JP2009219232A - 電源装置、およびこれを用いた電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】複数の電圧出力が得られるとともに、小形、軽量、低コスト化を図ることが可能な電源装置、これを用いた電源システムを提供する。
【解決手段】電源装置ＰＳは、エネルギ供給手段ＢａｔＨＶから供給される電力を安定化された直流電圧にして出力する電圧安定化手段２００と、この電圧安定化手段２００からの出力電圧を基準として略ｎ倍および／または略１／ｎ倍（ｎは整数）にした複数の電圧にして出力する多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００とで構成されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、定格電圧の異なる複数の電気負荷に給電するため、主電源の電圧や発電機の出力電圧を変換した複数の電圧出力を得ることができる電源装置、およびこれを用いた電源システムに関する。

一般に、ハイブリッド自動車や電気自動車においては、駆動用モータに給電する高電圧の主電源や発電機の出力を利用して、その電力を、例えば灯火電装品、空調コンプレッサ、ヒータなどの電装機器や走行制御装置などの制御回路といった各種の電気負荷への給電として使用する。その場合、主電源の電圧や発電機の出力電圧と、上記の電装機器や制御回路等の各種の電気負荷の定格電圧とは大きく異なるため、主電源の電圧や発電機の出力電圧を変換して各種電気負荷の定格電圧に適合した複数の電圧出力を得ることが必要となる。

そこで、従来技術では、高電圧の主電源の電圧とは定格電圧が異なる各種の電気負荷に給電するために、主電源に対して、各種の電気負荷に個別に対応して、各電気負荷に適合した複数の電圧出力に変換する複数のＤＣ／ＤＣコンバータを設けるとともに、各ＤＣ／ＤＣコンバータに対して個別に副電源（バッテリ）を設け、各々のＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電圧により副電源を充電するとともに、各種の電気負荷に給電するようにした電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開平９−２００９０２号公報

上記の特許文献１に示された電源装置は、複数の電圧出力を得るためには、電圧出力毎に個別にＤＣ／ＤＣコンバータを設ける必要がある。このため、電源装置の全体の体積が大きく、またその重量も重くなり、小型化を図ることが難しい。特に、電気自動車にこの電源装置を設けた場合には、電気自動車の総重量が大きくなるので、エネルギ効率が悪化して１回の充電当たりの走行距離が短くなり、また、電源装置の体積が大きくなることにより居住スペースが狭くなる。しかも、各ＤＣ／ＤＣコンバータ毎に電圧制御用の制御回路が必要となり、その結果、各々のＤＣ／ＤＣコンバータの容積が大きくなるとともに、制御回路全体のコストも高くなるといった課題がある。

本発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、定格電圧の異なる複数の電気負荷に給電するために複数の電圧出力を得ることができるとともに、小形、軽量、低コスト化を図ることが可能な電源装置、およびこれを用いた電源システムを提供することを目的としている。

本発明による電源装置は、バッテリや発電機などのエネルギ供給手段からの電力を安定化された直流電圧にして出力する電圧安定化手段と、この電圧安定化手段からの出力電圧を基準として略ｎ倍および／または略１／ｎ倍（ｎは整数）の複数の電圧にして出力する多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換手段とから構成されていることを特徴としている。
そして、この電源装置を、自動車、ハイブリッド自動車、または電気自動車の内のいずれか一つに電源系統として設けて電源システムを構成している。

本発明による電源装置は、電圧安定化手段で基準となる電圧が所定の値になるように安定化させ、次いで、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換手段で、電圧安定化手段からの出力電圧を基準として略ｎ倍および／または略１／ｎ倍（ｎは整数）の複数の電圧にして出力する。したがって、従来技術のように、各種の電気負荷の定格電圧に適合するように、電圧出力毎に個別にＤＣ／ＤＣコンバータを設ける必要はなく、電圧安定化手段と多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換手段の２つのみで電源装置を構成することができる。このため、従来に比べて装置の小形、軽量化を図れるとともに、電圧制御用の制御回路の数も削減でき、低コスト化を実現することが可能となる。
そして、この電源装置を、自動車、ハイブリッド自動車、または電気自動車の電源系統として設ければ、これらの車両の電源システムを小型化、低コスト化することができる。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における電源システムの全体を示す構成図である。
この実施の形態１の電源システムは、ハイブリッド自動車の電気駆動系に適用されるもので、電源装置ＰＳと、バッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３と、電気負荷６０１、６０２、６０３と、高圧バッテリＢａｔＨＶと、インバータ３００と、モータジェネレータ４００と、エンジン５００から構成されている。そして、電源装置ＰＳは、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換手段としての多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００と、電圧安定化手段としての電圧安定化部２００とからなる。

まず、ハイブリッド自動車の電気駆動系の全体構成について説明する。
エンジン５００の回転軸は、機械的にハイブリッド自動車の車軸（図示せず）とモータジェネレータ４００の回転軸（回転子）と接続されている。モータジェネレータ４００は、３相の固定子巻線が接続された電圧端子４０Ｕ、４０Ｖ、４０Ｗを備えている。インバータ３００は、３相分の交流電圧端子３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗ、および２つの直流電圧端子３０Ｈ、３０Ｌを備えている。モータジェネレータ４００の電圧端子４０Ｕはインバータ３００の交流電圧端子３０Ｕと、電圧端子４０Ｖは交流電圧端子３０Ｖと、電圧端子４０Ｗは交流電圧端子３０Ｗと接続されている。

電圧安定化部２００は、２つの直流入力電圧端子２０ＭＨ、２０ＭＬ、および２つの直流出力電圧端子２０ＢＨ、２０ＢＬを備えている。インバータ３００の直流電圧端子３０Ｈは、高圧バッテリＢａｔＨＶの正極電圧端子と、電圧安定化部２００の直流入力電圧端子２０ＭＨとに接続され、インバータ３００の直流電圧端子３０Ｌは高圧バッテリＢａｔＨＶの負極電圧端子と、電圧安定化部２００の直流入力電圧端子２０ＭＬとに接続されている。

多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００は、２つの直流入力電圧端子１０ＭＨ、１０ＭＬ、および４つの直流出力電圧端子１０Ｂ３、１０Ｂ２、１０Ｂ１、１０ＢＬを備えている。電圧安定化部２００の直流出力電圧端子２０ＢＨは、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の直流入力電圧端子１０ＭＨに接続され、直流出力電圧端子２０ＢＬは、直流入力電圧端子１０ＭＬに接続されている。多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の直流出力電圧端子１０Ｂ３は、バッテリＢａｔ３の正極端子と電気負荷６０３の正電圧側端子に接続されている。直流出力電圧端子１０Ｂ２は、バッテリＢａｔ２の正極端子と電気負荷６０２の正電圧側端子に接続され、直流出力電圧端子１０Ｂ１は、バッテリＢａｔ１の正極端子と電気負荷６０１の正電圧側端子に接続されている。バッテリＢａｔ３、Ｂａｔ２、Ｂａｔ１の負極端子と、各電気負荷６０３、６０２、６０１の負電圧側端子は、いずれも多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の直流出力電圧端子１０ＢＬに共通に接続されて接地されている。また、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の直流出力電圧端子１０Ｂ１の電圧（バッテリＢａｔ１の電圧）は、電圧安定化部２００内の制御回路２０２（図３参照）に入力されている。

次に、電源装置ＰＳの動作の概略について説明する。
電源装置ＰＳは、高圧バッテリＢａｔＨＶからの直流電圧を安定化された３種類の直流電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２、Ｖｏｕｔ３に変換して、バッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３を充電するとともに、各電気負荷６０１、６０２、６０３を駆動する。

電圧安定化部２００は、高圧バッテリＢａｔＨＶの端子２０ＭＨ、２０ＨＬ間に発生している直流電力を所望の安定化された電圧値に降圧調整して多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００に供給する。この場合、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の直流出力電圧端子１０Ｂ１、１０ＢＬ間の電圧が所定の電圧値Ｖｏｕｔ１になるように、その両端子１０Ｂ１、１０ＢＬ間で検出した電圧に基づいて電圧安定化部２００の直流出力電圧端子２０ＢＨ、２０ＢＬ間の電圧が調整される。

多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の１０Ｂ２−１０ＢＬ間の出力電圧をＶｏｕｔ２、１０Ｂ３−１０ＢＬ間の出力電圧をＶｏｕｔ３、１０Ｂ１−１０ＢＬ間の出力電圧をＶｏｕｔ１とすると、これらの関係は、ほぼＶｏｕｔ２＝２×Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ３＝３×Ｖｏｕｔ１となっている（詳細は後述）。

各バッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３は、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００を介して充電され、また、電気負荷６０１、６０２、６０３はこれらの各バッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３から供給される電力によって駆動される。この実施の形態１の場合の各使用電圧は、例えばバッテリＢａｔ１と電気負荷６０１はＶｏｕｔ１＝１４Ｖ、バッテリＢａｔ２と電気負荷６０２はＶｏｕｔ２＝２８Ｖ、バッテリＢａｔ３と電気負荷６０３はＶｏｕｔ３＝４２Ｖである。

各バッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３の構成の一例を図２に示す。バッテリＢａｔ１は１つのセルから構成され、充電電圧は１４Ｖとなっている。バッテリＢａｔ２は２つのセルが直列接続された構成をなし、充電電圧は２８Ｖとなっている。バッテリＢａｔ３は３つのセルが直列接続された構成をなし、充電電圧は４２Ｖとなっている。バッテリＢａｔ１〜Ｂａｔ３は鉛バッテリであり、充電電圧を一定に制御することによりバッテリへの充電を行なう。よって、この場合、複数のバッテリへの充電制御は、３つのバッテリのうち１つの電圧を所定の値になるように制御することにより、簡単に行なうことができる。

各バッテリＢａｔ１〜Ｂａｔ３は、エネルギ密度は劣るが電気二重層キャパシタのような、電圧での充電制御が可能なエネルギ蓄積源で代替することもできる。また、高圧バッテリＢａｔＨＶからエネルギを供給することができることから、各バッテリＢａｔ１〜Ｂａｔ３が無くてもハイブリッド自動車の電源システムを動作させることはできる。もちろん、エンジンだけでの車両の走行を可能とするために（高圧バッテリＢａｔＨＶが何らかの理由で動作しなかった場合）、高圧バッテリＢａｔＨＶとバッテリＢａｔ１〜Ｂａｔ３の内どれか１つとの組み合わせた電源システムとすることも可能である。

なお、電気負荷６０１はオーディオやカーナビゲーションシステムやラジオや制御装置等であり、また、電気負荷６０２は灯火系電装品等であり、また、電気負荷６０３は電動パワーステアリングやヒータやウォーターポンプ等である。

エネルギ供給手段としての高圧バッテリＢａｔＨＶは、上記のように電源装置ＰＳを介して、各電気負荷の駆動や各バッテリの充電を行なったり、インバータ３００を介してモータジェネレータ４００を駆動したり、モータジェネレータ４００により発電されたエネルギを吸収する役割がある。なお、この実施の形態１の場合、高圧バッテリＢａｔＨＶの電圧は１００Ｖとなっている。

インバータ３００は、モータジェネレータ４００を駆動するために、バッテリＢａｔＨＶの直流電力を３相の交流電力に変換してモータジェネレータ４００へ出力したり、モータジェネレータ４００により発電された３相交流電力を直流電力に変換して高圧バッテリＢａｔＨＶへ出力している。

モータジェネレータ４００は、インバータ３００からの３相交流電力により固定子巻き線に電流が流れると回転子が回転駆動される。回転子と車軸は機械的に接続されているため、車輪が回転し車両が走行動作する。また、車軸はエンジン５００とも機械的に接続されているため、エンジン５００の動力や車両が停止する時の制動力により回転子が外部から回転され、モータジェネレータ４００の交流電圧端子には３相の交流電力が発生する。

以上のように、この実施の形態１の電源システムに使用される電源装置ＰＳは、従来技術のように、各種の電気負荷の定格電圧に適合するように、電圧出力毎に個別にＤＣ／ＤＣコンバータを設ける必要はなく、電圧安定化部２００と多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の２つの手段のみで各種の電気負荷の定格電圧に適合した複数の電圧出力を得ることができる。このため、装置の小形、軽量化を図ることができるとともに、低コスト化を図ることが可能となる。

なお、本発明の実施の形態１の場合、高圧バッテリＢａｔＨＶからモータジェネレータ４００をインバータ３００を介して駆動するので、バッテリＢａｔＨＶの電圧が変動する。このため、高圧バッテリＢａｔＨＶの電圧を電圧安定化部２００により電圧を予め安定化して多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００に出力している。しかし、モータジェネレータ４００の駆動の必要が無い場合、すなわち、モータジェネレータ４００からの発電電力によりバッテリＢａｔ１〜Ｂａｔ３を充電するだけの自動車用の電気システムの場合、高圧バッテリＢａｔＨＶを省略できるとともに、モータジェネレータ４００の出力電圧はインバータ３００で調整可能であるので、図１の構成における電圧安定化部２００も同時に省略することが可能である。

また、この実施の形態１の場合、エンジン５００とモータジェネレータ４００とで車両を動作させるハイブリッド自動車の電気駆動系に適用した場合であるが、エンジンの無いモータジェネレータ４００のみで車両を動作させる、電気自動車に電源システムを適用してもよい。その場合には、図１の構成においてエンジン５００が省かれる。

次に、電源装置ＰＳを構成する電圧安定化部２００の詳細について図３を参照して説明する。
この電圧安定化部２００は、一般的な降圧形の非絶縁型ＤＣ／ＤＣ電力変換回路と同じ構成のものであって、主回路２０１と制御回路２０２とを備える。主回路２０１は、ＩＧＢＴＳｗと、ダイオードＤｉ１と、ダイオードＤｉ２と、磁気回路部品としてのインダクタＬｃとを有する。ダイオードＤｉ１は、そのアノード端子がＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｓｗのエミッタ端子に接続され、カソード端子がＩＧＢＴＳｗのコレクタ端子に接続されている。ＩＧＢＴＳｗは、そのコレクタ端子が直流入力電圧端子２０ＭＨに接続され、またエミッタ端子がダイオードＤｉ２のカソード端子とインダクタＬｃの一方の端子が接続されている。ダイオードＤｉ２のアノード端子は、直流入力電圧端子２０ＭＬと直流出力電圧端子２０ＢＬが接続されている。インダクタＬｃの他方の端子は、直流出力電圧端子２０ＢＨに接続されている。ＩＧＢＴＳｗのゲート端子には、制御回路２０２からのゲート駆動信号Ｇａｔｅが入力される。制御回路２０２には、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の直流出力電圧端子１０Ｂ１の電圧Ｖｏｕｔ１が入力される。

上記構成を有する電圧安定化部２００の動作について説明する。
制御回路２０２は、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔ１（１０Ｂ１−１０ＢＬ間の電圧）を検出する。そして、この検出された電圧Ｖｏｕｔ１と目標の電圧（この場合は１４Ｖ）とを比較して、ＩＧＢＴＳｗのゲート端子に入力するゲート信号のデューティー比を決める。ゲート信号は、目標電圧よりも検出電圧が小さい場合は、デューティー比が大きく調整され、目標電圧よりも検出電圧が大きい場合は、デューティー比が小さく調整される。

このゲート信号はＩＧＢＴＳｗのゲート端子に入力される。そして、制御回路２０２によってゲート信号のデューティー比が上記のように変化されることにより、この電圧安定化部２００は、直流入力電圧端子２０ＭＨ−２０ＭＬ間に入力された電圧Ｖ１を、ＩＧＢＴＳｗの、直流出力電圧端子２０ＢＨ−２０ＢＬ間に電圧Ｖ２として降圧調整して出力する。このとき、電圧Ｖ２は１４Ｖの４倍の約５６Ｖに調整されることになる。その理由は、後段の多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の回路構成が、電圧Ｖ２（５６Ｖ）を１／４倍、２／４倍、３／４倍の各電圧に降圧して出力するためである。なお、この電圧安定化部２００の動作原理は既に公知であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

なお、ここでの電圧安定化部２００は、１次側と２次側が絶縁されていない非絶縁型ＤＣ／ＤＣ電力変換回路としたが、トランスを用いて１次側と２次側を絶縁したＤＣ／ＤＣ電力変換回路を用いることも可能である。この構成の場合、高圧側と低圧側が電気的に絶縁されるため、感電の危険を軽減したハイブリッド自動車の構成にし易くできるので、安全性が向上するといったメリットがある。

次に、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の具体的な構成について、図４を参照して説明する。
この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路は、主回路１０１（同図（ａ））と、ゲート駆動信号発生回路１０２（同図（ｂ））とを備え、主回路１０１はゲート駆動信号発生回路１０２から与えられるゲート駆動信号により駆動制御される。

そして、この主回路１０１は、直流入力電圧端子１０ＭＨ−１０ＭＬ間に入力された電圧Ｖ２（約５６Ｖ）を、約１／４倍に降圧された電圧Ｖｏｕｔ１（１４Ｖ）にして直流出力電圧端子１０Ｂ１−１０ＢＬ間に出力し、また、約２／４倍に降圧された電圧Ｖｏｕｔ２（２８Ｖ）にして直流出力電圧端子１０Ｂ２−１０ＢＬ間に出力し、さらに、約３／４倍に降圧された電圧Ｖｏｕｔ３（４２Ｖ）にして直流出力電圧端子１０Ｂ３−１０ＢＬ間に出力する。

この場合の主回路１０１は、低圧側と高圧側のスイッチング素子としての２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｌ、Ｍｏｓ１Ｈ）（Ｍｏｓ２Ｌ、Ｍｏｓ２Ｈ）（Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ３Ｈ）（Ｍｏｓ４Ｌ、Ｍｏｓ４Ｈ）を直列接続したものを、各平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３、Ｃｓ４の両端子間に並列に接続してなる４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４を有し、各回路Ａ１〜Ａ４が順次直列に接続されている。なお、各ＭＯＳＦＥＴは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーＭＯＳＦＥＴである。

そして、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つのＭＯＳＦＥＴの接続点を中間端子として、所定の１つの回路Ａ１の中間端子と、他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４の各中間端子との間に、エネルギ移行用のコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３、Ｃｒ１４およびインダクタＬｒ１２、Ｌｒ１３、Ｌｒ１４を直列に接続してなるエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３、ＬＣ１４がそれぞれ接続されている。そして、各段のインダクタＬｒとコンデンサＣｒのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。

次に、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００内の接続状態の詳細について説明する。
平滑コンデンサＣｓ１の低電圧側端子は、直流入出力電圧端子１０ＭＬと１０ＢＬに接続されている。平滑コンデンサＣｓ１の高電圧側端子は、直流出力電圧端子１０Ｂ１と平滑コンデンサＣｓ２の低電圧側端子に接続されている。平滑コンデンサＣｓ２の高電圧側端子は、直流出力電圧端子１０Ｂ２と平滑コンデンサＣｓ３の低電圧側端子に接続されている。平滑コンデンサＣｓ３の高電圧側端子は、直流出力電圧端子１０Ｂ３と平滑コンデンサＣｓ４の低電圧側端子に接続されている。平滑コンデンサＣｓ４の高電圧側端子は、直流入力電圧端子１０ＭＨに接続されている。

Ｍｏｓ１Ｌのソース端子は直流入出力電圧端子１０ＭＬと１０ＢＬに、また、Ｍｏｓ１Ｈのドレイン端子とＭｏｓ２Ｌのソース端子とは平滑コンデンサＣｓ１の高電圧側端子にそれぞれ接続されている。Ｍｏｓ２Ｈのドレイン端子とＭｏｓ３Ｌのソース端子とは平滑コンデンサＣｓ２の高電圧側端子に接続されている。Ｍｏｓ３Ｈのドレイン端子とＭｏｓ４Ｌのソース端子とは平滑コンデンサＣｓ３の高電圧側端子に接続され、またＭｏｓ４Ｈのドレイン端子は平滑コンデンサＣｓ４の高電圧側端子に接続されている。ＬＣ直列体ＬＣ１２の一端は、Ｍｏｓ１ＬとＭｏｓ１Ｈとの接続点に接続され、他端はＭｏｓ２ＬとＭｏｓ２Ｈとの接続点に接続されている。ＬＣ直列体ＬＣ１３の一端は、Ｍｏｓ１ＬとＭｏｓ１Ｈとの接続点に接続され、他端はＭｏｓ３ＬとＭｏｓ３Ｈとの接続点に接続されている。ＬＣ直列体ＬＣ１４の一端は、Ｍｏｓ１ＬとＭｏｓ１Ｈとの接続点に接続され、他端はＭｏｓ４ＬとＭｏｓ４Ｈとの接続点に接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｌ〜Ｍｏｓ４Ｈ）の各ゲート端子には、ゲート駆動信号発生回路１０２からそれぞれゲート駆動信号Ｇ１Ｌ〜Ｇ４Ｈが供給される。（Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈ）と（Ｍｏｓ１Ｌ、Ｍｏｓ１Ｈ）、（Ｇ２Ｌ、Ｇ２Ｈ）と（Ｍｏｓ２Ｌ、Ｍｏｓ２Ｈ）、（Ｇ３Ｌ、Ｇ３Ｈ）と（Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ３Ｈ）、および（Ｇ４Ｌ、Ｇ４Ｈ）と（Ｍｏｓ４Ｌ、Ｍｏｓ４Ｈ）は互いが対応している。各ゲート駆動信号は、対応するＭＯＳＦＥＴのソース端子電圧を基準とした電圧信号になっている。ゲート駆動のタイミングは、Ｇ１ＬとＧ２ＬとＧ３ＬとＧ４Ｌは同じであり、また、Ｇ１ＨとＧ２ＨとＧ３ＨとＧ４Ｈは同じとなっている。すなわち、高電圧側ＭＯＳＦＥＴに関しては全ての動作タイミングが同じであり、また、低電圧側ＭＯＳＦＥＴに関しては全ての動作タイミングが同じである。

次に、上記構成を有する多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の動作について説明する。
上述したように、主回路１０１は、直流入力電圧端子１０ＭＨ−１０ＭＬ間に入力された電圧Ｖ２（約５６Ｖ）を、約１／４倍、約２／４倍、約３／４倍にそれぞれ降圧された電圧Ｖｏｕｔ１（１４Ｖ）、Ｖｏｕｔ２（２８Ｖ）、Ｖｏｕｔ３（４２Ｖ）を出力するが、この降圧動作において、３つの各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４はインバータ回路として動作し、１つの回路Ａ１はインバータ回路Ａ４〜Ａ２で駆動された電流を整流してエネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作する。

この場合、電圧安定化部２００の制御回路２０２は、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の出力電圧Ｖｏｕｔ１が常に一定になるようにフィードバック制御し、また、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００内において入力電圧Ｖ２が電圧Ｖｏｕｔ１〜Ｖｏｕｔ３に降圧した電力として移行されることから、入力電圧Ｖ２は、出力電圧Ｖｏｕｔ１（１４Ｖ）の４倍の電圧５６Ｖよりもやや大きな値となっている。

図５は、高電圧側と低電圧側の各ＭＯＳＦＥＴに与えられる各ゲート駆動信号、ならびにインバータ回路Ａ２〜Ａ４および整流回路Ａ１内の高圧側と低圧側の各ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ２Ｈ〜Ｍｏｓ４Ｈ、Ｍｏｓ１Ｈ）、（Ｍｏｓ２Ｌ〜Ｍｏｓ４Ｌ、Ｍｏｓ１Ｌ）に流れる電流の相互関係を示すタイミングチャートである。

図５に示すように、各ゲート駆動信号は、ＬｒとＣｒによるＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３、ＬＣ１４で定まる共振周期Ｔを１周期とした場合、デューティ比が約５０％のオンオフ信号である。そして、各ＭＯＳＦＥＴはゲート駆動信号がハイ電圧でオンする。

高圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号により各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の高圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭｏｓ２Ｈ、Ｍｏｓ３Ｈ、Ｍｏｓ４Ｈ、Ｍｏｓ１Ｈがオン状態となると、電圧差があるため、各平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３、Ｃｓ４に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す各経路をそれぞれ経由して各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３、Ｃｒ１４に移行する。

・Ｃｓ２⇒Ｃｓ３⇒Ｃｓ４⇒Ｍｏｓ４Ｈ⇒Ｃｒ１４⇒Ｌｒ１４⇒Ｍｏｓ１Ｈ
・Ｃｓ２⇒Ｃｓ３⇒Ｍｏｓ３Ｈ⇒Ｃｒ１３⇒Ｌｒ１３⇒Ｍｏｓ１Ｈ
・Ｃｓ２⇒Ｍｏｓ２Ｈ⇒Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２⇒Ｍｏｓ１Ｈ

次いで、低圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号により各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の低圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭｏｓ２Ｌ、Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ４Ｌ、Ｍｏｓ１Ｌがオン状態となると、電圧差があるため、各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３、Ｃｒ１４に充電されたエネルギが、以下に示す各経路をそれぞれ経由して各平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３に移行する。

・Ｃｒ１４⇒Ｍｏｓ４Ｌ⇒Ｃｓ３⇒Ｃｓ２⇒Ｃｓ１⇒Ｍｏｓ１Ｌ⇒Ｌｒ１４
・Ｃｒ１３⇒Ｍｏｓ３Ｌ⇒Ｃｓ２⇒Ｃｓ１⇒Ｍｏｓ１Ｌ⇒Ｌｒ１３
・Ｃｒ１２⇒Ｍｏｓ２Ｌ⇒Ｃｓ１⇒Ｍｏｓ１Ｌ⇒Ｌｒ１２

このように、各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３、Ｃｒ１４の充放電により、各平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３、Ｃｓ４から平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３にエネルギが移行する。そして、直流入力電圧端子１０ＭＨ−１０ＭＬ間に入力された電圧Ｖ２（約５６Ｖ）を、約１／４倍の電圧Ｖｏｕｔ１（１４Ｖ）に降圧して直流出力電圧端子１０Ｂ１−１０ＢＬ間に出力し、また、約２／４倍の電圧Ｖｏｕｔ２（２８Ｖ）に降圧して直流出力電圧端子１０Ｂ２−１０ＢＬ間に出力し、さらに、約３／４倍の電圧Ｖｏｕｔ３（４２Ｖ）に降圧して直流出力電圧端子１０Ｂ３−１０ＢＬ間に出力する。

この場合において、各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３、Ｃｒ１４には、インダクタＬｒ１２、Ｌｒ１３、Ｌｒ１４が直列に接続されてＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３、ＬＣ１４が構成されているので、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、スイッチング素子の状態が変化（オン⇔オフ）するときの過渡的な損失が無く、このため、大きなエネルギ量を効率よく移行することができる。しかも、整流回路Ａ１のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いているため、ダイオードを用いたものに比べて導通損失を低減でき、電力変換効率を向上することができる。

このような工夫により、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００は、効率の点で優れているため、回路を冷却するための放熱器が小さくなることから小形化が可能である。また、スイッチング素子のスイッチング時の過渡的な損失が無いため、スイッチングの周波数を高く設定することができる。その結果、各ＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３、ＬＣ１４の共振周波数を大きくでき、エネルギ移行用のインダクタとコンデンサのインダクタンス値と容量値を小さく設定することができるので、これら回路素子も小形化できる。よって、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００を非常に小形化することができる。

なお、ここでは整流回路として動作する回路Ａ１をＭＯＳＦＥＴで構成したが、ダイオードで構成しても同様の動作が実現できる。ダイオードは導通時の電圧降下が大きいので、電力損失がやや大きくなり、効率もやや悪化する反面、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動するための回路素子が不要になるといったメリットがある。

また、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００は、エネルギ移行用の素子としてインダクタとコンデンサとからなるＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３、ＬＣ１４を利用したが、コンデンサのみでも同様の動作が実現できる。ただし、この場合、エネルギの移行量が小さくなることと、回路内を流れる電流の実効値が大きくなることから、電力損失は大きくなり効率が悪化する。コンデンサのみの構成は、小形化の面で不利となるものの、制御回路部分を小さく、かつ低コストにできるメリットがある。

ところで、従来の電圧調整機能を備えた３つの各ＤＣ／ＤＣコンバータが、いずれも図３に示したこの実施の形態１の電圧安定化部２００と同じ構成のもの、つまりエネルギ蓄積用のインダクタを有する非絶縁型ＤＣ／ＤＣ電力変換回路と同じ構成であるとすると、従来の各ＤＣ／ＤＣコンバータに使用されるインダクタを３つ合わせた大きさと、この実施の形態１の電圧安定化部２００に使用される１つのインダクタＬｃの大きさとが問題となる。

すなわち、従来およびこの実施の形態１のいずれの電源装置においても、インダクタの装置全体に占める容積の割合が大きいので、従来の各ＤＣ／ＤＣコンバータに使用されるインダクタを３つ合わせたものと、この実施の形態１の電圧安定化部２００に使用されるインダクタＬｃの大きさとが略同じになるならば、本発明の電源装置ＰＳ全体を小形化できるとは一概に言い難い。

そこで、各バッテリＢａｔ１〜Ｂａｔ３へ供給する電力の総和は従来の場合もこの実施の形態１の場合も同じであるとすると、従来の３つのＤＣ／ＤＣコンバータが扱う電力量と、この実施の形態１の電圧安定化部２００が扱う電力量は同じになるので、これを前提として、インダクタの大きさを見積もって比較してみることとする。なお、以下では従来の３つのＤＣ／ＤＣコンバータをそれぞれ従来回路と、この実施の形態１における電圧安定化部２００の回路を本件回路と称することとする。

いま、従来回路の各々が扱う電力を１ｋＷ、本件回路が扱う電力はその３倍の３ｋＷとする。すると、従来回路と本件回路の仕様は下記のようになる。
・従来回路１：入力電圧１００Ｖ、出力電圧１４Ｖ、電流７１．４Ａ（１ｋＷ）
・従来回路２：入力電圧１００Ｖ、出力電圧２８Ｖ、電流３５．７Ａ（１ｋＷ）
・従来回路３：入力電圧１００Ｖ、出力電圧４２Ｖ、電流２３．８Ａ（１ｋＷ）
・本件回路 ：入力電圧１００Ｖ、出力電圧５６Ｖ、電流５３．６Ａ（３ｋＷ）

回路の駆動周波数を２０ｋＨｚ、電流のリプル電流を平均電流値の１／３とすると、インダクタの仕様は下記のようになる。
・従来回路１：インダクタンス値２５．３μＨ、平均電流７１．４Ａ
・従来回路２：インダクタンス値８４．７μＨ、平均電流３５．７Ａ
・従来回路３：インダクタンス値１５４μＨ、平均電流２３．８Ａ
・本件回路 ：インダクタンス値６８．８μＨ、平均電流５３．６Ａ

これらのインダクタの体積は下記のようになる。
・従来回路１：７１．４ｃｃ
・従来回路２：６０．５ｃｃ
・従来回路３：４８．１ｃｃ
・本件回路 ：１０９ｃｃ

よって、３つの従来回路１〜３のインダクタの体積の合計は１８０ｃｃとなるのに対して、本件回路では１０９ｃｃとなる。よって、大形部品であるインダクタの体積が従来の約６０％になることが分かる。

また、従来回路でも本件回路でもＩＧＢＴやダイオードといった半導体素子の耐圧は同じものを使用するとして上記電流値をみると、従来回路の場合の半導体素子に流れる電流の合計は１３０．９Ａである。これに対して、本件回路では５３．６Ａとなっている。よって、使用する半導体素子の数においても本件回路の方が少なくてよい。このサイズの差には、フィルタ部品や制御回路部品やケースや冷却器も加わることになるから、３つの従来回路と１つの本件回路とでさらにサイズ差が広がることになる。よって、本発明の電源装置ＰＳにおいて、電圧安定化部２００に多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００を合わせても、従来の電源装置よりもサイズは小さくなる。また、ここでは電圧出力数は３つの場合について示したが、この出力数が増えれば増えるほど、このようなサイズ効果は一層顕著になることが理解される。

実施の形態２．
図６はこの実施の形態２における電源システムの多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路を示す回路構成図である。

この実施の形態２の電源システムの全体構成は、図１で示したものと同様である。この実施の形態２の特徴は、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００を構成する主回路１０１（図６（ａ））とゲート駆動信号発生回路１０２（図６（ｂ））の内、主回路１０１の構成の内、ＬＣ直列体の接続の仕方が実施の形態１の場合と異なっていることである。したがって、ここでは、主回路１０１の構成について説明し、他の部分についての説明は省略する。

この実施の形態２の多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の主回路１０１は、実施の形態１の場合と同様に、直流入力電圧端子１０ＭＨ−１０ＭＬ間に入力された電圧Ｖ２（約５６Ｖ）を、約１／４倍に降圧された電圧Ｖｏｕｔ１（１４Ｖ）にして直流出力電圧端子１０Ｂ１−１０ＢＬ間に出力し、また、約２／４倍に降圧された電圧Ｖｏｕｔ２（２８Ｖ）にして直流出力電圧端子１０Ｂ２−１０ＢＬ間に出力し、さらに、約３／４倍に降圧された電圧Ｖｏｕｔ３（４２Ｖ）にして直流出力電圧端子１０Ｂ３−１０ＢＬ間に出力する。

ただし、実施の形態１の構成（図４）と異なる点は、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つのＭＯＳＦＥＴの接続点を中間端子として、隣接する各回路、すなわち（Ａ１，Ａ２）（Ａ２，Ａ３）（Ａ３，Ａ４）の中間端子間にそれぞれ、エネルギ移行用のコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３、Ｃｒ３４およびインダクタＬｒ１２、Ｌｒ２３、Ｌｒ３４を直列に接続してなるエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ２３、ＬＣ３４が接続されていることである。

すなわち、ＬＣ直列体ＬＣ１２の一端は、Ｍｏｓ１ＬとＭｏｓ１Ｈとの接続点に接続され、他端はＭｏｓ２ＬとＭｏｓ２Ｈとの接続点に接続されている。ＬＣ直列体ＬＣ２３の一端は、Ｍｏｓ２ＬとＭｏｓ２Ｈの接続点に接続され、他端はＭｏｓ３ＬとＭｏｓ３Ｈの接続点に接続されている。ＬＣ直列体ＬＣ３４の一端は、Ｍｏｓ３ＬとＭｏｓ３Ｈの接続点に接続され、他端はＭｏｓ４ＬとＭｏｓ４Ｈの接続点に接続されている。そして、各段のインダクタＬｒとコンデンサＣｒのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。図６におけるその他の構成は、図４に示した実施の形態１のものと同じである。

次に、上記構成を有する主回路１０１の動作について説明する。
上述したように、主回路１０１は、直流入力電圧端子１０ＭＨ−１０ＭＬ間に入力された電圧Ｖ２（約５６Ｖ）を、約１／４倍、約２／４倍、約３／４倍にそれぞれ降圧された電圧Ｖｏｕｔ１（１４Ｖ）、Ｖｏｕｔ２（２８Ｖ）、Ｖｏｕｔ３（４２Ｖ）を出力するが、この降圧動作の場合、一つの回路Ａ４はインバータ回路として動作し、他の回路Ａ１〜Ａ３は整流回路として動作する。この整流回路Ａ１〜Ａ３の内、回路Ａ１は実質的に整流のために用いられるが、他の回路Ａ２、Ａ３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ２Ｌ、Ｍｏｓ２Ｈ、Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ３Ｈ）のオンオフ動作により、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３へのエネルギ移行も行うので、インバータ回路の役割もなす。

制御回路１０２から出力される高電圧側、低電圧側のゲート駆動信号は、上記実施の形態１と同様であり、各回路Ａ１〜Ａ４内のＭＯＳＦＥＴに流れる電流と、ゲート駆動信号との関係も上記実施の形態１（図５）で示したものと同様である。

なお、この実施の形態２の場合も実施の形態１の場合と同様、入力された電圧Ｖ２の電力は、電圧Ｖｏｕｔ１〜Ｖｏｕｔ３に降圧した電力として移行されることから、電圧Ｖ２は、電圧Ｖｏｕｔ１（１４Ｖ）の４倍の電圧５６Ｖよりもやや大きな値となっている。

高圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号により、各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の高圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭｏｓ２Ｈ、Ｍｏｓ３Ｈ、Ｍｏｓ４Ｈ、Ｍｏｓ１Ｈがオン状態となると、電圧差があるため、各平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３、Ｃｓ４に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す各経路をそれぞれ経由して各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３、Ｃｒ３４に移行する。

・Ｃｓ２⇒Ｃｓ３⇒Ｃｓ４⇒Ｍｏｓ４Ｈ⇒Ｃｒ３４⇒Ｌｒ３４⇒Ｃｒ２３⇒Ｌｒ２３⇒Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２⇒Ｍｏｓ１Ｈ
・Ｃｓ２⇒Ｃｓ３⇒Ｍｏｓ３Ｈ⇒Ｃｒ２３⇒Ｌｒ２３⇒Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２⇒Ｍｏｓ１Ｈ
・Ｃｓ２⇒Ｍｏｓ２Ｈ⇒Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２⇒Ｍｏｓ１Ｈ

次いで、低圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号により、各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の低圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭｏｓ２Ｌ、Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ４Ｌ、Ｍｏｓ１Ｌがオン状態となると、電圧差があるため、各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３、Ｃｒ３４に充電されたエネルギが、以下に示す各経路をそれぞれ経由して各平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３に移行する。

・Ｃｒ１２⇒Ｌｒ２３⇒Ｃｒ２３⇒Ｌｒ３４⇒Ｃｒ３４⇒Ｍｏｓ４Ｌ⇒Ｃｓ３⇒Ｃｓ２⇒Ｃｓ１⇒Ｍｏｓ１Ｌ⇒Ｌｒ１２
・Ｃｒ１２⇒Ｌｒ２３⇒Ｃｒ２３⇒Ｍｏｓ３Ｌ⇒Ｃｓ２⇒Ｃｓ１⇒Ｍｏｓ１Ｌ⇒Ｌｒ１２
・Ｃｒ１２⇒Ｍｏｓ２Ｌ⇒Ｃｓ１⇒Ｍｏｓ１Ｌ⇒Ｌｒ１２

このように、各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３、Ｃｒ３４の充放電により、各平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３、Ｃｓ４から各平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３にエネルギが移行する。そして、直流入力電圧端子１０ＭＨ−１０ＭＬ間に入力された電圧Ｖ２を、約１／４倍に降圧された電圧Ｖｏｕｔ１（１４Ｖ）にして直流出力電圧端子１０Ｂ１−１０ＢＬ間に出力し、また、約２／４倍に降圧された電圧Ｖｏｕｔ２（２８Ｖ）にして直流出力電圧端子１０Ｂ２−１０ＢＬ間に出力し、さらに、約３／４倍に降圧された電圧Ｖｏｕｔ３（４２Ｖ）にして直流出力電圧端子１０Ｂ３−１０ＢＬ間に出力する。

この場合において、各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３、Ｃｒ３４には、インダクタＬｒ１２、Ｌｒ２３、Ｌｒ３４が直列に接続されてＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ２３、ＬＣ３４が構成されているので、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、スイッチング素子の状態が変化（オン⇔オフ）するときの過渡的な損失が無く、このため、大きなエネルギ量を効率よく移行することができる。しかも、整流回路Ａ１〜Ａ３のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いているため、ダイオードを用いたものに比べて導通損失を低減でき、電力変換効率を向上することができる。

このような工夫により、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００は、効率の点で優れているため、回路を冷却するための放熱器が小さくなることから小形化が可能である。また、スイッチング素子のスイッチング時の過渡的な損失が無いため、スイッチングの周波数を高く設定することができる。その結果、各ＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ２３、ＬＣ３４の共振周波数を大きくでき、エネルギ移行用のインダクタとコンデンサのインダクタンス値と容量値を小さく設定することができるので、これら回路素子も小形化できる。よって、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００を非常に小形化することができる。

なお、ここでは整流回路として動作する回路Ａ１〜Ａ３をＭＯＳＦＥＴで構成したが、ダイオードで構成しても同様の動作が実現できる。ダイオードは導通時の電圧降下が大きいので、電力損失がやや大きくなり、効率もやや悪化する反面、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動するための回路素子が不要になるといったメリットがある。

また、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００は、エネルギ移行用の素子としてインダクタとコンデンサとからなるＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ２３、ＬＣ３４を利用したが、コンデンサのみでも同様の動作が実現できる。ただし、この場合、エネルギの移行量が小さくなることと、回路内を流れる電流の実効値が大きくなることから、電力損失は大きくなり効率が悪化する。このため、コンデンサのみの構成は、小形化の面で不利となるものの、制御回路部分を小さく、かつ低コストにできるメリットがある。

実施の形態３．
図７は本発明の実施の形態３における電源システムの全体を示す構成図である。
この実施の形態３の電源システムは、自動車の電気駆動系に適用されるもので、電源装置ＰＳと、バッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３と、電気負荷６０１、６０２、６０３と、エンジン５００とから構成されている。そして、電源装置ＰＳは、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換手段としての多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０と、電圧安定化手段と発電手段とを兼ね備えたオルタネータ６１０とからなる。

まず、自動車の電気システムの電気駆動系の全体構成について説明する。
エンジン５００の回転軸は、オルタネータ６１０の回転軸（回転子）とベルト等で機械的に接続されている。多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０は、２つの直流入力電圧端子１１ＭＨ、１１ＭＬ、および４つの直流出力電圧端子１１Ｂ３、１１Ｂ２、１１Ｂ１、１１ＢＬを備えている。オルタネータ６１０は、２つの直流出力電圧端子６１Ｈ（高圧側）、６１Ｌ（低圧側）を備えており、一方の直流出力電圧端子６１Ｈが直流入力電圧端子１１ＭＨに、他方の直流出力電圧端子６１Ｌが直流入力電圧端子１１ＭＬにそれぞれ接続されている。

そして、直流出力電圧端子１１Ｂ３は、バッテリＢａｔ３の正極端子と電気負荷６０３の正電圧側端子に接続されている。直流出力電圧端子１１Ｂ２は、バッテリＢａｔ２の正極端子と電気負荷６０２の正電圧側端子に接続され、直流出力電圧端子１１Ｂ１は、バッテリＢａｔ１の正極端子と電気負荷６０１の正電圧側端子に接続されている。バッテリＢａｔ３、Ｂａｔ２、Ｂａｔ１の負極端子と、電気負荷６０３、６０２、６０１の負電圧側端子はいずれも、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０の直流出力電圧端子１１ＢＬに共通に接続されて接地されている。

多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０の１１Ｂ２−１１ＢＬ間の出力電圧をＶｏｕｔ２、１１Ｂ３−１１ＢＬ間の出力電圧をＶｏｕｔ３、１１Ｂ１−１１ＢＬ間の出力電圧をＶｏｕｔ１とすると、これらの関係は、実施の形態１、２と同様に、略Ｖｏｕｔ２＝２×Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ３＝３×Ｖｏｕｔ１となっている。

各バッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３は、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０を介して充電され、また、各電気負荷６０１、６０２、６０３は、各バッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３から供給される電力によって駆動される。この実施の形態３の場合の各使用電圧は、実施の形態１、２と同様、バッテリＢａｔ１と電気負荷６０１はＶｏｕｔ１＝１４Ｖ、バッテリＢａｔ２と電気負荷６０２はＶｏｕｔ２＝２８Ｖ、バッテリＢａｔ３と電気負荷６０３はＶｏｕｔ３＝４２Ｖである。

各バッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３の構成も実施の形態１と同様（図２）である。したがって、この場合も複数のバッテリへの充電制御は、３つのバッテリＢａｔ１、Ｂａｔ２、Ｂａｔ３の内の１つの電圧を所定の値になるように制御することにより、簡単に行なうことができる。

この実施の形態３においても、バッテリＢａｔ１〜Ｂａｔ３は、エネルギ密度は劣るが電気二重層キャパシタのような、電圧での充電制御が可能なエネルギ蓄積源で代替することもできる。また、始動時には始動用セルモータを動作させるのにバッテリの１つは必要なので、各バッテリＢａｔ１〜Ｂａｔ３の内のどれか１つがあれば、この自動車の電源システムを動作させることができる。なお、各電気負荷６０１、６０２、６０３は実施の形態１の場合と同様である。

次に、電源装置ＰＳを構成するオルタネータ６１０の詳細について、図８を参照して説明する。
オルタネータ６１０は、発電とその発電量（発電電圧）を調整する発電部６１１と、発電により発生した３相の交流電力を直流電力に変換する整流回路部６１２と、発電量を制御するためのゲート駆動信号を生成する制御回路６１３とから構成されている。

上記の発電部６１１は、界磁巻線ＫＣＬを備えた回転子と、界磁巻線ＫＣＬに界磁電流を供給する回路６１４と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線を回転子の外周部に備えた固定子とから構成される。

そして、界磁電流を供給する回路６１４は、ＭＯＳＦＥＴＭｏｓｘとダイオードＤｉｘとからなる。界磁巻線ＫＣＬの一端はダイオードＤｉｘのカソード端子に接続されるとともに、直流出力電圧端子６１Ｈを介して図示しないバッテリに接続され、他端はダイオードＤｉｘのアノード端子に接続されるとともに、ＭＯＳＦＥＴＭｏｓｘのドレイン端子に接続されている。ＭＯＳＦＥＴＭｏｓｘのソース端子は接地され、また、ゲート端子は制御回路６１３に接続されている。制御回路６１３には、直流出力電圧端子６１Ｈの電圧Ｖ２が入力されている。

整流回路部６１２は、６つのダイオードＤｉＵＨ、ＤｉＵＬ、ＤｉＶＨ、ＤｉＶＬ、ＤｉＷＨ、ＤｉＷＬからなり、その内のダイオードＤｉＵＨ、ＤｉＶＨ、ＤｉＷＨのカソード端子は直流出力電圧端子６１Ｈに接続され、またダイオードＤｉＵＬ、ＤｉＶＬ、ＤｉＷＬのアノード端子は直流出力電圧端子６１Ｌに接続されている。ダイオードＤｉＵＨのアノードとＤｉＵＬのカソードは互いに接続されて固定子のＵ相の巻線の一端に接続されている。ダイオードＤｉＶＨのアノードとＤｉＶＬのカソードは互いに接続されて固定子のＶ相の巻線の一端に接続されている。ダイオードＤｉＷＨのアノードとＤｉＷＬのカソードは互いに接続されて固定子のＷ相の巻線の一端に接続されている。

次に、上記構成を有するオルタネータ６１０の動作について説明する。
制御回路６１３は、オルタネータ６１０の出力電圧として検出される電圧Ｖ２が目標の電圧値になるように、ゲート駆動信号のデューティー比を調整し、その調整されたゲート駆動信号によりＭＯＳＦＥＴＭｏｓｘを駆動する。この場合のゲート駆動信号は、目標電圧よりも検出電圧が小さい場合は、デューティー比が大きく調整され、目標電圧よりも検出電圧が大きい場合は、デューティー比が小さく調整される。

ＭＯＳＦＥＴＭｏｓｘのスイッチング動作が上記のように制御されると、界磁巻線ＫＣＬに流れる電流の大きさが制御され、界磁巻線ＫＣＬを備えた回転子が発生する磁束の量が制御される。そして、この回転子の発生磁束の量に応じて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子巻線に誘起される交流電圧（交流電力）が変化する。誘起されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧は、整流回路部６１２によって直流電圧（直流電力）に変換され、直流出力電圧端子６１Ｈ−６１Ｌ間に電圧Ｖ２として出力される。このようにして、オルタネータ６１０は、出力電圧Ｖ２が目標の電圧となるように界磁電流を制御して発電電力を制御している。

次に、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０の具体的な構成について図９を参照して説明する。
この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０は、主回路１１１（図９（ａ））とゲート駆動信号発生回路１１２（図９（ｂ））とを備え、主回路１１１はゲート駆動信号発生回路１１２から与えられるゲート駆動信号によって駆動される。

そして、この主回路１１１は、直流入力電圧端子１１ＭＨ−１１ＭＬ間に入力された電圧Ｖ２（１４Ｖ）を、電圧Ｖｏｕｔ１としてそのまま直流出力電圧端子１１Ｂ１−１１ＢＬ間に出力し、また、約２倍に昇圧された電圧Ｖｏｕｔ２（２８Ｖ）にして直流出力電圧端子１１Ｂ２−１１ＢＬ間に出力し、また、約３倍に昇圧された電圧Ｖｏｕｔ３（４２Ｖ）にして直流出力電圧端子１１Ｂ３−１１ＢＬ間に出力する。

この場合の主回路１１１は、低圧側と高圧側の各スイッチング素子としての２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｌ、Ｍｏｓ１Ｈ）（Ｍｏｓ２Ｌ、Ｍｏｓ２Ｈ）（Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ３Ｈ）を直列接続したものを、各平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の両端子間に並列に接続してなる３段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３を有し、これらの各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３が順次直列に接続されている。なお、各ＭＯＳＦＥＴは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーＭＯＳＦＥＴである。

そして、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の２つのＭＯＳＦＥＴの接続点を中間端子として、所定の１つの回路Ａ１の中間端子と、他の各回路Ａ２、Ａ３の各中間端子との間に、エネルギ移行用のコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３およびインダクタＬｒ１２、Ｌｒ１３で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３がそれぞれ接続されている。この場合、各段のインダクタＬｒとコンデンサＣｒのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。

このように、この実施の形態３の多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０は、３段の回路Ａ１〜Ａ３を備えているため、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の２つのＭＯＳＦＥＴの中間端子に接続されるＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３も２つだけになっている。

また、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０は、オルタネータ６１０からの入力電圧Ｖ２を昇圧して出力する関係上、直流入出力電圧端子の接続が実施の形態１の場合と異なっている。すなわち、直流入力電圧端子１１ＭＨは、平滑コンデンサＣｓ１の高電圧側端子に接続されるとともに、直流出力電圧端子１１Ｂ１に接続されている。直流入力電圧端子１１ＭＬは、平滑コンデンサＣｓ１の低電圧側に接続されるとともに、直流出力電圧端子１１ＢＬに接続されている。直流出力電圧端子１１Ｂ２は平滑コンデンサＣｓ２の高電圧側端子に接続され、直流出力電圧端子１１Ｂ３は平滑コンデンサＣｓ３の高電圧側端子に接続されている。

次に、上記構成を有する多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１０の動作について説明する。
上述したように、主回路１１１は、直流入力電圧端子１１ＭＨ−１１ＭＬ間に入力された電圧Ｖ２（１４Ｖ）を、約１倍、約２倍、約３倍にそれぞれ昇圧した電圧Ｖｏｕｔ１（１４Ｖ）、電圧Ｖｏｕｔ２（２８Ｖ）、Ｖｏｕｔ３（４２Ｖ）を出力するが、この昇圧動作の場合、１つの回路Ａ１はインバータ回路として動作し、他の回路Ａ２、Ａ３は、インバータ回路Ａ１で駆動された電流を整流してエネルギを高電圧側へ移行する整流回路として動作する。

この場合、入力された電圧Ｖ２の電力は、Ｖｏｕｔ２、Ｖｏｕｔ３に昇圧した電力として移行されることから、各電気負荷が電力を消費している状態であると、出力電圧Ｖｏｕｔ２は２×Ｖ２よりもやや小さな値（０．３Ｖ程度低い値）に、また出力電圧Ｖｏｕｔ３は３×Ｖ２よりもやや小さな値（０．６Ｖ程度低い値）となっている。

図１０は、高電圧側と低電圧側の各ＭＯＳＦＥＴに与えられるゲート駆動信号、ならびにインバータ回路Ａ１および整流回路Ａ２、Ａ３内の高圧側と低圧側の各ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｈ、Ｍｏｓ２Ｈ〜Ｍｏｓ３Ｈ）、（Ｍｏｓ１Ｌ、Ｍｏｓ２Ｌ〜Ｍｏｓ３Ｌ）に流れる電流の相互関係を示すタイミングチャートである。

図１０に示すように、各ゲート駆動信号は、ＬｒとＣｒによるＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３で定まる共振周期Ｔを１周期とした場合、デューティー比が約５０％のオンオフ信号である。そして、各ＭＯＳＦＥＴはゲート駆動信号がハイ電圧でオンする。

低圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号により、各回路Ａ１〜Ａ３の低圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭｏｓ１Ｌ、Ｍｏｓ２Ｌ、Ｍｏｓ３Ｌがオン状態となると、電圧差があるため、各平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す各経路をそれぞれ経由して各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に移行する。

・Ｃｓ１⇒Ｍｏｓ２Ｌ⇒Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２⇒Ｍｏｓ１Ｌ
・Ｃｓ１⇒Ｃｓ２⇒Ｍｏｓ３Ｌ⇒Ｃｒ１３⇒Ｌｒ１３⇒Ｍｏｓ１Ｌ

次いで、高圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号により、各回路Ａ１〜Ａ３の高圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭｏｓ１Ｈ、Ｍｏｓ２Ｈ、Ｍｏｓ３Ｈがオン状態となると、電圧差があるため、各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に充電されたエネルギが、以下に示す各経路をそれぞれ経由して各平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に移行する。

・Ｃｒ１２⇒Ｍｏｓ２Ｈ⇒Ｃｓ２⇒Ｍｏｓ１Ｈ⇒Ｌｒ１２
・Ｃｒ１３⇒Ｍｏｓ３Ｈ⇒Ｃｓ３⇒Ｃｓ２⇒Ｍｏｓ１Ｈ⇒Ｌｒ１３

このように、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３の充放電により、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２から平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３にエネルギが移行する。そして、直流入力電圧端子１１ＭＨ−１１ＭＬ間に入力された電圧Ｖ２は、電圧Ｖｏｕｔ１としてそのまま直流出力電圧端子１１Ｂ１−１１ＢＬ間に出力され、約２倍に昇圧された電圧Ｖｏｕｔ２（２８Ｖ）にして直流出力電圧端子１１Ｂ２−１１ＢＬ間に出力され、また、約３倍に昇圧された電圧Ｖｏｕｔ３（４２Ｖ）にして直流出力電圧端子１１Ｂ３−１１ＢＬ間に出力される。

この場合において、各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３には、インダクタＬｒ１２、Ｌｒ１３が直列に接続されてＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３が構成されているので、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、スイッチング素子の状態が変化（オン⇔オフ）するときの過渡的な損失が無く、このため、大きなエネルギ量を効率よく移行することができる。しかも、整流回路Ａ２、Ａ３のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いているため、ダイオードを用いたものに比べて導通損失を低減でき、電力変換効率を向上することができる。

このような工夫により、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１１は、効率の点で優れているため、回路を冷却するための放熱器が小さくなることから小形化が可能である。また、スイッチング素子のスイッチング時の過渡的な損失が無いため、スイッチングの周波数を高く設定することができる。その結果、各ＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３の共振周波数を大きくでき、エネルギ移行用のインダクタとコンデンサのインダクタンス値と容量値を小さく設定することができるので、これら回路素子も小形化できる。よって、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１１を非常に小形化することができる。

なお、ここでは、整流回路として動作する回路Ａ２、Ａ３をＭＯＳＦＥＴで構成したが、ダイオードで構成しても同様の動作が実現できる。ダイオードは導通時の電圧降下が大きいので、電力損失がやや大きくなり、効率もやや悪化する反面、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動するための回路素子が不要になるといったメリットがある。

また、この多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１１は、エネルギ移行用の素子としてインダクタとコンデンサとからなるＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３を利用したが、コンデンサのみでも同様の動作が実現できる。ただし、この場合、エネルギの移行量が小さくなることと、回路内を流れる電流の実効値が大きくなることから、電力損失は大きくなり効率が悪化する。このため、コンデンサのみの構成は、小形化の面で不利となるものの、制御回路部分を小さく、かつ低コストにできるメリットがある。

また、従来技術でオルタネータ６１０を設けた場合、このオルタネータ６１０に加えて１４Ｖから２８Ｖへ昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、１４Ｖから４２Ｖに昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータの２つの回路が別途必要であるのに対して、この実施の形態３では、単一の多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１１を設けるだけで済み、また、電圧値を一定に制御するための制御回路の数も削減できるため、小型化およびコストダウンを図ることができる。

なお、この実施の形態３において、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１１は、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の２つのＭＯＳＦＥＴの接続点を中間端子として、所定の１つの回路Ａ１の中間端子と他の各回路Ａ２、Ａ３の中間端子との間にＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３を接続した形態としたが、これに限らず、例えば上記実施の形態２で説明したように、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の２つのＭＯＳＦＥＴの接続点を中間端子として、互いに隣接した各回路の中間端子間に、ＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３を接続した形態とすることもでき、同様の効果を得ることができる。

また、この実施の形態３では、オルタネータ６１０の出力電圧Ｖ２がバッテリＢａｔ１の定格電圧に適合させている場合について説明したが、オルタネータ６１０の出力電圧Ｖ２が電気負荷６０３の定格電圧に適合している場合には、直流入力電圧端子１１ＭＨを平滑コンデンサＣｓ３の高電圧側に設けるようにしてもよい。その場合の多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１１の動作は、実施の形態１、２に説明したような降圧動作となる。またオルタネータ６１０の出力電圧Ｖ２が電気負荷６０２の定格電圧に適合している場合には、直流入力電圧端子１１ＭＨを平滑コンデンサＣｓ２の高電圧側に設けるようにしてもよい。その場合の多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１１１の動作は、Ｂａｔ２からＢａｔ１への降圧動作と、Ｂａｔ２からＢａｔ３への昇圧動作となる。

なお、上記の各実施の形態１〜３では、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路１００の主回路１０１、１１１において、インバータ回路や整流回路を構成する各スイッチング素子に、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーＭＯＳＦＥＴを用いたが、本発明はこのような素子に限らず、例えばＩＧＢＴ等、制御電極でオンオフ動作が制御できる他のスイッチング素子を適用することができる。その場合、ダイオードが逆並列接続されたものを用い、このダイオードがパワーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの機能を果たす。これにより、上記各実施の形態１〜３と同様の制御により同様の効果が得られる。
また、実施の形態１〜３において示した入力電圧値および出力電圧値は例示であり、電気負荷に対して必要な電圧に応じて設定してもよい。

本発明の電源システムをハイブリッド自動車の電気駆動系に適用した場合の実施の形態１における全体を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における電源システムのバッテリの構成を示す図である。 本発明の実施の形態１における電源システムの電圧安定化部を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における電源システムの多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成図である。 本発明の実施の形態１において、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のゲート駆動信号と各ＭＯＳＦＥＴに流れる電流との関係を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態２における電源システムの多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成図である。 本発明の電源システムを自動車の電気駆動系に適用した場合の実施の形態３における全体を示す構成図である。 本発明の実施の形態３における電源システムのオルタネータの構成図である。 本発明の実施の形態３における電源システムの多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路の構成図である。 本発明の実施の形態３において、多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路のゲート駆動信号と各ＭＯＳＦＥＴに流れる電流との関係を示すタイミングチャートである。

符号の説明

ＰＳ 電源装置、１００ 多倍圧ＤＣ／ＤＣ電力変換回路、２００ 電圧安定化部、
４００ モータジェネレータ、５００ エンジン、６０１，６０２，６０３ 電気負荷、ＢａｔＨＶ，Ｂａｔ１，Ｂａｔ２，Ｂａｔ３ バッテリ、１０１ 主回路、
１０２，１１２ ゲート駆動信号発生回路、２０１ 主回路、
２０２，６１３ 制御回路、Ｓｗ ＩＧＢＴ、
Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｄｉｘ，ＤｉＵＨ，ＤｉＵＬ，ＤｉＶＨ，ＤｉＶＬ，ＤｉＷＨ，ＤｉＷＬ ダイオード、
Ｌｃ，Ｌｒ１２，Ｌｒ１３，Ｌｒ１４，Ｌｒ２３，Ｌｒ３４ インダクタ、
Ｃｒ１２，Ｃｒ１３，Ｃｒ１４，Ｃｒ２３，Ｃｒ３４ コンデンサ、
Ｍｏｓ１Ｌ，Ｍｏｓ１Ｈ，Ｍｏｓ２Ｌ，Ｍｏｓ２Ｈ，Ｍｏｓ３Ｌ，Ｍｏｓ３Ｈ，Ｍｏｓ４Ｌ，Ｍｏｓ４Ｈ，Ｍｏｓｘ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）、
ＬＣ１２，ＬＣ１３，ＬＣ１４，ＬＣ２３，ＬＣ３４ ＬＣ直列体、
Ｃｓ１，Ｃｓ２，Ｃｓ３，Ｃｓ４ 平滑コンデンサ、ＫＣＬ 界磁巻線。

Claims (12)

1. エネルギ供給手段からの電力を安定化された直流電圧にして出力する電圧安定化手段と、この電圧安定化手段からの出力電圧を基準として略ｎ倍および／または略１／ｎ倍（ｎは整数）の複数の電圧にして出力するＤＣ／ＤＣ電力変換手段とから構成されていることを特徴とする電源装置。
2. 上記ＤＣ／ＤＣ電力変換手段は、上記直流電圧を昇圧した電圧を出力するとともに、上記直流電圧を降圧した電圧を出力するものであることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 上記電圧安定化手段は、インダクタやトランスの磁気回路部品を備え、この磁気回路部品の磁気エネルギの蓄積量や放出量を時間間隔で制御することにより安定化された直流電圧を得るものである、ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装置。
4. 上記電圧安定化手段は、インバータであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装置。
5. 上記エネルギ供給手段および上記電圧安定化手段は、内部に界磁巻線を備えたオルタネータであり、上記界磁巻線の界磁電流を制御して発生磁束を増減させることにより出力電圧を安定化させるものであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装置。
6. 上記ＤＣ／ＤＣ電力変換手段は、高圧側と低圧側の各スイッチング素子の直列体に平滑コンデンサを並列接続してなる複数の回路を備え、各回路の内の少なくとも一つをインバータ回路として、他の回路を整流回路として各回路を互いに直列に接続するとともに、上記各回路内の上記高圧側と低圧側の各スイッチング素子の接続点を中間端子として、上記回路間の中間端子間にエネルギ移行用のコンデンサを配設して構成されていることを特徴とする請求項１ないし請求５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 上記エネルギ移行用のコンデンサは、上記複数の回路の内、一つの回路とそれ以外の回路との間の上記各中間端子間にそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 上記エネルギ移行用のコンデンサは、上記複数の回路の内、互いに隣接する各回路の上記中間端子間にそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
9. 上記ＤＣ／ＤＣ電力変換手段は、上記エネルギ移行用のコンデンサが充放電する経路内にインダクタが配設されていることを特徴とする請求項６ないし請求項８のいずれか１項に記載の電源装置。
10. 上記各コンデンサのコンデンサ容量と、この各コンデンサの充放電経路内の上記各インダクタのインダクタンスとで決まる共振周期は、それぞれ等しくなるように設定されていることを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
11. 上記各スイッチング素子は、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳＦＥＴ、あるいはダイオードを逆並列に接続した半導体スイッチング素子であることを特徴とする請求項６ないし請求項１０のいずれか１項に記載の電源装置。
12. 上記請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の電源装置を、自動車、ハイブリッド自動車、または電気自動車の内のいずれか一つに電源系統として設けていることを特徴とする電源システム。

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