JP2009236605A - 温度センサ、温度センサの製造方法、電気泳動装置、および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】実装面積が比較的少ない回路構成で正確に温度を検出可能な温度センサ、およびその製造方法を提供する。
【解決手段】発振回路（１０）、発振回路に所定の電源電圧を供給する電源供給回路（１１）、発振回路の発振周波数に基づいて温度を特定する温度特定回路（２０、３０）を備え、発振回路（１０）は、温度の上昇に対応して発振周波数が減少するように構成され、電源供給回路（１１）は、発振回路に所定の基準温度において所定の基準周波数で発振させるための電源電圧を供給するように構成され、温度特定回路（２０、３０）は、発振回路の発振周波数と温度との関係情報に基づいて温度を特定するよう構成されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、温度センサに係り、特に、腕時計等に組み込む電気泳動装置に適する簡易な構成であって、かつ、低コストで製造可能な温度センサおよびその製造方法に関する。

電気泳動装置は、電極間に印加する電圧を制御して、荷電粒子の移動を制御することによって外観上の色調を変化させ、もって画像を表示する装置である。この電気泳動装置における荷電粒子の移動は溶媒の粘度に影響を受け、溶媒の粘度は温度依存性が高いため、温度に応じて最適な駆動電圧および駆動波形で駆動することが必要とされる。例えば、特表２００５−５２７００１号公報には、温度探索機（温度センサ）により媒体温度を測定し、測定温度に従って電気泳動素子の電極間の電位差を制御する発明が記載されている（特許文献１参照）。

近年では、腕時計など、小型・携帯型装置に電気泳動装置を組み込む応用例が研究・開発されている。
特表２００５−５２７００１号公報

温度を測定するためには、発振周波数を規定する基準抵抗や温度を検出するサーミスタ等の外付け部品を集積回路化された温度センサの発振回路に接続することを要する。しかしながら、外付け部品を要するとすれば、集積回路を含めた温度センサのための実装面積が大きくなり、また、コストを削減することが困難になる。

特に腕時計のような比較的小型の機器に温度センサを組み込む場合にはチップ抵抗一つでも削減すべきという厳しい要請があり、温度測定のためだけに外付け抵抗は用いたくない。

そこで本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、実装面積が比較的少ない回路構成で正確に温度を検出可能な温度センサ、およびその製造方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明の温度センサは、発振回路と、発振回路に所定の電源電圧を供給する電源供給回路と、発振回路の発振周波数に基づいて温度を特定する温度特定回路と、を備える。そして、発振回路は、温度の上昇に対応して発振周波数が減少するように構成されている。また、電源供給回路は、発振回路に所定の基準温度において所定の基準周波数で発振させるための電源電圧を供給するように構成されている。そして温度特定回路は、発振回路の発振周波数と温度との関係情報に基づいて温度を特定するよう構成されていることを特徴とする。

かかる構成によれば、発振回路は、温度が上昇するに連れて発振周波数が減少するという負の温度特性を有しており、電源供給回路は発振回路が負の温度特性を持つような電源電圧を発振回路に供給するように調整されている。そして、温度特定回路は発振周波数と温度との関係情報を参照するので、温度変化に伴って発振周波数が変動するとその発振周波数に対応する温度を特定することができる。

ここで、製造過程において発振回路を構成する素子にバラツキを生じたとしても、総ての発振回路は基準温度において基準周波数で発振するように調整されているので、測定対象温度範囲に応じた最大測定誤差を予め把握可能となる。また、測定対象温度範囲と最大測定誤差との対応関係が明確になっているので、許容される誤差範囲に基づいて測定対象温度範囲を逆設定することも可能である。

ここで上記電源供給回路は、発振回路に印加する電源電圧を、温度の上昇と共に発振周波数が減少する温度特性を発振回路が示す範囲に設定することが好ましい。

発振回路では、発振回路を構成する素子における移動度の温度特性の影響が相対的に大きいと、発振周波数には温度の上昇とともに周波数が減少するという負の温度特性が現れる。一方、発振回路を構成する素子におけるしきい値の温度特性の影響が相対的に大きいと、発振周波数には温度の上昇とともに周波数が上昇するという正の温度特性が現れる。いずれの温度特性が大きく影響するかにより、発振回路全体の発振周波数の温度特性が決定される。電源電圧が高いほど移動度の温度特性の影響が大きく、電源電圧が低いほどしきい値の温度特性の影響が大きくなる傾向にある。よって、発振回路に加える電源電圧を調整することにより、発振回路の発振周波数の温度特性を調整することが可能なのである。かかる構成によれば、発振回路に印加される電源電圧は、発振周波数が負の温度特性を示すような範囲に制御されるので、発振回路の発振周波数に基づいて温度を測定することが可能となる。

ここで「発振回路」は、温度の上昇とともに発振周波数が減少するような負の温度特性を有する回路であればよく、その構成に限定はない。例えば、トランジスタの移動度の変化が発振周波数に影響するような回路構成であれば、本発明に適用可能である。例えば、半導体の特性がスイッチング速度に影響するヒステリシス特性を利用した矩形波発振回路、非安定マルチバイブレータ等が含まれる。

例えば、発振回路は、インバータを含んで構成されるリングオッシレータである。この場合、インバータは、電源電圧と接地電位との間に第１の極性を有する第１トランジスタと第１の極性とは対極の第２の極性を有する第２トランジスタとを直列接続して構成されている。

かかる構成によれば、このインバータを奇数個直列接続して出力を帰還させれば、トランジスタのオン抵抗と設定容量または寄生容量とで定まる周波数で発振する。トランジスタのしきい値または移動度の温度特性に影響を受けて、リングオッシレータの発振周波数も温度特性を有する。トランジスタの移動度の温度特性が相対的に大きく影響を与える電源電圧を設定すれば、発振周波数が負の温度特性を有する発振回路となる。

ここで、電源供給回路は、トランジスタを構成する半導体の極性に応じて定まる仕事関数の差を利用して電源電圧を調整可能に構成されており、出力される電源電圧が温度の上昇と共に減少する温度特性を備えることが好ましい。

トランジスタを構成する半導体は、その極性（例えばｐ型かｎ型か）に応じて仕事関数が定まるが、かかる構成によれば、半導体が極性に応じて有する仕事関数の差が利用されるので、製造上のしきい値等のバラツキは相殺され、正確に調整された電源電圧を出力可能である。

例えばこのような電源供給回路は、第１の電流路と第２の電流路とに略等しい電流を流すカレントミラー回路と、第１の電流路と接地電位との間に直列接続された、抵抗値Ｒ１を有する第１抵抗および抵抗値Ｒ２を有する第２抵抗、第１の電流路にドレインが接続され、ゲートが接地された、第１のしきい値Ｖｔｈ１を有する第１のトランジスタと、第２の電流路にドレインが接続され、ゲートが第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との接続点に接続された、第２のしきい値Ｖｔｈ２を有する第２のトランジスタと、第１のトランジスタのソースと第２のトランジスタのソースとに接続する定電流源と、を備える。そして第１のトランジスタにおける第１のしきい値Ｖｔｈ１と第２のトランジスタにおける第２のしきい値Ｖｔｈ２との差分（ΔＶｔｈ＝Ｖｔｈ２−Ｖｔｈ１）と、前記抵抗値Ｒ１および前記抵抗値Ｒ２に基づく抵抗比（１＋Ｒ１／Ｒ２）とを乗じた値が発振回路に供給する電源電圧Ｖｄｃとなるように、第１抵抗および第２抵抗の抵抗値Ｒ１およびＲ２が定められている。そして、第１の電流路の電位が電源電圧Ｖｄｃとして供給される。

かかる構成によれば、第１の電流路と第２の電流路とに流れる電流は等しく、第２抵抗の両端に生じる電位差は第１のトランジスタの第１のしきい値Ｖｔｈ１と第２のトランジスタの第２のしきい値Ｖｔｈ２との差分Δｔｈに等しいため、電源電圧が供給される第１抵抗の電位は、しきい値の差分Δｔｈに前記抵抗値Ｒ１および前記抵抗値Ｒ２に基づく抵抗比（＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＝１＋Ｒ１／Ｒ２）を乗じた値となる。よって、この比率を変更することによって、所望の電源電圧を出力することが可能である。ここでしきい値の差分を演算すると、ゲートの仕事関数の差のみに影響するためトランジスタ製造過程において生じるバラツキの影響を受けず、正確な電源電圧を出力可能である。また、仕事関数の差に基づいてこの電源供給回路から出力される電源電圧は温度の上昇に伴い減少する温度特性を示すので、発振回路が有する負の温度特性の傾きを強める方向に作用する。そのため、負の温度特性を示す発振回路と組合せることにより、より検出誤差を少なくすることが可能となる。

好ましくは、電源供給回路には、トランジスタの移動度を種々にばらつかせた発振回路のサンプルの各々について、基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧が各々記憶されている。さらに発振回路がいずれのサンプルに属するかを設定する選択部が設けられている。そして電源供給回路は、抵抗値Ｒ１および抵抗値Ｒ２に基づく抵抗比（＝１＋Ｒ１／Ｒ２）が任意に変更可能に構成されており、選択部の設定の対応するサンプルについて記憶された電源電圧を発振回路に供給する。

かかる構成によれば、基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧が複数種類のサンプルの各々に対応させて記憶されている。よって、製造ロットまたは単体ごとに、搭載した発振回路に対応するサンプルのための電源電圧を選択部により選択すれば、製造後の製品において、基準温度において基準周波数で発振するように発振回路を調整可能となる。よって、この発明の構成は、サンプルに対するキャリブレーション処理による電源電圧の特定と、近似するサンプルを選択することによる製造品の各々に対する電源電圧の設定と、を別々に行う場合（後述する第２のキャリブレーション方法）に適する。

例えば、温度特定回路は、カウンタと、カウンタの計数値を温度情報に変換する計数値温度変換回路と、を備える。そしてカウンタは、発振回路の発振周波数より高い周波数を有する基準信号が入力されており、発振回路からの発振信号の一定周期当たりに入る基準信号の周期数を計数値として出力する。

かかる構成によれば、発振信号の一周期に基準信号が何周期入るかに基づいて、発振信号の発振周波数を特定することができ、特定された発振周波数に対応する温度を検出することができる。

また、例えば、カウンタは、発振回路の発振周波数より低い周波数を有する基準信号が入力されており、基準信号の一定周期当たりに入る発振回路からの発振信号の周期数を計数値として出力するように構成してもよい。

かかる構成によれば、基準信号の一周期に発振信号が何周期入るかに基づいて、発振信号の発振周波数を特定することができ、特定された発振周波数に対応する温度を検出することができる。

本発明に係る電気泳動装置は、電気泳動素子と、本発明の温度センサにより特定された温度に基づいて駆動波形を変更する駆動波形制御回路と、この駆動波形で電気泳動素子を駆動する駆動回路と、を備える。

かかる構成によれば、実装面積の小さな温度センサを用いて電気泳動素子の駆動を制御できるので、腕時計等の小型の機器に搭載する電気泳動装置に好適である。

また本発明は、上記温度センサを備えた電子機器でもある。
かかる構成によれば、温度センサの実装面積を相対的に小さく、製造コストを相対的に低くできるので、小型・携帯型の電子機器に用いる温度センサとして最適である。なお「電子機器」としては、例えば電気泳動装置を表示デバイスとして備える装置であり、腕時計、電子ブック、電子ペーパー、その他が含まれる。

本発明の温度センサの製造方法は、発振回路を備えた温度センサの製造方法であって、
発振回路は、温度が上昇するに連れて発振周波数が減少するものであり、
１）トランジスタの移動度を種々にばらつかせた発振回路の複数のサンプルのうちいずれか一つを基準サンプルとして特定するステップと、
２）当該基準サンプルについて基準電圧を特定するステップと、
３）所定の基準温度において、基準サンプルに基準電圧を印加した場合の発振周波数を基準周波数として特定するステップと、
４）調整対象となる発振回路について、該基準温度において該基準周波数で発振させるための電源電圧を設定するステップと、
を備えたことを特徴とする。

かかる方法によれば、ステップ１）により、製造されうる発振回路の移動度のバラツキを代表するサンプルが特定され、ステップ２）により、基準サンプルについての電源電圧が特定され、ステップ３）において、基準サンプルが所定の基準温度で発信する場合の発振周波数が基準周波数として定められ、ステップ４）において、調整対象となる発振回路について、基準温度において基準周波数で発振するように電源電圧が設定される。本発明によれば、バラツキを代表する基準サンプルに基づいて、基準温度における基準周波数が決定され、それら発振回路の各々に対し、基準温度において基準周波数で発振するような電源電圧が設定される。よって、製造された発振回路にバラツキを生じたとしても、測定対象温度範囲に応じた最大測定誤差を予め把握可能となる。また、測定対象温度範囲と最大測定誤差との対応関係が明確になっているため、許容される誤差範囲に基づいて測定対象温度範囲を逆設定することも可能である

上記基準サンプルを特定するステップ（ステップ１）は、所定の電圧において複数のサンプルが示した発振周波数の中で最も低い周波数で発振したサンプルを基準サンプルとして特定することが好ましい。
基準サンプル以外のサンプルは、基準サンプルより低い電圧で同じ周波数を発振することができるため、電源電圧の上限を基準サンプルによって決定することが可能だからである。

上記調整対象となる発振回路に対する電源電圧の設定（ステップ４）には２つのキャリブレーション方法が考えられる。
本発明の第１のキャリブレーション方法としては、上記４）電源電圧を設定するステップにおいて、
４−１）調整対象となる発振回路について基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧を特定するステップと、
４−２）特定された調整対象となる発振回路のための電源電圧を当該発振回路の電源電圧として設定するステップと、
を備える。

かかる第１のキャリブレーション方法によれば、サンプルを用いて基準温度における基準周波数が定められ、調整対象となる発振回路、すなわち個別具体的な製造品の各々について、基準温度において基準周波数で発振するような電源電圧が調整され設定される。よって、個別の発振回路ごとに基準温度において正確に基準周波数で発振させることができ、最大誤差範囲を正確に予測可能な温度センサを製造可能となる。

本発明の第２のキャリブレーション方法としては、上記４）電源電圧を設定するステップにおいて、
４−１）基準サンプル以外のサンプルについて、基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧を特定するステップと、
４−２）調整対象となる発振回路に対応する移動度を有するサンプルを選択するステップと、
４−３）選択されたサンプルのために特定されている電源電圧を調整対象となる発振回路のための電源電圧として設定するステップと、
を備える。

かかる第２のキャリブレーション方法によれば、サンプルを用いて基準温度における基準周波数が定められ、さらに複数のサンプルの各々について、基準温度において基準周波数で発振するような電源電圧が調整され特定される。調整対象となる発振回路、すなわち個別具体的な製造品の各々については、発振回路に相当するサンプルが選択され、その選択されたサンプルについて調整されている電源電圧が、その発振回路のための電源電圧として設定される。かかる方法によれば、製造品のバラツキを代表するサンプルに基づいて予め電源電圧が求められており、個別の発振回路に対しては、そのサンプルとの対応を見極めて電源電圧を設定すればよいだけなので、比較的短時間にキャリブレーション処理を完遂させることが可能であり、最大誤差範囲を正確に予測可能な温度センサを製造可能とである。

ここで、サンプルの数に限定はないが、製造品における移動度のバラツキの範囲をカバーするように移動度特性が分散したサンプルを用いることが好ましい。またサンプルの数は多ければ多い程、製造品に一致する、または、より近似する移動度特性を有するサンプルを選択できる可能性が高まる。最低限、製造品における移動度のバラツキの最大範囲を代表する限界サンプルについて、キャリブレーション処理をすることが好ましい。

ここで上記２）の基準周波数を特定するステップは、複数の基準サンプルが示した発振周波数の中で最も低い周波数を基準周波数として特定することは好ましい。
基準サンプル以外の発振回路は、電源電圧を上昇させるほど発振周波数を上げることが可能である一方、電源電圧を下げるほど移動度の影響が少なくなって発振周波数−温度特性の傾きが小さくなる。かかる工程によれば、基準サンプル中で最も低い発振周波数を基準周波数として設定するので、他の発振回路総てについて、一定以上の精度を保証しうる発振周波数−温度特性の傾きを維持することが可能である。

以下に、本発明の好適な実施の形態について図面を参照ながら説明する。
前述したように、本発明に係るキャリブレーション方法には２つの態様がある。
発振回路の基準サンプルに基づいて基準温度における基準周波数を特定するまでは２つの態様とも共通している。

第１のキャリブレーション方法は、調整対象となる発振回路に対する電源電圧の調整および設定を、製造された発振回路の各々について個別に実施する方法である。
第２のキャリブレーション方法は、基準サンプル以外のサンプルについて、基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧を特定しておき、製造工程において、調整対象となる発振回路に対応する移動度を有するサンプルを選択し、選択されたサンプルのために特定されている電源電圧を調整対象となる発振回路のための電源電圧として設定するという方法である。

第１のキャリブレーション方法では、総ての製造品についてキャリブレーションにより電源電圧を調整・設定するので、総ての発振回路について、基準電圧において正確に基準周波数で発振させ、理論上予定される最大誤差範囲で発振させることができる。これに対し、第２のキャリブレーション方法では、限られた数のサンプルについてのみキャリブレーション処理することにより電源電圧を調整・設定するので、一定の精度の下で製造に係る工数を比較的少なくすることができる。
以下、第１のキャリブレーション方法については実施形態１で例示し、第２のキャリブレーション方法については実施形態２で例示する。

（実施形態１）
本発明の実施形態１は、上記第１のキャリブレーション方法に基づき、発振回路であるリングオッシレータのサンプルに基づいて基準温度における基準周波数を求め、製造品のリングオッシレータの各々に対して基準温度において基準周波数で発振するための電源電圧を供給するよう調整された温度センサに関する。

図１に本実施形態１に係る温度センサ１のブロック図を示す。
図１に示すように、温度センサ１は、リングオッシレータ１０、電源供給回路１１、カウンタ２０、基準信号発振器２１、計数値温度変換回路３０、および計数値温度関係情報記憶部３１を備える。リングオッシレータ１０は本発明の発振回路に相当し、カウンタ２０および計数値温度変換回路３０は本発明の温度特定回路に相当する。

リングオッシレータ１０は、温度の上昇に対応して発振周波数が減少するような、負の温度特性を有する発振回路の例である。負の温度特性を有する発振回路としては、リングオッシレータの他に、ヒステリシスを利用した矩形波発振回路や非安定マルチバイブレータ等が利用可能である。

電源供給回路１１は、リングオッシレータ１０を負の温度特性にて動作させるための電源電圧Ｖｄｃを生成して供給するよう構成されており、その構成は図４において、その電源電圧の調整方法については図８〜図１２において、詳述する。

カウンタ２０は、基準信号発振器２１が生成する基準信号Ｓrefを参照してリングオッシレータ１０からの発振信号の発振周波数を計数する。発振周波数の計数方法には２通りがあり、図５において説明する。

計数値温度変換回路３０は、演算されたリングオッシレータ１０の発振周波数ｆocsに基づいて温度を特定するブロックである。計数値温度変換回路３０は、計数値温度関係情報記憶部３１に記憶されている計数値温度関係情報を参照して発振周波数ｆocsに対応する温度を演算し、ディスプレイ４０に出力するようになっている。計数値温度変換回路３０の機能については、図５および図６にて詳述する。

（リングオッシレータ１０）
図２にリングオッシレータ１０のブロック図を示す。
図２に示すように、リングオッシレータ１０は、複数のインバータＩＮＶを直列接続して構成されている。最終段のインバータＩＮＶの出力が初段のインバータＩＮＶの入力端子に接続されている。発振器として動作させるためには正帰還をさせる必要があるため、インバータの直列段数は通常奇数である。

図２の下段に示すように、各インバータＩＮＶは、Ｐ型（第１の極性）の第１トランジスタＴｒ１とＮ型（第２の極性）の第２トランジスタＴｒ２とを電源電圧Ｖｄｃと接地電位との間に直列接続して構成されている。第１トランジスタＴｒ１のゲートと第２トランジスタＴｒ２のゲートとが直接接続されてインバータの入力端子Ｖｉｎを構成し、第１トランジスタＴｒ１のソース／ドレインの一方と第２トランジスタＴｒ２のソース／ドレインの一方とが接続されて出力端子Ｖｏｕｔを構成している。出力端子Ｖｏｕｔには所定の容量（例えば１０ｐＦ）のキャパシタＣが接続されている。

上記のような構成によれば、入力端子Ｖｉｎに接続された極性と反対の極性の信号が出力端子Ｖｏｕｔに出力される。第１トランジスタＴｒ１がオン状態（第２トランジスタＴｒ２がオフ状態）となる時、第１トランジスタＴｒ１のオン抵抗とキャパシタＣとで定まる時定数でキャパシタＣに電荷が充電され、出力端子Ｖｏｕｔの出力電圧が変化する。第２トランジスタＴｒ２がオン態（第１トランジスタＴｒ１がオフ状態）となる時、第２トランジスタＴｒ２のオン抵抗とキャパシタＣとで定まる時定数でキャパシタＣの電荷が放電され、出力端子Ｖｏｕｔの出力電圧が変化する。すなわち、入力端子Ｖｉｎに対するパルス信号の変化に遅延して出力端子Ｖｏｕｔの出力電圧が変化する。このようなインバータＩＮＶを奇数個直列接続し、出力を入力側に帰還させることにより、時定数に対応した発振周波数で発振することになる。

図３に、リングオッシレータに印加する電源電圧に応じた、温度と発振周波数との関係（発振周波数−温度特性：温度特性）を示す。図３（ａ）はトランジスタのしきい値の温度特性が相対的に大きく影響している場合であり、図３（ｂ）はトランジスタのしきい値の温度特性と移動度の温度特性とが均衡して影響している場合であり、図３（ｃ）はトランジスタの移動度の温度特性が相対的に大きく影響している場合である。

リングオッシレータ１０の発振周波数ｆは、インバータＩＮＶを構成するトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈの温度特性とトランジスタの移動度の温度特性との双方に影響を受けることが知られている。例えば、インバータに印加する電源電圧がトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈに近い領域では、トランジスタのしきい値がリングオッシレータの発振周波数に与える影響が相対的に大きくなる。一方、インバータに印加する電源電圧がトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈよりある程度以上高いと、相対的にトランジスタの移動度がリングオッシレータの発振周波数に与える影響が相対的に大きくなる。

しきい値電圧は温度の上昇とともに低下する傾向にある。しきい値が下がるとトランジスタのスイッチングタイミングが早くなり、スイッチングの繰り返しにより定まる発振周波数の周期が短くなる。よって発振周波数が温度の上昇とともに高くなると考えられる。一方、移動度は、Ｐ型シリコンの場合に絶対温度の約−２．２乗、Ｎ型シリコンの場合に絶対温度の約−２．４２乗に比例し、温度の上昇とともに小さくなる。移動度の大きさは半導体中のキャリア速度であり、トランジスタの状態遷移の速度に対応する。よって、温度が上昇すると発振周波数が低下することになる。そして、インバータに印加する電源電圧が相対的に低くなればしきい値の影響が強くなり、相対的に高くなれば移動度の影響が強くなるのである。

そのため、図３（ａ）に示すように、インバータに印加される電源電圧がトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈに比較的近く、トランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈの温度特性が支配的な領域では、リングオッシレータの発振周波数ｆは、温度ｔの上昇に対応して上昇する傾向を示す。

一方、図３（ｃ）に示すように、インバータに印加される電源電圧がトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈより大分高く、トランジスタの移動度の温度特性が支配的な領域では、リングオッシレータの発振周波数ｆは、温度ｔの上昇に対応して下降する傾向を示す。

また、図３（ｂ）に示すように、トランジスタのしきい値電圧の温度特性と移動度の温度特性とが同等な影響を与えるように電源電圧を印加すると、双方の影響が均衡して、オッシレータの発振周波数に対する温度の影響が少なくすることも可能である。

本実施形態の温度センサは、図３（ｃ）に示すようにオッシレータの発振周波数が負の温度特性を示す領域において温度の上昇に対応して発振周波数が減少していく傾向を積極的に利用して温度を検出するよう構成されている。

図１に示す電源供給回路１１は、リングオッシレータ１０を負の温度特性にて動作させるための電源電圧Ｖｄｃを生成して供給するよう構成されており、図４において詳述する。

（電源供給回路１１）
図４に本実施形態における電源供給回路１１の回路構成例を示す。
図４に示すように、本実施形態における電源供給回路１１は、トランジスタＴｒ１１〜Ｔｒ１５、第１の電流路Ｌ１、第２の電流路Ｌ２、定電流源ＩＣ、抵抗Ｒ１、およびＲ２を備えて構成されている。

トランジスタＴｒ１３およびＴｒ１４は互いに等しい規格を有しており、第１の電流路Ｌ１および第２の電流路Ｌ２にそれぞれ直列に介挿されている。トランジスタＴｒ１３およびＴｒ１４の各ドレインは電源電圧Ｖｄｄに接続され、各ソースは第１のトランジスタＴｒ１１および第２のトランジスタＴｒ１２を介して定電流源ＩＣに接続点Ｐ０にて共通に接続されている。トランジスタＴｒ１３およびＴｒ１４の互いのゲートが一方の電流路に共通して接続されることにより、トランジスタＴｒ１３、Ｔｒ１４、および定電流源ＩＣにより、カレントミラー回路が構成されている。このカレントミラー回路により、第１の電流路Ｌ１および第２の電流路Ｌ２には互いに等しい電流Ｉ１およびＩ２が流される。

第１の電流路Ｌ１には、第１のトランジスタＴｒ１１が直列接続され、第２の電流路Ｌ２には、第２のトランジスタＴｒ１２が直列接続されている。第１のトランジスタＴｒ１１は、ドレインがトランジスタＴｒ１３のソースに接続され、そのゲートが接地されている。第２のトランジスタＴｒ１２は、ドレインがトランジスタＴｒ１４のソースに接続されている。第１のトランジスタＴｒ１１および第２のトランジスタＴｒ１２のソースは共に定電流源ＩＣに接続点Ｐ０にて接続されている。第１のトランジスタＴｒ１１は、第１のしきい値Ｖｔｈ１を有し、第２のトランジスタＴｒ１２は、第２のしきい値Ｖｔｈ２を有する。接続点Ｐ０の電位をＶ_Ｐ０とする。

一方、電源電圧Ｖｄｄと接地電位との間には、バッファトランジスタＴｒ１５、第１抵抗Ｒ１（抵抗値＝Ｒ１）、および第２抵抗Ｒ２（抵抗値＝Ｒ２）が直列に接続されている。バッファトランジスタＴｒ１５は、ゲートが第１の電流路Ｌ１の接続点Ｐ１に接続され、ドレインが電源電圧Ｖｄｄに接続され、ソースが第１抵抗Ｒ１の一端に接続点Ｐ２にて接続されている。バッファトランジスタＴｒ１５は、接続点Ｐ１の電位をリングオッシレータ１０のための局所的な電源電圧Ｖｄｃとして出力するためのバッファリングを行っている。

バッファトランジスタＴｒ１５のソースと第１抵抗Ｒ１との接続点Ｐ２（電位Ｖ_Ｐ２）は出力すべき電源電圧Ｖｄｃの出力端子となっている。第１抵抗Ｒ１の他端と第２抵抗の一端との接続点Ｐ３には、第２トランジスタＴｒ１２のゲートが接続されている。第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２とは、抵抗値ｐ（＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＝１＋Ｒ１／Ｒ２）を任意に変更可能に、一方または双方が可変抵抗器として構成されている。接続点Ｐ３の電位をＶ_Ｐ３とする。

次に上記電源供給回路１１の構成における作用を説明する。
カレントミラー回路の作用により第１の電流路Ｌ１に流れる電流Ｉ１と第２の電流路Ｌ２に流れる電流Ｉ２との和は、定電流源ＩＣによって流れる定電流Ｉ０に等しくなるよう制御され、トランジスタＴｒ１３とＴｒ１４との規格が同じであるため、電流Ｉ１と電流Ｉ２とは等しくなるよう制御される。

ここで、飽和領域で動作するＮ型トランジスタのソース−ドレイン間電流Ｉ_ＤＳは、式（１）で近似できることが知られている。
Ｉ_ＤＳ＝１／２×μ_ＮＣ_ｏｘ（Ｖ_ＧＳ−Ｖｔｈ）^２ …（１）
但し、式（１）において、μ_ＮはＮ型半導体の移動度であり、Ｃ_ｏｘは単位面積当たりのゲート容量であり、Ｖ_ＧＳはトランジスタのゲート−ソース間電圧であり、Ｖｔｈはトランジスタのしきい値である。

第１のトランジスタＴｒ１１および第２のトランジスタＴｒ１２は、飽和領域にて動作するＮ型トランジスタであり、図４の回路における電流Ｉ１は第１のトランジスタＴｒ１１のソースードレイン間電流であり、電流Ｉ２は第２のトランジスタＴｒ１２におけるソースードレイン間電流であるため、式（２）（３）が成り立つ。

Ｉ１＝１／２×μ_ＮＣ_ｏｘ（（０−Ｖ_Ｐ０）−Ｖｔｈ１）^２ …（２）
Ｉ２＝１／２×μ_ＮＣ_ｏｘ（（Ｖ_Ｐ３−Ｖ_Ｐ０）−Ｖｔｈ２）^２ …（３）

電流Ｉ１と電流Ｉ２とが等しいという条件（Ｉ１＝Ｉ２）を満たすためには、結局式（４）という関係が必要なことが判る。

−Ｖｔｈ１＝Ｖ_Ｐ３−Ｖｔｈ２、
Ｖ_Ｐ３−＝Ｖｔｈ２−Ｖｔｈ１＝ΔＶｔｈ …（４）

接続点Ｐ３の電圧Ｖ_Ｐ３が定まると、接続点Ｐ２の電圧Ｖ_Ｐ２、すなわち出力すべき発振回路のための電源電圧Ｖｄｃが第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との抵抗比により、式（５）のように定まる。

Ｒ１＋Ｒ２：Ｒ２＝ΔＶｔｈ：Ｖｄｃ、
Ｖｄｃ＝ΔＶｔｈ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＝（１＋Ｒ１／Ｒ２）ΔＶｔｈ …（５）

従って、第１のトランジスタＴｒ１１および第２のトランジスタＴｒ１２のしきい値の差ΔＶｔｈが定まれば、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗との抵抗値ｐ（＝１＋Ｒ１／Ｒ２）を任意に調整することで、所望の電源電圧Ｖｄｃを出力することが可能となる。

ここで、しきい値の差は半導体におけるどのような物理定数の影響を受けるかを考える。一般に、ＭＯＳトランジスタにおけるしきい値Ｖｔｈは、式（６）によって定まることが知られている。
Ｖｔｈ＝Φ_ＭＳ＋２Φ_Ｆ＋Ｑ_ｄｅｐ／Ｃ_ｏｘ …（６）
但し、Φ_ＭＳはゲートとシリコン基板との間の仕事関数の差であり、Φ_Ｆ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｎ_ｓｕｂ／ｎ_ｉ）（ｑは電子の電荷量、は基板の不純物濃度）であり、Ｑ_ｄｅｐは空乏層の電荷量であり、Ｑ_ｄｅｐ＝√（４ｑε_ｓｉ｜Φ_Ｆ｜Ｎ_ｓｕｂ）で、ε_ｓｉはシリコンの誘電率である。

式（４）のように同じシリコン基板上に形成された一対のトランジスタのしきい値の差分を計算すると、第２項、第３項は共通していることになるため、結局、しきい値の差ΔＶｔｈは、第１項にのみ影響を受けることになる。第１のトランジスタＴｒ１１と第２のトランジスタＴｒ１２とではシリコン基板を共通にしている。よって、ゲートにドーピングする不純物濃度によってしきい値を調整する場合、２つのトランジスタ間で異なる種類および／または異なる濃度でドーピングされたゲート同士の仕事関数の差に相当することになる。製造過程におけるバラツキは、式（６）における第２項および第３項に影響を与えるが、しきい値の差については第１項のみに影響を受けるので、式（４）により得られるしきい値の差ΔＶｔｈは製造バラツキの影響を受けにくい。よって、式（５）によって得られる電源電圧Ｖｄｃも製造バラツキの影響を受けにくいという特徴を有する。

なお、しきい値の差ΔＶｔｈは、２つのトランジスタ間におけるゲートの仕事関数の差であるが、この仕事関数の差は温度の上昇とともに仕事関数の差が小さくなる特性を有するため、出力される電源電圧Ｖｄｃは温度の上昇とともに減少するという温度特性を示す。本発明の発振回路であるリングオッシレータ１０は電源電圧の上昇とともに発振周波数が高くなる傾向にあるため、この電源供給回路１１の温度特性は、リングオッシレータ１０の負の温度特性を強める方向に作用する。

上記のように構成される電源供給回路１１は、どのような特性のトランジスタで構成されていても、リングオッシレータ１０が所定の基準温度ｔrefにおいて所定の基準周波数ｆrefで発振するように調整された電源電圧Ｖｄｃを供給するように構成されている。この電源電圧Ｖｄｃの調整方法については後述する。

（カウンタ２０）
上述したように、カウンタ２０は、基準信号発振器２１が生成する基準信号Ｓrefを参照してリングオッシレータ１０からの発振信号の発振周波数を計数するが、発振周波数の計数方法には以下の２通りがある。

図５（ａ）は第１の計数方法を示している。第１の計数方法は、基準信号発振器２１が生成する基準信号Ｓoscがリングオッシレータ１０の発振周波数ｆoscより高い周波数を有するように設定する場合に適用される。カウンタ２０は、リングオッシレータ１０からの発振信号Ｓoscの一定周期Ｔosc当たりに入る基準信号Ｓrefの周期Ｔrefの数を計数値として出力する。

また、図５（ｂ）は第２の計数方法を示している。第２の計数方法は、基準信号発振器２１が生成する基準信号Ｓrefがリングオッシレータ１０の発振周波数ｆoscより低い周波数を有するように設定する場合に適用される。カウンタ２０は、基準信号Ｓrefの基準信号Ｓrefの一定周期Ｔref当たりに入るリングオッシレータ１０からの発振信号Ｓoscの周期Ｔoscの数を計数値として出力する。

いずれの計数方法を採用する場合でも、基準信号Ｓrefの周波数Ｆrefおよび／または周期Ｔrefは既知であるため、カウンタ２０の計数値に応じて容易に発振信号Ｓoscの周波数を演算することが可能である。第１の計数方法（図５（ａ））では、基準信号Ｓrefの周波数Ｆrefを計数値ｎで除することにより発振信号Ｓocsの周波数ｆosc（＝Ｆref／ｎ）を演算できる。第２の計数方法（図５（ｂ））では、基準信号Ｓrefの周波数Ｆrefに計数値ｎを乗じることにより発振信号Ｓocsの周波数ｆosc（＝Ｆref＊ｎ）を演算できる。

（計数値温度変換回路３０）
上述したように、計数値温度変換回路３０は、演算されたリングオッシレータ１０の発振周波数ｆocsに基づいて温度を特定するが、そのとき、計数値温度関係情報記憶部３１に記憶されている計数値温度関係情報を参照する。

図６に発振周波数（計数値）−温度特性（関係情報）を例示する。
計数値温度関係情報は、例えば図６の特性ｆ１〜ｆ３に示すような特性を規定するような情報である。各々の特性ｆ１〜ｆ３の傾きが異なるのは、リングオッシレータ１０を構成するトランジスタのバラツキに起因するものである。計数値温度関係情報記憶部３１には、図６に示すような発振周波数ｆocsとそれに対応した温度ｔとの関係が、関係式または関係テーブルの形式で保存されている。

特に本発明では、計数値温度関係情報記憶部３１に記憶される計数値温度関係情報が、特性ｆ１〜ｆ３で表されるようないずれの特性であっても、所定の基準温度ｔrefにおいて基準周波数ｆrefが対応しているような関係情報である点に特徴がある。逆に言えば、トランジスタの特性がどのようにばらついても、基準温度ｔrefでは必ず発振周波数ｆoscが基準周波数ｆrefとなるように調整された電源電圧Ｖｄｃをリングオッシレータ１０に供給するよう、電源供給回路１１が構成されている。この本発明の調整（「キャリブレーション」ともいう。）の意義は、このような調整をしていない場合と比べれば明らかとなる。

図７に本発明のキャリブレーションがされていない場合の発振周波数−温度特性を示す。
トランジスタの移動度μは製造過程である程度バラツキが生じてしまう。トランジスタの移動度がばらつけば、その移動度に応じて定まるリングオッシレータの発振周波数−温度特性も当然にばらつく。

ここで発振周波数−温度特性の傾きは、トランジスタの移動度のバラツキに基づくのに対し、各特性の温度軸（Ｘ軸）または発振周波数軸（Ｙ軸）における切片は電源電圧Ｖｄｃによって変動する。もしもトランジスタのしきい値電圧に応じて電源電圧Ｖｄｃが調整されていなかったとすれば、図７のｆ１〜ｆ３に示すように発振周波数−温度特性はばらつくものと考えられる。これでは、特定の移動度を有するトランジスタで構成されたリングオッシレータのための発振周波数−温度特性は、他の移動度を有するトランジスタで構成されたリングオッシレータに用いるには誤差が大きすぎて使えないものとなる。

図７において、測定対象温度範囲ＴＲが図示されたような範囲であったとすれば、トランジスタのバラツキには、測定される温度の最大誤差は、Δｔｘで示されるような大きなものとなる。発振周波数−温度特性のばらつきを調整していない状態では、検出された温度にどの程度の誤差が含まれているのは判断することができない。これでは、最大誤差が許容範囲か否かに基づいて測定結果を利用することができなくなってしまう。

そこで、本実施形態１では、上記第１のキャリブレーション方法に基づき、リングオッシレータ（発振回路）の限界サンプルに基づいて基準温度における基準周波数を特定し、製造工程において、調整対象となるリングオッシレータ（製造品）について、基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧を特定し個別に設定する。すなわち、トランジスタの移動度特性がどのようにばらついていたとしても、リングオッシレータの発振周波数−温度特性が所定の基準点を必ず通るように、リングオッシレータの電源電圧Ｖｄｃを個別具体的に調整することを特徴としている。

図６は、本発明に従ってキャリブレーションされた場合の発振周波数−温度特性を示している。
図６に示すように、各発振周波数−温度特性ｆ１〜ｆ３の傾きは、製造上避けられないトランジスタの移動度のバラツキである。しかしながら、いずれの発振周波数−温度特性ｆ１−ｆ３であっても必ず基準点Ｐrefを通過するように、すなわち所定の温度（基準温度ｔref）において所定の周波数（基準周波数ｆref）で発振するように調整されている。このため、基準温度ｔrefにおける周波数の検出誤差はゼロ、基準温度ｔrefから遠ざかるに連れてその偏差で定まる最大誤差範囲が線形的に求められることになる。特性ｆ１とｆ３とが移動度の最大のバラツキに対応しているとすれば、図６では、測定対象温度範囲ＴＲにおける最大誤差範囲は、Δｔであると求めることができる。基準温度ｔrefと測定対象温度範囲ＴＲとを適宜選択することで、明らかな最大誤差の範囲内での温度測定が可能となるのである。この調整は、リングオッシレータ１０の電源電圧Ｖｄｃを調整すること、すなわち、発振周波数−温度特性ｆ１−ｆ３を平行移動することで実現する。

具体的には、本実施形態では、トランジスタの移動度のバラツキを、製造上、特性が変動する最大範囲を規定する限界サンプル（マージナルサンプル：水準）にグループ分けする。そして任意に選んだ限界サンプルを基準限界サンプルとして基準温度ｔrefにおける基準周波数ｆrefを決定する。特に、本実施形態１で説明する第１のキャリブレーション方法では、実際の製造品について、基準温度ｔrefにおいて基準周波数ｆrefで発振するように電源電夏Ｖｄｃを個別に設定する。

（本実施形態の製造方法）
次に図８のフローチャートに基づいて、本実施形態のキャリブレーション方法について説明する。上述したように、本実施形態は、第１のキャリブレーション方法に対応している。以下のステップＳ１００およびＳ１０１は、第１のキャリブレーション方法および第２のキャリブレーション方法の双方に共通のステップであり、ステップＳ１０２およびＳ１０３が当該第１のキャリブレーション方法に特化したステップである。
（ステップＳ１００）
まず、限界サンプルのうちの一つを基準限界サンプルとして特定する。そして、その特定した限界サンプルについて基準電圧を特定する。

図９に、リングオッシレータに含まれるインバータを構成する第１（Ｐ型）トランジスタＴｒ１および第２（Ｎ型）トランジスタＴｒ２について、製造工程で生じうる移動度のバラツキの最大範囲を斜線で示してある。第１トランジスタＴｒ１についての移動度μ_Ｐが最も高い方に振れているサンプルを「ＰＨ」で表し、最も低い方に振れているサンプルと「ＰＬ」で表す。第２トランジスタＴｒ１についての移動度μ_Ｎが最も高い方に振れているサンプルを「ＮＨ」で表し、最も低い方に振れているサンプルと「ＮＬ」で表す。

限界サンプルとは、製造上のバラツキの最大範囲を代表するサンプルをいう。図９では、移動度のバラツキの最大範囲の頂点をなすＰ１〜Ｐ４の４点に中心点Ｐ０を加えた５つの点に対応するサンプルを限界サンプルとして利用する。限界サンプルＰＨ−ＮＨは、第１トランジスタＴｒ１および第２トランジスタＴｒ２の移動度がともに最も高い方に振れているＰ１点に相当するサンプルである。限界サンプルＰＨ−ＮＬは、第１トランジスタＴｒ１の移動度が最も高い方に、第２トランジスタＴｒ２の移動度が最も低い方に振れているＰ２点に相当するサンプルである。限界サンプルＰＬ−ＮＨは、第１トランジスタＴｒ１の移動度が最も低い方に、第２トランジスタＴｒ２の移動度が最も高い方に振れているＰ３点に相当するサンプルである。限界サンプルＰＬ−ＮＬは、第１トランジスタＴｒ１および第２トランジスタＴｒ２の移動度がともに最も低い方に振れているＰ４点に相当するサンプルである。限界サンプルＰＴ−ＮＴは、第１トランジスタＴｒ１および第２トランジスタＴｒ２の移動度がともに平均値であるＰ０点に相当するサンプルである。

これらの５点の限界サンプルから基準限界サンプルを特定する。電源電圧が比較的高い場合には、発振が停止することは考えられないため、所定の電源電圧において最も低い発振周波数を示した限界サンプルを基準限界サンプルとして選択することが好ましい。所定の電源電圧とはシステム内で主に使われる電源電圧であり、例えば１．８Ｖや３．３Ｖのようなシステム動作電圧である。この基準限界サンプルは他の限界サンプルと比較して、同じ周波数を発振するのに必要な電源電圧が最も高いため、このサンプルにより電源電圧の上限を決定することができる。

次いでその基準限界サンプルについて、基準電圧を定める。
基準電圧は、リングオッシレータ１０を負の温度特性の領域で動作させることが判っているような任意の電源電圧である。

図１０に、所定の周波数を発振させるために、各限界サンプルの各々について温度を変更しながら調整した電源電圧を示す。図１０において、トランジスタサイズは同じしきい値電圧を有する限界サンプルにおいてトランジスタのサイズ、すなわちチャネル長やチャネル幅を種々に変化させた通し番号である。

図１０に示すように、環境温度によって、限界サンプルによって、また同じ限界サンプルでもトランジスタサイズによって、同じ周波数（例えば６０ｋＨｚ）で発振させるための電源電圧が変化する。いくつかの条件に基づいて基準電圧を定める。その条件とは例えば次のようなものである。但し、多少基準電圧が変動しても、合わせ込み調整が可能なので厳格に設定する必要はない。

１）温度の上昇とともに発振周波数が減少するような負の温度特性を示す範囲で電源電圧Ｖｄｃを変化させる。ただし電源電圧の上限は基準限界サンプルによって決められるため、基準限界サンプルを使用して、システム上、実現困難なほど高い電圧は避けるべきである。
２）測定対象温度範囲の総てで発振するように電源電圧Ｖｄｃを変化させる。
３）消費電力を抑えるため、余り発振周波数が高くなりすぎない範囲で電源電圧Ｖｄｃを変化させる。
４）測定誤差を少なくするために、余りに発振周波数−温度特性の傾きが緩くならない範囲で電源電圧Ｖｄｃを変化させる。
５）変化させた電源電圧Ｖｄｃの範囲の中程から上限の間の電圧を基準電圧として特定する。

図１０では、特定した基準限界サンプルＰ１（ＰＨ−ＮＨ）における電源電圧がトランジスタのサイズに応じて１．９５Ｖ〜２．０３Ｖの範囲で変動している。よって、１．９９０Ｖを基準電圧として選択する。

（ステップＳ１０１）
次のステップとして、特定された基準限界サンプルについて基準温度において、特定した基準電圧を印加した場合の発振周波数を基準周波数として特定する。ここで、通常の小型携帯機器に使用されるリングオッシレータを想定する場合、使用する温度範囲の中心温度は室温程度が普通であるため、ここでは所定の基準温度として２５℃を想定する。

特に、複数の基準限界サンプルが示した発振周波数の中で最も低い周波数を基準周波数として特定する。最も低い発振周波数を基準周波数とするのは、ステップＳ１００の基準限界サンプルを特定する場合と同じ理由によるものである。

図１１は、基準限界サンプルＰ１（ＰＨ−ＮＨ）の限界サンプルの複数のチップについて、ステップＳ１００で設定した基準電圧１．９９０Ｖを印加し基準温度下に配置した場合の発振周波数を示している。図１１において、最も低い発振周波数はチップ番号２の５８．４０８ｋＨｚである。よってこの周波数にマージンを見込んだ周波数５８．３９０ｋＨｚを基準周波数として特定する。

以上の工程により、基準温度における適切な基準周波数が決定されるので、第１のキャリブレーション方法に特化した以下の工程により、製造された個々のリングオッシレータに対して、基準温度において基準周波数で発振するよう、電源電圧を調整していく。

（ステップＳ１０２）
次のステップとして、実際に製造されたリングオッシレータについて、基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧を特定する。この処理がキャリブレーションの中心的な処理となる。

実際に製造されたリングオッシレータの各々について、基準温度下で電源電圧を変化させながら発振周波数を測定し、発振周波数が基準周波数（＝５８．３９０ｋＨｚ）となる場合の電源電圧Ｖｄｃを特定していくのである。

この処理は、図７のように限界サンプル毎に傾きがばらついている各特性ｆ１〜３を、図６のように必ず基準点Ｐrefを通るように調整する処理であり、具体的には製造品毎の電源電圧Ｖｄｃを正しく特定し、記録していく処理となる製造品毎に特定された電源電圧Ｖｄｃは製造される温度センサの電源供給回路１１に設定できるように記録しておく。

（ステップＳ１０３）
最後のステップとして、上記キャリブレーション処理がされた製造品のための電源電圧を電源供給回路１１に設定する。すなわち、調整対象となったリングオッシレータを備える温度センサにおいて、リングオッシレータごとに特定され記録された電源電圧Ｖｄｃを電源供給回路１１に各々設定する。

図１２は、移動度特性が最もばらつく製造品の代表として、限界サンプルを例に採り、上記キャリブレーションが終了した後の各限界サンプルについて、温度を変化させた場合の発振周波数の変化を測定したものである。図１２に示すように、基準温度ｔrefである２５℃においていずれの限界サンプル（製造品）でも基準周波数ｆref＝５８．３９０ｋＨｚの近傍で発振するように調整されている。各々の限界サンプル毎に上記測定に基づいて特定される傾きが異なっている。

この傾きと通過点Ｐref（基準温度ｔrefで基準周波数ｆref）とが定まれば、各限界サンプル（製造品）についての発振周波数−温度特性を特定できる。そこで、計数値温度関係情報記憶部３１には、図１２の測定の結果として特定された、リングオッシレータ１０に搭載されている限界サンプルの種別に応じた発振周波数−温度特性（図６参照）を関係式または関係テーブルの形式で記憶する。

以上のキャリブレーションを経て製造された温度センサは、リングオッシレータ１０が基準点Ｐref（基準温度ｔrefで基準周波数ｆref）を通る発振周波数−温度特性が設定される。よって、当該温度センサによって計測される温度は、図６から明らかなように測定対象温度範囲ＴＲに応じて一義的に最大誤差範囲Δｔが明確なものとなる。
なお、上記ステップＳ１００〜１０３の工程は、コンピュータ装置により自動化することが好ましいが、一部人手を介してもよい。

以上、本実施形態１によれば、以下のような利点を有する。
１）実施形態１の温度センサ１によれば、電源供給回路１１は、リングオッシレータ１０に印加する電源電圧を温度の上昇と共に発振周波数が減少する負の温度特性を持つような電源電圧を発振回路に供給するよう調整されている。そして、計数値温度変換回路３０は、リングオッシレータ１０のトランジスタの移動度に対応した発振周波数−温度特性を参照するので、温度変化に伴って発振周波数が変動した場合でもその発振周波数に対応する温度を正確に測定可能である。特に、リングオッシレータ１０には、基準温度ｔrefにおいて基準周波数ｆrefで発振するようにキャリブレーションされた電源電圧Ｖｄｃが供給されているので、トランジスタの移動度にバラツキを生じていたとしても、測定対象温度範囲ＴＲに応じた最大測定誤差Δｔを予め把握可能となる。また、測定対象温度範囲ＴＲと最大測定誤差Δｔとの対応関係が明確になっているため、許容される誤差範囲に基づいて測定対象温度範囲ＴＲを逆設定することも可能である。

２）上記実施形態１の電源供給回路１１によれば、リングオッシレータ１０が負の温度特性を示す範囲で電源電圧Ｖｄｃを調整するので、リングオッシレータ１０の発振周波数に基づいて温度を測定することが可能となる。

３）上記実施形態１のリングオッシレータ１０は、インバータＩＮＶを含み、インバータＩＮＶは、Ｐ型の第１トランジスタＴｒ１とＮ型の第２トランジスタＴｒ２とを直列接続して構成されているので、トランジスタのオン抵抗と設定容量または寄生容量とで定まる時定数に対応した周波数で発振させることが可能である。

４）上記実施形態１の電源供給回路１１によれば、出力電圧である電源電圧Ｖｄｃが一対のトランジスタのゲートの仕事関数の差のみに影響するためトランジスタ製造過程において生じるバラツキの影響を受けず、正確な電源電圧を出力可能である。

５）上記実施形態１の電源供給回路１１によれば、出力される電源電圧Ｖｄｃは温度の上昇に伴い減少する温度特性を示すので、リングオッシレータ１０が有する負の温度特性の傾きを強める方向に作用する。そのため、負の温度特性を示す発振回路と組合せることにより、より検出誤差を少なくすることが可能となる。

６）上記実施形態１の製造方法によれば（ステップＳ１００）、任意の限界サンプルを基準限界サンプルとして特定し、比較的緩やかな条件で基準電圧を設定することが可能なので、キャリブレーション処理が容易である。

７）上記実施形態１の製造方法（ステップＳ１０１）によれば、基準限界サンプル中で最も低い発振周波数を基準周波数として設定するので、他の限界サンプル総てについて、一定以上の精度を保証しうる発振周波数−温度特性の傾きを維持することが可能となる。

８）上記実施形態１の製造方法によれば（ステップＳ１０２・Ｓ１０３）、第１のキャリブレーション方法に基づき、基準電圧において基準周波数で発振するように総ての製造品の電源電圧がキャリブレーションされるので、予測される最大誤差から乖離することのない温度センサを提供可能である。また、測定対象温度範囲ＴＲと最大誤差量とを正確に対応付けることが可能となる。

（第２実施形態）
上記実施形態１では温度センサ毎にキャリブレーションされた電源電圧Ｖｄｃを出力するように電源供給回路１１が調整されていたが、本発明の実施形態２は、上記第２のキャリブレーション方法に基づき、基準サンプル以外のサンプルについて、基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧を予め特定しておく。そして、製造工程において、調整対象となる発振回路に対応する移動度を有するサンプルを選択し、選択されたサンプルのために特定されている電源電圧を調整対象となる発振回路のための電源電圧として個別に設定する。

図１３に本実施形態２に係る温度センサ１のブロック図を示す。
図１３に示すように、温度センサ１ｂは、リングオッシレータ１０、カウンタ２０、基準信号発振器２１、計数値温度変換回路３０、および計数値温度関係情報記憶部３１を備える点は、上記実施形態１と同じである。

本実施形態２は、選択部１２および電源電圧記憶部１３を備え、電源供給回路１１ｂは選択部１２の設定値に応じた電源電圧Ｖｄｃを出力可能に構成されている点で、上記実施形態１と異なる。

選択部１２は、複数の設定値を設定可能に構成されており、例えば、ＤＩＰスイッチのようなスイッチで構成される。例えば、図９に示すように５点の限界サンプルについて設定可能に構成するなら、設定値は「５」となるため、少なくとも３ビット（＝８）の設定が可能なスイッチを設けることになる。選択部１２に対する設定値と限界サンプルとの関係は例えば表１のようなものになる。

電源電圧記憶部１３には、それぞれの限界サンプルに対して、上記実施形態１の製造方法で特定した電源電圧Ｖｄｃが記憶されている。すなわち、以下のステップＳ１０４で特定した、基準限界サンプルおよびそれ以外の限界サンプルについて、基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧Ｖｄｃが、限界サンプルに対応させて記憶されている。

電源供給回路１１ｂは、選択部１２の設定値に基づき対応する限界サンプルについての電源電圧Ｖｄｃを電源電圧記憶部１３から読み取り、その電源電圧Ｖｄｃをリングオッシレータ１０に供給するよう構成されている。電源供給回路１１ｂは、出力する電源電圧を連続的に変更可能に構成されていることが好ましい。少なくとも設定対象となる限界サンプルの数だけ電源電圧を変更して出力可能に構成しておく必要がある。

例えば、図４に示した電源供給回路の回路構成において、第１抵抗Ｒ１をデジタル制御可能な可変抵抗器で構成しておき、設定値に応じて、式（５）で定まる抵抗比ｐを与えられるように制御することが考えられる。また抵抗値Ｒ１をタップ付きの抵抗器として構成しておき、設定値に応じてタップを切り換えて所望の抵抗比ｐを与えられるように構成してもよい。いずれにしても、少なくとも設定対象となる限界サンプルの数だけ電源電圧を変更して出力可能に構成しておく必要がある。

（本実施形態２の製造方法）
次に図１４のフローチャートに基づいて、本実施形態２のキャリブレーション方法について説明する。
上述したように、本実施形態は、本発明の第２のキャリブレーション方法に対応している。以下のステップＳ１００・Ｓ１０１については、上記実施形態１で説明した第１のキャリブレーション方法と共通しているので、その説明を省略する。ステップＳ１０４〜Ｓ１０６が当該第２のキャリブレーション方法に特化したステップである。

上記共通するステップＳ１００・Ｓ１０１により、基準温度における適切な基準周波数が特定される。

（ステップＳ１０４）
次のステップとして、基準限界サンプル以外の限界サンプルについて、基準温度において基準周波数で発振させるための電源電圧を特定する。上記実施形態１では製造品のオッシレータ毎に行っていたキャリブレーションを、本実施形態２では限界サンプルについて行うのである。

このため、基準限界サンプル以外のサンプルの各々について、基準温度下で電源電圧を変化させながら発振周波数を測定し、発振周波数が基準周波数（＝５８．３９０ｋＨｚ）となる場合の電源電圧Ｖｄｃを特定していく。この処理により、図７のように限界サンプル毎に傾きがばらついている各特性ｆ１〜３が、図６のように必ず基準点Ｐrefを通るように調整される。限界サンプル毎に特定された電源電圧Ｖｄｃは、製造される温度センサの電源供給回路１１ｂに設定可能なように、限界サンプルと対応付けて電源電圧記憶部１３に記録される。

（ステップＳ１０５）
次のステップからは、実際に製造されたリングオッシレータ各々に対する処理である。
まず、製造されたリングオッシレータ毎に、または、製造ロット毎に、製造品の移動度特性が、限界サンプルのいずれの移動度特性に近いかを判定する。そして最も移動度特性が近い限界サンプルを選択する。移動度特性が近いということは、同じ基準周波数を発振するために必要とされる電源電圧も近似しているということである。

（ステップＳ１０６）
そこで次のステップとして、選択された限界サンプルに対応する設定値となるよう選択部１２を操作する。すなわち、製造工程において、当該温度センサ１ｂに搭載されたリングオッシレータ１０のトランジスタの移動度特性が表１に示すいずれの限界サンプルに近似しているかに応じて選択部１２に設定値が設定される。

電源供給回路１１ｂは、選択部１２が示している設定値を読み取り、表１のような対応関係に基づき、いずれの限界サンプルに対応しているかを判定する。そして対応する限界サンプルについて調整された電源電圧Ｖｄｃの値を電源電圧記憶部１３から読み取り、その電源電圧Ｖｄｃをリングオッシレータ１０に出力する。すなわち、電源供給回路１１ｂにおいて、図４に示すような第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との抵抗値ｐが変更され、電源電圧Ｖｄｃが調整対象となるリングオッシレータに出力される。選択部１２に対する設定値が正しければ、リングオッシレータ１０の発振周波数の温度特性は、基準点Ｐref（図６：基準温度ｔrefにおいて基準周波数ｆref）を必ず通るようになるはずである。

なお、上記ステップＳ１０４〜１０６の工程は、コンピュータ装置により自動化することが好ましいが、一部人手を介してもよい。
また、上記実施形態２において、選択部１２および電源電圧記憶部１３は必須の構成ではない。調整対象となる製造品と移動度特性が近似している限界サンプルの電源電圧Ｖｄｃを直接的に電源供給回路１１ｂに設定するように構成してもよい。

以上、実施形態２によれば、総ての限界サンプルに対して、基準点Ｐrefを通るような発振周波数−温度特性に調整する電源電圧Ｖｄｃが設定可能である。よって、製造品において最も移動度特性が近似している限界サンプルについて調整された電源電圧Ｖｄｃを個別の製造品に設定することにより、基準温度において基準周波数で発振するよう温度センサを調整可能となる。

（実施形態３）
本発明の実施形態３では、上記実施形態で説明した温度センサを搭載するデバイスとして電気泳動装置を例示する。

図１５に、本実施形態の電気泳動装置のブロック図を示す。
図１５に示すように、電気泳動装置は、素子基板１００、コントローラ３００、温度センサ１（１ｂ）、および駆動波形制御回路５０を備えて構成される。

素子基板１００は、表示パネルＡ、走査線駆動回路１３０、データ線駆動回路１４０、および対向電極変調回路１５０を備えている。表示パネルＡは複数の画素１０５から構成されており、これらの画素１０５は、スイッチング素子であるＴＦＴ１１０、保持容量Ｃｓ、およびＴＦＴ１１０により電圧が供給される電気泳動素子１２０を含んで構成されている。表示パネルＡには、図示のＸ方向に沿って平行に複数本の走査線１０１が形成され、Ｙ方向に沿って平行に複数本のデータ線１０２が形成されている。そして、各画素は走査線１０１とデータ線１０２との交差に対応してマトリクス状に配列されている。

コントローラ３００は、図示しないが、画像信号処理回路およびタイミングジェネレータを含んでいる。画像信号処理回路は、画像データ及び対向電極制御信号を生成し、それぞれ及びデータ線駆動回路１４０及び対向電極変調回路１５０に入力する。対向電極変調回路１５０は画素の共通電極及び保持容量の対向電極にそれぞれバイアス信号及び電源電圧を供給する。例えば、正又は負の高レベルのバイアス信号（リセット信号）によって画像のリセットが設定される。リセット信号は、データ駆動回路１４０が画像データを出力する前の所定期間に出力される。リセット動作は、電気泳動素子１２０において分散媒中を泳動している電気泳動粒子を画素電極又は共通電極に引き寄せ、空間的な状態を初期化するために用いられる。また、タイミングジェネレータは、リセット設定や画像データが画像信号処理回路から出力されるときに、走査線駆動回路１３０やデータ線駆動回路１４０を制御するための各種タイミング信号を生成する。

温度センサ１（１ｂ）は、上記実施形態で説明したとおり、リングオッシレータ１０の発振周波数に対応した環境温度情報を出力する。駆動波形制御回路５０は、この環境温度情報に基づいて適切な駆動波形を特定可能に構成されている。

以下、例として駆動波形の一要素である駆動電圧を制御する場合について説明する。
図１６に電気泳動素子における温度と適正な駆動電圧との関係を示す。
図１６に示すように、電気泳動素子における粒子の移動速度は、荷電粒子を分散させる溶媒の粘度に強い相関関係を有しており、一般に温度が高い程溶媒の粘度は低くなる傾向にある。粘度が低いということは粒子が動き易いことを意味し、粒子の移動速度が高くなることを意味している。

荷電粒子の移動速度が大きい程、表示色の切り替わりが早い点では好ましいが、荷電粒子の移動速度が大き過ぎると、今度は対向電極に到達した荷電粒子が跳ね返るという好ましくない現象が生じる。そのため、荷電粒子の移動速度は適正な範囲に制御されるべきである。図１６に示されている電圧は、環境温度に応じて定まる適正な駆動電圧である。

駆動波形制御回路５０は、図１６に示すような環境温度と適正な駆動電圧との関係情報を関係テーブルまたは関係式の形式で記憶しており、温度センサ１（１ｂ）の出力した環境温度に適合した駆動電圧に対応した振幅となるように基準となる駆動波形を変形（増幅等）して変形後の駆動波形を走査線駆動回路１３０、データ線駆動回路１４０、および対向電極変調回路１５０に供給するようになっている。

以上のような構成において、表示パネルＡにおいて、リセットタイミングで全走査線信号がアクティブになると、全データ信号が白あるいは黒のレベルに設定され、共通電極に対向電極変調回路１５０からリセット信号が印加されて、全電気泳動素子１２０が白又は黒表示に設定される（２値表示の場合）。その後、走査線１０１が順次に選択されて画像１０５への書込みが行われる。特定の画素１０５のＴＦＴ１１０がオン状態になると、走査線選択に同期してデータ線駆動回路１４０からデータ信号（画像信号）が電気泳動素子１２０の画素電極に書き込まれる。このとき、データ信号の電圧レベルで保持容量Ｃｓも充電され、ＴＦＴ１１０の遮断後も画素（画素電極と共通電極）１０５の電荷保持を図り、電気泳動粒子１２０による画像の維持を図る。各画素１０５がデータ信号の電圧レベルに応じた表示を行うことによって画像が表示される。

以上、本実施形態３によれば、実装面積の小さな温度センサ１（１ｂ）を用いて電気泳動素子１２０に適正な駆動波形を供給することが可能なので、腕時計等の小型の携帯機器に搭載する電気泳動装置として好適である。

（実施形態４）
本発明の実施形態４は、本発明の温度センサを適用した電子機器の応用例を示すものである。
図１７は、上記実施形態３で説明した電気泳動装置を適用した電子機器の具体例を説明する斜視図である。

図１７（Ａ）は、電子機器の一例である電子ブックを示す斜視図である。
この電子ブック１０００は、ブック形状のフレーム１００１と、このフレーム１００１に対して回動自在に設けられた（開閉可能な）カバー１００２と、操作部１００３と、本発明に係る電気泳動装置によって構成された表示部１００４と、を備えている。

図１７（Ｂ）は、電子機器の一例である腕時計を示す斜視図である。
この腕時計１１００は、本発明に係る電気泳動装置によって構成された表示部１１０１を備えている。

図１７（Ｃ）は、電子機器の一例である電子ペーパーを示す斜視図である。
この電子ペーパー１２００は、紙と同様の質感および柔軟性を有するリライタブルシートで構成される本体部１２０１と、本実施形態に係る電気泳動装置によって構成された表示部１２０２と、を備えている。

なお、電気泳動装置を適用可能な電子機器の範囲はこれに限定されず、帯電粒子の移動に伴う視覚上の色調の変化を利用した装置を広く含むものである。例えば、上記のような装置の他、電気泳動フィルムが貼り合わせられた壁面等の不動産に属するもの、車両、飛行体、船舶等の移動体に属するものも該当する。

また電子機器は、必ずしも電気泳動装置を備える必要はなく、温度センサにより検出された温度に基づき何からの制御や表示を行うあらゆる機器が想定される。

（変形例）
本発明は上記実施形態に限定されることなく、種々に変形して適用することが可能である。
例えば、上記実施形態では、発振回路として、リングオッシレータを例示していたがこれに限定されない。温度の上昇とともに発振周波数が減少するような発振回路であれば、本発明を適用する異が可能である。例えば集積回路のヒステリシス特性を利用する発振回路、非安定マルチバイブレータ等が利用可能である。

実施形態１における温度センサのブロック図 実施形態１における発振回路の例としてリングオッシレータの構成図 発振回路に供給する電源電圧の変化に対応して変化する発振周波数−温度特性 実施形態１における電源供給回路の具体的な回路構成図 カウンタの計測方法の説明図。（ａ）は第１の計測方法、（ｂ）は第２の計測方法。 本実施形態に係る製造方法によりキャリブレーション処理がされた発振回路の発振周波数−温度特性例 キャリブレーション処理がされない場合の発振回路の発振周波数−温度特性例 実施形態１に係る温度センサの製造方法（第１のキャリブレーション方法）を示すフローチャート トランジスタのしきい値電圧のバラツキと限界サンプルとの説明図 実施形態１のステップＳ１００における限界サンプルに応じた電源電圧の測定結果例 実施形態１のステップＳ１０１における基準周波数の測定結果例 実施形態１のステップＳ１０２の限界サンプルについての電源電圧の測定結果例 実施形態２における温度センサのブロック図 実施形態２に係る温度センサの製造方法（第２のキャリブレーション方法）を示すフローチャート 実施形態３における電気泳動装置のブロック図 電気泳動素子における温度と適正駆動電圧との関係図 実施形態４における電子機器の斜視図であり、（Ａ）は電子ブック、（Ｂ）は腕時計、（Ｃ）は電子ペーパー。

符号の説明

１、１ｂ…温度センサ、１０…リングオッシレータ、１１、１１ｂ…電源供給回路、１２…選択部、１３…電源電圧記憶部、２０…カウンタ、２１…基準信号発振器、３０…計数値温度変換回路、３１…計数値温度関係情報記憶部、４０…ディスプレイ、５０…駆動波形制御回路、１００…素子基板、１０１…走査線、１０２…データ線、１０５…画素、１２０…電気泳動素子、１３０…走査線駆動回路、１４０…データ線駆動回路、１４０…データ線駆動回路、１５０…対向電極変調回路、３００…コントローラ、１０００…電子ブック、１００１…フレーム、１００２…カバー、１００３…操作部、１００４…表示部、１１００…腕時計、１１０１…表示部、１２００…電子ペーパー、１２０１…本体部、１２０２…表示部、Ａ…表示パネル、Ｃ…キャパシタ、Ｃｓ…保持容量、Ｖｄｃ…電源電圧、ｆocs…発振周波数、ｆref…基準周波数、ＩＮＶ…インバータ、Ｐref…基準点、Ｓocs…発振信号、Ｓref…基準信号、ＴＲ…測定対象温度範囲、Ｔｒ１…第１トランジスタ、Ｔｒ２…第２トランジスタ、ｔref…基準温度、Δｔ…最大測定誤差、Ｔｒ１１〜Ｔｒ１５…トランジスタ、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、ＩＣ…定電流源

Claims (15)

1. 発振回路と、
   該発振回路に所定の電源電圧を供給する電源供給回路と、
   該発振回路の発振周波数に基づいて温度を特定する温度特定回路と、を備え、
   該発振回路は、温度の上昇に対応して発振周波数が減少するように構成されており、
   該電源供給回路は、該発振回路に所定の基準温度において所定の基準周波数で発振させるための電源電圧を供給するように構成されており、
   該温度特定回路は、該発振回路の発振周波数と温度との関係情報に基づいて温度を特定するように構成されていること、
   を特徴とする温度センサ。
2. 前記電源供給回路は、
   前記発振回路に印加する前記電源電圧を、温度の上昇と共に発振周波数が減少する温度特性を前記発振回路が示す範囲に設定する、
   請求項１に記載の温度センサ。
3. 前記発振回路は、インバータを含んで構成されるリングオッシレータであり、
   該インバータは、前記電源電圧と接地電位との間に第１の極性を有する第１トランジスタと該第１の極性とは対極の第２の極性を有する第２トランジスタとを直列接続して構成されている、
   請求項２に記載の温度センサ。
4. 前記電源供給回路は、
   トランジスタを構成する半導体の極性に応じて定まる仕事関数の差を利用して電源電圧を調整可能に構成されており、出力される前記電源電圧が温度の上昇と共に減少する温度特性を備える、
   請求項２に記載の温度センサ。
5. 前記電源供給回路は、
   第１の電流路と第２の電流路とに略等しい電流を流すカレントミラー回路と、
   該第１の電流路と接地電位との間に直列接続された、抵抗値Ｒ１を有する第１抵抗および抵抗値Ｒ２を有する第２抵抗と、
   該第１の電流路にドレインが接続され、ゲートが接地された、第１のしきい値を有する第１のトランジスタと、
   該第２の電流路にドレインが接続され、ゲートが該第１抵抗と該第２抵抗との接続点に接続された、第２のしきい値を有する第２のトランジスタと、
   該第１のトランジスタのソースと該第２のトランジスタのソースとに接続する定電流源と、を備え、
   前記第１のトランジスタにおける第１のしきい値と前記第２のトランジスタにおける第２のしきい値との差分ΔＶｔｈと、前記抵抗値Ｒ１および前記抵抗値Ｒ２に基づく抵抗比（１＋Ｒ１／Ｒ２）とを乗じた値が前記発振回路に供給する電源電圧となるように、前記第１抵抗および前記第２抵抗の抵抗値Ｒ１およびＲ２が定められ、
   該第１の電流路の電位が前記電源電圧として供給される、
   請求項４に記載の温度センサ。
6. 前記電源供給回路には、トランジスタの移動度を種々にばらつかせた前記発振回路のサンプルの各々について、前記基準温度において前記基準周波数で発振させるための電源電圧が各々記憶されており、
   さらに前記発振回路がいずれのサンプルに属するかを設定する選択部が設けられており、
   前記電源供給回路は、前記抵抗値Ｒ１および前記抵抗値Ｒ２に基づく抵抗比が任意に変更可能に構成されており、前記選択部の設定の対応するサンプルについて記憶された前記電源電圧となるよう前記比率を変更する、
   請求項５に記載の温度センサ。
7. 前記温度特定回路は、カウンタと、該カウンタの計数値を温度情報に変換する計数値温度変換回路と、を備え、
   該カウンタは、前記発振回路の発振周波数より高い周波数を有する基準信号が入力されており、前記発振回路からの発振信号の一定周期当たりに入る該基準信号の周期数を前記計数値として出力する、
   請求項１に記載の温度センサ。
8. 前記温度特定回路は、カウンタと、該カウンタの計数値を温度情報に変換する計数値温度変換回路と、を備え、
   該カウンタは、前記発振回路の発振周波数より低い周波数を有する基準信号が入力されており、
   該基準信号の一定周期当たりに入る前記発振回路からの発振信号の周期数を前記計数値として出力する、
   請求項１に記載の温度センサ。
9. 電気泳動素子と、前記温度センサにより特定された前記温度に基づいて駆動波形を変更する駆動波形制御回路と、該駆動波形で該電気泳動素子を駆動する駆動回路と、を備える、
   請求項１〜８のいずれか一項に記載の温度センサを備える電気泳動装置。
10. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の温度センサを備えた、電子機器。
11. 発振回路を備えた温度センサの製造方法であって、
    該発振回路は、温度が上昇するに連れて発振周波数が減少するものであり、
    トランジスタの移動度を種々にばらつかせた発振回路の複数のサンプルのうちいずれか一つを基準サンプルとして特定するステップと、
    特定された該基準サンプルについて基準電圧を特定するステップと、
    所定の基準温度において、該基準サンプルに該基準電圧を印加した場合の発振周波数を基準周波数として特定するステップと、
    調整対象となる発振回路について、該基準温度において該基準周波数で発振させるための電源電圧を設定するステップと、
    を備えたことを特徴とする温度センサの製造方法。
12. 前記基準サンプルを特定するステップは、
    所定の電圧において複数のサンプルが示した発振周波数の中で最も低い周波数で発振したサンプルを基準サンプルとして特定する、請求項１１に記載の温度センサの製造方法。
13. 前記電源電圧を設定するステップは、
    前記調整対象となる発振回路について前記該基準温度において前記基準周波数で発振させるための電源電圧を特定するステップと、
    特定された前記調整対象となる発振回路のための電源電圧を当該発振回路の電源電圧として設定するステップと、を備える、
    請求項１１に記載の温度センサの製造方法。
14. 前記電源電圧を設定するステップは、
    該基準サンプル以外のサンプルについて、該基準温度において該基準周波数で発振させるための電源電圧を特定するステップと、
    前記調整対象となる発振回路に対応する移動度を有するサンプルを選択するステップと、
    選択された前記サンプルのために特定されている前記電源電圧を前記調整対象となる発振回路のための電源電圧として設定するステップと、を備える、
    請求項１１に記載の温度センサの製造方法。
15. 前記基準周波数を特定するステップは、複数の基準サンプルが示した発振周波数の中で最も低い周波数を前記基準周波数として特定する、
    請求項１１に記載の温度センサの製造方法。