JP2009105499A - 信号判別装置、高インピーダンス導電体識別装置、及びそれらの方法 - Google Patents

Abstract

【課題】出力信号が高インピーダンス導電体を経由してノイズが重畳して減衰した信号から、出力信号を判別するためにノイズを除去するという課題があった。
【解決手段】ハイ電圧値とロー電圧値を有する出力信号を生成する信号生成部と、出力信号を高インピーダンス導電体に出力する出力部と、高インピーダンス導電体を経由することで出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号が入力され且つサンプリング期間中にオンになるスイッチと、サンプリング期間中にスイッチのオン動作により伝送される入力信号を格納するグランド接続されたコンデンサと、コンデンサに格納された入力信号をデジタル信号に変換するデジタル変換部と、出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値を平均化し、平均化されたデジタル信号のハイ電圧値とロー電圧値との電圧差分値を予め設定された閾値と比較する処理部有して信号判別装置を構成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、ノイズと信号とを判別するための信号判別装置、高インピーダンス導電体識別装置、及びそれらの方法に関する。本発明は、より詳しくは、出力信号を高インピーダンス導電体に出力し、高インピーダンス導電体を経由することでノイズが重畳して減衰した信号からノイズを取り除くことで出力信号を判別する信号判別装置及びその方法、及び、出力信号が出力された高インピーダンス導電体を識別する識別装置及びその方法に関する。

信号を判別するために、処理対象となる信号に対して波形成形を行い、デジタル化した信号に対してノイズ除去処理する方法が採用される。

例えば、無線信号である受信信号を比較器で正又は負の閾値と比較して“１”又は“０”の論理値を生成し、カウンタで、論理値をカウントすることで周波数を算定するとともに、他のカウント値と比較して小さなカウント値をカウントしないことで、高周波ノイズ成分により生じた論理値の生成を防ぐ装置がある（下記特許文献１）。

特開２０００−１８０４８１号公報

しかしながら、当該装置は、低インピーダンス特性を有する無線信号のノイズ除去を目的としたものであるため、高インピーダンス特性を有する信号を処理する場合、伝送路内での電気信号の反射損失等を生じて、信号の正確な伝送が困難となる。

さらに、信号を判別するために、信号からノイズを除去する別な装置として、図１に示すように、バイパスコンデンサを利用した装置がある。このノイズ除去装置２は、バイパスコンデンサ３を有し、バイパスコンデンサ３の容量を大きくすることで、広範囲の周波数成分を吸収することが可能になる。しかし、ノイズ除去のためにバイパスコンデンサ３の容量を大きくすると、そのバイパスコンデンサ３の入力インピーダンスが小さくなるため、入力信号１が受信機５に伝送されずグランド４に流れてしまう。一方、バイパスコンデンサ３の容量を小さくすると、ノイズ除去能力が下がるという問題がある。

また、バイパスコンデンサ３の代わりにバンドパスフィルタのようなフィルタ回路を受信機５の前に配置してノイズ除去する技術もある。しかし、フィルタの遮断特性は、構成素子の精度、即ちキャバシタや抵抗の精度やオペアンプ等の性能、温度変化、経年変化に左右されるため、フィルタの場合、十分な遮断特性が得られずに信号識別のための所定の閾値を超えるノイズが混入する場合がある。

上述のような問題点に鑑み、本発明は、高インピーダンス導電体を介してオリジナルの信号にノイズが重畳した信号からノイズ除去してオリジナルの信号を判別する装置又は方法を提供することを課題とする。

ある実施形態では、ハイ電圧値とロー電圧値を有する出力信号を生成する信号生成部と、前記出力信号を高インピーダンス導電体に出力する出力部と、前記高インピーダンス導電体を経由することで前記出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号が入力され且つサンプリング期間中にオンになるスイッチと、前記サンプリング期間中に前記スイッチのオン動作により伝送される入力信号を格納するグランド接続されたコンデンサと、前記コンデンサに格納された入力信号をデジタル信号に変換するデジタル変換部と、前記デジタル信号に含まれるノイズを取り除いて前記出力信号成分を判別するために、出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値を平均化し、該平均化されたデジタル電圧値のハイ電圧値とロー電圧値との電圧差分値を予め設定された閾値と比較する処理部と、を有する信号判別装置が提供される。

また、上記出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値は、上記出力信号のハイ電圧値又はロー電圧値を示すタイミングにおいて抽出されても良い。

さらに、前記電圧差分値は、前記平均化されたデジタル電圧値と、該平均化されたデジタル電圧値より先の周期で同期し且つ前記平均化されたデジタル電圧値とレベルが異なる第１の平均化されたデジタル電圧値との第１の電圧差分値と、前記平均化されたデジタル電圧値と、前記平均化されたデジタル電圧値より後の周期で同期し且つ前記平均化されたデジタル電圧値とレベルが異なる第２の平均化されたデジタル電圧値との第２の電圧差分値と、を加えたものであっても良い。

また、上記電圧差分値が、第１の電圧差分値と第２の電圧差分値とを平均したものでも良い。

別な実施形態では、ハイ電圧値とロー電圧値を有する出力信号を生成する信号生成部と、出力信号を高インピーダンス導電体に出力する出力部と、高インピーダンス導電体を経由することで出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号が入力され且つサンプリング期間中にオンになるスイッチと、サンプリング期間中にスイッチのオン動作により伝送される入力信号を格納するグランド接続されたコンデンサと、コンデンサに格納された入力信号をデジタル信号に変換するデジタル変換部と、デジタル信号に含まれるノイズを取り除いて出力信号成分を判別するために、出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値を平均化し、該平均化されたデジタル電圧値のハイ電圧値とロー電圧値との電圧差分値を予め設定された閾値と比較する処理部と、を有し、出力部が、異なる２の高インピーダンス回路に出力信号を交互に出力し、処理部が、出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号から算出された電圧差分値と閾値とを比較して、回路が閉じている高インピーダンス回路を識別する高インピーダンス導電体が提供される。

別な実施形態では、ハイ電圧値とロー電圧値を有する出力信号を生成し、出力信号を高インピーダンス導電体に出力し、高インピーダンス導電体を経由することで出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号をサンプリング期間中にスイッチで受信し、サンプリング期間中にスイッチのオン動作により伝送される入力信号をグランド接続されたコンデンサに格納し、コンデンサに格納された入力信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号に含まれる高周波のノイズを取り除いて出力信号成分を判別するために、出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値を平均化し、平均化されたデジタル電圧値のハイ電圧値とロー電圧値との電圧差分値を予め設定された閾値と比較する信号判別方法が提供される。

出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値は、出力信号のハイ電圧値又はロー電圧値を示すタイミングにおいて抽出しても良い。

電圧差分値は、ノイズ除去対象となる平均化されたデジタル電圧値と、平均化されたデジタル電圧値より先の周期で同期し且つ平均化されたデジタル電圧値とレベルが異なる第１の平均化されたデジタル電圧値との第１の電圧差分値と、平均化されたデジタル電圧値と、平均化されたデジタル電圧値より後の周期で同期し且つ平均化されたデジタル電圧値とレベルが異なる第２の平均化されたデジタル信号の電圧値との第２の電圧差分値と、を加えたものでも良い。

電圧差分値が、第１の電圧差分値と第２の電圧差分値とを平均したものでも良い。

別な実施形態では、ハイ電圧値とロー電圧値を有する出力信号を生成し、出力信号を高インピーダンス導電体に出力し、高インピーダンス導電体を経由することで出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号をサンプリング期間中にスイッチで受信し、サンプリング期間中にスイッチのオン動作により伝送される入力信号をグランド接続されたコンデンサに格納し、コンデンサに格納された入力信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号に含まれる高周波のノイズを取り除いて出力信号成分を判別するために、出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値を平均化し、平均化されたデジタル電圧値のハイ電圧値とロー電圧値との電圧差分値を予め設定された閾値と比較することを有し、信号生成ステップが２の異なる周期を有する出力信号を生成し、変換ステップが、異なる２の高インピーダンス回路に出力信号を交互に出力し、比較ステップが、出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号から算出された電圧差分値と閾値とを比較して、回路が閉じている高インピーダンス回路を識別する高インピーダンス導電体識別方法が提供される。

本発明の一実施形態によれば、コンデンサを低容量とすることで高インピーダンス特性を有する信号に適した高インピーダンス入力を実現し、さらに、デジタル変換部のオン・オフ周期に合わせた短いホールド時間よりコンデンサにおける短周期のノイズの削除を可能にする。さらに、この高インピーダンス入力は、インピーダンス整合を必要せず入力信号をそのままＡＤＣに入力可能なため、信号増幅による入力信号へのノイズ混入が回避できる。

さらに、本発明の一実施形態によれば、処理部が出力信号に同期したデジタル変換部から信号に対して平均化を行うことで、デジタル変換部のオン・オフ周期より長く、出力信号より短い周期のノイズを除去することができる。入力信号の周期を出力信号と同期することで検出しているので、ホワイトノイズによる周期の誤認識を防ぐことができる。

また、本発明の一実施形態によれば、出力信号より低周波のノイズは、デジタル信号のハイ又はローレベル信号と隣接するロー又はハイレベル信号から求めた２つの差分値を平均化処理することで削除することができる。

このように、本発明の一実施形態によれば、ノイズ混入の回避、高周波及び低周波ノイズの除去処理を行うことで、入力信号から高インピーダンス導電体に出力した出力信号成分の判別を容易にする。

さらに本発明の一実施形態によれば、高インピーダンス導電体を経由することでノイズが重畳して減衰した入力信号から、高周波ノイズ及び／又は低周波のノイズ除去を行うようにしたので、入力信号から高インピーダンス導電体に出力した出力信号成分を判別することを可能にする。

本発明は一般に、出力信号を高インピーダンス導電体に出力し、高インピーダンス導電体を経由することでノイズが重畳して減衰した入力信号からノイズを取り除くことでその入力信号から出力信号を判別する方法及び装置に適用できる。図２は、本発明の一実施例による信号判別装置の概略回路図である。図示のように、本発明の一実施形態による信号判別装置１０ａでは、銅線等で構成された信号線２３を介して、高インピーダンス特性を有する高インピーダンス導電体３２が接続されている。

信号判別装置１０ａは、入力信号をサンプル及びホールドし、デジタル変換するＡＤＣ（アナログデジタルコンバータ）１５、及び、ＡＤＣ１５で生成されたデジタル信号を受信し、信号判別処理を実行する処理部１６の処理で利用されるプログラム（オペレーティングシステム、アプリケーション等）等を格納する記憶部１７、プロセッサ等から構成される信号生成部２１、信号生成部２１で発生した信号を高インピーダンス導電体３２に送信するための出力部２４、外部コンピュータ２６とネットワーク接続するための通信部２２を有する。さらに、ＡＤＣ１５は、入力信号に対してサンプル／ホールド切替をするためのスイッチ１１、グランド接続され、入力信号を一時的にホールドするためのコンデンサ１２、コンデンサ１２にホールドされた信号を受信し、デジタル変換するデジタル変換部１４を有する。なお、記憶部１７は、信号生成部２１が出力した信号を格納することができる。また、処理部１６が、信号生成部２１を代用することもできる。

なお、ＡＤＣ１５は、半導体デバイスである。そして、半導体デバイスであるため、ＡＤＣ１５は、その入力インピーダンスは高く（例えば、１Ｍオーム）、高インピーダンスの信号に対するインピーダンス整合（具体的には、コイル、コンデンサ、抵抗器等によるインピーダンス整合を行い、及び、その整合処理により失ったゲインの増幅等）を必要としない。そのため、ＡＤＣ１５は、インピーダンス整合による入力信号へのノイズ混入が回避でき、減衰した入力信号が、ＡＤＣの処理可能な電圧レベルの場合は、入力信号をそのままデジタル信号に変換可能である。

また、コンデンサ１２は、デジタル変換部１４で行うビット変換処理のために一定値の電圧を保持するために必要となるコンデンサである。また、ＡＤＣ１５は、入力信号の周期よりも十分に短い周期（数μｓ〜数十μｓ）でスイッチ１１のオン・オフを繰り返すため電圧保持に必要なコンデンサ容量は少なくてよく、加えて、高インピーダンスの入力信号に合わせてインピーダンス入力を高くするために、コンデンサの容量は、十分に小さい必要がある。一方で、コンデンサの充電時間よりも短い周期を有するノイズは、コンデンサでの充電中に平均化されるため、コンデンサの充電時間が短すぎると、除去されるノイズの周期は短くなり、除去能が低下する。このため、高インピーダンス入力の実現と、高周波ノイズの削除とを考慮すると、コンデンサの容量としては３ｐｆ以上で１５ｐｆ以下が好ましく、より好ましくは５ｐｆ以上で９ｐｆ以下である。このように、コンデンサ１２は、容量が非常に小さいため高インピーダンス特性を有し、高インピーダンス入力を実現し、デジタル変換部１４のオン・オフ周期に合わせた短いホールド時間を達成すると共に高周波ノイズの削除を目的とする。そのため、従来のバイバスコンデンサ３とその目的及び性能において大きく相違する。

処理部１６は、プロセッサ等から構成され、記憶部２３に記憶されるプログラムの手順に従って各種処理を実行する。記憶部１７は、例えば不揮発性の記憶デバイス（不揮発性半導体メモリ、ハードディスク装置、光ディスク装置など）やランダムアクセス可能な記憶デバイス（ＳＲＡＭ、ＤＲＡＭなど）によって構成される。

処理部１６は、信号生成部２１が発生した信号を記憶部１７に格納するとともに、その出力信号に再度アクセス可能である。そのため、後述のように出力信号の周期に同期させて入力信号を処理して、受信した信号が出力信号によるものか、ノイズのみによるものかを判別することが可能になる。

高インピーダンス導電体３２は、高インピーダンス特性を有し、信号判別装置１０ａのＡＤＣ１５及び出力部２４と連結することで、高インピーダンス回路を構成する。高インピーダンス導電体３２は、信号生成部２１が発生した出力信号を出力部２４経由で受領し、その信号を、高インピーダンス特性により減衰し、さらにノイズを重畳する。なお、この高インピーダンス導電体３２は、高インピーダンス特性を有するものであれば、どのような物質でも良く、例えば、人体（シート、衣服、手袋等絶縁体を含む）、スイッチ、タッチパネル等の機器が該当する。ここでいう高インピーダンスとは、１ＭΩ以上のインピーダンスのことであり、本発明は、１０ＭΩ以上の高インピーダンス導電体に好適に使用できる。後述のような人体と静電容量式のタッチセンサーとを含む回路の場合、インピーダンスが１０ＭΩ以上の高インピーダンスとなり得る。

図３を用いて、本発明の一実施形態による信号判別処理の流れについて説明する。最初に、信号生成部２１でハイとローの電圧値（例えば、矩形波、ハイを最大値、ローを最小値とする正弦波等）を有する出力信号が生成され、高インピーダンス回路に出力される。（ステップ１０１）。次に、高インピーダンス信号（高インピーダンス回路（１メガΩ以上）を通って減衰した信号）がＡＤＣ１５に入力信号として入力される。入力信号は大きく減衰し、ノイズが重畳している（ステップ１０２）。

入力信号の一例を模式的に示したものを図４の１１１に示す。図４の入力信号１１１は、出力部２４からの周期的パルス列から構成される矩形波の出力信号１１２に対して出力信号１１２より高周期のランダム性ホワイトノイズ１１３が重畳した信号である。一方、入力信号１１１は、出力信号１１２同様に周期的パルス列を有する。しかしながら、このようなホワイトノイズ１１３は、入力信号１１１から出力信号１１２を検出する上で問題を生ずる。例えば、入力信号１１１から出力信号１１２を識別するために、閾値１１４を用いて、出力信号１１２の信号周期の認識を行うと、ホワイトノイズ１１３がランダムに閾値１１４を超えるため、実際の出力信号の周期１１６より短周期でランダムな周期１１５として誤って認識してしまう。

次に図３に戻ると、ステップ１０３では、ＡＤＣ１５のスイッチが入力信号の周期よりも十分に短い周期（数μｓから数十μｓ）でオン・オフを繰り返し、コンデンサ１２に信号を充電する。そして、充電された電荷に対応する信号を、オン・オフの都度、処理部１６へ離散的時系列で標本化された複数のデジタル電圧値を有するデジタル信号として送信する（ステップ１０４）。入力信号はコンデンサ１２に有限時間充電するので、入力信号が積分（平均化）され、このコンデンサの充電時間より短い周期を有するノイズは平均化される。

次に、ステップ１０５では、処理部１６は、ＡＤＣ１５から受け取ったデジタル信号のうち、出力信号がローからハイおよびハイからローに切り替わった時点を基準として、任意の時点から規定の数（２以上、好ましくは４以上）のＡＤＣからのデジタル電圧値を抽出することで入力信号から出力信号のパルスと同期したパルスを取得する。そして、抽出したデジタル電圧値を平均化し、それぞれ入力信号の特定のパルスのハイ電圧値およびロー電圧値とする（以下、この平均化による高周波ノイズを除去する処理を「高周波ノイズ除去処理」と言う）。このようにして、出力信号のハイとローとの切り替えタイミングにおける既定の数のデジタル電圧値を抽出して入力信号から出力信号のパルスと同期したパルスを取得し、その抽出したデジタル電圧値からハイ電圧値およびロー電圧値を計算する。これによって、ノイズの周期がコンデンサの充電時間より長く、出力信号の周期よりも短い複数のデジタル電圧値が、平均化される。また、入力信号の周期の検出を出力信号と同期することで行い、ハイ電圧値とロー電圧値とを検出している。つまり入力信号から周期を検出しない方法のため、周期の誤検出にともなう信号処理エラーを防ぐことができる。なお、出力信号が正弦波の場合は、ローからハイへの切り替え時点ではなく、正弦波が最大値・最小値をとった時点をそのタイミングすることができる。また、ＣＰＵはＡＤＣからの連続するデジタル電圧値を平均化する必要はなく、例えば、ＡＤＣから離散時間において１つおきのデジタル電圧値を平均化処理しても良い。得られるハイ電圧値およびロー電圧値の確度を高めるため、上記処理を連続する複数の入力信号のパルスに対して繰り返すことが好ましい。例えばこの繰り返しは１０周期分である。
また、別の形態として、入力信号の１周期から、ハイとローそれぞれ１つだけデジタル電圧値を抽出してもよい。ただし、この場合ハイ電圧値およびロー電圧値は平均化されていないので、複数の周期についてこの処理を行わないと、高周波ノイズ除去が行われないことになる。入力信号の１周期から、ハイとローそれぞれに複数のデジタル電圧値を抽出すると、より少ない周期数で高周波ノイズの平均化が行えるので、高周波ノイズ処理時間が短縮できる。得られたハイ電圧値とロー電圧値との差分（電圧差分値）を求めると、高周波ノイズの影響を排除した入力信号のみの電圧差分値が検出できる。

高周波ノイズ除去処理を模式的に表したものを図５に示す。図５の入力信号１１１は、出力部２４からの矩形波である出力信号１１２に対して出力信号１１２より高周期のホワイトノイズ１１３が重畳した信号である。このような信号に対して、上記の高周波ノイズ除去処理を行うことで、ホワイトノイズが他の信号と平均化され、出力信号１１２と同形の高周波ノイズ除去処理済み波形１２１が生成される。

次に図３に戻る。ステップ１０５で得られたデジタル電圧値のハイ電圧値およびロー電圧値には、低周波のノイズが重畳している場合がある。その場合、これらの電圧値の差分をとっただけでは、真の電圧差分値を計算できない。このときの入力信号を模式的に表したものを図６の２０１に示す。図６の入力信号２０１は、出力信号に対して低周波のノイズが重畳した信号である。図６では、低周波に重畳した入力信号２０１を表すために、相対的に閾値２０２を変動させて示している。このように入力信号２０１が、低周波ノイズに重畳しているため、入力信号２０１が閾値２０２に達しない状況２０３が生じる。特に、高インピーダンス導電体を経由した入力信号は２０１大きく減衰しているため、このように実際の出力信号の振幅よりも低周波ノイズの振幅の方が大きくなる場合が生じやすい。さらに、波形検出タイミングの揺らぎであるジッタ２０４が発生する。そのため、閾値を用いて入力信号２０１の信号周期の認識処理を行うと、検出周期２０６は、実際の出力信号の周期２０５より長周期であり、かつ、ジッタ２０４によるタイミングのずれを生じ、信号の周期及びタイミングにおいて正確な認識が行えなくなる。

そこで、ステップ１０６では、低周波ノイズを以下の演算処理を行って除去する。上記によって求めた入力信号のパルスのハイ電圧値と、その前後に隣接するロー電圧値とを使用し、それぞれのロー電圧値とハイ電圧値との差分を計算する。そして、それら２の差分の相和平均を求める。その相和平均は、低周波ノイズの影響をキャンセルしており、真のハイ電圧値とロー電圧値との差分、つまり入力信号の真の電圧差分値をもたらす（以下、この差分の平均により低周波ノイズを除去する処理を「低周波ノイズ除去処理」と言う）。この処理をデジタル信号の１０周期分繰り返すことで、１０個の電圧差分値がえられる。ここでも、入力信号の周期を出力信号と同期させることで得ているので、ジッタの影響を受けることなく、低周波ノイズの除去及び出力信号成分の判別が可能になる。

図７を用いて、ステップ１０６で実行する低周波ノイズ除去処理を詳細に説明する。入力信号２０１は、低周波ノイズ２１０に重畳するため、立上り又は立下りのスロープに出力信号の矩形波が重畳した波形となる。入力信号の立上りはスロープの傾き分増加するのでローレベル電圧とそのローレベル電圧の直後のハイレベル電圧との差分は、出力信号の本来の差分より大きくなる。また、この傾向は、出力信号が無い状態でもノイズがあるため、その低周波ノイズが存在するだけで、なんらかの出力信号ありと判断されてしまう。その状況は立下りのスロープの場合も同じである。

図７を参照すると、低周波ノイズ除去する対象となる入力信号パルスを２２０ａとする。次に、入力信号パルス２２０ａに隣接する２つの入力信号パルス２２２ａ、２２３ａの電圧と、入力信号パルス２２０ａの電圧との差分を求める。そして求めた２つの差分値の相加平均をとり、低周波ノイズが取り除かれた入力信号パルス２６１ａが算出される。式に示すと以下のようになる。

２２１ａ（差分）＝２２０ａ（電圧）−２２２ａ（電圧）
２３１ａ（差分）＝２２０ａ（電圧）−２２３ａ（電圧）
２６１ａ（電圧差分値）＝（２２１ａ（差分）＋２３１ａ（差分））／２
他の入力信号入力２２０ｂ−ｄ、２４０ａ−ｄについても、隣接する２つのハイレベル／ローレベル信号の電圧との差分を算定し、その２つの差分値の相加平均により、それぞれ低周波ノイズ除去信号レベル２６１ｂ−ｄ、２７１ａ−ｄを生成することができる。

入力信号パルス２６１ａ−ｄ、２７１ａ−ｄに示すように、本実施形態は、高インピーダンス特性の入力信号から、低周波ノイズのノイズ除去を行うことが可能である。そのため、本発明によるノイズ除去方法では、ステップ１０６の高周波ノイズ除去処理でホワイトノイズや定常周期の高周波ノイズを除去することが可能であり、加えて、ステップ１１１の低周波ノイズ除去処理で低周波ノイズの除去も行うことができる。

次に図３に戻る。ステップ１０７では、上記で検出したｐ−ｐ値が、回路が閉じた状態の高インピーダンス信号によるものか、回路が開いた状態のノイズによるものかを判別すれば、入力信号に含まれる出力信号成分の有無を判別できる。そこで、ステップ１０６で測定した入力信号の１０周期分の電圧差分値の平均値を求め、これが事前に定めた閾値以上であれば、高インピーダンス信号の入力があったものと判定する。この閾値は、ノイズからでは生じない高さの電圧であり、且つ高インピーダンス入力信号が有することができる電圧である。測定する入力信号の周期数は１でもよいが、周期数を増やすと、より真に近い値が得られる。つまり、出力信号判別のエラーを抑制できる。

入力がノイズの場合、ノイズの周波数と出力信号の周波数が異なるかぎり、ノイズから得られる電圧差分値は０に近い値となり、閾値より低くなるのでノイズとして判断できる。ノイズの周波数と出力信号の周波数が同じ場合は、誤認識する虞がある。ただし、使用環境で発生するノイズの周波数は予め測定することで判別するため、それとは異なる周波数の出力信号を使用することで、このような問題を回避することができる。ステップ１０６における差分の平均値を計算するかわりに、差分１０周期分（２０個）の総和を求め、それを閾値と比較することでも、同様に識別することができる。この総和は、電圧差分値を１０周期分について測定し、それらの総和をとって２倍したものと同じ値となる。
以上で、信号判別処理は終了する。
なお、上記の低周波ノイズが冗長しない環境下においては、ステップ１０６の低周波ノイズ除去処理をスキップしても良い。

このように、本実施形態では、高インピーダンス特性の入力信号から、高周波ノイズ及び／又は低周波のノイズ除去を行うことが可能であり、さらに、入力信号から出力信号成分を判別することを可能にする。

図８は、本発明の１実施形態による高インピーダンス導電体識別装置の概略回路図である。図示のように、高インピーダンス導電体識別装置１０ｂは、図２で説明した信号判別装置１０ａの高インピーダンス導電体３２を、高インピーダンス導電体Ａ３２ａと表記し、さらに、新たな高インピーダンス導電体Ｂ３２ｂを追加した構成となる。それぞれの高インピーダンス導電体３２ａ、３２ｂにはスイッチ３３ａ、３３ｂが設けられており、その開閉が信号出力のタイミングとは無関係に、任意のタイミングで開閉する。このような状況は後述するようなカーナビを自動車内で人が操作する場合に起こりうる。入力信号のレベルは高インピーダンス導電体を経ているため大きく減衰しておりノイズと同程度になっているため、入力信号からノイズを除去して、出力信号の有無を正確に判定する必要がある。

高インピーダンス導電体識別装置は、図３で説明した信号判別処理を実行する。ただし、ステップ１０１では、出力部が、異なる高インピーダンス導電体が含まれる２の高インピーダンス回路に、同一の出力信号を交互に出力する。そして、ステップ１０７では、処理部１６が、出力信号に同期して算出された電圧差分値と前記閾値とを比較し、閾値より大きい電圧差分値を有する入力信号を受信したタイミングでどちらの高インピーダンス回路に出力信号を出力していたかを認識することで、回路が閉じている高インピーダンス回路を識別する。なお、出力される出力信号は２の高インピーダンス導電体それぞれにユニークなものであってもよいが、同一の出力信号を使用すると装置構成がシンプルにできる。

このように、本実施形態では、閾値より大きい電圧差分値を有する入力信号を受信した時点で出力信号が経由した高インピーダンス導電体が高インピーダンス導電体Ａ３２ａ、高インピーダンス導電体Ｂ３２ｂのどちらであるかを識別することが可能になる。

本発明の効果を示すため、図９に示す人体を経由した入力信号に対するノイズと信号との判別を行う信号判別装置を構成した。

信号判別装置４０は、ワンチップマイコン１０ｃ（Cypress Semiconductor Corporation CY8C29466）、ワンチップマイコン１０ｃとケーブル、バス、又は、ネットワーク接続され且つマイコン１０ｃの出力値を確認するためのコンピュータ２６、人体に信号を通過させるための静電容量式の電極４４、４５（ワンチップマイコン１０ｃと電気的に接続されている縦２０ｃｍ×横２０ｃｍの銅箔の上に、縦１０ｃｍ×横１０ｃｍ×高１ｃｍのアクリル板を配置したもの）、入力信号をワンチップマイコン１０ｃの５Ｖ電源の中央２．５Ｖにバイアスする為の４．７Ｍオーム抵抗２本４１、ノイズ信号をポイントＴＰ２に注入するシグナルジェネレータ（Tektronix AFG3102）４２、ポイントＴＰ１及びＴＰ２で波形を確認するためのオシロスコープ（Tektronix DPO4054）４３を有する。

ワンチップマイコン１０ｃは、ＡＤＣ１５ｃ、ＣＰＵ１６ｃ、プログラム１８ｃを格納するメモリ１７ｃ、下部電極４５に接続し、矩形波の識別信号を出力する出力ポート２４ｃ、コンピュータ２５と接続するための通信ポート２２ｃを有する。プログラム１８ｃは、出カポートより５Ｖｐ−ｐ、１．６６ｋＨｚの矩形波を出力し、その矩形波が、ローからハイおよびハイからローに切り替わった時点を基準として、任意の時点からＡＤＣ１５ｃからのデジタル電圧値を４つ抽出し、その結果をコンピュータ２５に送り、コンピュータ２５の表示部で結果が表示されうる。なお、シグナルジェネレータ４２で発信するノイズは、２．５Ｖｐ−ｐ５０Ｈｚ正弦波、又は、２．５Ｖｐ−ｐ１００ｋＨｚの正弦波とした。

図１０は、図９の信号判別装置を用いてシグナルジェネレータ４２からノイズを発信しないときに確認された波形を示す図である。範囲１００１ａ〜１００７ａは、ＣＰＵ１６ｃで取得するデジタル電圧値が存在するハイレベル信号の範囲であり、範囲１００１ｂ〜１００７ｂは、ＣＰＵ１６ｃで取得するデジタル電圧値が存在するローレベル信号の範囲である。
６１は、ポイントＴＰ１でオシロスコープ４３を用いて測定された５Ｖｐ−ｐの出力波形を示す。７１は、ポイントＴＰ２でオシロスコープ４３を用いて測定された０．６Ｖｐ−ｐに減衰した入力波形を示す。本実施例ではノイズを加えていないが、入力波形７１は人体を経由したために実際にはノイズが混入した。ＡＤＣ１５ｃがサンプリングしたデータのうち、出力波がローからハイおよびハイからローに切り替わった時点を基準としてＡＤＣ１５ｃから取得した４つの値に対してＣＰＵ１６ｃが上述の高周波ノイズ除去処理を実行した。その後、この処理を、１０周期分実行し各々の周期で得られたデジタル電圧値のハイ電圧値およびロー電圧値から求めた電圧差分値の平均値を計算した。この処理の安定性を示すため、これを７回繰り返した結果を表１に示す。

ＡＤＣ１５ｃは、５Ｖに対して１０ビット（１０進数で１０２４）の分解能を有するＡＤＣである。１（１０進数）＝５Ｖ／１０２４＝５０ｍＶであるため、５０ｍＶの信号がＡＤＣ１５ｃに入力されると、“１”（１０進数）のデータとして出力された。
ＣＰＵ１６ｃは、ｐ−ｐ電圧値に対応するデジタル電圧値としてＦ０（１６進数）を出力する。このＦ０に相当する電圧値を次のように計算する。

Ｆ０（１６進数）＝２４０（１０進数）
２４０／（２×１０）＝平均値１２、となる。
この１２という値から、電圧値は、１２×５０ｍＶ＝６００ｍＶの電圧であることがわかる。

なお、上記のように出力信号５の電圧Ｖｐ−ｐに対して入力信号の電圧は、０．６Ｖｐ−ｐに減衰しているが、信号判別装置４０はその入力信号の電圧に対して十分な分解能を有している。そのため、信号電圧を増幅せずにデジタル変換可能であり、増幅によるノイズの混入を回避している。

波形７１は、シグナルジェネレータ４２でノイズを重畳しなくても、人体を経由することで多くのノイズが重畳しているが、表１の電圧値に示されるように、ＣＰＵ１６ｃが平均化処理を実行することで、約０．６Ｖｐ−ｐの信号が入力されていることを判別することができた。

図１１は、図９の信号判別装置を用いて、１００ｋＨｚのノイズを重畳したときに確認された波形を示す図である。範囲２００１ａ〜２００７ａは、ＣＰＵ１６ｃで取得するデジタル電圧値が存在するハイレベル信号の範囲であり、範囲２００１ｂ〜２００６ｂは、ＣＰＵ１６ｃで取得するデジタル電圧値が存在するローレベル信号の範囲である。
６２は、ポイントＴＰ１でオシロスコープ４３を用いて測定された５Ｖｐ−ｐの出力波形を示す。７２は、ポイントＴＰ２でオシロスコープ４３を用いて測定された０．６Ｖｐ−ｐに減衰した入力波形を示す。入力波形７２には、１００ｋＨｚのノイズが重畳されている。入力波形７２では、ノイズで波形６２の原型をとどめていないように見えるが、ハイレベル電圧とローレベル電圧の差分に注目すると、０．６Ｖｐ−ｐの包括線は存在していることがわかる。

ＡＤＣ１５ｃがサンプリングしたデータのうち、出力波がローからハイおよびハイからローに切り替わった時点を基準としてＡＤＣ１５ｃから取得した４つの値に対してＣＰＵ１６ｃが上述の高周波ノイズ除去処理を実行した。その後、この処理を、１０周期分実行し各々の周期で得られたデジタル電圧値のハイ電圧値およびロー電圧値から電圧差分値を計算し、それらの平均値を求めた。処理の安定性を示すため、同じ処理を７回繰り返したときの結果を表２に示す。

表２のデータ及び電圧値に示すように、１００ｋＨｚノイズを重畳させた場合であっても、約０．６Ｖｐ−ｐの信号が入力されていることを判別できた。

図１２は、図９の信号判別装置を用いて、５０Ｈｚの低周波ノイズを重畳したときに確認された波形を示す図である。範囲３００１ａ〜１０１１ａは、ＣＰＵ１６ｃで取得するデジタル電圧値が存在するハイレベル信号の範囲であり、範囲３００１ｂ〜３０１１ｂは、ＣＰＵ１６ｃで取得するデジタル電圧値が存在するローレベル信号の範囲である。
６３は、ポイントＴＰ１でオシロスコープ４３を用いて測定された５Ｖｐ−ｐの出力波形を示す。７３は、ポイントＴＰ２でオシロスコープ４３を用いて測定された０．６Ｖｐ−ｐに減衰した入力波形を示す。入力波形７３には、５０Ｈｚの長周期ノイズが重畳された。入力波形７３には、波形６３よりも低周期で振幅の大きい波形が重畳されていることがわかる。

ＣＰＵ１６ｃが、ＡＤＣ１５ｃがサンプリングしたデータのうち、出力波がローからハイおよびハイからローに切り替わった時点を基準としてＡＤＣ１５ｃから取得した４つの値に対してＣＰＵ１６ｃが上述の高周波ノイズ除去処理を実行した。その後、この処理を１１周期分実行し各々の周期で得られたデジタル電圧値のハイ電圧値およびロー電圧値を用いて各周期において上述の低周波ノイズ除去処理を実行することでノイズを除去した状態の差分を求め、それらを平均して電圧差分値を得た。上記の処理を１１回繰り返して行い、それぞれについて得られた平均の電圧差分値を表３に示す。

表３に示すように、５０Ｈｚノイズを重畳させた場合であっても、約０．６Ｖｐ−ｐの信号が入力されていることを判別できた。

以上のように、実際の確認実験で本発明の効果があることが定量的に実証された。

上記した高インピーダンス導電体識別装置は、操作者識別装置として利用することができる。かかる場合、人体は、高インピーダンス特性を有するが、人体に電流を流して回路内に人体が存在するか否かを判別する操作者識別装置には特有の問題がある。例えば、識別装置が送出した矩形波の識別信号は、操作者の人体（シート、衣服、手袋等絶縁体を含む）、スイッチ、タッチパネル等を経由することで、信号電圧が急激に減衰する。また、人体等は、高インピーダンスのため、識別機器は、その減衰した識別信号について伝送路内での電気信号の反射損失を防ぎ、正確な伝送を可能とするためには、インピーダンス整合をとる必要がある。そのため、識別機器は、入力インピーダンスを高くする必要がある。

さらに、人体等を経由した識別信号には、外来の高周波、低周波のノイズが重畳されてくる。そのため、正確に操作者を識別するためには、インピーダンス整合を取るとともに、ノイズを除去した上で識別信号を測定する必要がある。

図１３は、本発明の一実施形態による高インピーダンス導電体識別装置の操作者識別装置への適用例を示す図である。識別装置１０ｂが有するユニットは、図８で説明した通りである。識別装置１０ｂは、図示されない車の中に配置され、高インピーダンス特性を有する操作者３２ｄ（車のドライバー）と、操作者３２ｅ（車の助手席に座った人）に、例えば、車のシート部に設置された電極、及び、車に配置されたタッチパネル・ディスプレイ５５（例えば、カーナビゲーションシステムのディスプレイや、テレビジョン・ディスプレイ等）や、他のデバイス５２（エアコン、ワイパー、キーロック等車に装備される装置を制御する制御盤等）に、それぞれスイッチ５３、５４を介して接続される。

なお、一人の操作者が識別装置１０ｂに接続された複数のデバイスに接触した場合、デバイス毎に操作者を識別する必要がある。そのため、スイッチ５３、５４は、出力部２４から出力される識別信号に応じてタイミング制御等によりオン／オフすることで、識別信号と入力信号のタイミングについて同一性を判断することで、操作装置毎に操作者の判別も可能になる。

このように、操作者識別が可能になることで、運転中にドライバ３２ｄがタッチパネル５５に接触したことで、ドライバ３２ｄに送信された識別信号を、操作者識別装置が受信し送出信号との同一性を判断した場合、運転中のためタッチパネルに「使用禁止」の警告を表示するなどの使用法が可能になる。

さらに、助手席の操作者３２ｅがタッチパネルに触ったことを識別信号の同一性から判断できた場合は、タッチパネルの使用を可能にすることができる。

また、操作者が、車の制御系等のデバイス５２の操作を行い、車の安全走行に問題が生じる場合は、助手席の操作者のそのデバイスの使用を無効にすることも可能である。

上述したように、本発明による高インピーダンス識別装置は、高インピーダンス入力を要求し且つ高周波及び／又は低周波のノイズを信号から除去可能であるため、操作者識別装置に利用可能であり、識別能力の向上という効果を提供する。

本発明による識別装置１０ｂは、コンピュータ関連ゲームの分野でも可能である。例えば、操作者識別装置がゲーム機の中に格納され、操作者が、操作者識別装置に電気接続されたコントローラ（ジョイステック、マウスを含む）及びゲーム・シートなどに接触することで、操作者の識別を行うことが可能である。

以上説明した実施形態は典型例として挙げたに過ぎず、その各実施形態の構成要素を組合せること、その変形及びバリエーションは当業者にとって明らかであり、当業者であれば本発明の原理及び請求の範囲に記載した発明の範囲を逸脱することなく上述の実施形態の種趣の変形を行えることは明らかである。

図１は、先行技術のノイズ除去装置の概略回路図である。 図２は、本発明の一実施例による信号判別装置の概略回路図である。 図３は、本発明の一実施例による信号判別処理の流れを示す図である。 図４は、高周期ノイズが重畳した入力信号を示す波形図である。 図５は、本発明の一実施例による高周期ノイズが重畳した入力信号のノイズ除去を示す波形図である。 図６は、低周期ノイズが重畳した入力信号を示す波形図である。 図７は、本発明の実施例による低周期ノイズが重畳した入力信号のノイズ除去を示す波形図である。 図８は、本発明の一実施例による高インピーダンス導電体識別装置を示す図である。 図９は、本発明の一実施例による人体を経由した入力信号からノイズと信号を判別する信号判別装置を示す図である。 図１０は、本発明の一実施例による識別装置におけるオシロスコープで測定した入力信号の波形図である。 図１１は、本発明の一実施例による識別装置におけるオシロスコープで測定した高周波ノイズが重畳した入力信号の波形図である。 図１２は、本発明の一実施例による識別装置におけるオシロスコープで測定した低周波ノイズが重畳した入力信号の波形図である。 図１３は、本発明による操作者識別装置を示す概略図である。

符号の説明

１０ａ 信号判別装置
１０ｂ 高インピーダンス導電体識別装置
１１ スイッチ
１２ コンデンサ
１４ デジタル変換部
１５ ＡＤＣ
１６ 処理部
１７ 記憶部
２１ 信号生成部
２２ 通信部
３２ 高インピーダンス導電体

Claims (10)

1. ハイ電圧値とロー電圧値を有する出力信号を生成する信号生成部と、
   前記出力信号を高インピーダンス導電体に出力する出力部と、
   前記高インピーダンス導電体を経由することで前記出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号が入力され且つサンプリング期間中にオンになるスイッチと、
   前記サンプリング期間中に前記スイッチのオン動作により伝送される前記入力信号を格納するグランド接続されたコンデンサと、
   前記コンデンサに格納された前記入力信号をデジタル信号に変換するデジタル変換部と、
   前記デジタル信号に含まれるノイズを取り除いて前記出力信号成分を判別するために、前記出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値を平均化し、該平均化されたデジタル電圧値のハイ電圧値とロー電圧値との電圧差分値を予め設定された閾値と比較する処理部と、を有することを特徴とする信号判別装置。
2. 前記出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値は、前記出力信号のハイ電圧値又はロー電圧値を示すタイミングにおいて抽出される請求項１に記載の判別装置。
3. 前記電圧差分値は、前記平均化されたデジタル電圧値と、該平均化されたデジタル電圧値より先の周期で同期し且つ前記平均化されたデジタル電圧値とレベルが異なる第１の平均化されたデジタル電圧値との第１の電圧差分値と、前記平均化されたデジタル電圧値と、前記平均化されたデジタル電圧値より後の周期で同期し且つ前記平均化されたデジタル電圧値とレベルが異なる第２の平均化されたデジタル電圧値との第２の電圧差分値と、を加えたものである請求項１又は２に記載の信号判別装置。
4. 前記電圧差分値が、前記第１の電圧差分値と前記第２の電圧差分値とを平均したものである請求項３に記載の信号判別装置。
5. ハイ電圧値とロー電圧値を有する出力信号を生成する信号生成部と、
   前記出力信号を高インピーダンス導電体に出力する出力部と、
   前記高インピーダンス導電体を経由することで前記出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号が入力され且つサンプリング期間中にオンになるスイッチと、
   前記サンプリング期間中に前記スイッチのオン動作により伝送される前記入力信号を格納するグランド接続されたコンデンサと、
   前記コンデンサに格納された前記入力信号をデジタル信号に変換するデジタル変換部と、
   前記デジタル信号に含まれるノイズを取り除いて前記出力信号成分を判別するために、前記出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値を平均化し、該平均化されたデジタル電圧値のハイ電圧値とロー電圧値との電圧差分値を予め設定された閾値と比較する処理部と、を有し、
   前記出力部が、異なる２の高インピーダンス回路に前記出力信号を交互に出力し、
   前記処理部が、前記出力信号にノイズが重畳して減衰した前記入力信号から算出された電圧差分値と前記閾値とを比較して、回路が閉じている高インピーダンス回路を識別する高インピーダンス導電体の識別装置。
6. ハイ電圧値とロー電圧値を有する出力信号を生成し、
   前記出力信号を高インピーダンス導電体に出力し、
   前記高インピーダンス導電体を経由することで前記出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号をサンプリング期間中にスイッチで受信し、
   前記サンプリング期間中に前記スイッチのオン動作により伝送される前記入力信号をグランド接続されたコンデンサに格納し、
   前記コンデンサに格納された入力信号をデジタル信号に変換し、
   前記デジタル信号に含まれる高周波のノイズを取り除いて前記出力信号成分を判別するために、前記出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値を平均化し、
   前記平均化されたデジタル電圧値のハイ電圧値とロー電圧値との電圧差分値を予め設定された閾値と比較することを特徴とする信号判別方法。
7. 前記出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値は、前記出力信号のハイ電圧値又はロー電圧値を示すタイミングにおいて抽出される請求項６に記載の判別方法。
8. 前記電圧差分値は、前記平均化されたデジタル電圧値と、該平均化されたデジタル電圧値より先の周期で同期し且つ前記平均化されたデジタル電圧値とレベルが異なる第１の平均化されたデジタル電圧値との第１の電圧差分値と、前記平均化されたデジタル電圧値と、前記平均化されたデジタル電圧値より後の周期で同期し且つ前記平均化されたデジタル電圧値とレベルが異なる第２の平均化されたデジタル電圧値との第２の電圧差分値と、を加えたものである請求項６又は７に記載の信号判別方法。
9. 前記電圧差分値が、前記第１の電圧差分値と前記第２の電圧差分値とを平均したものである請求項８に記載の信号判別方法。
10. ハイ電圧値とロー電圧値を有する出力信号を生成し、
    前記出力信号を高インピーダンス導電体に出力し、
    前記高インピーダンス導電体を経由することで前記出力信号にノイズが重畳して減衰した入力信号をサンプリング期間中にスイッチで受信し、
    前記サンプリング期間中に前記スイッチのオン動作により伝送される前記入力信号をグランド接続されたコンデンサに格納し、
    前記コンデンサに格納された前記入力信号をデジタル信号に変換し、
    前記デジタル信号に含まれる高周波のノイズを取り除いて前記出力信号成分を判別するために、前記出力信号と同期するデジタル信号に含まれる複数のデジタル電圧値を平均化し、
    前記平均化されたデジタル信号値のハイ電圧値とロー電圧値との電圧差分値を予め設定された閾値と比較することを有し、
    前記信号生成ステップが２の異なる周期を有する出力信号を生成し、
    前記変換ステップが、異なる２の高インピーダンス回路に前記出力信号を交互に出力し、
    前記比較ステップが、前記出力信号にノイズが重畳して減衰した前記入力信号から算出された電圧差分値と前記閾値とを比較して、回路が閉じている高インピーダンス回路を識別する高インピーダンス導電体識別方法。

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