JP2009199917A - Lighting control device for vehicle - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、車両用点灯制御装置に関し、特に半導体発光素子で構成された半導体光源の点灯を制御する車両用点灯制御装置に関する。 The present invention relates to a vehicle lighting control device, and more particularly to a vehicle lighting control device that controls lighting of a semiconductor light source composed of a semiconductor light emitting element.
従来、複数個が直列に接続されたLED(発光ダイオード:Light Emitting Diode)の内の一部をPWM(Pulse Width Modulation)調光制御する車両用点灯制御装置が知られている。 2. Description of the Related Art Conventionally, there is known a vehicle lighting control device that performs PWM (Pulse Width Modulation) dimming control on a part of a plurality of LEDs (Light Emitting Diodes) connected in series.
上記した車両用点灯制御装置は、前記複数個のLEDの内の一部のLED(以下、「バイパスLED」と呼ぶ。)に並列に接続されたスイッチング素子として機能するNMOS(Negative Channel Metal Oxide Semiconductor)トランジスタ、PWM信号発生回路及び調光開始信号生成回路を含んで構成されている。 The vehicle lighting control device described above is an NMOS (Negative Channel Metal Oxide Semiconductor) that functions as a switching element connected in parallel to some of the plurality of LEDs (hereinafter referred to as “bypass LEDs”). ) Including a transistor, a PWM signal generation circuit, and a dimming start signal generation circuit.
上記した車両用点灯制御装置にあっては、バイパスLEDにNMOSトランジスタを並列に接続させ、バイパスLEDに供給されるバイパスLED電流をNMOSトランジスタのオンスイッチングによりバイパスさせている。 In the above-described vehicle lighting control device, an NMOS transistor is connected in parallel to the bypass LED, and the bypass LED current supplied to the bypass LED is bypassed by turning on the NMOS transistor.
ここで、NMOSトランジスタがゲートにオン信号を受けてオフ状態からオン状態に変化するか、もしくは、オフ信号を受けてオン状態からオフ状態に変化した場合に、NMOSトランジスタのドレインからバイパスLEDに供給されるバイパスLED電流はオン信号もしくはオフ信号と同期して変動する。 Here, when the NMOS transistor receives the ON signal at the gate and changes from the OFF state to the ON state, or receives the OFF signal and changes from the ON state to the OFF state, the NMOS transistor supplies the bypass LED to the bypass LED. The bypass LED current to be changed fluctuates in synchronization with the on signal or the off signal.
例えば、NMOSトランジスタがオン状態になるとバイパスLEDにはバイパスLED電流が供給されないため、バイパスLED電流に対応する駆動電圧分の負荷が低下する。 For example, since the bypass LED current is not supplied to the bypass LED when the NMOS transistor is turned on, the load corresponding to the drive voltage corresponding to the bypass LED current is reduced.
前記負荷の低下により、LEDを駆動制御するスイッチングレギュレータ(DC−DCコンバータ)を構成している出力平滑コンデンサに蓄えられていた電荷(Q=CV)分が突入電流として流れバイパスLED以外のLED電流にオーバーシュートが発生してしまう。 Due to the decrease in the load, the charge (Q = CV) stored in the output smoothing capacitor constituting the switching regulator (DC-DC converter) that drives and controls the LED flows as an inrush current, and the LED current other than the bypass LED Overshoot will occur.
一方、NMOSトランジスタがオフ状態になるとバイパスLEDが負荷として機能するため、オフスイッチング制御にスイッチングレギュレータの制御が瞬時に応答できずアンダーシュートが発生してしまう
したがって、従来の車両用点灯制御装置は、NMOSトランジスタのゲート側に遅延回路として機能するCR回路を設けることにより前記オーバーシュート及び前記アンダーシュートの発生を防止している。
On the other hand, since the bypass LED functions as a load when the NMOS transistor is turned off, the control of the switching regulator cannot respond instantaneously to the off-switching control and an undershoot occurs. The occurrence of the overshoot and the undershoot is prevented by providing a CR circuit functioning as a delay circuit on the gate side of the NMOS transistor.
なお、上記従来技術と関連する先行技術文献として以下の特許文献1を参照されたい。
In addition, please refer to the following
しかし、上記した従来技術では、NMOSトランジスタのゲート信号のスレッシュホールド電圧が上下(振幅方向)にバラツキを生じた場合には、ゲート信号のスレッシュ電圧を超える範囲、すなわち、オンデューティの大きさに相違が生じるため、例えば、オンデューティの幅が大きすぎたり小さすぎたりするとハイレベル信号を受けたNMOSトランジスタのオン・オフスイッチング動作が不能になる確率が高くなり、オン・オフスイッチング動作の精度が低下する。 However, in the above-described prior art, when the threshold voltage of the gate signal of the NMOS transistor varies vertically (in the amplitude direction), the difference exceeds the range exceeding the threshold voltage of the gate signal, that is, the magnitude of the on-duty. For example, if the width of the on-duty is too large or too small, the probability that the on / off switching operation of the NMOS transistor receiving the high level signal becomes impossible increases, and the accuracy of the on / off switching operation decreases. To do.
そこで、本発明は精度の高いオン・オフスイッチングを行うことができる車両用点灯制御装置を提供することを課題とする。 Then, this invention makes it a subject to provide the lighting control apparatus for vehicles which can perform on-off switching with high precision.
本発明の第1の態様による車両用点灯制御装置は、半導体光源に並列に接続され該半導体光源に供給される駆動電流をオン・オフ制御するスイッチング手段と、調光制御信号に応じて前記スイッチング手段を制御する制御手段とを有する車両用点灯制御装置において、
前記制御手段は、
前記スイッチング手段のオン・オフに対応する電圧信号を三角波電圧信号に変化させる三角波生成部と、
前記スイッチング手段のオン・オフに対応する電圧信号と予め定められた閾値を比較し、その比較結果に基づいて前記三角波電圧信号の形状を維持したまま該三角波電圧信号を振幅方向に移動させて、前記スイッチング手段をオン制御するための前記三角波電圧信号のオンデューティの大きさを一定の大きさに保持するように制御する三角波制御部とを有するようにしたものである。
The vehicle lighting control device according to the first aspect of the present invention includes a switching means connected in parallel to a semiconductor light source for on / off control of a drive current supplied to the semiconductor light source, and the switching according to a dimming control signal. In a vehicle lighting control device having a control means for controlling the means,
The control means includes
A triangular wave generator for changing a voltage signal corresponding to ON / OFF of the switching means into a triangular wave voltage signal;
Compare the voltage signal corresponding to the on / off of the switching means with a predetermined threshold, and based on the comparison result, while moving the triangular wave voltage signal in the amplitude direction while maintaining the shape of the triangular wave voltage signal, A triangular wave control unit for controlling the on-duty of the triangular wave voltage signal for on-controlling the switching means so as to maintain a constant magnitude.
したがって、半導体光源に供給される駆動電流のオン・オフに対応する電圧信号を三角波電圧信号に変化させ、前記三角波電圧信号を受けて、該三角波電圧信号の電圧値と予め定められた閾値を比較し、その比較結果に基づいて前記三角波電圧信号の形状を維持したまま三角波電圧信号を振幅方向に平行移動させる。オン制御するための前記三角波電圧信号のオンデューティの大きさが一定の大きさに保持されるように該三角波電圧信号を生成する生成部の入力値が制御される。 Therefore, the voltage signal corresponding to ON / OFF of the drive current supplied to the semiconductor light source is changed to a triangular wave voltage signal, the triangular wave voltage signal is received, and the voltage value of the triangular wave voltage signal is compared with a predetermined threshold value. Then, the triangular wave voltage signal is translated in the amplitude direction while maintaining the shape of the triangular wave voltage signal based on the comparison result. The input value of the generating unit that generates the triangular wave voltage signal is controlled so that the on duty of the triangular wave voltage signal for on-control is maintained at a constant level.
本発明車両用点灯制御装置は、半導体光源に並列に接続され該半導体光源に供給される駆動電流をオン・オフ制御するスイッチング手段と、調光制御信号に応じて前記スイッチング手段を制御する制御手段とを有する車両用点灯制御装置において、
前記制御手段は、
前記スイッチング手段のオン・オフに対応する電圧信号を三角波電圧信号に変化させる三角波生成部と、
前記スイッチング手段のオン・オフに対応する電圧信号と予め定められた閾値を比較し、その比較結果に基づいて前記三角波電圧信号の形状を維持したまま該三角波電圧信号を振幅方向に移動させて、前記スイッチング手段をオン制御するための前記三角波電圧信号のオンデューティの大きさを一定の大きさに保持するように制御する三角波制御部とを有することを特徴とする。
The vehicle lighting control device according to the present invention includes a switching unit that is connected in parallel to a semiconductor light source and controls on / off of a drive current supplied to the semiconductor light source, and a control unit that controls the switching unit according to a dimming control signal In a vehicle lighting control device having:
The control means includes
A triangular wave generator for changing a voltage signal corresponding to ON / OFF of the switching means into a triangular wave voltage signal;
Compare the voltage signal corresponding to the on / off of the switching means with a predetermined threshold, and based on the comparison result, while moving the triangular wave voltage signal in the amplitude direction while maintaining the shape of the triangular wave voltage signal, And a triangular wave control unit that controls the on-duty of the triangular wave voltage signal for on-controlling the switching means so as to maintain a constant magnitude.
したがって、半導体光源の一部をオン・オフ制御するスイッチング手段のスレッシュホールド電圧のバラツキが生じた場合でもオンデューティの幅を一定に保持することができ、精度の高いオン・オフスイッチングを行うことができる。 Therefore, even when the threshold voltage of the switching means for controlling on / off of a part of the semiconductor light source varies, the on-duty width can be kept constant, and highly accurate on / off switching can be performed. it can.
請求項2に記載した発明にあっては、前記三角波生成部は、電源を所定の電圧値に保持している差動増幅部を備え、前記所定の電圧値を保持したまま前記三角波電圧信号を振幅方向に平行移動させるように前記差動増幅部の入力電圧値が制御されるので、該差動増幅部の入力電圧を変動させることができ、差動増幅部の電源電圧を一定に保持しながら三角波電圧信号を振幅方向に平行移動させることができる。 According to a second aspect of the present invention, the triangular wave generator includes a differential amplifying unit that holds a power supply at a predetermined voltage value, and the triangular wave voltage signal is output while holding the predetermined voltage value. Since the input voltage value of the differential amplifier is controlled so as to translate in the amplitude direction, the input voltage of the differential amplifier can be varied, and the power supply voltage of the differential amplifier can be kept constant. However, the triangular voltage signal can be translated in the amplitude direction.
請求項3に記載した発明にあっては、前記三角波生成部の電源電圧の値が前記スイッチング手段のオン・オフの閾値電圧の値よりも高いので、三角波電圧信号を振幅方向に平行移動していくと前記三角波制御部の出力が飽和するまでの間に、必ず前記スイッチング手段の入力電圧が閾値であるゲートスレッシュホールド電圧を超えてスイッチング手段のオン制御を行うことができる。したがって、スイッチング手段のハイレベル信号のスレッシュホールド電圧のバラツキが生じた場合でも精度の高いオン・オフスイッチングを行うことができる。 In the invention described in claim 3, since the power supply voltage value of the triangular wave generator is higher than the on / off threshold voltage value of the switching means, the triangular wave voltage signal is translated in the amplitude direction. As a result, until the output of the triangular wave control section is saturated, the switching means can be turned on when the input voltage of the switching means exceeds the threshold gate threshold voltage. Therefore, highly accurate on / off switching can be performed even when the threshold voltage of the high-level signal of the switching means varies.
請求項4に記載した発明にあっては、前記三角波制御部が前記スイッチング手段の出力信号電圧をアナログ電圧に変換するディジタル−アナログ変換部を有するので、三角波電圧信号の平行移動に必要となるアナログ信号を生成することができる。 In the invention described in claim 4, since the triangular wave control unit has a digital-analog conversion unit for converting the output signal voltage of the switching means into an analog voltage, an analog necessary for parallel movement of the triangular wave voltage signal is provided. A signal can be generated.
以下に、本発明の実施の形態に係る車両用点灯制御装置について図1〜図3を参照して説明する。 Below, the lighting control apparatus for vehicles which concerns on embodiment of this invention is demonstrated with reference to FIGS. 1-3.
車両用点灯制御装置1は、スイッチング手段として機能するNMOSトランジスタ2、ディジタル−アナログ変換部として機能するPWM-アナログ電圧変換回路3、三角波制御部として機能するオペアンプユニット及び三角波生成部として機能する三角波発生回路4を有して構成されている。
The vehicle
NMOSトランジスタ2は、半導体光源としてのLED6−1〜6−Nの一部であるLED6−Nに並列に接続されている。LED6−1〜6−Nには出力端子7,9を介してスイッチングレギュレータ10から駆動電流が供給される。
The NMOS transistor 2 is connected in parallel to the LED 6-N which is a part of the LEDs 6-1 to 6-N as semiconductor light sources. Driving current is supplied from the
PWM-アナログ電圧変換回路3はNPNトランジスタ12とPNPトランジスタ13とを含んで構成されている。NPNトランジスタ12のエミッタはNPNトランジスタ11のコレクタに接続され、ベースは抵抗R4を介してNMOSトランジスタ2のドレインに接続され、コレクタは抵抗R5を介してPNPトランジスタ13のベースに接続されている。PNPトランジスタ13のエミッタは第1の電源電圧Vccに接続されている。
The PWM-analog voltage conversion circuit 3 includes an
オペアンプユニットはオペアンプ14とバッファ15を含んで構成されている。オペアンプ14の非反転入力端子(正入力端子)は抵抗R7を介してPNPトランジスタ13のエミッタに接続され、反転入力端子(負入力端子)は抵抗R10を介して基準電圧VREFに接続されている。オペアンプ14の電源端子にはオペアンプ電源として機能する第2の電源電圧Vccが接続されている。オペアンプ14の出力端子は抵抗R11を介してバッファ15の正入力端子に接続されている。
The operational amplifier unit includes an operational amplifier 14 and a
三角波発生回路4はオペアンプ16を含んで構成されている。オペアンプ16の正入力端子はR15を介してバッファ15の出力端子に接続されると共にオペアンプ16の出力端子にR16を介して接続され、負入力端子はコンデンサC3及び抵抗R17を介してオペアンプ16の出力端子に接続されている。オペアンプ16の電源正入力端子と電源負入力端子はツェナーダイオードZDを介して接続されている。オペアンプ16の出力端子は抵抗R17を介してNMOSトランジスタ2のゲートに接続されている。
The triangular wave generation circuit 4 includes an
以下に、車両用点灯制御装置1の動作について図2及び図3のタイミングチャートを参照して説明する。
Below, operation | movement of the
初めに、PWM−アナログ電圧変換回路3及びオペアンプユニットの動作について説明する。なお、PWM−アナログ電圧変換回路3はディジタル−アナログ変換部として機能するが、ディジタルとはスイッチング手段のオンオフによるドレイン電圧のハイ(H)/ロー(L)がディジタルであることを意味し、アナログとはオペアンプ14への正入力電圧がアナログであることを意味する。 First, operations of the PWM-analog voltage conversion circuit 3 and the operational amplifier unit will be described. Note that the PWM-analog voltage conversion circuit 3 functions as a digital-analog conversion unit, but the digital means that the drain voltage high (H) / low (L) due to on / off of the switching means is digital. Means that the positive input voltage to the operational amplifier 14 is analog.
調光開始信号S1が入力端子5に入力されるとローレベル信号からハイレベル信号に変わり(図2(a)参照)、該ハイレベル信号はNPNトランジスタ11のベースに入力される。NPNトランジスタ11はベースへのハイレベル信号の入力によってオン状態となる。なお、NPNトランジスタ11が一度オン状態になった後は調光開始信号S1の供給が停止するまでオン状態が保持される。
When the dimming start signal S1 is input to the
調光開始信号S1のNPNトランジスタ11への供給開始時にはNMOSトランジスタ2のドレイン電圧(LED6−Nのアノード−カソード間の電圧)が検出されるため、NPNトランジスタ12はオン状態である。
Since the drain voltage of the NMOS transistor 2 (the voltage between the anode and the cathode of the LED 6-N) is detected when the dimming start signal S1 is supplied to the
PNPトランジスタ13は、ベースにローレベル信号が供給されオン状態となる。PNPトランジスタ13がオン状態になると、コレクタを介して第1の電源電圧Vccからの電圧がオペアンプ14の正入力端子に供給されオペアンプ14の正入力電圧が抵抗R7とコンデンサC1の時定数にしたがって上昇する(図2(b)参照)。オペアンプ14の正入力電圧の上昇に伴ってオペアンプ14の出力電圧も上昇し、該出力電圧はバッファ15の正入力端子に供給される。
The
オペアンプ14の正入力電圧が上昇すると、三角波発生回路4から出力される三角波電圧信号(以後、「三角波」とよぶ。)によりNMOSトランジスタ2がオン・オフ制御される。三角波によるオン制御によりNMOSトランジスタ2がオン状態となったときには、NMOSトランジスタ2のドレイン電圧がNPNトランジスタ12のベースに供給され、NPNトランジスタ12がオン状態となりPNPトランジスタ13もオン状態となってオペアンプ14の正入力端子に正入力電圧が供給される。その後、三角波によるオフ制御によりNMOSトランジスタ2がオフ状態となったときには、ドレイン電圧が検出されないのでNPNトランジスタ12がオフ状態となる。したがって、PNPトランジスタ13はオフ状態となる。その後、再びPNPトランジスタ13はオン状態となり第1の電源電圧Vccから出力された電圧がオペアンプ14の正入力端子に供給される。以後はこの動作を繰り返す。なお、第1の電源電圧Vccから出力された電圧はコンデンサC1で充電されるため、オペアンプ14の正入力端子における入力波形は図2(b)に示すようになる。
When the positive input voltage of the operational amplifier 14 increases, the NMOS transistor 2 is controlled to be turned on / off by a triangular wave voltage signal (hereinafter referred to as “triangular wave”) output from the triangular wave generating circuit 4. When the NMOS transistor 2 is turned on by the on-control by the triangular wave, the drain voltage of the NMOS transistor 2 is supplied to the base of the
オペアンプ14の正入力端子に供給される正入力電圧が、オペアンプ14の負入力端子に供給される基準電圧VREFの抵抗分圧(抵抗R10及び抵抗R9で決まる分圧)を超えるまでオペアンプ14の出力電圧は上昇し続ける。正入力端子に供給される電圧が前記抵抗分圧を超えるとオペアンプ14の出力電圧は一定となる。オペアンプ14の出力波形は図示しないがオペアンプ14の入力波形と同様の波形となる。 Until the positive input voltage supplied to the positive input terminal of the operational amplifier 14 exceeds the resistance voltage division of the reference voltage V REF supplied to the negative input terminal of the operational amplifier 14 (voltage division determined by the resistors R10 and R9), The output voltage continues to rise. When the voltage supplied to the positive input terminal exceeds the resistance voltage division, the output voltage of the operational amplifier 14 becomes constant. Although the output waveform of the operational amplifier 14 is not shown, the waveform is similar to the input waveform of the operational amplifier 14.
次に、三角波発生回路4の動作について説明する。 Next, the operation of the triangular wave generation circuit 4 will be described.
バッファ15から出力される出力電圧は、抵抗R15を介してオペアンプ16の正入力端子に供給されると共に電源正入力端子及び電源負入力端子に供給される。三角波発生回路4は、オペアンプ16の出力電圧をフィードバック(正帰還)してオペアンプ16の正入力端子に供給することによって三角波を発生させている。
The output voltage output from the
ここで三角波の電圧(以下、「三角波電圧」と呼ぶ。)の大きさはオペアンプ16の正入力端子に供給される電圧の大きさに比例する。したがって、オペアンプ14の出力端子からバッファ15を介して出力されるオペアンプ14の出力電圧が大きくなると、出力電圧の上昇に伴い出力電圧の増加分だけ三角波電圧の最大値も増加し、三角波は振幅方向上方に平行移動する。
Here, the magnitude of the triangular wave voltage (hereinafter referred to as “triangular wave voltage”) is proportional to the magnitude of the voltage supplied to the positive input terminal of the
ここで、前記電源正入力端子及び前記電源負入力端子はツェナーダイオードZDを介して接続されているため、オペアンプ16の電源正入力電圧及び電源負入力電圧は常に一定に保持される。三角波電圧の振幅の大きさは電源正入力電圧及び電源負入力電圧により決定されるので、三角波が上方に平行移動した場合でも三角波の形状をほぼ同一形状に維持したまま三角波電圧の振幅の大きさが一定に保持される(図2(c)参照)。なお、上記した三角波の形状は三角波の傾き、振幅の大きさ(電圧の大きさ)及びデューティ比によって決定される。例えば対比する2つの三角波が同一形状であるということは、2つの三角波の傾き、振幅の大きさ及びデューティ比がほぼ同じであるということである。
Here, since the power supply positive input terminal and the power supply negative input terminal are connected via the Zener diode ZD, the power supply positive input voltage and the power supply negative input voltage of the
三角波発生回路4から出力された三角波は調光制御信号S2としてNMOSトランジスタ2のゲートに供給される。NMOSトランジスタ2のゲートに供給される三角波のデューティのイメージは図2(d)に示されるとおりである。図2(d)から明らかなように三角波のデューティ比は、立ち上がり時から定常状態になるまでに変化しているが、定常状態になった後は一定になる。 The triangular wave output from the triangular wave generating circuit 4 is supplied to the gate of the NMOS transistor 2 as the dimming control signal S2. The image of the duty of the triangular wave supplied to the gate of the NMOS transistor 2 is as shown in FIG. As is apparent from FIG. 2D, the duty ratio of the triangular wave changes from the time of rising to the steady state, but becomes constant after the steady state is reached.
なお、調光開始信号S1の供給を停止しない限り図2(c)に示される三角波は継続して出力され続ける。 Note that the triangular wave shown in FIG. 2C continues to be output unless the dimming start signal S1 is stopped.
以下に、三角波の平行移動の制御について説明する。 Hereinafter, the control of the parallel movement of the triangular wave will be described.
NMOSトランジスタ2がハイレベル動作するためのゲート電圧の閾値(ゲートスレッシュホールド電圧VGTH)は調光制御開始直後には図2(c)に示すように所定の値を有している。その後、ゲートスレッシュホールド電圧VGTHが振幅方向にバラツキを生じた場合、例えば、ゲートスレッシュホールド電圧VGTHが上昇した場合には、ゲートスレッシュホールド電圧VGTHに対する三角波の波形は図3の三角波(b)のようになる。すなわち、精度の高いPWM調光制御を行うのに図3の三角波(a)に示すような波形(実線)が必要であるところ、三角波(b)の状態ではデューティが小さすぎて(図3(b)参照)精度の高いPWM調光制御を行うことはできない。 The threshold value of the gate voltage (gate threshold voltage V GTH ) for operating the NMOS transistor 2 at a high level has a predetermined value as shown in FIG. 2C immediately after the start of the dimming control. Thereafter, when the gate threshold voltage V GTH varies in the amplitude direction, for example, when the gate threshold voltage V GTH increases, the waveform of the triangular wave with respect to the gate threshold voltage V GTH is the triangular wave (b in FIG. )become that way. That is, in order to perform highly accurate PWM dimming control, a waveform (solid line) as shown by the triangular wave (a) in FIG. 3 is necessary, but in the state of the triangular wave (b), the duty is too small (FIG. 3 ( Refer to b)) High-precision PWM dimming control cannot be performed.
このとき図2(c)に示すように三角波の振幅を変えずに三角波電圧の最大値を大きくするように平行移動させる。その結果、図3の三角波(b)は三角波(a)に変化し、オンデューティの大きさはPWM調光制御開始直後の状態に戻る。 At this time, as shown in FIG. 2 (c), parallel movement is performed so as to increase the maximum value of the triangular wave voltage without changing the amplitude of the triangular wave. As a result, the triangular wave (b) in FIG. 3 changes to a triangular wave (a), and the magnitude of the on-duty returns to the state immediately after the start of the PWM dimming control.
なお、上記したPWM調光制御を行うためには、オペアンプ16の電源電圧の値がNMOSトランジスタ2のゲートスレッシュホールド電圧VGTH(閾値電圧)の値よりも高いことが条件となる。このような条件を満たす場合には、三角波を振幅方向に平行移動していくと、オペアンプ14の出力が飽和するまでの間に必ずNMOSトランジスタ2のゲート電圧がゲートスレッシュホールド電圧VGTHを超えることとなる。したがって、NMOSトランジスタ2のゲートスレッシュホールド電圧VGTHが振幅方向にバラツキを生じた場合でも精度の高い調光制御を行うことができる。
In order to perform the above-described PWM dimming control, the condition is that the value of the power supply voltage of the
一方、ゲートスレッシュホールド電圧VGTHが下降した場合には、ゲートスレッシュホールド電圧VGTHに対する三角波の波形は図3の三角波(c)のようになる。すなわち、精度の高いPWM調光制御を行うのに図3の三角波(a)に示すような波形(実線)が必要であるところ、三角波(c)の状態ではデューティが大きすぎて(図3(c)参照)精度の高いPWM調光制御を行うことはできない。 On the other hand, when the gate threshold voltage V GTH decreases, the waveform of the triangular wave with respect to the gate threshold voltage V GTH is as shown by the triangular wave (c) in FIG. That is, in order to perform highly accurate PWM dimming control, a waveform (solid line) as shown by the triangular wave (a) in FIG. 3 is necessary. However, in the state of the triangular wave (c), the duty is too large (FIG. 3 ( See c)) Highly accurate PWM dimming control cannot be performed.
このとき三角波の振幅を変えずに三角波電圧の最大値を小さくするように平行移動させる(図示せず)。その結果、図3の三角波(c)は三角波(a)に変化し、オンデューティの大きさはPWM調光制御開始直後の状態に戻る。 At this time, it is moved in parallel so as to reduce the maximum value of the triangular wave voltage without changing the amplitude of the triangular wave (not shown). As a result, the triangular wave (c) in FIG. 3 changes to a triangular wave (a), and the magnitude of the on-duty returns to the state immediately after the start of the PWM dimming control.
なお、図3に示された三角波が図2(c)に示された三角波に比べて曲線形状となっているのは、三角波発生回路4を構成しているコンデンサ及び抵抗の影響であるためである。 Note that the triangular wave shown in FIG. 3 has a curved shape compared to the triangular wave shown in FIG. 2C because of the influence of the capacitors and resistors constituting the triangular wave generating circuit 4. is there.
上記した本実施の形態に係る車両用点灯制御装置1の構成によれば、NMOSトランジスタ2のゲートスレッシュホールド電圧VGTHが振幅方向にバラツキを生じた場合でも、所望のスイッチング制御を高精度に行わせることができる適切なオンデューティの大きさになるまで三角波を振幅方向に平行移動させることによりオンデューティの大きさのバラツキによるスイッチング制御の精度の低下を防止することができる。
According to the configuration of the vehicle
なお、三角波発生回路4の代わりにサイン波発生回路を設けて、サイン波発生回路から出力されたサイン波信号を調光制御信号S2としてNMOSトランジスタ2のゲートに供給するようにしても上記同様の作用、効果が得られる。 It is to be noted that a sine wave generation circuit may be provided instead of the triangular wave generation circuit 4 so that the sine wave signal output from the sine wave generation circuit is supplied to the gate of the NMOS transistor 2 as the dimming control signal S2. Action and effect are obtained.
上記した実施の形態は、本発明を好適に実施した形態の一例に過ぎず、本発明は、その主旨を逸脱しない限り、種々変形して実施することが可能なものである。 The above-described embodiment is merely an example of a preferred embodiment of the present invention, and the present invention can be implemented with various modifications without departing from the gist thereof.
1…車両用点灯制御装置、2…NMOSトランジスタ、3…PWM-アナログ電圧変換回路、4…三角波発生回路、5…入力端子、6−1〜6−N…LED、7,8,9…出力端子、10…スイッチングレギュレータ、11,12…NPNトランジスタ、13…PNPトランジスタ、14,16…オペアンプ、15…バッファ、16…PNPトランジスタ
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記制御手段は、
前記スイッチング手段のオン・オフに対応する電圧信号を三角波電圧信号に変化させる三角波生成部と、
前記スイッチング手段のオン・オフに対応する電圧信号と予め定められた閾値を比較し、その比較結果に基づいて前記三角波電圧信号の形状を維持したまま該三角波電圧信号を振幅方向に移動させて、前記スイッチング手段をオン制御するための前記三角波電圧信号のオンデューティの大きさを一定の大きさに保持するように制御する三角波制御部とを有する
ことを特徴とする車両用点灯制御装置。 In a vehicular lighting control device comprising switching means connected in parallel to a semiconductor light source for on / off control of a drive current supplied to the semiconductor light source, and control means for controlling the switching means in response to a dimming control signal ,
The control means includes
A triangular wave generator for changing a voltage signal corresponding to ON / OFF of the switching means into a triangular wave voltage signal;
Compare the voltage signal corresponding to the on / off of the switching means with a predetermined threshold, and based on the comparison result, while moving the triangular wave voltage signal in the amplitude direction while maintaining the shape of the triangular wave voltage signal, A lighting control device for a vehicle, comprising: a triangular wave control unit that controls the on-duty of the triangular wave voltage signal for on-controlling the switching means so as to maintain a constant magnitude.
電源を所定の電圧値に保持している差動増幅部を備え、
前記所定の電圧値を保持したまま前記三角波電圧信号を振幅方向に平行移動させるように前記差動増幅部の入力電圧値が制御される
ことを特徴とする請求項1に記載の車両用点灯制御装置。 The triangular wave generator is
A differential amplifier that holds the power supply at a predetermined voltage value,
2. The vehicle lighting control according to claim 1, wherein an input voltage value of the differential amplifying unit is controlled so that the triangular wave voltage signal is translated in an amplitude direction while maintaining the predetermined voltage value. apparatus.
ことを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の車両用点灯制御装置。 The vehicle lighting control device according to claim 1 or 2, wherein a value of a power supply voltage of the triangular wave generating unit is higher than a value of an on / off threshold voltage of the switching means.
ことを特徴とする請求項1、請求項2又は請求項3に記載の車両用点灯制御装置。 The vehicle lighting control device according to claim 1, wherein the triangular wave control unit includes a digital-analog conversion unit that converts an output signal voltage of the switching means into an analog voltage. .
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