JP2009219265A - Series multiplex converter and power converter - Google Patents
Series multiplex converter and power converter Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009219265A JP2009219265A JP2008061134A JP2008061134A JP2009219265A JP 2009219265 A JP2009219265 A JP 2009219265A JP 2008061134 A JP2008061134 A JP 2008061134A JP 2008061134 A JP2008061134 A JP 2008061134A JP 2009219265 A JP2009219265 A JP 2009219265A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- converter
- voltage
- voltages
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
Description
本発明は直流を三相交流に変換する三相変換器を多重接続した直列多重変換器及び電力変換装置に関する。 The present invention relates to a serial multiple converter and a power conversion device in which three-phase converters that convert direct current into three-phase alternating current are connected in multiple.
直流を交流に変換するには、インバータを構成するパワー半導体スイッチ素子（例えば、ＩＧＢＴ）をオンオフ制御して直流を切り刻み擬似的な正弦波交流を発生させる。これにより、発生した交流は高調波歪みを多量に含んでいるため、この高調波電圧歪みをいかにして低減させるかについて、パワーエレクトロニクス技術分野においては様々な対策が提案されている。 In order to convert direct current into alternating current, a power semiconductor switch element (for example, IGBT) constituting the inverter is controlled to be turned on and off to cut the direct current to generate a pseudo sine wave alternating current. As a result, since the generated alternating current contains a large amount of harmonic distortion, various countermeasures have been proposed in the field of power electronics regarding how to reduce this harmonic voltage distortion.
高調波を低減する対策の一つとしてＰＷＭ制御を行うことがあるが、ＰＷＭ制御の場合には、スイッチング周波数が増加するにつれて変換器の損失が増大する。そこで、複数のインバータの出力を組み合わせて、より正弦波に近づける多重化方式が大容量インバータの高調波の低減に用いられている。さらには、また、多重インバータとＰＷＭ制御とを併用し、インバータおよび出力変圧器を同一容量、同一仕様にすることができるようにしたものがある（例えば、特許文献１参照）。
しかしながら、インバータを多重化しても出力電圧のレベル数には限界がある。図１６は従来の三相変換器の一例を示す構成図である。三相変換器１１は、直流電圧Ｅを三相交流に変換するものであり、出力変圧器１２を介して電力系統１５に接続されている。三相変換器１１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相に対して、それぞれ各相の上下アーム（各相のレグ）にスイッチ素子Ｓを有している。すなわち、Ｕ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｖ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｖ１、Ｓｖ２、Ｗ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｗ１、Ｓｗ２をそれぞれ有する。
However, even if the inverters are multiplexed, the number of output voltage levels is limited. FIG. 16 is a block diagram showing an example of a conventional three-phase converter. The three-
これら６個のスイッチ素子Ｓｕ１〜Ｓｗ２のオンオフパターンは、表１に示すように８通りとなる。表１において、スイッチ素子Ｓのオンを「１」、オフを「０」で表している。
いま、三相変換器１１の出力変圧器１２の出力電圧をＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして（１）式に示す電圧ベクトルＶを考える。ただし、α＝εｊ（２π／３）である。
Ｖ＝Ｖｕ＋αＶｖ＋α２Ｖｗ …（１）
図１７は三相変換器１１のスイッチ素子Ｓｕ１〜Ｓｗ２の各々のオンオフパターンの電圧ベクトルｖ０〜ｖ７を示している。すなわち、電圧ベクトルｖｉ（ａ，ｂ，ｃ）｛ｉ＝０〜７、ａ、ｂ、ｃは１または０｝の（ａ，ｂ，ｃ）は上アームのスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１のオンオフ状態を示しており、そのときの下アームのスイッチ素子Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｗ２のオンオフ状態は上アームのスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１のオンオフ状態の逆となる。
Now, consider the voltage vector V shown in the equation (1), where Vu, Vv, and Vw are the output voltages of the
V = Vu + αVv + α 2 Vw (1)
FIG. 17 shows voltage vectors v0 to v7 of on / off patterns of the switch elements Su1 to Sw2 of the three-
例えば、電圧ベクトルｖ０（０，０，０）は、各相の上アームのスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１がオフで下アームのスイッチ素子Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｗ２がオンの場合の電圧ベクトル、また、ｖ１（１，０，０）は各相の上アームのスイッチ素子Ｓｕ１がオン、スイッチ素子Ｓｖ１、Ｓｗ１がオフ、下アームのスイッチ素子Ｓｕ２がオフ、スイッチ素子Ｓｖ２、Ｓｗ２がオンの場合の電圧ベクトルである。 For example, the voltage vector v0 (0, 0, 0) is a voltage vector when the upper arm switch elements Su1, Sv1, Sw1 of each phase are off and the lower arm switch elements Su2, Sv2, Sw2 are on, v1 (1, 0, 0) is a voltage vector when the upper arm switching element Su1 of each phase is on, the switching elements Sv1 and Sw1 are off, the lower arm switching element Su2 is off, and the switching elements Sv2 and Sw2 are on. It is.
電圧ベクトルｖ０（０，０，０）及び電圧ベクトルｖ７（１，１，１）は、大きさが零の零ベクトルであり、電圧ベクトルｖ１（１，０，０）〜ｖ６（１，０，１）は大きさが同じで、それぞれπ／３だけ位相がずれた電圧ベクトルである。 The voltage vector v0 (0, 0, 0) and the voltage vector v7 (1, 1, 1) are zero vectors having a magnitude of zero, and the voltage vectors v1 (1, 0, 0) to v6 (1, 0, 1) is a voltage vector having the same magnitude and having a phase shifted by π / 3.
図１８は、電圧ベクトルｖ０（０，０，０）〜（１，１，１）の瞬時空間ベクトルを表した瞬時空間ベクトル図である。電圧ベクトルｖ０（０，０，０）及び電圧ベクトルｖ７（１，１，１）は、瞬時空間ベクトル図の原点に位置し、電圧ベクトルｖ１（１，０，０）〜ｖ６（１，０，１）は正六角形Ａ１の頂点に位置する。図１８から分かるように、図１６に示した三相変換器１１が出力し得る出力電圧は正六角形Ａ１の頂点に位置する６個の電圧及び原点に位置する１個の電圧の７種類の電圧である。
FIG. 18 is an instantaneous space vector diagram showing the instantaneous space vectors of the voltage vectors v0 (0, 0, 0) to (1, 1, 1). The voltage vector v0 (0, 0, 0) and the voltage vector v7 (1, 1, 1) are located at the origin of the instantaneous space vector diagram, and the voltage vectors v1 (1, 0, 0) to v6 (1, 0, 1) is located at the apex of the regular hexagon A1. As can be seen from FIG. 18, the output voltages that can be output by the three-
図１９は従来の２重化三相変換器の一例を示す構成図である。２個の三相変換器１１ａ、１１ｂは同一構成で、共通の直流電圧Ｅを三相交流に変換するものであり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相に対して、それぞれ各相の上下アーム（各相のレグ）にスイッチ素子Ｓを有している。すなわち、三相変換器１１ａは、Ｕ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｕ１１、Ｓｕ１２、Ｖ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｖ１１、Ｓｖ１２、Ｗ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｗ１１、Ｓｗ１２をそれぞれ有する。同様に、三相変換器１１ｂは、Ｕ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｕ２１、Ｓｕ２２、Ｖ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｖ２１、Ｓｖ２２、Ｗ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｗ２１、Ｓｗ２２をそれぞれ有する。
FIG. 19 is a block diagram showing an example of a conventional duplexed three-phase converter. The two three-
図２０は図１９に示した従来の２重化三相変換器の瞬時空間ベクトルを表した瞬時空間ベクトル図である。この従来の２重化三相変換器が出力し得る出力電圧は、図１６に示した単独の三相変換器１１の出力電圧に加え、正六角形Ａ２の線上に位置する１２個の電圧である。
FIG. 20 is an instantaneous space vector diagram showing the instantaneous space vector of the conventional dual three-phase converter shown in FIG. The output voltage that can be output by the conventional dual three-phase converter is 12 voltages located on the line of the regular hexagon A2 in addition to the output voltage of the single three-
すなわち、２個の三相変換器１１ａ、１１ｂのいずれか一方の三相変換器１１のみの運転の場合は、１個の三相変換器１１の場合と同様に、正六角形Ａ１の頂点に位置する６個の電圧及び原点に位置する１個の電圧の７種類の電圧となる。２個の三相変換器１１ａ、１１ｂの双方を運転したときは、それに加えて
正六角形Ａ２の線上に位置する１２個の電圧が出力可能となる。これにより、三相変換器１１を２重化することにより、１２個の電圧の出力レベルを増加させることができる。
That is, in the case of the operation of only one of the two three-
図２１は従来の３重化三相変換器の一例を示す構成図である。３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃは同一構成で、共通の直流電圧Ｅを三相交流に変換するものであり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相に対して、それぞれ各相の上下アーム（各相のレグ）にスイッチ素子Ｓを有している。すなわち、三相変換器１１ａは、Ｕ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｕ１１、Ｓｕ１２、Ｖ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｖ１１、Ｓｖ１２、Ｗ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｗ１１、Ｓｗ１２をそれぞれ有する。三相変換器１１ｂは、Ｕ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｕ２１、Ｓｕ２２、Ｖ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｖ２１、Ｓｖ２２、Ｗ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｗ２１、Ｓｗ２２をそれぞれ有する。同様に、三相変換器１１ｃは、Ｕ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｕ３１、Ｓｕ３２、Ｖ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｖ３１、Ｓｖ３２、Ｗ相に対して一対のスイッチ素子Ｓｗ３１、Ｓｗ３２をそれぞれ有する。
FIG. 21 is a block diagram showing an example of a conventional triplex three-phase converter. The three three-
図２２は図２１に示した従来の３重化三相変換器の瞬時空間ベクトルを表した瞬時空間ベクトル図である。この従来の３重化三相変換器が出力し得る出力電圧は、図１９に示した２重化三相変換器の出力電圧に加え、正六角形Ａ３の線上に位置する１８個の電圧である。 FIG. 22 is an instantaneous space vector diagram showing the instantaneous space vector of the conventional triple three-phase converter shown in FIG. The output voltage that can be output by the conventional triple three-phase converter is 18 voltages located on the line of the regular hexagon A3 in addition to the output voltage of the double three phase converter shown in FIG. .
すなわち、２個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃのいずれかの三相変換器１１のみの運転の場合は、１個の三相変換器１１の場合と同様に、正六角形Ａ１の頂点に位置する６個の電圧及び原点に位置する１個の電圧の７種類の電圧となる。３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃのうちのいずれか２個の三相変換器を運転したときは、それに加えて正六角形Ａ２の線上に位置する１２個の電圧が出力可能となる。さらに、３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃを運転したときはそれに加えて正六角形Ａ３の線上に位置する１８個の電圧が出力可能となる。これにより、三相変換器１１を３重化することにより、２重化三相変換器に比較し１８個の電圧の出力レベルを増加させることができる。
That is, in the case of the operation of only one of the two three-
このように、三相変換器１１を多重化すると出力電圧のレベル数は増加するが、正弦波に近似した出力電圧にするには、瞬時空間ベクトル図で円形の軌跡を辿った電圧ベクトルの組み合わせとする必要があるので、円形の軌跡を辿って電圧を出力するには出力電圧のレベル数はまだ不足している。
As described above, when the three-
一方、ＰＷＭ制御によりスイッチ素子のスイッチング周波数を高くすると高調波を低減できるが、そうすると、スイッチング周波数が増加するにつれて三相変換器の損失が増大する。 On the other hand, when the switching frequency of the switch element is increased by PWM control, harmonics can be reduced. However, as the switching frequency increases, the loss of the three-phase converter increases.
本発明の目的は、多重化の三相変換器の数を増やすことなく高調波の低減を図ることができ、しかも電力損失が少なく平衡三相電圧を出力できる直列多重変換器及び電力変換装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a serial multiple converter and a power conversion device that can reduce harmonics without increasing the number of multiplexed three-phase converters and that can output a balanced three-phase voltage with little power loss. Is to provide.
本発明の請求項１に係る直列多重変換器は、ハーフブリッジインバータ３台と、３台のハーフブリッジインバータに接続され電圧値が完全には一致しないそれぞれの直流電圧の中性点同士を接続する接続線と、３台のハーフブリッジインバータのそれぞれの上下アームの接続点から引き出した３相の出力端子とを備えた三相変換器を形成し、前記三相変換器を直列多重化して平衡三相電圧を出力することを特徴とする。
The serial multiple converter according to
本発明の請求項２に係る直列多重変換器は、請求項１の発明において、前記三相変換器を直列３重化して平衡三相電圧を出力することを特徴とする。
The serial multiple converter according to claim 2 of the present invention is characterized in that, in the invention of
本発明の請求項３に係る直列多重変換器は、請求項１の発明において、前記三相変換器を直列２重化して平衡三相電圧を出力することを特徴とする。
A serial multiple converter according to
本発明の請求項４に係る電力変換装置は、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の直列多重変換器を三相交流の電力系統に対し並列接続したことを特徴とする。
A power converter according to claim 4 of the present invention is characterized in that the serial multiple converter according to any one of
本発明の請求項５に係る電力変換装置は、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の直列多重変換器を三相交流の電力系統に対し直列接続したことを特徴とする。
A power converter according to
本発明の請求項６に係る電力変換装置は、請求項１の三相変換器により、不平衡三相電圧を出力することを特徴とする。
A power converter according to claim 6 of the present invention is characterized in that the three-phase converter according to
本発明の請求項７に係る電力変換装置は、請求項６の三相変換器を直列多重化して、不平衡電圧を出力することを特徴とする。 A power converter according to claim 7 of the present invention is characterized in that the three-phase converter of claim 6 is serially multiplexed to output an unbalanced voltage.
本発明によれば、直流電圧がそれぞれ異なる３台のハーフブリッジインバータのそれぞれの直流電圧の中性点同士を接続線で接続し、３台のハーフブリッジインバータのそれぞれの上下アームの接続点から３相の出力端子を引き出した三相変換器を多重化して直列多重変換器を形成するので、従来の多重化三相変換器と比較して構成部品はほぼ同程度で、出力レベル数を大幅に増やすことができる。出力レベル数が多くなったことから、正弦波に近い出力電圧波形を得るための電圧ベクトルの選択が容易に行える。従って、正弦波に近い出力電圧波形を得ることができるため著しく高調波を低減できる。 According to the present invention, the neutral points of the DC voltages of the three half-bridge inverters having different DC voltages are connected to each other by the connection line, and the three points from the connection point of the upper and lower arms of the three half-bridge inverters. Since a three-phase converter with a phase output terminal is multiplexed to form a serial multiple converter, the number of components is almost the same as that of a conventional multiplexed three-phase converter and the number of output levels is greatly increased. Can be increased. Since the number of output levels is increased, it is possible to easily select a voltage vector for obtaining an output voltage waveform close to a sine wave. Therefore, since an output voltage waveform close to a sine wave can be obtained, harmonics can be significantly reduced.
また、直列多重変換器を構成する１個の三相変換器の出力電圧は不平衡三相電圧であるが、出力レベル数を増やすことができるので、少なくとも２個以上の三相変換器を多重化することにより近似した平衡三相電圧を得ることができる。また、出力レベル数を増やすことができるので、きめ細やかな電圧制御が可能となる。従って、直列多重変換器を三相交流の電力系統に対して、並列接続だけでなく直列接続して、直流送電用の電力変換装置や無効電力調整用の電力変換装置として適用できる。 Moreover, the output voltage of one three-phase converter constituting the serial multiple converter is an unbalanced three-phase voltage, but since the number of output levels can be increased, at least two or more three-phase converters can be multiplexed. Thus, an approximated balanced three-phase voltage can be obtained. In addition, since the number of output levels can be increased, fine voltage control is possible. Therefore, the serial multiple converter can be applied not only in parallel but also in series to the three-phase AC power system, and can be applied as a power converter for DC power transmission or a power converter for reactive power adjustment.
図１は本発明の実施の形態に係る直列多重変換器の一例を示す構成図である。本発明の実施の形態に係る直列多重変換器１０は、３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃを出力変圧器１２で直列接続して３重化されて構成されている。３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、出力変圧器１２を介して電力系統１５に接続されている。３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃの回路構成は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相に対して、それぞれ各相の上下アーム（各相のレグ）にスイッチ素子Ｓを有しておりそれぞれ同一構成であるが、直流電圧Ｅがそれぞれ異なる。また、三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃを構成する３個のハーフブリッジインバータ１４の直流電圧Ｅの中性点は接続線１３ａ、１３ｂ、１３ｃで互いに接続されている。また、三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃの各々のスイッチ素子Ｓは、図示省略の制御装置によりオンオフ制御される。
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a serial multiple converter according to an embodiment of the present invention. The serial
図１に示した３重化の直列多重変換器１０の上段の三相変換器１１ａにおけるＵ相のハーフブリッジインバータ１４ｕ１は、一対のスイッチ素子Ｓｕ１１、Ｓｕ１２を有し、直流電圧Ｅは中性点で直流電圧Ｅｕ１１、Ｅｕ１２に分割され、接続線１３ａが引き出されている。これにより、スイッチ素子Ｓｕ１１にはアーム電圧として直流電圧Ｅｕ１１が印加され、
スイッチ素子Ｓｕ１２にはアーム電圧として直流電圧Ｅｕ１２が印加される。また、一対のスイッチ素子Ｓｕ１１、Ｓｕ１２の接続点からＵ相の出力端子Ｕ１が引き出されている。
The U-phase half-bridge inverter 14u1 in the upper three-
A DC voltage Eu12 is applied as an arm voltage to the switch element Su12. In addition, a U-phase output terminal U1 is drawn from a connection point between the pair of switch elements Su11 and Su12.
同様に、三相変換器１１ａのＶ相のハーフブリッジインバータ１４ｖ１は、一対のスイッチ素子Ｓｖ１１、Ｓｖ１２、直流電圧Ｅｖ１１、Ｅｖ１２を有し、直流電圧Ｅｖ１１、Ｅｖ１２の中性点から接続線１３ａが引き出され、一対のスイッチ素子Ｓｖ１１、Ｓｖ１２の接続点からＶ相の出力端子Ｖ１が引き出されている。三相変換器１１ａのＷ相のハーフブリッジインバータ１４ｗ１は、一対のスイッチ素子Ｓｗ１１、Ｓｗ１２、直流電圧Ｅｗ１１、Ｅｗ１２を有し、直流電圧Ｅｗ１１、Ｅｗ１２の中性点から接続線１３ａが引き出され、一対のスイッチ素子Ｓｗ１１、Ｓｗ１２の接続点からＷ相の出力端子Ｗ１が引き出されている。
Similarly, the V-phase half-bridge inverter 14v1 of the three-
図１に示した３重化の直列多重変換器１０の中段の三相変換器１１ｂにおけるＵ相のハーフブリッジインバータ１４ｕ２は、一対のスイッチ素子Ｓｕ２１、Ｓｕ２２、直流電圧Ｅｕ２１、Ｅｕ２２を有し、直流電圧Ｅｕ２１、Ｅｕ２２の中性点から接続線１３ｂが引き出され、一対のスイッチ素子Ｓｕ２１、Ｓｕ２２の接続点からＵ相の出力端子Ｕ２が引き出されている。三相変換器１１ｂのＶ相のハーフブリッジインバータ１４ｖ２は、一対のスイッチ素子Ｓｖ２１、Ｓｖ２２、直流電圧Ｅｖ２１、Ｅｖ２２を有し、直流電圧Ｅｖ２１、Ｅｖ２２の中性点から接続線１３ｂが引き出され、一対のスイッチ素子Ｓｖ２１、Ｓｖ２２の接続点からＶ相の出力端子Ｖ２が引き出されている。三相変換器１１ｂのＷ相のハーフブリッジインバータ１４ｗ２は、一対のスイッチ素子Ｓｗ２１、Ｓｗ２２、直流電圧Ｅｗ２１、Ｅｗ２２を有し、直流電圧Ｅｗ２１、Ｅｗ２２の中性点から接続線１３ｂが引き出され、一対のスイッチ素子Ｓｗ２１、Ｓｗ２２の接続点からＷ相の出力端子Ｗ２が引き出されている。
The U-phase half-bridge inverter 14u2 in the three-
図１に示した３重化の直列多重変換器１０の下段の三相変換器１１ｃにおけるＵ相のハーフブリッジインバータ１４ｕ３は、一対のスイッチ素子Ｓｕ３１、Ｓｕ３２、直流電圧Ｅｕ３１、Ｅｕ３２を有し、直流電圧Ｅｕ３１、Ｅｕ３２の中性点から接続線１３ｃが引き出され、一対のスイッチ素子Ｓｕ３１、Ｓｕ３２の接続点からＵ相の出力端子Ｕ３が引き出されている。三相変換器１１ｃのＶ相のハーフブリッジインバータ１４ｖ３は、一対のスイッチ素子Ｓｖ３１、Ｓｖ３２、直流電圧Ｅｖ３１、Ｅｖ３２を有し、直流電圧Ｅｖ３１、Ｅｖ３２の中性点から接続線１３ｃが引き出され、一対のスイッチ素子Ｓｖ３１、Ｓｖ３２の接続点からＶ相の出力端子Ｖ３が引き出されている。三相変換器１１ｃのＷ相のハーフブリッジインバータ１４ｗ３は、一対のスイッチ素子Ｓｗ３１、Ｓｗ３２、直流電圧Ｅｗ３１、Ｅｗ３２を有し、直流電圧Ｅｗ３１、Ｅｗ３２の中性点から接続線１３ｃが引き出され、一対のスイッチ素子Ｓｗ３１、Ｓｗ３２の接続点からＷ相の出力端子Ｗ３が引き出されている。
The U-phase half-bridge inverter 14u3 in the lower three-
図２は、図１に示した３重化の多重化三相変換器１０の上段の三相変換器１１ａのみを運転した場合の瞬時空間ベクトルの一例である。この一例では、三相変換器１１ａの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ１、１４ｖ１、１４ｗ１の直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ１２が、Ｅｕ１１＝１００Ｖ、Ｅｕ１２＝２００Ｖ、Ｅｖ１１＝２００Ｖ、Ｅｖ１２＝３００Ｖ、Ｅｗ１１＝３００Ｖ、Ｅｗ１２＝１００Ｖである場合を示している。
FIG. 2 is an example of an instantaneous space vector when only the upper three-
三相変換器１１ａを構成するハーフブリッジインバータ１４ｕ１、１４ｖ１、１４ｗ１の合計６個のスイッチ素子Ｓｕ１１〜Ｓｗ１２のオンオフパターンは、前述したように８通りとなる。図１６に示した従来の三相変換器１１の場合には直流電圧Ｅが共通であるので、図１８に示すように、瞬時空間ベクトルは２個の零ベクトルと正六角形の頂点に位置する６個の電圧ベクトルとなる。
As described above, there are eight on / off patterns of a total of six switch elements Su11 to Sw12 of the half-bridge inverters 14u1, 14v1, and 14w1 constituting the three-
一方、本発明の実施の形態では、三相変換器１１ａを構成するハーフブリッジインバータ１４ｕ１、１４ｖ１、１４ｗ１の直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ１２が上述のような異なる値であるので、図２に示すように、原点を中心に全体的に左下方にシフトし非対称でばらついた８個の電圧ベクトルとなる。
On the other hand, in the embodiment of the present invention, since the DC voltages Eu11 to Ew12 of the half-bridge inverters 14u1, 14v1, and 14w1 constituting the three-
図３は、図１に示した３重化の多重化三相変換器１０の中段の三相変換器１１ｂのみを運転した場合の瞬時空間ベクトルの一例である。この一例では、三相変換器１１ｂの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ２、１４ｖ２、１４ｗ２の直流電圧Ｅｕ２１〜Ｅｗ２２が、Ｅｕ２１＝３００Ｖ、Ｅｕ２２＝１００Ｖ、Ｅｖ２１＝１００Ｖ、Ｅｖ２２＝２００Ｖ、Ｅｗ２１＝２００Ｖ、Ｅｗ２２＝３００Ｖである場合を示している。
FIG. 3 is an example of an instantaneous space vector when only the middle three-
この場合も、三相変換器１１ｂを構成するハーフブリッジインバータ１４ｕ２、１４ｖ２、１４ｗ２の直流電圧Ｅｕ２１〜Ｅｗ２２が上述のように異なる値であるので、図３に示すように、原点を中心に全体的に右上方にシフトし非対称でばらついた８個の電圧ベクトルとなる。
Also in this case, since the DC voltages Eu21 to Ew22 of the half bridge inverters 14u2, 14v2, and 14w2 constituting the three-
図４は、図１に示した３重化の多重化三相変換器１０の下段の三相変換器１１ｃのみを運転した場合の瞬時空間ベクトルの一例である。この一例では、三相変換器１１ｃの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ３、１４ｖ３、１４ｗ３の直流電圧Ｅｕ３１〜Ｅｗ３２が、Ｅｕ３１＝２００Ｖ、Ｅｕ３２＝３００Ｖ、Ｅｖ３１＝３００Ｖ、Ｅｖ３２＝１００Ｖ、Ｅｗ３１＝１００Ｖ、Ｅｗ３２＝２００Ｖである場合を示している。
FIG. 4 is an example of an instantaneous space vector when only the lower three-
この場合も、三相変換器１１ｃを構成するハーフブリッジインバータ１４ｕ３、１４ｖ３、１４ｗ３の直流電圧Ｅｕ３１〜Ｅｗ３２が上述のように異なる値であるので、図４に示すように、原点を中心に全体的に左上方にシフトし非対称でばらついた８個の電圧ベクトルとなる。
Also in this case, since the DC voltages Eu311 to Ew32 of the half-bridge inverters 14u3, 14v3, and 14w3 constituting the three-
前述したように、正弦波に近似した出力電圧にするには、瞬時空間ベクトル図で円形の軌跡を辿った電圧ベクトルの組み合わせとする必要がある。図２、図３、図４に示すように、多重化三相変換器１０の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃの単独運転の場合には、原点を中心に非対称でばらついた８個の電圧ベクトルとなるので、平衡三相電圧を得ることができない。そこで、３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃを同時に運転する。
As described above, in order to obtain an output voltage that approximates a sine wave, it is necessary to combine voltage vectors that follow a circular locus in the instantaneous space vector diagram. As shown in FIGS. 2, 3, and 4, when the three-
図５は、図１に示した３重化の多重化三相変換器１０の３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃを同時に運転した場合の瞬時空間ベクトルの一例である。この一例では、三相変換器１１ａの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ１、１４ｖ１、１４ｗ１の直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ１２が、Ｅｕ１１＝１００Ｖ、Ｅｕ１２＝２００Ｖ、Ｅｖ１１＝２００Ｖ、Ｅｖ１２＝３００Ｖ、Ｅｗ１１＝３００Ｖ、Ｅｗ１２＝１００Ｖであり、三相変換器１１ｂの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ２、１４ｖ２、１４ｗ２の直流電圧Ｅｕ２１〜Ｅｗ２２が、Ｅｕ２１＝３００Ｖ、Ｅｕ２２＝１００Ｖ、Ｅｖ２１＝１００Ｖ、Ｅｖ２２＝２００Ｖ、Ｅｗ２１＝２００Ｖ、Ｅｗ２２＝３００Ｖであり、三相変換器１１ｃの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ３、１４ｖ３、１４ｗ３の直流電圧Ｅｕ３１〜Ｅｗ３２が、Ｅｕ３１＝２００Ｖ、Ｅｕ３２＝３００Ｖ、Ｅｖ３１＝３００Ｖ、Ｅｖ３２＝１００Ｖ、Ｅｗ３１＝１００Ｖ、Ｅｗ３２＝２００Ｖである場合を示している。
FIG. 5 is an example of an instantaneous space vector when the three three-
１個の三相変換器１１のみを運転した場合には、８個の電圧ベクトルであるが、３個の三相変換器１１を同時に運転すると、８３個＝５１２個の電圧ベクトルとなる。なお、前述したように、直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ３２は、１００Ｖ、２００Ｖ、３００Ｖの組み合わせであるので、重複する電圧ベクトルが存在するので、実際には５１２個より少ない電圧ベクトルとなるが、図２１に示した従来の３重化三相変換器の場合の図２２に示す瞬時空間ベクトルより大幅に出力レベル数が増加した瞬時空間ベクトルとなっている。
When operating only one of the three-
図６は、図５に示した瞬時空間ベクトルから出力電圧を決めるために電圧ベクトルを選択するための円形を描いた瞬時空間ベクトル図である。図６に示すように、瞬時空間ベクトル図に円形Ｓ１を描き、その円形Ｓ１の軌跡を辿った電圧ベクトルの組み合わせを選択する。図７は、図６の瞬時空間ベクトル図から円形Ｓ１の軌跡を辿った電圧ベクトルを抽出した瞬時空間ベクトル図である。図７に示すような円形の軌跡を辿った電圧ベクトルの組み合わせが得られるように、３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃのスイッチ素子Ｓｕ１１〜Ｓｗ３２を図示省略の制御装置でオンオフ制御することになる。この場合の円形Ｓ１の半径の大きさが多重化三相変換器１０の出力電圧の大きさに比例した値となる。従って、出力電圧の大きさを制御する場合には、円形Ｓ１の半径を調整し、その円形の近傍に位置する電圧ベクトルを抽出していくことになる。図８は、図７の場合の多重化三相変換器１０の三相出力電圧の一例を示す波形図である。
FIG. 6 is an instantaneous space vector diagram depicting a circle for selecting a voltage vector in order to determine an output voltage from the instantaneous space vector shown in FIG. As shown in FIG. 6, a circle S1 is drawn on the instantaneous space vector diagram, and a combination of voltage vectors following the locus of the circle S1 is selected. FIG. 7 is an instantaneous space vector diagram obtained by extracting a voltage vector that follows the locus of the circle S1 from the instantaneous space vector diagram of FIG. On / off control of the switch elements Su11 to Sw32 of the three three-
以上の説明では、直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ３２は、１００Ｖ、２００Ｖ、３００Ｖの組み合わせとしたが、電圧ベクトルが重複しないように直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ３２の電圧値を設定することも可能である。図９は直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ３２の電圧値を１００Ｖ〜１０００Ｖの範囲内でランダムに選択した場合の瞬時空間ベクトルの一例である。この一例では、三相変換器１１ａの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ１、１４ｖ１、１４ｗ１の直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ１２が、Ｅｕ１１＝１００Ｖ、Ｅｕ１２＝２００Ｖ、Ｅｖ１１＝２００Ｖ、Ｅｖ１２＝３００Ｖ、Ｅｗ１１＝３００Ｖ、Ｅｗ１２＝４００Ｖであり、三相変換器１１ｂの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ２、１４ｖ２、１４ｗ２の直流電圧Ｅｕ２１〜Ｅｗ２２が、Ｅｕ２１＝６００Ｖ、Ｅｕ２２＝７００Ｖ、Ｅｖ２１＝５００Ｖ、Ｅｖ２２＝６００Ｖ、Ｅｗ２１＝４００Ｖ、Ｅｗ２２＝５００Ｖであり、三相変換器１１ｃの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ３、１４ｖ３、１４ｗ３の直流電圧Ｅｕ３１〜Ｅｗ３２が、Ｅｕ３１＝７００Ｖ、Ｅｕ３２＝８００Ｖ、Ｅｖ３１＝８００Ｖ、Ｅｖ３２＝９００Ｖ、Ｅｗ３１＝９００Ｖ、Ｅｗ３２＝１０００Ｖである場合を示している。
In the above description, the DC voltages Eu11 to Ew32 are combinations of 100V, 200V, and 300V, but the voltage values of the DC voltages Eu11 to Ew32 can be set so that the voltage vectors do not overlap. FIG. 9 is an example of an instantaneous space vector when the voltage values of the DC voltages Eu11 to Ew32 are randomly selected within the range of 100V to 1000V. In this example, the DC voltages Eu11 to Ew12 of the half-bridge inverters 14u1, 14v1, and 14w1 of each phase of the three-
上限値を１０００Ｖとしたことから、正六角形上の外縁の電圧値は図５に示した場合の３００Ｖより大きな１０００Ｖの電圧ベクトルの分布となるが、原点に近づくにつれて電圧ベクトルがランダムに分布することが分かる。 Since the upper limit value is set to 1000 V, the voltage value of the outer edge on the regular hexagon is a distribution of a voltage vector of 1000 V larger than 300 V in the case shown in FIG. 5, but the voltage vector is randomly distributed as it approaches the origin. I understand.
図１０は本発明の実施の形態に係る直列多重変換器の他の一例を示す構成図である。この一例は２個の三相変換器１１ａ、１１ｂを２重化して直列多重化変換器１０を構成したものである。前述したように、１個の三相変換器１１の場合には、瞬時空間ベクトルは、原点を中心に非対称でばらついた８個の電圧ベクトルとなるので、平衡三相電圧を得ることができないが、３個の三相変換器１１ａ、１１ｂ、１１ｃでなくとも、２個の三相変換器１１ａ、１１ｂによる瞬時空間ベクトルでは、最大で６４個の電圧ベクトルが得られるので、瞬時空間ベクトル図から円形の軌跡を辿った電圧ベクトルの抽出が可能となる。
FIG. 10 is a block diagram showing another example of the serial multiple converter according to the embodiment of the present invention. In this example, a
図１１は、三相変換器１１ａの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ１、１４ｖ１、１４ｗ１の直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ１２が、Ｅｕ１１＝１００Ｖ、Ｅｕ１２＝２００Ｖ、Ｅｖ１１＝２００Ｖ、Ｅｖ１２＝３００Ｖ、Ｅｗ１１＝３００Ｖ、Ｅｗ１２＝１００Ｖであり、三相変換器１１ｂの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ２、１４ｖ２、１４ｗ２の直流電圧Ｅｕ２１〜Ｅｗ２２が、Ｅｕ２１＝３００Ｖ、Ｅｕ２２＝１００Ｖ、Ｅｖ２１＝１００Ｖ、Ｅｖ２２＝２００Ｖ、Ｅｗ２１＝２００Ｖ、Ｅｗ２２＝３００Ｖである場合の瞬時空間ベクトルの一例である。
FIG. 11 shows that the DC voltages Eu11 to Ew12 of the half-bridge inverters 14u1, 14v1, and 14w1 of each phase of the three-
図１１に示すように、瞬時空間ベクトルは、原点を中心に全体的にやや右下方にシフトし非対称でばらついた６４個の電圧ベクトルである。６４個の電圧ベクトルから円形に近似した電圧ベクトルを抽出することで、正弦波に近似した出力電圧を得ることになる。なお、６４個の電圧ベクトルから円形に近似した電圧ベクトルを抽出することが難しい場合には、ＰＷＭ制御を併用して正弦波に近似させることになる。 As shown in FIG. 11, the instantaneous space vectors are 64 voltage vectors that are shifted slightly to the lower right as a whole and centered on the origin and vary asymmetrically. By extracting a voltage vector approximating a circle from 64 voltage vectors, an output voltage approximating a sine wave is obtained. If it is difficult to extract a voltage vector that approximates a circle from 64 voltage vectors, the PWM control is used together to approximate a sine wave.
図１２は、三相変換器１１ａの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ１、１４ｖ１、１４ｗ１の直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ１２が、Ｅｕ１１＝１００Ｖ、Ｅｕ１２＝２００Ｖ、Ｅｖ１１＝２００Ｖ、Ｅｖ１２＝３００Ｖ、Ｅｗ１１＝３００Ｖ、Ｅｗ１２＝１００Ｖであり、三相変換器１１ｂの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ２、１４ｖ２、１４ｗ２の直流電圧Ｅｕ２１〜Ｅｗ２２が、Ｅｕ２１＝２００Ｖ、Ｅｕ２２＝３００Ｖ、Ｅｖ２１＝３００Ｖ、Ｅｖ２２＝１００Ｖ、Ｅｗ２１＝１００Ｖ、Ｅｗ２２＝２００Ｖである場合の瞬時空間ベクトルの一例である。
FIG. 12 shows that the DC voltages Eu11 to Ew12 of the half-bridge inverters 14u1, 14v1, and 14w1 of each phase of the three-
図１２に示すように、瞬時空間ベクトルは、原点を中心に全体的にやや左方にシフトし非対称でばらついた６４個の電圧ベクトルである。この場合も、６４個の電圧ベクトルから円形に近似した電圧ベクトルを抽出することで、正弦波に近似した出力電圧を得ることになる。なお、６４個の電圧ベクトルから円形に近似した電圧ベクトルを抽出することが難しい場合には、ＰＷＭ制御を併用して正弦波に近似させることになる。 As shown in FIG. 12, the instantaneous space vectors are 64 voltage vectors that are shifted slightly to the left as a whole around the origin and vary asymmetrically. Also in this case, an output voltage approximating a sine wave is obtained by extracting a voltage vector approximating a circle from 64 voltage vectors. If it is difficult to extract a voltage vector that approximates a circle from 64 voltage vectors, the PWM control is used together to approximate a sine wave.
図１３は、三相変換器１１ａの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ１、１４ｖ１、１４ｗ１の直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ１２が、Ｅｕ１１＝３００Ｖ、Ｅｕ１２＝１００Ｖ、Ｅｖ１１＝１００Ｖ、Ｅｖ１２＝２００Ｖ、Ｅｗ１１＝２００Ｖ、Ｅｗ１２＝３００Ｖであり、三相変換器１１ｂの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ２、１４ｖ２、１４ｗ２の直流電圧Ｅｕ２１〜Ｅｗ２２が、Ｅｕ２１＝２００Ｖ、Ｅｕ２２＝３００Ｖ、Ｅｖ２１＝３００Ｖ、Ｅｖ２２＝１００Ｖ、Ｅｗ２１＝１００Ｖ、Ｅｗ２２＝２００Ｖである場合の瞬時空間ベクトルの一例である。
FIG. 13 shows that the DC voltages Eu11 to Ew12 of the half-bridge inverters 14u1, 14v1, and 14w1 of each phase of the three-
図１３に示すように、瞬時空間ベクトルは、原点を中心に全体的にやや右上方にシフトし非対称でばらついた６４個の電圧ベクトルである。この場合も、６４個の電圧ベクトルから円形に近似した電圧ベクトルを抽出することで、正弦波に近似した出力電圧を得ることになる。なお、６４個の電圧ベクトルから円形に近似した電圧ベクトルを抽出することが難しい場合には、ＰＷＭ制御を併用して正弦波に近似させることになる。 As shown in FIG. 13, the instantaneous space vectors are 64 voltage vectors that are shifted a little to the upper right around the origin and varied asymmetrically. Also in this case, an output voltage approximating a sine wave is obtained by extracting a voltage vector approximating a circle from 64 voltage vectors. If it is difficult to extract a voltage vector that approximates a circle from 64 voltage vectors, the PWM control is used together to approximate a sine wave.
一般に電力系統は末端になるほど、負荷の影響を受けて三相間の電圧に不平衡が発生している。このため、図１１、図１２、図１３に示すような瞬時空間ベクトルを正弦波化せずに出力し、電力系統の電圧不平衡を是正するような不平衡電圧を発生するようにしてもよい。また、三相変換器を多重化せず不平衡電圧を発生させて電力系統に出力したり、三相変換器を多重化しても不平衡電圧を発生させるようにしてもよい。直流電圧が一致している従来の三相変換器で不平衡電圧を発生させる場合には、不平衡が増加するにつれパワーデバイスの利用率が低下するが、本件発明のように、予め不平衡電圧を考慮した直流電圧を設計しておけば、パワーデバイスの利用率低下を抑えることができる。 In general, the more the power system is at the end, the more imbalance occurs in the voltage between the three phases due to the influence of the load. Therefore, an instantaneous space vector as shown in FIGS. 11, 12, and 13 may be output without being converted into a sine wave, and an unbalanced voltage that corrects the voltage unbalance of the power system may be generated. . Further, an unbalanced voltage may be generated and output to the power system without multiplexing the three-phase converter, or the unbalanced voltage may be generated even when the three-phase converter is multiplexed. When an unbalanced voltage is generated by a conventional three-phase converter with a matching DC voltage, the utilization rate of the power device decreases as the unbalance increases. If the DC voltage is designed in consideration of the above, it is possible to suppress a decrease in the utilization factor of the power device.
２多重の場合でも、図１４に示すように、瞬時空間ベクトルが、原点を中心に分布させることもできる。この一例では、三相変換器１１ａの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ１、１４ｖ１、１４ｗ１の直流電圧Ｅｕ１１〜Ｅｗ１２が、Ｅｕ１１＝３００Ｖ、Ｅｕ１２＝０Ｖ、Ｅｖ１１＝３００Ｖ、Ｅｖ１２＝１００Ｖ、Ｅｗ１１＝３００Ｖ、Ｅｗ１２＝２００Ｖであり、三相変換器１１ｂの各相のハーフブリッジインバータ１４ｕ２、１４ｖ２、１４ｗ２の直流電圧Ｅｕ２１〜Ｅｗ２２が、Ｅｕ２１＝３００Ｖ、Ｅｕ２２＝２００Ｖ、Ｅｖ２１＝３００Ｖ、Ｅｖ２２＝１００Ｖ、Ｅｗ２１＝３００Ｖ、Ｅｗ２２＝０Ｖである場合の瞬時空間ベクトルの一例である。この瞬時空間ベクトルは、図２０示す従来手法による瞬時空間ベクトルと比較して、空間ベクトルの数が明らかに増加している。
Even in the case of double multiplexing, as shown in FIG. 14, the instantaneous space vector can be distributed around the origin. In this example, the DC voltages Eu11 to Ew12 of the half-bridge inverters 14u1, 14v1, 14w1 of each phase of the three-
次に、図１５は本発明の実施の形態に係る直列多重変換器１０を電力系統１５に出力変圧器１２を介して接続した電力変換装置の構成図である。本発明の実施の形態に係る直列多重変換器１０は、きめ細やかな電圧制御が可能であるので、直流送電用の電力変換装置や無効電力調整用の電力変換装置として三相交流の電力系統１５に接続することが可能である。図１５（ａ）に示すように、直列多重変換器１０を三相交流の電力系統１５に対し並列接続することも可能であるし、図１５（ｂ）に示すように、直列多重変換器１０を三相交流の電力系統１５に対し直列接続することも可能である。ここで、図１、図１０、図１６、図２１は並列機器として、電力系統に接続された三線結線図を示したが、直列機器として結線を変更することにより、図１５（ｂ）に示す回路構成を実現することも可能である。
Next, FIG. 15 is a configuration diagram of a power conversion device in which the serial
本発明の実施の形態によれば、直流電圧がそれぞれ異なる３台のハーフブリッジインバータ１４のそれぞれの直流電圧の中性点同士を接続線１３で接続し、３台のハーフブリッジインバータ１４のそれぞれの上下アームの接続点から３相の出力端子を引き出して三相変換器を形成するので、従来の三相変換器と比較して構成部品はほぼ同程度で、三相変換器１１の出力レベル数を大幅に増やすことができる。なお、三相変換器１１の出力電圧は出力レベル数は多いが不平衡三相電圧であるので、少なくとも２個以上の三相変換器１１を出力変圧器１２により直列多重化することにより平衡三相電圧とすることができる。
According to the embodiment of the present invention, the neutral points of the three half-bridge inverters 14 having different direct-current voltages are connected by the connection line 13, and each of the three half-bridge inverters 14 is connected. Since a three-phase converter is formed by pulling out three-phase output terminals from the connection point of the upper and lower arms, the number of components is almost the same as that of the conventional three-phase converter, and the number of output levels of the three-
さらに、３個の三相変換器１１の直列多重化により、精度よく平衡三相電圧することができる。また、出力レベル数が多いことから正弦波に近い出力電圧波形を得ることができ、ＰＷＭ制御を併用しなくても著しく高調波を低減できる。これにより、スイッチング損失の増大を伴うことなく、きめ細やかな電圧制御が可能となり、直列多重変換器１０を三相交流の電力系統１５に対して、並列接続だけでなく直列接続して、直流送電用の電力変換装置や無効電力調整用の電力変換装置として適用できる。
Furthermore, a balanced three-phase voltage can be accurately obtained by serial multiplexing of the three three-
１１…三相変換器、１２…出力変圧器、１３…接続線、１４…ハーフブリッジインバータ、１５…電力系統
DESCRIPTION OF
Claims (7)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008061134A JP2009219265A (en) | 2008-03-11 | 2008-03-11 | Series multiplex converter and power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008061134A JP2009219265A (en) | 2008-03-11 | 2008-03-11 | Series multiplex converter and power converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009219265A true JP2009219265A (en) | 2009-09-24 |
Family
ID=41190583
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008061134A Pending JP2009219265A (en) | 2008-03-11 | 2008-03-11 | Series multiplex converter and power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2009219265A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012253927A (en) * | 2011-06-03 | 2012-12-20 | Toshiba Corp | Power converter |
| JP2016010240A (en) * | 2014-06-25 | 2016-01-18 | 株式会社日立製作所 | Power conversion device |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06245532A (en) * | 1993-02-22 | 1994-09-02 | Meidensha Corp | Pwm waveform control system of multiple inverter |
| JPH07135779A (en) * | 1993-11-09 | 1995-05-23 | Hitachi Ltd | Power regulator |
| JP2001339959A (en) * | 2000-05-30 | 2001-12-07 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter and power conversion method |
| JP2006238630A (en) * | 2005-02-25 | 2006-09-07 | Mitsubishi Electric Corp | Power conversion device |
-
2008
- 2008-03-11 JP JP2008061134A patent/JP2009219265A/en active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06245532A (en) * | 1993-02-22 | 1994-09-02 | Meidensha Corp | Pwm waveform control system of multiple inverter |
| JPH07135779A (en) * | 1993-11-09 | 1995-05-23 | Hitachi Ltd | Power regulator |
| JP2001339959A (en) * | 2000-05-30 | 2001-12-07 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter and power conversion method |
| JP2006238630A (en) * | 2005-02-25 | 2006-09-07 | Mitsubishi Electric Corp | Power conversion device |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012253927A (en) * | 2011-06-03 | 2012-12-20 | Toshiba Corp | Power converter |
| JP2016010240A (en) * | 2014-06-25 | 2016-01-18 | 株式会社日立製作所 | Power conversion device |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN104779813B (en) | Multilevel converter systems and methods with reduced common mode voltage | |
| US7430132B2 (en) | Medium voltage inverter system | |
| JP5824111B2 (en) | Multi-level inverter | |
| JP6415539B2 (en) | Power converter | |
| Rabinovici et al. | Series space vector modulation for multi-level cascaded H-bridge inverters | |
| US9007789B2 (en) | Electric circuit for high voltage power conversion | |
| JP2010246267A (en) | Five-level inverter | |
| JP2008228498A (en) | Method of modulating spatial vector of ac-ac direct converter | |
| Chowdhury et al. | A dual inverter for an open end winding induction motor drive without an isolation transformer | |
| JP6615012B2 (en) | Reactive power compensator | |
| JP2008295149A (en) | Multiple power conversion device and multiple transformer | |
| WO2019098999A1 (en) | Pulse width modulation control for a multilevel converter | |
| Sanjeevikumar et al. | Three-phase multilevel inverter configuration for open-winding high power application | |
| Jones et al. | A simple multi-level space vector modulation algorithm for five-phase open-end winding drives | |
| JP2017093077A (en) | Controller and control method of open winding system | |
| JP2009219265A (en) | Series multiplex converter and power converter | |
| Zhang et al. | A novel modulation strategy providing loss balancing and neutral point potential balancing for three-level active neutral-point-clamped converter | |
| Tekwani et al. | Five-level inverter scheme for an induction motor drive with simultaneous elimination of common-mode voltage and DC-link capacitor voltage imbalance | |
| JP2005073380A (en) | Controller for power converter | |
| JP2004120968A (en) | Power converter | |
| Saha et al. | A novel three-phase multilevel diode-clamped inverter topology with reduced device count | |
| Mademlis et al. | Dc link voltage balancing technique utilizing space vector control in sic-based five-level back-to-back-connected npc converters | |
| Darijevic et al. | Performance comparison of two four-level five-phase open-end winding drives | |
| Ji et al. | A simplified virtual space vector modulation strategy for four-level t-type nnpc converter | |
| Kant et al. | Twenty pulse AC-DC converter fed 3-level inverter based vector controlled induction motor drive |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20110107 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120905 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120918 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20130129 |