JP2009055123A - Threshold setting circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、一般に電子回路に関し、詳しくは入力バッファの閾値を制御する閾値設定回路に関する。 The present invention generally relates to electronic circuits, and more particularly to a threshold setting circuit that controls a threshold of an input buffer.
半導体集積回路への信号入力部分に設けられる入力バッファは、入力信号の信号レベルに応じたHIGH又はLOWの論理値を出力する。入力信号の規格としてVIH及びVILが定められており、入力信号の電圧値がVIHよりも高ければ論理値HIGHとみなされ、入力信号の電圧値がVILよりも低ければ論理値LOWとみなされ、正常な動作が保証される。 An input buffer provided in a signal input portion to the semiconductor integrated circuit outputs a HIGH or LOW logic value corresponding to the signal level of the input signal. VIH and VIL are defined as input signal standards. If the voltage value of the input signal is higher than VIH, it is regarded as a logical value HIGH, and if the voltage value of the input signal is lower than VIL, it is regarded as a logical value LOW. Normal operation is guaranteed.
図1は、入力バッファの一般的な構成を示す図である。図1の入力バッファ10は、PMOSトランジスタ11及びNMOSトランジスタ12を含む。PMOSトランジスタ11のチャネルとNMOSトランジスタ12のチャネルとは直列に接続され、PMOSトランジスタ11のゲートとNMOSトランジスタ12のゲートとが入力端子13に接続される。PMOSトランジスタ11のドレインとNMOSトランジスタ12のドレインとの結合点が出力ノードとして機能する。入力端子13に入力される入力信号VINが、PMOSトランジスタ11及びNMOSトランジスタ12から構成されるインバータにより反転されて、出力ノードから出力信号VOUTとして出力される。入力バッファ10は、電源電圧VDDとグランド電圧VSSとにより駆動される。
FIG. 1 is a diagram illustrating a general configuration of an input buffer. The
図2は、入力バッファの入力信号のVIH/VIL規格を説明するための図である。電源電圧VDDとグランド電圧VSSとの間で変化する図2に示すような入力信号が入力バッファに入力されたとき、図2に示すVIHレベル以上の信号はHIGHと認識され、VILレベル以下の信号はLOWと認識される。即ち、図1に示すような入出力が反転する入力バッファ10の場合、VIHレベル以上の入力信号VINに応答して出力信号VOUTはLOWレベルのデジタル信号となり、VILレベル以下の入力信号VINに応答して出力信号VOUTはHIGHレベルのデジタル信号となる。これを実現するためには、入力バッファ10の閾値をVIHとVHLとの間に設定する必要がある。システム仕様等によりVIHとVILとの電圧差が小さいことが要求されると、入力バッファ10の閾値をVIHとVHLとの間に設定することが困難になる場合がある。
FIG. 2 is a diagram for explaining the VIH / VIL standard of the input signal of the input buffer. When an input signal such as that shown in FIG. 2 that changes between the power supply voltage VDD and the ground voltage VSS is input to the input buffer, a signal that is higher than the VIH level shown in FIG. 2 is recognized as HIGH and a signal that is lower than the VIL level. Is recognized as LOW. That is, in the case of the
図3は、プロセスばらつきによる入力バッファの閾値の変動を説明するための図である。図3に示す波形21乃至23は、入力バッファ10の入力電圧VINと出力電圧VOUTとの関係を示す入出力波形であり、入力電圧VINが増加するに従い出力電圧VOUTが減少する様子が示されている。複数の入出力波形21乃至23が示されているのは、プロセスばらつきによる入力バッファ10の特性のばらつきを示している。VIN=VOUTとして示す直線上においては、入力電圧VINと出力電圧VOUTとが等しくなる。従って、この直線と入出力波形との交点が入力バッファ10の閾値電圧と考えてよい。
FIG. 3 is a diagram for explaining fluctuations in the threshold value of the input buffer due to process variations.
図1に示すような入力バッファ10において、閾値電圧の値は、PMOSトランジスタ11の電流駆動力(ON抵抗値)及びNMOSトランジスタ12の電流駆動力(ON抵抗値)に依存する。PMOSトランジスタ11の電流駆動力が強い場合(ON抵抗値が小さい場合)には、図3の入出力波形23に示すように閾値電圧が高くなる。またPMOSトランジスタ11の電流駆動力が強い場合(ON抵抗値が小さい場合)には、図3の入出力波形21に示すように閾値電圧が低くなる。プロセスばらつきにより各トランジスタの駆動力がばらつくので、入力バッファ10の閾値電圧を所望の値に設定することは容易ではない。
In the
図4は、入力バッファ10の閾値電圧を調整する回路の構成を示す図である。図4に示す回路では、複数の入力バッファ10が設けられており、各入力バッファ10にはNMOSトランジスタ14が直列に接続されている。このNMOSトランジスタ14のON抵抗値を調整することにより、バッファ出力をNMOSトランジスタ12及び14を介してグランド電位側に引っ張る駆動力を変化させ、図3に示す複数の入出力波形21乃至23の場合のように閾値電圧を異ならせることができる。
FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of a circuit that adjusts the threshold voltage of the
リファレンス回路30は、PMOSトランジスタ31、NMOSトランジスタ32、及びNMOSトランジスタ33を含む。PMOSトランジスタ31、NMOSトランジスタ32、及びNMOSトランジスタ33は、それぞれPMOSトランジスタ11、NMOSトランジスタ12、及びNMOSトランジスタ14と同一のサイズとなるように構成される。PMOSトランジスタ31のチャネルとNMOSトランジスタ32のチャネルとは直列に接続される。PMOSトランジスタ31のゲートとNMOSトランジスタ32のゲートとは纏められ、PMOSトランジスタ31のドレインとNMOSトランジスタ32のドレインとの結合点に接続される。これによりPMOSトランジスタ31及びNMOSトランジスタ32から構成されるインバータの入出力が短絡されて、この入出力短絡点には当該インバータの閾値電圧が現れる。
The
差動増幅器34は、その非反転入力端に上記閾値電圧を受け取り、反転入力端に参照電圧VREFを受け取る。差動増幅器34は、上記閾値電圧と参照電圧VREFとの差に応じた電圧を出力する。差動増幅器34の出力電圧は、NMOSトランジスタ14及びNMOSトランジスタ33のゲートに印加される。 The differential amplifier 34 receives the threshold voltage at its non-inverting input terminal and the reference voltage VREF at its inverting input terminal. The differential amplifier 34 outputs a voltage corresponding to the difference between the threshold voltage and the reference voltage VREF. The output voltage of the differential amplifier 34 is applied to the gates of the NMOS transistor 14 and the NMOS transistor 33.
前述のように、PMOSトランジスタ31、NMOSトランジスタ32、及びNMOSトランジスタ33は、それぞれPMOSトランジスタ11、NMOSトランジスタ12、及びNMOSトランジスタ14と同一のサイズである。またNMOSトランジスタ14及びNMOSトランジスタ33は同一のゲート電圧により制御される。従って、リファレンス回路30の閾値電圧は入力バッファ10の閾値電圧に等しいことになる。この構成により、差動増幅器34を介したフィードバック制御に基づいてリファレンス回路30の閾値電圧を参照電圧VREFに等しくなるように調整すると、入力バッファ10の閾値電圧が参照電圧VREFに等しくなるよう設定される。
As described above, the PMOS transistor 31, the NMOS transistor 32, and the NMOS transistor 33 are the same size as the PMOS transistor 11, the
図4に示すようにリファレンス回路のフィードバック制御に基づいて閾値を調整する構成は、例えば特許文献1及び特許文献2に開示されている。しかし図4に示すような閾値調整回路では、入力バッファの閾値を調整値に設定するために、リファレンス回路30と差動増幅器34とに常時電流が流れることになる。従って、定常的に電力が消費されることになり、低消費電力が要求されるアプリケーションには適していない。
以上を鑑みて本発明は、消費電力を抑えながら入力バッファの閾値を所望の値に設定可能な閾値制御回路を提供することを目的とする。 In view of the above, an object of the present invention is to provide a threshold control circuit capable of setting a threshold value of an input buffer to a desired value while suppressing power consumption.
閾値設定回路は、バッファ回路と、該バッファ回路の閾値電圧を制御する第1の閾値制御回路と、該バッファ回路と実質的に同一の特性を有するリファレンス・バッファ回路と、該第1の閾値制御回路と実質的に同一の特性を有し該リファレンス・バッファ回路の閾値電圧をデジタル信号に応じて制御する第2の閾値制御回路と、該第2の閾値制御回路に該デジタル信号を供給するデジタル制御回路を含み、該デジタル制御回路は、該デジタル信号を変化させながら該リファレンス・バッファ回路の閾値電圧と所定の参照電圧との差電圧を監視し、該差電圧が実質的にゼロとなったときの該デジタル信号の値を記憶し、該記憶値と同一の値のデジタル信号を該第1の閾値制御回路に供給することにより該バッファ回路の閾値電圧を設定することを特徴とする。 The threshold setting circuit includes a buffer circuit, a first threshold control circuit for controlling a threshold voltage of the buffer circuit, a reference buffer circuit having substantially the same characteristics as the buffer circuit, and the first threshold control. A second threshold control circuit having substantially the same characteristics as the circuit and controlling the threshold voltage of the reference buffer circuit according to the digital signal; and a digital for supplying the digital signal to the second threshold control circuit The digital control circuit monitors a difference voltage between a threshold voltage of the reference buffer circuit and a predetermined reference voltage while changing the digital signal, and the difference voltage becomes substantially zero. The threshold value of the buffer circuit is set by storing the value of the digital signal at the time and supplying a digital signal having the same value as the stored value to the first threshold value control circuit. The features.
本発明の少なくとも1つの実施例によれば、閾値設定回路は、入力バッファの閾値の設定をデジタル制御により行う。アナログ制御ではなくデジタル制御とすることにより、デジタル制御回路によりリファレンス・バッファ回路の閾値電圧が参照電圧と等しくなるようなデジタルコードを検出・記憶し、入力バッファの閾値電圧を制御する第1の閾値制御回路にはこの記憶したデジタルコードに等しいデジタルコードを供給することができる。適切な閾値電圧を達成するデジタルコードは既に記憶されているので、入力バッファの通常の動作時において、リファレンス・バッファ回路及び第2の閾値制御回路を駆動させておく必要はない。即ち、一旦第1の閾値制御回路のデジタルコードを設定したら、デジタル制御回路は、第2の閾値制御回路に供給するデジタルコードを所定値に設定することによりリファレンス・バッファ回路及び第2の閾値制御回路に流れる電流量をゼロに設定することができる。このようにデジタル制御に基づいて閾値電圧を設定する構成とすることにより、リファレンス回路における余計な電力消費を無くすことができる。 According to at least one embodiment of the present invention, the threshold value setting circuit sets the threshold value of the input buffer by digital control. By using digital control instead of analog control, the digital control circuit detects and stores a digital code that makes the threshold voltage of the reference buffer circuit equal to the reference voltage, and controls the threshold voltage of the input buffer. The control circuit can be supplied with a digital code equal to the stored digital code. Since the digital code for achieving an appropriate threshold voltage is already stored, it is not necessary to drive the reference buffer circuit and the second threshold control circuit during the normal operation of the input buffer. That is, once the digital code of the first threshold control circuit is set, the digital control circuit sets the digital code supplied to the second threshold control circuit to a predetermined value, thereby setting the reference buffer circuit and the second threshold control. The amount of current flowing through the circuit can be set to zero. Thus, by setting it as the structure which sets a threshold voltage based on digital control, the extra power consumption in a reference circuit can be eliminated.
以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
図5は、本発明による閾値設定回路を含む半導体集積回路の構成の一例を示す図である。図5に示す半導体集積回路40は、LSI−IO領域41とLSIコア領域42とを含む。LSI−IO領域41には複数の入力バッファ43及び複数の出力バッファ(図示せず)が設けられ、LSIコア領域42には半導体集積回路40の意図された機能を実現するためのコア回路(例えばCPUやメモリ回路及び関連制御回路等:図示せず)が設けられる。コア回路と半導体集積回路40の外部との間の信号の入出力は、LSI−IO領域41に設けた入力バッファ及び出力バッファを介して行われる。
FIG. 5 is a diagram showing an example of the configuration of a semiconductor integrated circuit including a threshold setting circuit according to the present invention. A semiconductor integrated
LSI−IO領域41には更に、入力バッファ43の閾値電圧を制御する閾値制御回路44が設けられる。またLSIコア領域42には更に、本願発明によるリファレンス・バッファ回路45、閾値制御回路46、及びデジタル制御回路47が設けられる。リファレンス・バッファ回路45は、入力バッファ43と実質的に同一の特性を有する。また閾値制御回路46は、閾値制御回路44と実質的に同一の特性を有しリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧をデジタル信号に応じて制御する。デジタル制御回路47は、閾値制御回路46にデジタル信号を供給する。
The LSI-
デジタル制御回路47は、上記デジタル信号を変化させながらリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧と所定の参照電圧との差電圧を監視し、差電圧が実質的にゼロとなったときのデジタル信号の値を記憶する。デジタル制御回路47は更に、この記憶値と同一の値のデジタル信号を閾値制御回路44に供給することにより入力バッファ43の閾値電圧を設定する。
The digital control circuit 47 monitors the difference voltage between the threshold voltage of the
前述のように、入力バッファ43及び閾値制御回路44は、それぞれリファレンス・バッファ回路45及び閾値制御回路46と同一の特性を有する。閾値制御回路44と閾値制御回路46とは同一の値のデジタル信号により制御される。従って、入力バッファ43の閾値電圧はリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧に等しいことになる。デジタル制御回路47による制御に基づいてリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧を参照電圧に等しくなるように調整してあるので、入力バッファ43の閾値電圧は参照電圧に等しくなるよう設定される。
As described above, the input buffer 43 and the threshold control circuit 44 have the same characteristics as the
図4の従来の構成と比較すると、図5に示す閾値設定回路は、入力バッファ43の閾値の設定をデジタル制御により行う点が相違する。アナログ制御ではなくデジタル制御とすることにより、デジタル制御回路47によりリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧が参照電圧と等しくなるような閾値制御回路46へのデジタルコードを検出・記憶し、入力バッファ43の閾値電圧を制御する閾値制御回路44にはこの記憶したデジタルコードに等しいデジタルコードを供給することができる。適切な閾値電圧を達成するデジタルコードは既に記憶されているので、半導体集積回路40の通常の動作時において、リファレンス・バッファ回路45及び閾値制御回路46を駆動させておく必要はない。即ち、一旦閾値制御回路44のデジタルコードを設定したら、デジタル制御回路47は、閾値制御回路46に供給するデジタルコードを所定値に設定することによりリファレンス・バッファ回路45及び閾値制御回路46に流れる電流量をゼロに設定することができる。このようにデジタル制御に基づいて閾値電圧を設定する構成とすることにより、リファレンス回路における余計な電力消費を無くすことができる。
Compared with the conventional configuration of FIG. 4, the threshold setting circuit shown in FIG. 5 is different in that the threshold of the input buffer 43 is set by digital control. By using digital control instead of analog control, the digital control circuit 47 detects and stores a digital code to the
図6は、リファレンス・バッファ回路45、閾値制御回路46、及びデジタル制御回路47の詳細な構成を説明するための図である。図6に示すコンパレータ57及びアップカウンタ58が、図5のデジタル制御回路47に対応する。
FIG. 6 is a diagram for explaining the detailed configuration of the
リファレンス・バッファ回路45は、PMOSトランジスタ51及びNMOSトランジスタ52を含む。PMOSトランジスタ51のゲート及びドレインとNMOSトランジスタ52のゲート及びドレインとを全て共通の1つのノードAに接続し、このノードAに現れる電圧をリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧として、コンパレータ57の非反転入力端に供給する。コンパレータ57の反転入力端には、参照電圧VREFが供給される。
The
閾値制御回路46は、NMOSトランジスタ52のソースとグランド電圧VSSとの間に複数個並列に設けられたNMOSトランジスタ53乃至56を含む。複数のNMOSトランジスタ53乃至56のゲートには、アップカウンタ58から出力されるデジタル信号の各ビットC0乃至C3がそれぞれ供給される。NMOSトランジスタ53乃至56のゲート幅Wは、相対値としてそれぞれ1、2、4、8である。各NMOSトランジスタ53乃至56のON抵抗値がゲート幅Wに略反比例する場合、ビットC0乃至C3から構成されるデジタル信号を2進数として表現することにより、その2進数の値に応じたON抵抗値を実現することができる。即ち、例えば(C3,C2,C1,C0)が(0,0,1,1)であれば、NMOSトランジスタ53及び54が導通状態、NMOSトランジスタ55及び56が非導通状態となり、相対的なON抵抗値は1/3になる。また例えば(C3,C2,C1,C0)が(1,0,0,1)であれば、NMOSトランジスタ53及び56が導通状態、NMOSトランジスタ54及び55が非導通状態となり、相対的なON抵抗値は1/9になる。
The
アップカウンタ58は、ビットC0乃至C3で表現される2進数をカウントアップしていく。即ち、(C3,C2,C1,C0)が(0,0,0,0)から開始して、(0,0,0,1)、(0,0,1,0)、(0,0,1,1)、(0,1,0,0)、(0,1,0,1)、・・・とカウント値を1ずつ増加させていく。このカウントアップ動作はスタート信号Startのアサートにより開始され、クロック信号Clockに同期して行われる。カウントアップ動作の間、アップカウンタ58はコンパレータ57に供給する活性化信号をEnable状態として、コンパレータ57を活性化する。
The up counter 58 counts up binary numbers represented by bits C0 to C3. That is, (C3, C2, C1, C0) starts from (0, 0, 0, 0), and (0, 0, 0, 1), (0, 0, 1, 0), (0, 0 , 1, 1), (0, 1, 0, 0), (0, 1, 0, 1),... This count-up operation is started by asserting the start signal Start and is performed in synchronization with the clock signal Clock. During the count-up operation, the up
閾値制御回路46の全体的なON抵抗値は、アップカウンタ58のカウント値がカウントアップしていくのに応じて徐々に減少していく。閾値制御回路46のON抵抗値が減少するに従い、リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧(ノードAの電位)は下降していく。リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧が参照電圧VREFよりも大きい場合、コンパレータ57の出力はHIGHである。アップカウンタ58は、コンパレータ57の出力がHIGHの間はカウントアップ動作を続ける。
The overall ON resistance value of the
アップカウンタ58のカウント値のカウントアップによりリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧が下降していくと、ある時点でリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧が参照電圧VREF以下になる。リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧が参照電圧VREF以下になると、コンパレータ57の出力(判定信号Judge)はLOWとなる。このコンパレータ57の出力のLOWへの変化は、リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧と参照電圧VREFとの差電圧が実質的にゼロになり、閾値電圧が参照電圧VREFに等しくなるように調整されたことを示す。
When the threshold voltage of the
アップカウンタ58は、コンパレータ57のLOW出力に応答して、カウントアップ動作を停止してその時のカウント値を記憶する。アップカウンタ58は、記憶したカウント値と同一の値のデジタル信号を閾値制御回路44(図5参照)に供給するとともに、閾値制御回路46に供給するデジタル信号の値を所定値(この場合は"0")に設定することにより、リファレンス・バッファ回路45に流れる電流量をゼロにする。またアップカウンタ58は更に、コンパレータ57に供給する活性化信号をDisable状態として、コンパレータ57を非活性化する。これにより、閾値制御回路44を介した入力バッファ43の閾値設定が終了した後は、リファレンス・バッファ回路45、閾値制御回路46、及びコンパレータ57に流れる電流をゼロにして、余計な電力消費をなくすことができる。
In response to the LOW output of the
図7は、アップカウンタ58の回路構成の一例を示す図である。図7のアップカウンタ58は、NAND回路61乃至63、インバータ64、スタート/ストップ制御回路65、4ビットカウンタ66、及びラッチ67を含む。NAND回路61とNAND回路62とは、互いの出力を入力の1つとすることによりRSラッチを構成する。
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the circuit configuration of the
スタート/ストップ制御回路65は、4ビットカウンタ66へのクロック信号CKの供給を制御することにより、4ビットカウンタ66のカウントアップ動作の開始/停止を制御する。また4ビットカウンタ66をリセットしてカウント値を"0000"に設定する機能を有する。スタート/ストップ制御回路65の動作は、NAND回路62の出力及びNAND回路63の出力により制御される。
The start /
ラッチ67は、コンパレータ57(図6参照)からの判定信号JudgeのLOWへの変化に応じたNAND回路61の出力のHIGHへの変化に応答して、4ビットカウンタ66のカウント値をラッチする。ラッチ67が保持する値は、デジタル信号C0'乃至C3'として閾値制御回路44(図5参照)に供給される。
The
図8は、アップカウンタ58の動作を説明するためのタイミング図である。以下に、図7及び図8を用いて、アップカウンタ58の動作を説明する。
FIG. 8 is a timing chart for explaining the operation of the
電源ONによる回路の起動時に、リセット信号としてNAND回路61の1つの入力にLOWパルスが入力される。これによりNAND回路61の出力がHIGHとなる。このとき動作開始信号StartはLOWでありNAND回路63の出力はHIGHとなっている。従って、NAND回路62の2つの入力はHIGHであり、NAND回路62の出力はLOWとなる。また起動時リセット信号は回路起動時にLOWになった後はHIGHに固定される。これがアップカウンタ58の初期状態である。
When the circuit is activated by turning on the power, a LOW pulse is input to one input of the
上記初期状態において、動作開始信号StartがLOWからHIGHに変化することにより、カウントアップ動作の開始を指示する。これに応じてNAND回路63の出力が一定時間(インバータ64の遅延時間分)だけLOWになる。このNAND回路63の出力のLOWパルスに応答して、スタート/ストップ制御回路65がクロック信号CKの4ビットカウンタ66への供給を開始し、4ビットカウンタ66にカウントアップ動作を行わせる。4ビットカウンタ66の初期値は"0000"となっており、クロック信号CKに同期して1ずつカウント値が増加していく。図8において、このカウント値はC[3:0]として示されている。
In the initial state, the operation start signal Start changes from LOW to HIGH to instruct the start of the count-up operation. In response to this, the output of the
またNAND回路63の出力のLOWパルスに応じてNAND回路62の出力がHIGHとなり、このNAND回路62のHIGH出力がコンパレータ制御信号ENcontrolとしてコンパレータ57に供給される。これによりコンパレータ57が活性化される。カウントアップ動作の開始時には図8に示すようにノードAの電圧(リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧)が参照電圧VREFよりも高いので、コンパレータ57の出力である判定信号JudgeはHIGHとなる。起動時リセット信号もHIGHであるので、NAND回路61の出力はLOWとなる。
Further, the output of the
図8に示すように4ビットカウンタ66のカウント値C[3:0]のカウントアップによりノードAの電圧が下降していくと、ある時点でノードAの電圧が参照電圧VREF以下になる。ノードAの電圧が参照電圧VREF以下になると、コンパレータ57の出力(判定信号Judge)はLOWとなる。この判定信号JudgeのLOWへの変化は、リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧と参照電圧VREFとの差電圧が実質的にゼロになり、閾値電圧が参照電圧VREFに等しくなるように調整されたことを示す。
As shown in FIG. 8, when the voltage at the node A decreases as the count value C [3: 0] of the 4-bit counter 66 increases, the voltage at the node A becomes equal to or lower than the reference voltage VREF at a certain time. When the voltage at the node A becomes equal to or lower than the reference voltage VREF, the output of the comparator 57 (determination signal Judge) becomes LOW. The change of the judgment signal Judge to LOW is adjusted so that the difference voltage between the threshold voltage of the
判定信号JudgeのLOWへの変化に応答して、NAND回路61の出力がHIGHへと変化する。この変化に応答して、ラッチ67が4ビットカウンタ66のカウント値をラッチする。図8の例では、ノードAの電圧が参照電圧VREF以下になるときのカウント値C[3:0]は"0101"であり、この値"0101"がラッチ67に格納される。ラッチ67が"0101"を格納すると、図8に示されるようにラッチ67の出力C[3:0]'が"0101"に設定される。これにより、入力バッファ43(図5参照)の閾値を設定する閾値制御回路44へのデジタル信号が、所望の値に設定される。
In response to the change of the determination signal Judge to LOW, the output of the
また判定信号JudgeのLOWへの変化に応答して、NAND回路61の出力がHIGHへと変化すると、NAND回路62の出力がLOWとなる。このNAND回路62の出力はコンパレータ制御信号ENcontrolであり、図8の最下段に示すようにコンパレータ制御信号ENcontrolはカウント動作の間HIGHレベルを保持した後に、ノードAの電圧が参照電圧VREFよりも低くなったことに応答してLOWへと変化する。これによりコンパレータ57が非活性状態となり、コンパレータ57による電力消費がなくなる。
When the output of the
またNAND回路62の出力がLOWとなると、これに応答してスタート/ストップ制御回路65が4ビットカウンタ66へのクロック信号CKの供給を停止すると共に、4ビットカウンタ66のカウント値を"0000"にリセットする。このリセット動作が、図8においてカウント値C[3:0]の"0000"への変化として示されている。このように閾値制御回路46(図6参照)に供給するデジタル信号の値を所定値(この場合は"0000")に設定することにより、リファレンス・バッファ回路45に流れる電流量をゼロにする。
When the output of the
以上の動作により、入力バッファ43の閾値電圧が参照電圧VREFに等しくなるように調整される。またこの調整後には、リファレンス・バッファ回路45、閾値制御回路46、及びコンパレータ57に流れる電流をゼロにして、余計な電力消費をなくすことができる。
With the above operation, the threshold voltage of the input buffer 43 is adjusted to be equal to the reference voltage VREF. After this adjustment, the current flowing through the
図9は、閾値制御回路の変形例を説明するための図である。図9において、図6と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。 FIG. 9 is a diagram for explaining a modification of the threshold control circuit. In FIG. 9, the same components as those of FIG. 6 are referred to by the same numerals, and a description thereof will be omitted.
図9に示すリファレンス・バッファ回路45、コンパレータ57、及びアップカウンタ58は、図6に示すものと同一の構成を有し同一の動作をする。図9においては、閾値制御回路46の代わりに閾値制御回路71が設けられている。
The
閾値制御回路71は、PMOSトランジスタ51のソースと電源電圧VDDとの間に複数個並列に設けられたPMOSトランジスタ73乃至76を含む。複数のPMOSトランジスタ73乃至76のゲートには、アップカウンタ58から出力されるデジタル信号の各ビットC0乃至C3がそれぞれ供給される。PMOSトランジスタ73乃至76のゲート幅Wは、相対値としてそれぞれ1、2、4、8である。各PMOSトランジスタ73乃至76のON抵抗値がゲート幅Wに略反比例する場合、ビットC0乃至C3から構成されるデジタル信号を2進数として表現することにより、その2進数の値に応じたON抵抗値を実現することができる。即ち、例えば(C3,C2,C1,C0)が(0,0,1,1)であれば、PMOSトランジスタ73及び74が非導通状態、PMOSトランジスタ75及び76が導通状態となり、相対的なON抵抗値は1/12になる。また例えば(C3,C2,C1,C0)が(1,0,0,1)であれば、PMOSトランジスタ73及び76が非導通状態、PMOSトランジスタ74及び75が導通状態となり、相対的なON抵抗値は1/6になる。
The
アップカウンタ58は、ビットC0乃至C3で表現される2進数をカウントアップしていく。即ち、(C3,C2,C1,C0)が(0,0,0,0)から開始して、(0,0,0,1)、(0,0,1,0)、(0,0,1,1)、(0,1,0,0)、(0,1,0,1)、・・・とカウント値を1ずつ増加させていく。閾値制御回路71の全体的なON抵抗値は、アップカウンタ58のカウント値がカウントアップしていくのに応じて徐々に増加していく。閾値制御回路71のON抵抗値が増加するに従い、リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧(ノードAの電位)は下降していく。リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧が参照電圧VREFよりも大きい場合、コンパレータ57の出力はHIGHである。アップカウンタ58は、コンパレータ57の出力がHIGHの間はカウントアップ動作を続ける。
The up counter 58 counts up binary numbers represented by bits C0 to C3. That is, (C3, C2, C1, C0) starts from (0, 0, 0, 0), and (0, 0, 0, 1), (0, 0, 1, 0), (0, 0 , 1, 1), (0, 1, 0, 0), (0, 1, 0, 1),... The overall ON resistance value of the
アップカウンタ58のカウント値のカウントアップによりリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧が下降していくと、ある時点でリファレンス・バッファ回路45の閾値電圧が参照電圧VREF以下になる。リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧が参照電圧VREF以下になると、コンパレータ57の出力(判定信号Judge)はLOWとなる。このコンパレータ57の出力のLOWへの変化は、リファレンス・バッファ回路45の閾値電圧と参照電圧VREFとの差電圧が実質的にゼロになり、閾値電圧が参照電圧VREFに等しくなるように調整されたことを示す。
When the threshold voltage of the
アップカウンタ58は、コンパレータ57のLOW出力に応答して、カウントアップ動作を停止してその時のカウント値を記憶する。アップカウンタ58は、記憶したカウント値と同一の値のデジタル信号を入力バッファの閾値制御回路に供給する。この際、入力バッファは図5に示す入力バッファ43と同一の構成でよく、この入力バッファの閾値制御回路は、閾値制御回路71と同様に入力バッファと電源電圧VDDとの間に複数個並列に設けられたPMOSトランジスタであってよい。アップカウンタ58は更に、閾値制御回路71に供給するデジタル信号の値を所定値(この場合は"1111")に設定することにより、リファレンス・バッファ回路45に流れる電流量をゼロにする。またコンパレータ57に供給する活性化信号をDisable状態として、コンパレータ57を非活性化する。これにより、リファレンス・バッファ回路45、閾値制御回路71、及びコンパレータ57に流れる電流をゼロにして、余計な電力消費をなくすことができる。
In response to the LOW output of the
以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。
(付記1)
バッファ回路と、
該バッファ回路の閾値電圧を制御する第1の閾値制御回路と、
該バッファ回路と実質的に同一の特性を有するリファレンス・バッファ回路と、
該第1の閾値制御回路と実質的に同一の特性を有し該リファレンス・バッファ回路の閾値電圧をデジタル信号に応じて制御する第2の閾値制御回路と、
該第2の閾値制御回路に該デジタル信号を供給するデジタル制御回路
を含み、該デジタル制御回路は、該デジタル信号を変化させながら該リファレンス・バッファ回路の閾値電圧と所定の参照電圧との差電圧を監視し、該差電圧が実質的にゼロとなったときの該デジタル信号の値を記憶し、該記憶値と同一の値のデジタル信号を該第1の閾値制御回路に供給することにより該バッファ回路の閾値電圧を設定することを特徴とする閾値設定回路。
(付記2)
該バッファ回路は第1の電源電圧と第2の電源電圧とに基づいて動作し、該第1の閾値制御回路は該バッファ回路と該第2の電源電圧との間に設けられる抵抗値を制御する抵抗値制御回路であり、該リファレンス・バッファ回路は該第1の電源電圧と該第2の電源電圧とに基づいて動作し、該第2の閾値制御回路は該リファレンス・バッファ回路と該第2の電源電圧との間に設けられる抵抗値を制御する抵抗値制御回路であることを特徴とする付記1記載の閾値設定回路。
(付記3)
該バッファ回路は、
第1導電タイプの第1のトランジスタと、
該第1のトランジスタのドレインにドレインが接続された第2導電タイプの第2のトランジスタ
を含み、該第1の閾値制御回路は該第2のトランジスタのソースと該第2の電源電圧との間に複数個並列に設けられた該第2導電タイプの第3のトランジスタであり、
該リファレンス・バッファ回路は、
第1導電タイプの第4のトランジスタと、
該第1のトランジスタのドレインにドレインが接続された第2導電タイプの第5のトランジスタ
を含み、該第2の閾値制御回路は該第5のトランジスタのソースと該第2の電源電圧との間に複数個並列に設けられた該第2導電タイプの第6のトランジスタであり、
該複数の第3のトランジスタの各ゲート及び該複数の第6のトランジスタの各ゲートには該デジタル制御回路から出力されるデジタル信号の各ビットが供給されることを特徴とする付記2記載の閾値設定回路。
(付記4)
該リファレンス・バッファ回路は、該第4のトランジスタのゲート及びドレインと該第5のトランジスタのゲート及びドレインとを全て共通の1つのノードに接続し、該1つのノードに現れる電圧を該リファレンス・バッファ回路の閾値電圧とすることを特徴とする付記3記載の閾値設定回路。
(付記5)
該デジタル制御回路は、該記憶値と同一の値のデジタル信号を該第1の閾値制御回路に供給するとともに、該第2の閾値制御回路に供給するデジタル信号の値を所定値に設定することにより該リファレンス・バッファ回路に流れる電流量をゼロにすることを特徴とする付記2又は3の何れか一項に記載の閾値設定回路。
(付記6)
該リファレンス・バッファ回路の閾値電圧と該所定の参照電圧とを入力とする比較器を更に含み、該デジタル制御回路は、該第2の閾値制御回路に供給する該デジタル信号の値をカウンタにより順番に変化させながら該比較器の出力を監視することを特徴とする付記1記載の閾値設定回路。
(付記7)
該デジタル制御回路は、該記憶値と同一の値のデジタル信号を該第1の閾値制御回路に供給するとともに、該比較器を非活性化することを特徴とする付記6記載の閾値設定回路。
(付記8)
該第1導電タイプはP型であり、該第2導電タイプはN型であり、該第1の電源電圧は正の電源電圧であり、該第2の電源電圧はグランド電圧であることを特徴とする付記3記載の閾値設定回路。
(付記9)
該第1導電タイプはN型であり、該第2導電タイプはP型であり、該第1の電源電圧はグランド電圧であり、該第2の電源電圧は正の電源電圧であることを特徴とする付記3記載の閾値設定回路。
As mentioned above, although this invention was demonstrated based on the Example, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation is possible within the range as described in a claim.
(Appendix 1)
A buffer circuit;
A first threshold control circuit for controlling a threshold voltage of the buffer circuit;
A reference buffer circuit having substantially the same characteristics as the buffer circuit;
A second threshold control circuit having substantially the same characteristics as the first threshold control circuit and controlling the threshold voltage of the reference buffer circuit according to a digital signal;
A digital control circuit for supplying the digital signal to the second threshold control circuit, wherein the digital control circuit changes a difference between the threshold voltage of the reference buffer circuit and a predetermined reference voltage while changing the digital signal; And storing the value of the digital signal when the differential voltage becomes substantially zero, and supplying the digital signal having the same value as the stored value to the first threshold value control circuit. A threshold setting circuit characterized by setting a threshold voltage of a buffer circuit.
(Appendix 2)
The buffer circuit operates based on a first power supply voltage and a second power supply voltage, and the first threshold control circuit controls a resistance value provided between the buffer circuit and the second power supply voltage. The reference buffer circuit operates based on the first power supply voltage and the second power supply voltage, and the second threshold control circuit includes the reference buffer circuit and the second power supply voltage. The threshold value setting circuit according to
(Appendix 3)
The buffer circuit
A first transistor of a first conductivity type;
A second transistor of a second conductivity type having a drain connected to the drain of the first transistor, the first threshold control circuit between the source of the second transistor and the second power supply voltage; A second transistor of the second conductivity type provided in parallel to each other,
The reference buffer circuit is
A fourth transistor of the first conductivity type;
A fifth transistor of a second conductivity type having a drain connected to the drain of the first transistor, the second threshold control circuit between the source of the fifth transistor and the second power supply voltage; A second transistor of the second conductivity type provided in parallel with each other,
The threshold value according to
(Appendix 4)
The reference buffer circuit connects the gate and drain of the fourth transistor and the gate and drain of the fifth transistor to one common node, and supplies the voltage appearing at the one node to the reference buffer. The threshold value setting circuit according to
(Appendix 5)
The digital control circuit supplies a digital signal having the same value as the stored value to the first threshold control circuit, and sets a value of the digital signal supplied to the second threshold control circuit to a predetermined value. The threshold value setting circuit according to any one of
(Appendix 6)
The comparator further includes a comparator that receives the threshold voltage of the reference buffer circuit and the predetermined reference voltage, and the digital control circuit sequentially outputs the values of the digital signals supplied to the second threshold control circuit by a counter. The threshold value setting circuit according to
(Appendix 7)
The threshold setting circuit according to appendix 6, wherein the digital control circuit supplies a digital signal having the same value as the stored value to the first threshold control circuit and deactivates the comparator.
(Appendix 8)
The first conductivity type is P-type, the second conductivity type is N-type, the first power supply voltage is a positive power supply voltage, and the second power supply voltage is a ground voltage. The threshold value setting circuit according to
(Appendix 9)
The first conductivity type is N-type, the second conductivity type is P-type, the first power supply voltage is a ground voltage, and the second power supply voltage is a positive power supply voltage. The threshold value setting circuit according to
41 LSI−IO領域
42 LSIコア領域
43 入力バッファ
44 閾値制御回路
45 リファレンス・バッファ回路
46 閾値制御回路
47 デジタル制御回路
57 コンパレータ
58 アップカウンタ
41 LSI-
Claims (5)
該バッファ回路の閾値電圧を制御する第1の閾値制御回路と、
該バッファ回路と実質的に同一の特性を有するリファレンス・バッファ回路と、
該第1の閾値制御回路と実質的に同一の特性を有し該リファレンス・バッファ回路の閾値電圧をデジタル信号に応じて制御する第2の閾値制御回路と、
該第2の閾値制御回路に該デジタル信号を供給するデジタル制御回路と
を含み、
該デジタル制御回路は、該デジタル信号を変化させながら該リファレンス・バッファ回路の閾値電圧と所定の参照電圧との差電圧を監視し、該差電圧が実質的にゼロとなったときの該デジタル信号の値を記憶し、該記憶値と同一の値のデジタル信号を該第1の閾値制御回路に供給することにより該バッファ回路の閾値電圧を設定することを特徴とする閾値設定回路。 A buffer circuit;
A first threshold control circuit for controlling a threshold voltage of the buffer circuit;
A reference buffer circuit having substantially the same characteristics as the buffer circuit;
A second threshold control circuit having substantially the same characteristics as the first threshold control circuit and controlling the threshold voltage of the reference buffer circuit according to a digital signal;
A digital control circuit for supplying the digital signal to the second threshold control circuit,
The digital control circuit monitors a difference voltage between a threshold voltage of the reference buffer circuit and a predetermined reference voltage while changing the digital signal, and the digital signal when the difference voltage becomes substantially zero And a threshold voltage of the buffer circuit is set by supplying a digital signal having the same value as the stored value to the first threshold control circuit.
該第1の閾値制御回路は該バッファ回路と該第2の電源電圧との間に設けられる抵抗値を制御する抵抗値制御回路であり、
該リファレンス・バッファ回路は該第1の電源電圧と該第2の電源電圧とに基づいて動作し、
該第2の閾値制御回路は該リファレンス・バッファ回路と該第2の電源電圧との間に設けられる抵抗値を制御する抵抗値制御回路であることを特徴とする請求項1記載の閾値設定回路。 The buffer circuit operates based on the first power supply voltage and the second power supply voltage,
The first threshold control circuit is a resistance value control circuit that controls a resistance value provided between the buffer circuit and the second power supply voltage;
The reference buffer circuit operates based on the first power supply voltage and the second power supply voltage;
2. The threshold value setting circuit according to claim 1, wherein the second threshold value control circuit is a resistance value control circuit for controlling a resistance value provided between the reference buffer circuit and the second power supply voltage. .
第1導電タイプの第1のトランジスタと、
該第1のトランジスタのドレインにドレインが接続された第2導電タイプの第2のトランジスタと
を含み、
該第1の閾値制御回路は該第2のトランジスタのソースと該第2の電源電圧との間に複数個並列に設けられた該第2導電タイプの第3のトランジスタであり、
該リファレンス・バッファ回路は、
第1導電タイプの第4のトランジスタと、
該第1のトランジスタのドレインにドレインが接続された第2導電タイプの第5のトランジスタと
を含み、
該第2の閾値制御回路は該第5のトランジスタのソースと該第2の電源電圧との間に複数個並列に設けられた該第2導電タイプの第6のトランジスタであり、
該複数の第3のトランジスタの各ゲート及び該複数の第6のトランジスタの各ゲートには該デジタル制御回路から出力されるデジタル信号の各ビットが供給されることを特徴とする請求項2記載の閾値設定回路。 The buffer circuit
A first transistor of a first conductivity type;
A second transistor of the second conductivity type having a drain connected to the drain of the first transistor;
The first threshold value control circuit is a third transistor of the second conductivity type provided in parallel between the source of the second transistor and the second power supply voltage,
The reference buffer circuit is
A fourth transistor of the first conductivity type;
A second transistor of the second conductivity type having a drain connected to the drain of the first transistor;
The second threshold control circuit is a sixth transistor of the second conductivity type provided in parallel between the source of the fifth transistor and the second power supply voltage,
The bit of the digital signal output from the digital control circuit is supplied to each gate of the plurality of third transistors and each gate of the plurality of sixth transistors. Threshold setting circuit.
該デジタル制御回路は、該第2の閾値制御回路に供給する該デジタル信号の値をカウンタにより順番に変化させながら該比較器の出力を監視することを特徴とする請求項1記載の閾値設定回路。 A comparator that inputs the threshold voltage of the reference buffer circuit and the predetermined reference voltage;
2. The threshold setting circuit according to claim 1, wherein the digital control circuit monitors the output of the comparator while sequentially changing the value of the digital signal supplied to the second threshold control circuit by a counter. .
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2007
- 2007-08-23 JP JP2007217451A patent/JP2009055123A/en not_active Withdrawn
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