JP2009044944A

JP2009044944A - Switching power supply

Info

Publication number: JP2009044944A
Application number: JP2007210642A
Authority: JP
Inventors: Hironobu Miura; 啓伸三浦
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2007-08-13
Filing date: 2007-08-13
Publication date: 2009-02-26

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply that suppresses harmonics. <P>SOLUTION: In the commercial power supply 2, a drain terminal of MOSFET 202 is connected to a rectifier 106, a source terminal is connected to a diode 110 via a current detection resistor 204, and the gate terminal is connected to an applied voltage control section 20. If an applied voltage Vgs, generated by the applied voltage control section 20, is applied to the gate terminal, the MOSFET 202 allow the drain current to flow between the drain terminal and the source terminal. The applied voltage control section 20 detects the peak value of an input current Iin and converts the detected peak value of the input current Iin into the peak value of the current, where a harmonic component is suppressed. Furthermore, the applied voltage control section 20 generates the applied voltage Vgs that applies voltage to the gate terminal of the MOSFET 202, based on the converted current peak value. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply apparatus.

スイッチング電源装置において高調波を抑制する方法として、整流器と平滑コンデンサとの間にチョークコイルを接続する入力チョークコイル方式がある。 As a method of suppressing harmonics in a switching power supply device, there is an input choke coil system in which a choke coil is connected between a rectifier and a smoothing capacitor.

本発明は、チョークコイルがなくとも、高調波を抑制するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 An object of this invention is to provide the switching power supply device which suppresses a harmonic even if there is no choke coil.

上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、入力される交流電力を整流する整流手段と、前記整流手段から出力される電力をスイッチングして電圧を変換する変圧手段と、前記整流手段と前記変圧手段との間に接続された検出手段と、信号生成手段と、前記整流手段と検出手段との間に接続された制御手段とを有するスイッチング電源装置であって、前記検出手段は、前記整流手段から出力される第１の電流の値を検出し、前記信号生成手段は、前記検出された第１の電流の値の高調波成分を抑制した第２の電流の値を示す電流値信号を生成し、前記制御手段は、前記生成された電流値信号に従って、前記整流手段から出力される電流の値が、前記第２の電流の値となるように制御する。 In order to achieve the above object, a switching power supply according to the present invention includes a rectifier that rectifies input AC power, a transformer that switches voltage output from the rectifier and converts voltage, and A switching power supply device comprising a detecting means connected between a rectifying means and the transformer means, a signal generating means, and a control means connected between the rectifying means and the detecting means, wherein the detecting means Detects the value of the first current output from the rectifying means, and the signal generating means indicates the value of the second current in which the harmonic component of the detected value of the first current is suppressed. A current value signal is generated, and the control unit controls the value of the current output from the rectifying unit to be the value of the second current in accordance with the generated current value signal.

本発明によれば、チョークコイルがなくとも、高調波を抑制するスイッチング電源装置を提供できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, even if there is no choke coil, the switching power supply device which suppresses a harmonic can be provided.

［本発明の背景］
本発明の理解を助けるために、まず、本発明がなされるに至った背景を説明する。
図１は、高調波を抑制する方法としてアクティブフィルタ方式を採用した第１の商用電源装置１の構成を示す図である。
このアクティブフィルタ方式では、整流器で全波整流された脈流波形を数十ｋＨｚ以上の周波数で、全周期にわたってスイッチングが行われる。
これにより、入力電流波形は、各スイッチング波形の周期ごとの平均値となるため、負荷側にコンデンサがある場合でも正弦波状となり、高調波成分が低減される。 [Background of the present invention]
In order to help understanding of the present invention, first, the background that led to the present invention will be described.
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a first commercial power supply apparatus 1 that employs an active filter system as a method of suppressing harmonics.
In this active filter system, a pulsating waveform that has been full-wave rectified by a rectifier is switched at a frequency of several tens of kHz or more over the entire period.
As a result, the input current waveform has an average value for each period of each switching waveform, so that even if there is a capacitor on the load side, it becomes a sine wave, and the harmonic component is reduced.

図１に示すように、第１の商用電源装置１は、交流電源１０２、ラインフィルタ１０４、整流器１０６、チョークコイル１０８、ダイオード１１０、平滑コンデンサ１１２、コンデンサ１１４、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor：金属酸化膜形電界効果トランジスタ）１１６、トランス１２０、ダイオード１２２、コンデンサ１２４、負荷１２６、ダイオード１２８および制御部１３０から構成される。 As shown in FIG. 1, the first commercial power supply 1 includes an AC power supply 102, a line filter 104, a rectifier 106, a choke coil 108, a diode 110, a smoothing capacitor 112, a capacitor 114, a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect). Transistor: metal oxide film field effect transistor) 116, transformer 120, diode 122, capacitor 124, load 126, diode 128, and control unit 130.

第１の商用電源装置１において、交流電源１０２は、ラインフィルタ１０４に接続されている。
ラインフィルタ１０４は、交流電源１０２からの入力電流に含まれるノイズを除去し、さらに、第１の商用電源装置１で発生したノイズが商用電源ラインに悪影響を及ぼさないような処理を行う。
整流器１０６は、たとえばブリッジ型の整流器であって、ラインフィルタ１０４を経由した入力電流を全波整流する。 In the first commercial power supply device 1, the AC power supply 102 is connected to the line filter 104.
The line filter 104 removes noise included in the input current from the AC power supply 102, and further performs processing so that noise generated in the first commercial power supply device 1 does not adversely affect the commercial power supply line.
The rectifier 106 is, for example, a bridge-type rectifier, and full-wave rectifies the input current passing through the line filter 104.

図２は、整流器１０６前後の入力電圧および入力電流の波形を例示する図であり、図２（Ａ）は整流器１０６の前の入力電圧および入力電流の波形を、図２（Ｂ）は整流器１０６の後の入力電圧および入力電流の波形を、それぞれ例示する。
入力電圧および入力電流は、周期Ｔの正弦波で示される。
但し、入力電流は、高調波の影響によって、導通角Ａの区間のみ電流が流れるようにされている。
また、入力電流の最大値はＩin_maxで示されている。
整流器１０６は、図２（Ａ）で示される波形が、図２（Ｂ）で示される波形になるように全波整流する。 FIG. 2 is a diagram illustrating the waveforms of the input voltage and the input current before and after the rectifier 106. FIG. 2A shows the waveforms of the input voltage and the input current before the rectifier 106, and FIG. The waveforms of the input voltage and input current after are respectively illustrated.
The input voltage and input current are represented by a sine wave with a period T.
However, the input current is made to flow only in the section of the conduction angle A due to the influence of harmonics.
The maximum value of the input current is indicated by Iin_max.
The rectifier 106 performs full-wave rectification so that the waveform shown in FIG. 2A becomes the waveform shown in FIG.

整流器１０６（図１）は、チョークコイル１０８およびダイオード１１０を介して平滑コンデンサ１１２に接続される。
チョークコイル１０８とダイオード１１０との接続点には、コンデンサ１１４を介してＭＯＳＦＥＴ１１６のドレイン端子が接続される。
また、ＭＯＳＦＥＴ１１６のソース端子は平滑コンデンサ１１２の負側に接続され、ゲート端子は制御部１３０に接続される。
平滑コンデンサ１１２の正側は、トランス１２０の１次側のコイルに接続され、トランス１２０の１次側コイルの他端は、ＭＯＳＦＥＴ１１６のドレイン端子に接続される。 The rectifier 106 (FIG. 1) is connected to the smoothing capacitor 112 via the choke coil 108 and the diode 110.
A drain terminal of the MOSFET 116 is connected to a connection point between the choke coil 108 and the diode 110 through a capacitor 114.
The source terminal of the MOSFET 116 is connected to the negative side of the smoothing capacitor 112, and the gate terminal is connected to the control unit 130.
The positive side of the smoothing capacitor 112 is connected to the primary coil of the transformer 120, and the other end of the primary coil of the transformer 120 is connected to the drain terminal of the MOSFET 116.

トランス１２０の２次側は、ダイオード１２２を介してコンデンサ１２４に接続されるとともに、負荷１２６にも接続される。
また、トランス１２０の２次側には中間タップが設けられており、この中間タップは、コンデンサ１２４の負側に接続されるとともに、負荷１２６にも接続される。
トランス１２０の２次側の他端は、ダイオード１２８を介して、ダイオード１２２とコンデンサ１２４との接続点に接続される。
また、コンデンサ１２４の正側と負荷１２６との接続点には、制御部１３０が接続される。 The secondary side of the transformer 120 is connected to the capacitor 124 via the diode 122 and is also connected to the load 126.
An intermediate tap is provided on the secondary side of the transformer 120, and this intermediate tap is connected to the negative side of the capacitor 124 and also to the load 126.
The other end of the secondary side of the transformer 120 is connected to a connection point between the diode 122 and the capacitor 124 via the diode 128.
A control unit 130 is connected to a connection point between the positive side of the capacitor 124 and the load 126.

制御部１３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１６のゲート端子に電圧を印加して、脈流波形に対して数十ｋＨｚ以上の周波数でスイッチングが行われるように制御する。ＭＯＳＦＥＴ１１６がオンであるとき、チョークコイル１０８を経由してコンデンサ１１４に電流が流れ、チョークコイル１０８およびコンデンサ１１４に電荷が蓄積される。
ＭＯＳＦＥＴ１１６がオフであるとき、チョークコイル１０８に蓄積された電荷は、ダイオード１１０を経由して平滑コンデンサ１１２に流れ、平滑コンデンサ１１２に電荷が蓄積する。
また、ＭＯＳＦＥＴ１１６がオンであるとき、平滑コンデンサ１１２に蓄積されていた電荷がトランス１２０に供給される。
ＭＯＳＦＥＴ１１６がオフであるとき、チョークコイル１０８およびコンデンサ１１４に蓄積されていた電荷が、トランス１２０に供給される。 The control unit 130 applies a voltage to the gate terminal of the MOSFET 116 and controls the pulsating waveform so that switching is performed at a frequency of several tens of kHz or more. When the MOSFET 116 is on, a current flows through the capacitor 114 via the choke coil 108 and charges are accumulated in the choke coil 108 and the capacitor 114.
When the MOSFET 116 is off, the charge accumulated in the choke coil 108 flows to the smoothing capacitor 112 via the diode 110, and the charge is accumulated in the smoothing capacitor 112.
Further, when the MOSFET 116 is on, the electric charge accumulated in the smoothing capacitor 112 is supplied to the transformer 120.
When the MOSFET 116 is off, the electric charge accumulated in the choke coil 108 and the capacitor 114 is supplied to the transformer 120.

このようにして、整流器１０６で全波整流された入力電力は、ダイオード１１０および平滑コンデンサ１１２などによって直流に平滑化され、直流電力としてＭＯＳＦＥＴ１１６に供給される。
この直流電力は、ＭＯＳＦＥＴ１１６によってパルス状の交流電力に変換され、トランス１２０に供給される。
トランス１２０は、この交流電力の電圧を変圧し、変圧された電力は、ダイオード１２２およびダイオード１２８に供給される。 In this way, the input power that has been full-wave rectified by the rectifier 106 is smoothed to a direct current by the diode 110 and the smoothing capacitor 112, and supplied to the MOSFET 116 as direct current power.
This DC power is converted into pulsed AC power by the MOSFET 116 and supplied to the transformer 120.
The transformer 120 transforms the voltage of the AC power, and the transformed power is supplied to the diode 122 and the diode 128.

２次側の変圧された交流電力は、ダイオード１２２、ダイオード１２８およびコンデンサ１２４によって直流に整流され、負荷１２６に供給される。
制御部１３０は、２次側の直流電圧のフィードバックを受け、この電圧が一定になるようにＭＯＳＦＥＴ１１６のスイッチングを制御する。
このような構成により、入力電流波形は、スイッチング波形の周期ごとの平均値となり、したがって、正弦波形とすることが可能となり、高調波の発生を抑制できる。 The transformed AC power on the secondary side is rectified to a direct current by the diode 122, the diode 128, and the capacitor 124, and supplied to the load 126.
The control unit 130 receives the feedback of the DC voltage on the secondary side and controls the switching of the MOSFET 116 so that this voltage becomes constant.
With such a configuration, the input current waveform has an average value for each period of the switching waveform, and thus can be a sine waveform, and the generation of harmonics can be suppressed.

第１の商用電源装置１において効率的な高調波抑制を行うためには、入力電流の導通角を広げるためにインダクタンスの大きなチョークコイルが必要となる。
したがって、商用電源装置の小型化を行うためには適さない場合がある。
以下で説明する第２の商用電源装置２は、このような問題点を解消するように構成されている。 In order to perform efficient harmonic suppression in the first commercial power supply device 1, a choke coil having a large inductance is required to widen the conduction angle of the input current.
Therefore, it may not be suitable for downsizing the commercial power supply device.
The second commercial power supply device 2 described below is configured to eliminate such problems.

［本発明の実施形態］
以下、本発明の実施形態を説明する。
図３は、本発明の実施形態にかかる第２の商用電源装置２の構成を示す図である。
図３に示すように、第２の商用電源装置２は、交流電源１０２、ラインフィルタ１０４、整流器１０６、ＭＯＳＦＥＴ２０２、電流検出抵抗２０４、印加電圧制御部２０、ダイオード１１０、平滑コンデンサ１１２、コンデンサ１１４、ＭＯＳＦＥＴ１１６、トランス１２０、ダイオード１２２、コンデンサ１２４、負荷１２６、ダイオード１２８、制御部１３０、補助電源２０６、補助電源切替スイッチ２０８およびフィードバック（ＦＢ）部２１８から構成される。
なお、図３に示す第２の商用電源装置２の内、図１に示した第１の商用電源装置１の構成部分と実質的に同一のものには、同一の符号が付してある。 Embodiment of the present invention
Embodiments of the present invention will be described below.
FIG. 3 is a diagram showing a configuration of the second commercial power supply device 2 according to the embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 3, the second commercial power supply device 2 includes an AC power supply 102, a line filter 104, a rectifier 106, a MOSFET 202, a current detection resistor 204, an applied voltage control unit 20, a diode 110, a smoothing capacitor 112, a capacitor 114, A MOSFET 116, a transformer 120, a diode 122, a capacitor 124, a load 126, a diode 128, a control unit 130, an auxiliary power source 206, an auxiliary power source changeover switch 208, and a feedback (FB) unit 218 are configured.
Note that, in the second commercial power supply device 2 shown in FIG. 3, the same components as those of the first commercial power supply device 1 shown in FIG.

ＭＯＳＦＥＴ２０２のドレイン端子は、整流器１０６に接続され、ソース端子は電流検出抵抗２０４を介してダイオード１１０に接続され、ゲート端子は印加電圧制御部２０に接続される。
ＭＯＳＦＥＴ２０２は、印加電圧制御部２０によって生成された印加電圧Ｖｇｓがゲート端子に印加されると、ドレイン端子とソース端子との間にドレイン電流を流す。
電流検出抵抗２０４は、整流器１０６を通過した入力電流Ｉinを、電圧降下を利用して電圧に変換するために使用される。
ＦＢ部２１８は、コンデンサ１２４の正側と負荷１２６との接続点に接続され、印加電圧制御部２０に２次側電圧をフィードバックする。 The drain terminal of the MOSFET 202 is connected to the rectifier 106, the source terminal is connected to the diode 110 via the current detection resistor 204, and the gate terminal is connected to the applied voltage control unit 20.
When the applied voltage Vgs generated by the applied voltage control unit 20 is applied to the gate terminal, the MOSFET 202 causes a drain current to flow between the drain terminal and the source terminal.
The current detection resistor 204 is used to convert the input current Iin that has passed through the rectifier 106 into a voltage using a voltage drop.
The FB unit 218 is connected to a connection point between the positive side of the capacitor 124 and the load 126, and feeds back the secondary side voltage to the applied voltage control unit 20.

ＭＯＳＦＥＴ１１６がオンであるとき、コンデンサ１１４に電流が流れ、コンデンサ１１４に電荷が蓄積される。
ＭＯＳＦＥＴ１１６がオフであるとき、かつ、ＭＯＳＦＥＴ２０２がオンであるとき、電流検出抵抗２０４およびダイオード１１０を経由して平滑コンデンサ１１２に電流が流れ、平滑コンデンサ１１２に電荷が蓄積する。
また、ＭＯＳＦＥＴ１１６がオンであるとき、平滑コンデンサ１１２に蓄積されていた電荷がトランス１２０に供給される。
ＭＯＳＦＥＴ１１６がオフであるとき、チョークコイル１０８およびコンデンサ１１４に蓄積されていた電荷が、トランス１２０に供給される。 When the MOSFET 116 is on, a current flows through the capacitor 114 and charges are accumulated in the capacitor 114.
When the MOSFET 116 is off and the MOSFET 202 is on, a current flows through the smoothing capacitor 112 via the current detection resistor 204 and the diode 110, and charges are accumulated in the smoothing capacitor 112.
Further, when the MOSFET 116 is on, the electric charge accumulated in the smoothing capacitor 112 is supplied to the transformer 120.
When the MOSFET 116 is off, the electric charge accumulated in the choke coil 108 and the capacitor 114 is supplied to the transformer 120.

トランス１２０は、交流に変換された電力の電圧を変圧し、変圧された電力は、ダイオード１２２およびダイオード１２８に供給される。
２次側の変圧された交流電力は、ダイオード１２２、ダイオード１２８およびコンデンサ１２４によって直流に整流され、負荷１２６に供給される。
制御部１３０は、２次側の直流電圧のフィードバックを受け、この電圧が一定になるようにＭＯＳＦＥＴ１１６のスイッチングを制御する。 The transformer 120 transforms the voltage of the electric power converted into alternating current, and the transformed electric power is supplied to the diode 122 and the diode 128.
The transformed AC power on the secondary side is rectified to a direct current by the diode 122, the diode 128, and the capacitor 124, and is supplied to the load 126.
The control unit 130 receives the feedback of the DC voltage on the secondary side and controls the switching of the MOSFET 116 so that this voltage becomes constant.

印加電圧制御部２０は、図４等を用いて後述するように、入力電流Ｉinのピーク値を検出し、検出した入力電流Ｉinのピーク値を、高調波成分が抑制された電流のピーク値に変換する。
さらに、印加電圧制御部２０は、変換された電流ピーク値に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ２０２のゲート端子に印加する印加電圧Ｖｇｓを生成する。
補助電源切替スイッチ２０８は、トランス１２０の２次側からの電圧の供給が安定するまでは、印加電圧制御部２０の各構成部分の動作に必要な電源を補助電源２０６から供給するように制御する。
さらに、補助電源切替スイッチ２０８は、トランス１２０の２次側からの電圧の供給が安定した場合は、印加電圧制御部２０の各構成部分の動作に必要な電源を２次側から供給するように制御する。 As will be described later with reference to FIG. 4 and the like, the applied voltage control unit 20 detects the peak value of the input current Iin, and converts the detected peak value of the input current Iin to the peak value of the current in which the harmonic component is suppressed. Convert.
Furthermore, the applied voltage control unit 20 generates an applied voltage Vgs to be applied to the gate terminal of the MOSFET 202 based on the converted current peak value.
The auxiliary power supply changeover switch 208 controls the auxiliary power supply 206 to supply power necessary for the operation of each component of the applied voltage control unit 20 until the supply of voltage from the secondary side of the transformer 120 is stabilized. .
Further, the auxiliary power supply changeover switch 208 supplies power necessary for the operation of each component of the applied voltage control unit 20 from the secondary side when the supply of voltage from the secondary side of the transformer 120 is stable. Control.

図４は、図３に示した印加電圧制御部２０の構成を示す図である。
図４に示すように、印加電圧制御部２０は、電流／電圧変換部２１０、電流ピーク検出部２２、電源周波数設定部２１２、ピーク値変換部２４、印加電圧生成部２１４および遅延補正部２６から構成される。
印加電圧制御部２０において、電流／電圧変換部２１０は、電流検出抵抗２０４に流れる入力電流Ｉinを電圧に変換し、変換した電圧の値を電流ピーク検出部２２に対して出力する。
電源周波数設定部２１２は、使用する電源周波数が、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚのいずれであるかを設定し、設定した周波数を電流ピーク検出部２２に対して出力する。 FIG. 4 is a diagram showing a configuration of the applied voltage control unit 20 shown in FIG.
As shown in FIG. 4, the applied voltage control unit 20 includes a current / voltage conversion unit 210, a current peak detection unit 22, a power supply frequency setting unit 212, a peak value conversion unit 24, an applied voltage generation unit 214, and a delay correction unit 26. Composed.
In the applied voltage control unit 20, the current / voltage conversion unit 210 converts the input current Iin flowing through the current detection resistor 204 into a voltage, and outputs the converted voltage value to the current peak detection unit 22.
The power supply frequency setting unit 212 sets whether the power supply frequency to be used is 50 Hz or 60 Hz, and outputs the set frequency to the current peak detection unit 22.

電流ピーク検出部２２は、後述するように、変換した電圧値を用いて、入力電流Ｉinのピーク値Ｉin_maxを検出し、検出した電流ピーク値Ｉin_maxを、ピーク値変換部２４に対して出力する。
電流ピーク検出部２２は、Ａ／Ｄ変換部２２０、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）２２２、ＣＰＵ２２４およびメモリ２２６から構成される。
電流ピーク検出部２２において、Ａ／Ｄ変換部２２０は、電流／電圧変換部２１０からの電圧をアナログ値からディジタル値に変換する。
ＦＰＧＡ２２２、ＣＰＵ２２４およびメモリ２２６は、以下に説明するように、電圧のディジタル値から、Ｉin_maxを検出する。 As will be described later, the current peak detection unit 22 detects the peak value Iin_max of the input current Iin using the converted voltage value, and outputs the detected current peak value Iin_max to the peak value conversion unit 24.
The current peak detection unit 22 includes an A / D conversion unit 220, an FPGA (Field Programmable Gate Array) 222, a CPU 224, and a memory 226.
In the current peak detector 22, the A / D converter 220 converts the voltage from the current / voltage converter 210 from an analog value to a digital value.
The FPGA 222, the CPU 224, and the memory 226 detect Iin_max from the digital value of the voltage as described below.

Ａ／Ｄ変換部２２０は、電流／電圧変換部２１０からの電圧をアナログ値からディジタル値に変換する。
ＦＰＧＡ２２２は、ＣＰＵ２２４を利用して、電圧のディジタル値をメモリ２２６に格納する。
また、ＦＰＧＡ２２２は、ＣＰＵ２２４を利用して、メモリ２２６に格納した電圧のディジタル値（現在の電圧値）と、その前に格納した電圧のディジタル値（前の電圧値）とを比較する。
現在の電圧値が前の電圧値よりも小さい場合、ＦＰＧＡ２２２は、ピーク電流Ｉin_maxを検出し、その値をピーク値変換部２４に対して出力する。 The A / D converter 220 converts the voltage from the current / voltage converter 210 from an analog value to a digital value.
The FPGA 222 uses the CPU 224 to store the digital value of the voltage in the memory 226.
Further, the FPGA 222 uses the CPU 224 to compare the digital value of the voltage stored in the memory 226 (current voltage value) with the digital value of the voltage stored before (the previous voltage value).
When the current voltage value is smaller than the previous voltage value, the FPGA 222 detects the peak current Iin_max and outputs the value to the peak value conversion unit 24.

ピーク値変換部２４（図４）は、導通角検出部２４０、積分値算出部２４２および電流ピーク値算出部２４４から構成される。
ピーク値変換部２４は、これらの構成部分により、電流ピーク検出部２２からの入力電流のピーク値を、高調波成分が抑制された電流のピーク値に変換する。 The peak value conversion unit 24 (FIG. 4) includes a conduction angle detection unit 240, an integral value calculation unit 242, and a current peak value calculation unit 244.
The peak value conversion unit 24 converts the peak value of the input current from the current peak detection unit 22 into the peak value of the current in which the harmonic component is suppressed by these components.

図５は、図４に示すピーク値変換部２４、印加電圧生成部２１４および遅延補正部２６の機能を説明するための波形図である。
図５（Ａ）は高調波抑制される前の入力電流および入力電圧の波形を例示し、図５（Ｂ）は高調波抑制された後の入力電流および入力電圧の波形を例示する。
図５（Ａ）において、入力電流は、最大値Ｉin_maxであり、導通角Ａを有する。また、入力電流波形の半周期における積分値Ｓ１が図５（Ａ）の斜線部の面積として示されている。
なお、電流／電圧変換部２１０および電流ピーク検出部２２における処理のため、ピーク値変換部２４に入力される入力電流および入力電圧は、電源よりもＴ１だけ遅延している。 FIG. 5 is a waveform diagram for explaining the functions of the peak value converter 24, the applied voltage generator 214, and the delay corrector 26 shown in FIG.
FIG. 5A illustrates the waveforms of the input current and the input voltage before harmonic suppression, and FIG. 5B illustrates the waveforms of the input current and the input voltage after harmonic suppression.
In FIG. 5A, the input current has a maximum value Iin_max and has a conduction angle A. Further, the integral value S1 in the half cycle of the input current waveform is shown as the area of the hatched portion in FIG.
Note that because of the processing in the current / voltage conversion unit 210 and the current peak detection unit 22, the input current and the input voltage input to the peak value conversion unit 24 are delayed by T1 from the power supply.

図５（Ｂ）において、高調波抑制後の入力電流は、導通角は半周期まで広げられており、このときの電流ピーク値はＩpeakである。
また、この電流波形の半周期における積分値Ｓ２が図５（Ｂ）の斜線部の面積として示されている。
なお、ピーク値変換部２４における処理のため、高調波抑制後の入力電流および入力電圧は、高調波抑制前よりもＴ２だけ遅延している。 In FIG. 5B, the conduction current of the input current after harmonic suppression is expanded to a half cycle, and the current peak value at this time is Ipeak.
Further, the integrated value S2 in the half cycle of this current waveform is shown as the area of the hatched portion in FIG.
Note that because of the processing in the peak value conversion unit 24, the input current and input voltage after harmonic suppression are delayed by T2 from before harmonic suppression.

ピーク値変換部２４（図４）において、導通角検出部２４０は、高調波抑制前の入力電流の導通角Ａを検出する。
積分値算出部２４２は、積分値Ｓ１を算出する。
電流ピーク値算出部２４４は、Ｓ１＝Ｓ２となるようなＩpeakを算出し、印加電圧生成部２１４に対して出力する。 In the peak value converter 24 (FIG. 4), the conduction angle detector 240 detects the conduction angle A of the input current before harmonic suppression.
The integral value calculation unit 242 calculates an integral value S1.
The current peak value calculation unit 244 calculates Ipeak such that S1 = S2, and outputs it to the applied voltage generation unit 214.

以下、Ｉpeakの算出方法について具体的に説明する。
導通角ＡがＡ＝（ｂ−ａ）Ｔ（０＜ａ＜ｂ＜０．５）で表される（図５（Ａ）参照）とすると、Ｓ１は、以下の式で表される。 Hereinafter, a method for calculating Ipeak will be described in detail.
When the conduction angle A is represented by A = (ba) T (0 <a <b <0.5) (see FIG. 5A), S1 is represented by the following equation.

また、Ｓ２は、以下の式で表される。 S2 is expressed by the following equation.

ここで、Ｓ１＝Ｓ２とすると、Ｉpeakは、以下の式で表される。 Here, if S1 = S2, Ipeak is expressed by the following equation.

印加電圧生成部２１４（図４）は、ピーク値変換部２４からＩpeakを受け入れ、ＦＢ部２１８から２次側電圧のフィードバックを受け入れる。
また、印加電圧生成部２１４は、２次側電圧のフィードバックに基づいて、このＩpeakをＭＯＳＦＥＴ２０２のドレイン−ソート間に流すために必要な印加電圧Ｖｇｓを生成する。
また、印加電圧生成部２１４は、生成した印加電圧Ｖｇｓを、遅延補正部２６に対して出力する。 The applied voltage generation unit 214 (FIG. 4) receives Ipeak from the peak value conversion unit 24 and receives feedback of the secondary side voltage from the FB unit 218.
Further, the applied voltage generation unit 214 generates an applied voltage Vgs necessary for flowing this Ipeak between the drain and sort of the MOSFET 202 based on the feedback of the secondary side voltage.
In addition, the applied voltage generation unit 214 outputs the generated applied voltage Vgs to the delay correction unit 26.

印加電圧生成部２１４は、図５（Ｂ）に示す入力電流を受け入れ、図５（Ｃ）に示す印加電圧Ｖｇｓを生成する。
しかしながら、生成された印加電圧Ｖｇｓは、前述したように、電源よりもＴ１＋Ｔ２だけ位相がずれている。
したがって、遅延補正部２６において、図５（Ｄ）に示すように遅延を補正して、この補正した印加電圧ＶｇｓをＭＯＳＦＥＴ２０２のゲート端子に印加する必要がある。 The applied voltage generator 214 receives the input current shown in FIG. 5B and generates the applied voltage Vgs shown in FIG.
However, the generated applied voltage Vgs is out of phase by T1 + T2 from the power supply, as described above.
Therefore, the delay correction unit 26 needs to correct the delay as shown in FIG. 5D and apply the corrected applied voltage Vgs to the gate terminal of the MOSFET 202.

遅延補正部２６（図４）は、印加電圧微分部２６０、入力電圧微分部２６２、時間差算出部２６４および位相補正部２６６から構成される。
遅延補正部２６において、印加電圧微分部２６０は、印加電圧生成部２１４からの印加電圧Ｖｇｓの波形を微分した波形を生成する。
入力電圧微分部２６２は、ＭＯＳＦＥＴ２０２の１次側の入力電流波形を微分した波形を生成する。 The delay correction unit 26 (FIG. 4) includes an applied voltage differentiation unit 260, an input voltage differentiation unit 262, a time difference calculation unit 264, and a phase correction unit 266.
In the delay correction unit 26, the applied voltage differentiating unit 260 generates a waveform obtained by differentiating the waveform of the applied voltage Vgs from the applied voltage generating unit 214.
The input voltage differentiating unit 262 generates a waveform obtained by differentiating the input current waveform on the primary side of the MOSFET 202.

図５（Ｅ）は入力電圧微分部２６２が入力電圧波形（図２（Ａ）の入力電圧）を微分して生成した波形であり、図５（Ｆ）は印加電圧微分部２６０が印加電圧Ｖｇｓの波形（図５（Ｃ）の印加電圧）を微分して生成した波形である。
時間差算出部２６４（図４）は、図５（Ｅ）および図５（Ｆ）に示す波形から、時間差Ｔ１＋Ｔ２を算出し、算出した値を位相補正部２６６に対して出力する。
位相補正部２６６は、時間差算出部２６４からの時間差Ｔ１＋Ｔ２から、印加電圧Ｖｇｓの位相を補正し、補正した印加電圧ＶｇｓをＭＯＳＦＥＴ２０２のゲート端子に供給する。
ＭＯＳＦＥＴ２０２は、印加電圧Ｖｇｓに応じて、高調波成分が抑制された入力電流を流す。 FIG. 5E shows a waveform generated by differentiating the input voltage waveform (input voltage in FIG. 2A) by the input voltage differentiator 262, and FIG. 5F shows the applied voltage differentr 260 applied voltage Vgs. This is a waveform generated by differentiating the waveform (applied voltage in FIG. 5C).
Time difference calculation unit 264 (FIG. 4) calculates time difference T1 + T2 from the waveforms shown in FIGS. 5E and 5F, and outputs the calculated value to phase correction unit 266.
The phase correction unit 266 corrects the phase of the applied voltage Vgs from the time difference T1 + T2 from the time difference calculation unit 264, and supplies the corrected applied voltage Vgs to the gate terminal of the MOSFET 202.
The MOSFET 202 flows an input current in which harmonic components are suppressed according to the applied voltage Vgs.

以上のように、ＭＯＳＦＥＴ２０２を使用して高調波を抑制するように構成したので、一般的な高調波抑制回路で使用されるチョークコイルが不要となり、したがって、商用電源装置の外形寸法および重量を軽減できる。 As described above, since the MOSFET 202 is used to suppress harmonics, a choke coil used in a general harmonic suppression circuit is not necessary, and thus the external dimensions and weight of the commercial power supply device are reduced. it can.

本発明は、スイッチング電源装置に利用可能である。 The present invention is applicable to a switching power supply device.

第１の商用電源装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of a 1st commercial power supply device. 整流器前後の入力電圧および入力電流の波形を例示する図である。It is a figure which illustrates the waveform of the input voltage and input current before and behind a rectifier. 本発明の実施形態にかかる第２の商用電源装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the 2nd commercial power supply device concerning embodiment of this invention. 図３に示した印加電圧制御部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the applied voltage control part shown in FIG. 図４に示すピーク値変換部、印加電圧生成部および遅延補正部の機能を説明するための波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram for explaining functions of a peak value conversion unit, an applied voltage generation unit, and a delay correction unit shown in FIG. 4.

Explanation of symbols

１・・・商用電源装置，
１０２・・・交流電源，
１０４・・・ラインフィルタ，
１０６・・・整流器，
１０８・・・チョークコイル，
１１０・・・ダイオード，
１１２・・・平滑コンデンサ，
１１４・・・コンデンサ，
１１６・・・ＭＯＳＦＥＴ，
１２０・・・トランス，
１２２・・・ダイオード，
１２４・・・コンデンサ，
１２６・・・負荷，
１２８・・・ダイオード，
１３０・・・制御部，
２・・・商用電源装置，
２０２・・・ＭＯＳＦＥＴ，
２０４・・・電流検出抵抗，
２０・・・印加電圧制御部，
２１０・・・電流／電圧変換部，
２１２・・・電源周波数設定部，
２１４・・・印加電圧生成部，
２２・・・電流ピーク検出部，
２２０・・・Ａ／Ｄ変換部，
２２２・・・ＦＰＧＡ，
２２４・・・ＣＰＵ，
２２６・・・メモリ，
２４・・・ピーク値変換部，
２４０・・・導通角検出部，
２４２・・・積分値算出部，
２４４・・・電流ピーク値算出部，
２６・・・遅延補正部，
２６０・・・印加電圧微分部，
２６２・・・入力電圧微分部，
２６４・・・時間差算出部，
２６６・・・位相補正部，
２０６・・・補助電源，
２０８・・・補助電源切替スイッチ，
２１８・・・ＦＢ部， 1 ... Commercial power supply,
102: AC power supply,
104... Line filter,
106 ... rectifier,
108... Choke coil,
110... Diode
112 ... smoothing capacitor,
114 ... capacitor,
116... MOSFET
120 ... Transformer,
122... Diode
124: capacitor,
126 ... load,
128... Diode,
130... Control unit,
2 ... Commercial power supply,
202... MOSFET
204... Current detection resistor,
20: Applied voltage control unit,
210 ... current / voltage converter,
212 ... Power frequency setting unit,
214 ... Applied voltage generator,
22 ... Current peak detector,
220... A / D converter,
222... FPGA
224 ... CPU,
226 ... Memory,
24... Peak value conversion unit,
240 ... conduction angle detector,
242... Integral value calculation unit,
244 ... Current peak value calculation unit,
26: Delay correction unit,
260... Applied voltage differentiation unit,
262... Input voltage differentiation unit,
264 ... Time difference calculation unit,
266 ... Phase correction unit,
206 ... Auxiliary power supply,
208: Auxiliary power supply selector switch,
218 ... FB section,

Claims

Rectifying means for rectifying input AC power;
Transforming means for switching the power output from the rectifying means to convert the voltage;
Detecting means connected between the rectifying means and the transformer means;
Signal generating means;
A switching power supply device having control means connected between the rectifying means and the detecting means,
The detection means detects a value of the first current output from the rectification means,
The signal generating means generates a current value signal indicating a second current value in which a harmonic component of the detected first current value is suppressed;
The control means controls the current value output from the rectifying means to be the second current value according to the generated current value signal.