に切り替えて接続するように構成することができる。

リングオシレータ回路３４のうち、対をなす超音波送受信素子２ａ，２ｂの一方に対応する回路３４Ａと、他方に対応する回路３４Ｂとの双方は、デジタル回路で構成され、ＩＣ化が前提とされている。それら双方が形成された回路パターンのレイアウトは、そのレイアウトの全体において、双方のリングオシレータ回路３４Ａ、３４Ｂの各要素３４１，３４２及び各配線に偏りが生じないような、対称性を有したレイアウトとすることができる。例えば図１１のようなレイアウトである。これにより、対をなす双方の超音波送受信素子にそれぞれリングオシレータ回路において、互いの相対誤差を低減でき、製造ばらつき等が極めて小さい超音波流量計を実現できる。図１１は、双方のリングオシレータ回路３４Ａ、３４ＢがＩＣ化された場合の内部レイアウトを簡略的に表現したものであり、ここでは、リングオシレータ回路３４Ａの各要素３４１Ａ（３４１），３４２Ａ（３４２）と、リングオシレータ回路３４Ｂの各要素３４１Ｂ（３４１），３４２Ｂ（３４２）とが互い違いに配置・配線されている。なお、同図の符号３４５Ａはリングオシレータ回路３４Ａの電源入力端子３４５であり、符号３４９Ａはリングオシレータ回路３４Ａの出力端子３４９であり、符号３４０Ａは計測開始信号が入力されるスタート端子３４０である。同様に、同図の符号３４５Ｂは、リングオシレータ回路３４Ｂの電源入力端子３４５であり、符号３４９Ｂは、リングオシレータ回路３４Ｂの出力端子３４９であり、符号３４０Ｂは計測開始信号が入力されるスタート端子３４０である。

また、上記した実施形態・実施例において、各々の構成・特徴を組み合わせた構成とすることも可能である。

本発明の一実施形態に係る超音波流量計の簡易ブロック図。 本発明の超音波流量計における流速の計測原理を説明する図。 流量計測期間Ｔにおける超音波送出時間間隔を示す図。 各種信号出力のタイミングチャート。 ゼロクロス点を説明する図。 第一実施形態のリングオシレータ回路を示す図。 第二実施形態のリングオシレータ回路を示す図。 第三実施形態のリングオシレータ回路を示す図。 音速Ｃと温度τの関係を示すグラフ。 リングオシレータ回路の前段に設けられる回路図。 対をなすリングオシレータ回路の回路パターンを示す簡易レイアウト図。

符号の説明

１ 超音波流量計
ＧＦ 被計測流体
３ 流路形成部
２（２ａ，２ｂ） 超音波送受信素子
２１ 制御部
２２ 送信部
２３ 受信部
２４ 切替部
２５ ２値化部
３０（３０Ａ，３０Ｂ） 周波数制御部（ＰＬＬ回路）
３１（３１Ａ，３１Ｂ） スイッチ
３２（３２Ａ，３２Ｂ） ＰＤ（位相比較器）
３３（３３Ａ，３３Ｂ） ＬＦ（ループフィルタ）
３４（３４Ａ，３４Ｂ） ＶＣＯ（リングオシレータ回路）
３５（３５Ａ，３５Ｂ） Divider(Ｎ)（分周器）
３６（３６Ａ，３６Ｂ） カウンタ
３７（３７Ａ，３７Ｂ） バッファ
Ｔ０ 伝播時間
Ｔａ ロック時間

Claims (8)

1. 被計測流体が流通する流路形成部内において互いに異なる位置に設けられ、一方が前記被計測流体への計測用超音波の送出側となり、他方が該計測用超音波の受信側となるように機能するとともに、各々前記計測用超音波を送出可能な対をなす超音波送受信素子と、前記計測用超音波の送信から受信までに要した伝播時間と該計測用超音波の発信周波数にて予め決められたロック波数が出力されるまでに要するロック時間とを比較してそれら双方の時間が一致するよう該計測用超音波の発振周波数を制御する周波数制御手段と、当該発振周波数に基づいて流量を算出する流量算出手段と、を備える超音波流量計であって、前記周波数制御手段が、
   反転論理回路の出力に当該反転論理回路とは異なる反転論理回路の入力を接続する形で、遅延要素をなす奇数個の反転論理回路が鎖状に結合し、最終段の反転論理回路の出力が初段の反転論理回路に入力されるよう構成され、出力される計測用クロック信号の周波数にて前記計測用超音波を送出させる発振回路として機能するリングオシレータ回路と、
   各前記反転論理回路に電源電圧を供給する電源電圧供給手段と、
   前記伝播時間と前記ロック時間との時間差を反映した時間差反映信号を出力する時間差反映信号出力手段と、
   出力された前記時間差反映信号に基づいて、前記ロック時間から前記伝播時間を引いた時間差分値が正の方向に大きいほど前記反転論理回路に供給される前記電源電圧を大きくする電源電圧可変手段と、
   を備えて構成されることを特徴とする超音波流量計。
2. 前記周波数制御手段は、前記リングオシレータ回路から出力される計測用クロック信号を予め定められた割合で周波数補正して出力するよう、前記リングオシレータ回路の出力側に接続された周波数補正用受動素子を備える請求項１記載の超音波流量計。
3. 前記周波数制御手段は、前記リングオシレータ回路から出力される計測用クロック信号の周波数を周波数補正して出力するとともに、その周波数補正レベルが可変可能となるように、前記リングオシレータ回路の出力側に接続された周波数補正用受動素子と、前記周波数補正レベルを可変するための周波数補正レベル可変手段と、を備える請求項１記載の超音波流量計。
4. 前記周波数制御手段により制御された前記発振周波数に基づいて前記被計測流体の温度を算出する温度算出手段を備え、
   前記周波数制御手段の前記周波数補正レベル可変手段は、算出される前記温度に基づいて、前記周波数補正レベルを可変するものである請求項３記載の超音波流量計。
5. 前記リングオシレータ回路は、対をなす前記超音波送受信素子のそれぞれに対応して設けられるとともに、それら超音波送受信素子の一方に対応する回路と、他方に対応する回路との双方が形成される回路パターンのレイアウトが、該レイアウトの全体において、双方の前記リングオシレータ回路の各要素及び各配線に偏りが生じないような、対称性を有したレイアウトとされている請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の超音波流量計。
6. １度の流量計測に際して予め定められた流量計測期間が設定され、当該流量計測期間内において各前記超音波送受信素子に対し前記計測用超音波を繰り返し送出させる出力タイミング制御手段を備え、
   前記周波数制御手段は、対応する前記超音波送受信素子により送信された前記計測用超音波を他方の前記超音波送受信素子が受信する毎に、当該計測用超音波の送信から受信までに要した前記伝播時間と、当該計測用超音波の発信周波数にて予め決められたロック波数の出力が完了するまでに要する前記ロック時間とを比較してそれら双方の時間が一致するように、次回に送出される前記計測用超音波の発信周波数の制御を実行し、
   前記流量算出手段は、前記流量計測期間内においてそれぞれの前記周波数制御手段により周波数制御された発信周波数に基づいて、前記被計測流体の流量を算出するものである請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の超音波流量計。
7. 前記流量算出手段は、前記対をなす超音波送受信素子のそれぞれに対応して設けられるとともに対応する前記リングオシレータ回路から出力される計測用クロック信号のクロック数をカウントするカウント手段を備え、前記流量計測期間内においてカウントされた、前記対をなす超音波送受信素子のそれぞれに対応する前記クロック数の総数に基づいて、前記被計測流体の流量を算出するものである請求項６記載の超音波流量計。
8. 前記カウント手段は、前記対をなす超音波送受信素子のそれぞれに対応する前記クロック数をカウントするカウンタを有して構成され、前記流量算出手段は、前記流量計測期間の計測開始に際して双方のカウント値をリセットする一方で、前記流量計測期間の計測終了に伴い双方の前記カウント値を同時に記憶保持し、記憶保持された双方の前記カウント値に基づいて、前記被計測流体の流量を算出するものである請求項７に記載の超音波流量計。

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