JP2009033941A - Induction motor controller and control method - Google Patents
Induction motor controller and control method Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009033941A JP2009033941A JP2007198163A JP2007198163A JP2009033941A JP 2009033941 A JP2009033941 A JP 2009033941A JP 2007198163 A JP2007198163 A JP 2007198163A JP 2007198163 A JP2007198163 A JP 2007198163A JP 2009033941 A JP2009033941 A JP 2009033941A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- induction motor
- switch
- semiconductor switch
- load torque
- type semiconductor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、誘導電動機制御装置及び誘導電動機制御方法に関し、特に誘導電動機を省エネルギーで簡便に駆動及び制御するのに好適な技術である。 The present invention relates to an induction motor control device and an induction motor control method, and in particular, is a technique suitable for easily driving and controlling an induction motor with energy saving.
例えば、交流電動機の1つである誘導電動機は、固定子(一次コイル)に流れる電流が発生する磁束が回転子(二次コイル)に鎖交することにより、回転子に誘導電流を供給し、この回転子の誘導電流と固定子が発生する磁束とにより回転トルクを発生する電動機である。 For example, an induction motor, which is one of AC motors, supplies an induction current to a rotor when a magnetic flux generated by a current flowing in a stator (primary coil) is linked to a rotor (secondary coil). This is an electric motor that generates rotational torque by the induced current of the rotor and the magnetic flux generated by the stator.
このような誘導電動機によれば、磁性材料の鉄芯(コア)にコイルを巻き、交流電流によって磁束を発生させるため、この磁束を発生させる際に電気エネルギーが失われる鉄損が発生する。 According to such an induction motor, a coil is wound around an iron core (core) of a magnetic material, and a magnetic flux is generated by an alternating current. Therefore, when this magnetic flux is generated, an iron loss is generated in which electrical energy is lost.
図8及び図9を参照して、従来の誘導電動機についてより具体的に説明する。図8は、従来の誘導電動機の概要を説明するための説明図であり、図9は、従来の誘導電動機による発生トルクと、負荷トルクとの関係を説明するための説明図である。 A conventional induction motor will be described more specifically with reference to FIGS. FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining an outline of a conventional induction motor, and FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining a relationship between a torque generated by the conventional induction motor and a load torque.
図8には、例えば、鋼板を通板するロール(略円柱状に形成され、鋼板を側面に載置して回転することにより、鋼板を搬送させる部材)等のような物を運搬するためのローラ等を回転させるための誘導電動機(以下「モータ」ともいう。)10の電源供給の概要を示す。この場合、ローラ等の回転数等を微調整する必要がないため、別途の高価な電圧制御装置等は配置されず、モータ10には交流電源20からの定格電圧が印可される。
In FIG. 8, for example, a roll for passing a steel plate (a member that is formed in a substantially cylindrical shape and that conveys a steel plate by placing the steel plate on a side surface and rotating it) is transported. An outline of power supply of an induction motor (hereinafter also referred to as “motor”) 10 for rotating a roller or the like is shown. In this case, since it is not necessary to finely adjust the rotational speed of the roller or the like, a separate expensive voltage control device or the like is not disposed, and the rated voltage from the
つまり、図8に示すように、モータ10には、ON/OFF等のためのスイッチ(図示せず)等を介して交流電源20が直接接続され、モータ10には、交流電源20の定格電圧Vaが印可される。
That is, as shown in FIG. 8, the
定格電圧Vaが印可された場合のモータ10が発生するトルク(以下、「発生トルク」という。)Tgは、モータ10の回転数Nに対して、図9に示す曲線のように変化する。つまり、回転数Nが0から増加すると、発生トルクTgも増加する。そして、回転数Nが更に増加すると、発生トルクTgは最大値となった後減少する。そして、N=N0(定格回転数)では発生トルクTgは0になる。この際、この発生トルクTgの曲線と、モータ10にかかる負荷が要求するトルク(以下「負荷トルク」という。)Tloadの曲線との交点が、モータ10の定格トルクT0となる。
The torque (hereinafter referred to as “generated torque”) Tg generated by the
また、負荷トルクTloadは、搬送される物の質量が変化した場合等、様々な要因によって変化する。例えば、搬送される物の質量が小さくなった場合、負荷トルクTloadは、図9中のT1に変化する。しかし、負荷トルクTloadがT1に変化しても、モータ10には定格電圧Vaが印可されるため、負荷トルクT1を超えた余剰なトルクΔTが発生し、このトルクΔT分の磁気エネルギーの多くは、モータ10の鉄損として失われる。
In addition, the load torque Tload changes depending on various factors, such as when the mass of the conveyed object changes. For example, when the mass of the conveyed object becomes small, the load torque Tload changes to T1 in FIG. However, even if the load torque Tload changes to T1, the rated voltage Va is applied to the
地球温暖化の防止等のためにエネルギー効率を高めることが希有されている昨今の現状を踏まえると、このような鉄損をも減少させることが希有されている。特に、近年の地球温暖化防止等に向けたハイブリッド自動車用電動機や産業用電動機において、少しの損失をも削減することは、緊急かつ重大な課題である。 In light of the current situation where it is rare to increase energy efficiency to prevent global warming and the like, it is rare to reduce such iron loss. In particular, it is an urgent and serious problem to reduce even a small loss in a motor for a hybrid vehicle and an industrial motor for preventing global warming in recent years.
そこで、このような鉄損を削減してエネルギー効率を高めるために、従来のモータ10では、電動機の固定子や回転子の材質として電磁鋼板を採用したり、固定子と回転子との間の空隙を小さくすることによって、鉄損の削減を実施していた。
Therefore, in order to reduce such iron loss and increase energy efficiency, the
しかし、例えば産業用電動機等に使用される従来のモータ10は、一定の印可電圧で運転されている場合が多い。よって、モータ10にかかる負荷トルクTloadが低下した場合でも、モータ10の発生トルクTgは、一定であり、発生トルクTgのうち負荷トルクTloadを超えたトルク値によって、更に鉄損が増加する。
However, for example, the
一方、モータ10の固定子の端子電圧が大きくなれば、発生磁束が増加するので鉄損は増加し、小さくなれば、発生磁束が減少すれば鉄損は減少する。従って、モータ10の固定子の端子電圧を小さくすることにより、鉄損の削減が可能となる。つまり、モータ10の負荷が必要とするトルクが定格トルクよりも少ない場合に、モータ10の固定子端子電圧を低下させることで、電動機の鉄損の削減が可能である。
On the other hand, if the terminal voltage of the stator of the
しかし、産業用電動機等に使用される回転速度等の微調整が必要でないモータ10のために、高価かつ複雑な電圧制御装置等を使用することは、製造時に使用するエネルギーやコストの増加をまねくため現実的ではない。
However, the use of an expensive and complicated voltage control device or the like for the
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の第1の目的とするところは、例えば、製造装置などの産業用等の誘導電動機を駆動する際に、負荷が変化するときでも、従来よりも簡便かつ低コストに誘導電動機の鉄損の増加を抑制することにある。そして、本発明の第2の目的とするところは、誘導電動機を、従来よりも簡便かつエネルギー効率を向上させて、所望の回転数で駆動することにある。 Therefore, the present invention has been made in view of the above problems, and a first object of the present invention is to change the load when driving an induction motor for industrial use such as a manufacturing apparatus. Even when doing so, it is possible to suppress an increase in iron loss of the induction motor more easily and at a lower cost than before. The second object of the present invention is to drive the induction motor at a desired number of revolutions with a simpler and more efficient energy efficiency than in the prior art.
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、交流電源と誘導電動機との間に直列に接続され、誘導電動機に印可する負荷電圧を調整する磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、誘導電動機の負荷トルクが誘導電動機の定格トルクよりも小さいときに、負荷電圧が誘導電動機の定格電圧よりも小さくなるように、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御するスイッチ制御部と、を備えることを特徴とする、誘導電動機制御装置が提供される。 In order to solve the above problems, according to one aspect of the present invention, a magnetic energy regenerative bidirectional current switch connected in series between an AC power source and an induction motor and adjusting a load voltage applied to the induction motor; A switch control unit that controls the magnetic energy regenerative bidirectional current switch so that the load voltage is smaller than the rated voltage of the induction motor when the load torque of the induction motor is smaller than the rated torque of the induction motor. An induction motor control device is provided.
かかる構成によれば、スイッチ制御部により、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御することができる。そして、制御された磁気エネルギー回生双方向電流スイッチにより、誘導電動機の負荷トルクが定格トルクよりも小さいときに、誘導電動機の定格電圧よりも小さい負荷電圧を、誘導電動機に印可することができる。よって、誘導電動機が発生する発生トルクを定格トルクよりも小さい負荷トルクに応じたトルク値にすることができる。 According to such a configuration, the magnetic energy regeneration bidirectional current switch can be controlled by the switch control unit. The controlled magnetic energy regenerative bidirectional current switch can apply a load voltage smaller than the rated voltage of the induction motor to the induction motor when the load torque of the induction motor is smaller than the rated torque. Therefore, the generated torque generated by the induction motor can be set to a torque value corresponding to the load torque smaller than the rated torque.
また、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチは、第1経路に第1逆導通型半導体スイッチと第4逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置され、第2経路に第2逆導通型半導体スイッチと第3逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置されたブリッジ回路と、第1逆導通型半導体スイッチと第4逆導通型半導体スイッチとの間の第1経路と、第2逆導通型半導体スイッチと第3逆導通型半導体スイッチとの間の第2経路との間に接続されたコンデンサと、を含み、スイッチ制御部は、交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、第1逆導通型半導体スイッチ及び第3逆導通型半導体スイッチと、第2逆導通型半導体スイッチ及び第4逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン/オフして、コンデンサに充電及び放電させ、かつ、スイッチ切替タイミングを変更することにより、コンデンサの充電量及び放電量を変化させて、負荷電圧を定格電圧よりも小さくするとしてもよい。 In addition, the magnetic energy regenerative bidirectional current switch is arranged in series on the first path with the first reverse conduction type semiconductor switch and the fourth reverse conduction type semiconductor switch opposite to each other in the conduction direction when the switch is off. A bridge circuit in which a second reverse conduction type semiconductor switch and a third reverse conduction type semiconductor switch are arranged in series on the second path so that conduction directions at the time of switch-off are opposite to each other; and a first reverse conduction type semiconductor switch And a capacitor connected between a first path between the second reverse conduction type semiconductor switch and a second path between the second reverse conduction type semiconductor switch and the third reverse conduction type semiconductor switch, The switch control unit includes a first reverse conducting semiconductor switch, a third reverse conducting semiconductor switch, a second reverse conducting semiconductor switch, and a fourth reverse at a switch switching timing every half cycle of the AC power supply voltage. By alternately turning on and off the semiconductor switch, the capacitor is charged and discharged, and by changing the switch switching timing, the charge amount and discharge amount of the capacitor are changed to change the load voltage to the rated voltage. It may be made smaller.
かかる構成によれば、スイッチ制御装置により、交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、第1逆導通型半導体スイッチ及び第3逆導通型半導体スイッチと、第2逆導通型半導体スイッチ及び第4逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン/オフする。このようなスイッチングにより、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチのコンデンサは、充電及び放電される。そして、この放電が十分にされない場合、コンデンサは、回路に対して抵抗として働く。よって、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチは、供給された定格電圧よりも低い低電圧を誘導電動機に印可することができる。 According to this configuration, the first reverse conducting semiconductor switch, the third reverse conducting semiconductor switch, the second reverse conducting semiconductor switch, the second reverse conducting semiconductor switch, and the second reverse conducting semiconductor switch at the switch switching timing for each half cycle of the AC power supply voltage. 4 Reverse conducting semiconductor switches are alternately turned on / off. By such switching, the capacitor of the magnetic energy regenerative bidirectional current switch is charged and discharged. If this discharge is not sufficient, the capacitor acts as a resistance to the circuit. Therefore, the magnetic energy regenerative bidirectional current switch can apply a low voltage lower than the supplied rated voltage to the induction motor.
また、誘導電動機の負荷トルクを算出する負荷トルク算出部と、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチのスイッチ切替タイミングと交流電源電圧のゼロクロスポイントとの時間差を表すゲート位相角を、負荷トルク算出部が算出した負荷トルクに基づいて決定するゲート位相角決定部を更に備え、スイッチ制御部は、ゲート位相角決定部が決定したゲート位相角に基づくスイッチ切替タイミングで、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御してもよい。
かかる構成によれば、負荷トルク算出部により、誘導電動機の負荷トルクを算出し、ゲート位相角決定部により、負荷トルクに基づいたゲート位相角を決定することができる。そして、スイッチ制御部により、この決定したゲート位相角に基づくスイッチ切替タイミングで、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御することができる。従って、このように制御された磁気エネルギー回生双方向電流スイッチから、負荷トルクに応じた誘導電動機の定格電圧よりも小さい負荷電圧を、誘導電動機に出力することができる。
The load torque calculator calculates the load torque of the induction motor, and the load torque calculator calculates the gate phase angle representing the time difference between the switch switching timing of the magnetic energy regenerative bidirectional current switch and the zero cross point of the AC power supply voltage. A gate phase angle determination unit that determines based on the load torque, and the switch control unit controls the magnetic energy regeneration bidirectional current switch at a switch switching timing based on the gate phase angle determined by the gate phase angle determination unit. May be.
According to this configuration, the load torque of the induction motor can be calculated by the load torque calculation unit, and the gate phase angle based on the load torque can be determined by the gate phase angle determination unit. Then, the magnetic energy regeneration bidirectional current switch can be controlled by the switch control unit at the switch switching timing based on the determined gate phase angle. Therefore, a load voltage smaller than the rated voltage of the induction motor corresponding to the load torque can be output to the induction motor from the magnetic energy regenerative bidirectional current switch controlled in this way.
また、ゲート位相角決定部は、誘導電動機が発生する発生トルクと、負荷トルク算出部が算出した負荷トルクとの差が減少するように、ゲート位相角を決定してもよい。
かかる構成によれば、スイッチ制御部により、ゲート位相角決定部が決定したゲート位相角に基づいて磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御するので、誘導電動機が発生する発生トルクと、負荷トルクとの差を減少させることができる。
Further, the gate phase angle determination unit may determine the gate phase angle so that a difference between the generated torque generated by the induction motor and the load torque calculated by the load torque calculation unit is reduced.
According to this configuration, since the magnetic energy regeneration bidirectional current switch is controlled by the switch control unit based on the gate phase angle determined by the gate phase angle determination unit, the generated torque generated by the induction motor and the load torque The difference can be reduced.
また、ゲート位相角決定部は、負荷トルクが定格トルクよりも小さいときに、ゲート位相角を90°より大きく270°よりも小さい角度に決定してもよい。
かかる構成によれば、スイッチ制御部により、このゲート位相角決定部が決定したゲート位相角に基づいて磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御するので、誘導電動機に印可する負荷電圧を交流電源の定格電圧以下にすることができる。
Further, the gate phase angle determination unit may determine the gate phase angle to be an angle larger than 90 ° and smaller than 270 ° when the load torque is smaller than the rated torque.
According to such a configuration, the switch control unit controls the magnetic energy regenerative bidirectional current switch based on the gate phase angle determined by the gate phase angle determination unit, so that the load voltage applied to the induction motor It can be below the voltage.
また、誘導電動機によって回転されるローラによって運搬される物の質量を算出可能な質量情報を取得する運搬物情報取得部を更に備え、負荷トルク算出部は、運搬物情報取得部が取得した質量情報に基づいて、誘導電動機の負荷トルクを算出してもよい。
かかる構成によれば、運搬物情報取得部により、運搬される物の質量情報を取得することができ、負荷トルク算出部により、この質量情報に基づいて誘導電動機の負荷トルクを算出することができる。
The load information calculating unit further includes a transported material information acquiring unit configured to acquire mass information capable of calculating a mass of the material transported by the roller rotated by the induction motor, and the load torque calculating unit includes the mass information acquired by the transported material information acquiring unit. Based on the above, the load torque of the induction motor may be calculated.
According to this structure, the mass information of the conveyed item can be acquired by the conveyed item information acquisition unit, and the load torque of the induction motor can be calculated based on the mass information by the load torque calculation unit. .
また、誘導電動機の単位時間あたりの回転数を検出する回転数検出部を更に備え、負荷トルク算出部は、回転数検出部が検出した回転数に基づいて、誘導電動機の負荷トルクを算出してもよい。
かかる構成によれば、回転数検出部により、誘導電動機の回転数を検出することができ、負荷トルク算出部により、この回転数に基づいて誘導電動機の負荷トルクを算出することができる。
Further, a rotation speed detection unit that detects the rotation speed per unit time of the induction motor is further provided, and the load torque calculation unit calculates the load torque of the induction motor based on the rotation speed detected by the rotation speed detection unit. Also good.
According to this configuration, the rotational speed detection unit can detect the rotational speed of the induction motor, and the load torque calculation unit can calculate the load torque of the induction motor based on the rotational speed.
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、誘導電動機に印可する負荷電圧を調整する磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを用いて誘導電動機を制御する誘導電動機制御方法であって、誘導電動機の負荷トルクが誘導電動機の定格トルクよりも小さいときに、誘導電動機に印可する負荷電圧が誘導電動機の定格電圧よりも小さくなるように、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御することを特徴とする、誘導電動機制御方法が提供される。
かかる構成によれば、誘導電動機が発生する発生トルクを定格トルクよりも小さい負荷トルクに応じたトルク値にすることができる。
In order to solve the above problem, according to another aspect of the present invention, there is provided an induction motor control method for controlling an induction motor using a magnetic energy regenerative bidirectional current switch for adjusting a load voltage applied to the induction motor. When the load torque of the induction motor is smaller than the rated torque of the induction motor, the magnetic energy regenerative bidirectional current switch is controlled so that the load voltage applied to the induction motor is smaller than the rated voltage of the induction motor. An induction motor control method is provided.
According to such a configuration, the generated torque generated by the induction motor can be set to a torque value corresponding to the load torque smaller than the rated torque.
また、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチは、第1経路に第1逆導通型半導体スイッチと第4逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置され、第2経路に第2逆導通型半導体スイッチと第3逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置されたブリッジ回路と、第1逆導通型半導体スイッチと第4逆導通型半導体スイッチとの間の第1経路と、第2逆導通型半導体スイッチと第3逆導通型半導体スイッチとの間の第2経路との間に接続されたコンデンサと、を含み、交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、第1逆導通型半導体スイッチ及び第3逆導通型半導体スイッチと、第2逆導通型半導体スイッチ及び第4逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン/オフして、コンデンサに充電及び放電させ、かつ、スイッチ切替タイミングを変更することにより、コンデンサの充電量及び放電量を変化させて、負荷電圧を定格電圧よりも小さくしてもよい。 In addition, the magnetic energy regenerative bidirectional current switch is arranged in series on the first path with the first reverse conduction type semiconductor switch and the fourth reverse conduction type semiconductor switch opposite to each other in the conduction direction when the switch is off. A bridge circuit in which a second reverse conduction type semiconductor switch and a third reverse conduction type semiconductor switch are arranged in series on the second path so that conduction directions at the time of switch-off are opposite to each other; and a first reverse conduction type semiconductor switch And a capacitor connected between a first path between the second reverse conduction type semiconductor switch and a second path between the second reverse conduction type semiconductor switch and the third reverse conduction type semiconductor switch, Including a first reverse conducting semiconductor switch, a third reverse conducting semiconductor switch, a second reverse conducting semiconductor switch, and a fourth reverse conducting semiconductor switch at a switch switching timing every half cycle of the AC power supply voltage. Are alternately turned on and off to charge and discharge the capacitor, and change the switch switching timing to change the charge and discharge amount of the capacitor, thereby reducing the load voltage below the rated voltage. May be.
また、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチのスイッチ切替タイミングと交流電源電圧のゼロクロスポイントとの時間差を表すゲート位相角を、誘導電動機の負荷トルクに基づいて決定し、ゲート位相角に基づくスイッチ切替タイミングで、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御してもよい。 In addition, the gate phase angle representing the time difference between the switching timing of the magnetic energy regenerative bidirectional current switch and the zero cross point of the AC power supply voltage is determined based on the load torque of the induction motor, and the switching timing based on the gate phase angle is determined. The magnetic energy regenerative bidirectional current switch may be controlled.
また、誘導電動機が発生する発生トルクと、前記誘導電動機の負荷トルクとの差が減少するように、ゲート位相角を決定してもよい。 The gate phase angle may be determined so that the difference between the generated torque generated by the induction motor and the load torque of the induction motor is reduced.
また、負荷トルクが定格トルクよりも小さいときに、ゲート位相角を90°より大きく270°よりも小さい角度に決定してもよい。 Further, when the load torque is smaller than the rated torque, the gate phase angle may be determined to be an angle larger than 90 ° and smaller than 270 °.
また、誘導電動機によって回転されるローラによって運搬される物の質量を算出可能な質量情報に基づいて、誘導電動機の負荷トルクを算出してもよい。 Moreover, you may calculate the load torque of an induction motor based on the mass information which can calculate the mass of the thing conveyed by the roller rotated by an induction motor.
また、誘導電動機の単位時間あたりの回転数に基づいて、誘導電動機の負荷トルクを算出してもよい。 Further, the load torque of the induction motor may be calculated based on the number of rotations per unit time of the induction motor.
以上説明したように本発明によれば、負荷トルクが低下した場合に誘導電動機を駆動する電圧である負荷電圧を簡便に低下させることができるので、負荷が変動するときでも、従来よりも簡便かつ低コストに誘導電動機の鉄損の増加を抑制することが可能である。また、例えば、鋼板等を搬送するラインにおいて誘導電動機を連続的に運転する場合など、搬送する鋼板等の有無、又は質量に応じて、適宜負荷電圧を調節することができるので、誘導電動機を、従来よりも簡便かつエネルギー効率を向上させて、所望の回転数で駆動することも可能である。 As described above, according to the present invention, when the load torque is reduced, the load voltage, which is the voltage for driving the induction motor, can be easily reduced. Therefore, even when the load fluctuates, It is possible to suppress an increase in iron loss of the induction motor at a low cost. In addition, for example, when continuously operating the induction motor in a line that transports steel plates, etc., the load voltage can be adjusted appropriately according to the presence or absence of the steel plates to be transported or the mass, so the induction motor is It is also possible to drive at a desired number of revolutions by improving energy efficiency more simply than before.
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。 Exemplary embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. In addition, in this specification and drawing, about the component which has the substantially same function structure, duplication description is abbreviate | omitted by attaching | subjecting the same code | symbol.
本発明の発明者は、上記のモータの問題点や地球温暖化の防止等のためのエネルギー効率の改善等について熟考し、モータの制御について鋭意研究を行った結果、本発明に想到した。以下、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置について説明する。 The inventor of the present invention has come up with the present invention as a result of careful consideration about the problems of the motor and improvement of energy efficiency for prevention of global warming and the like, and earnest research on motor control. Hereinafter, a motor control device according to an embodiment of the present invention will be described.
<本発明の一実施形態に係るモータ制御装置100の構成>
まず、図1及び図2を参照して、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成について説明する。図1は、本実施形態に係るモータ制御装置の構成の概要を説明するための説明図であり、図2は、本実施形態に係るモータ制御装置の回路構成の概要を説明するための説明図である。
<Configuration of
First, with reference to FIG.1 and FIG.2, the structure of the motor control apparatus which concerns on one Embodiment of this invention is demonstrated. FIG. 1 is an explanatory diagram for explaining an outline of a configuration of a motor control device according to the present embodiment, and FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining an outline of a circuit configuration of the motor control device according to the present embodiment. It is.
尚、本実施形態に係るモータ制御装置の説明をするにあたり、モータ10は、例えば、鋼板の製造工程の圧延工程等に使用され、鋼板の移動経路に配置されて鋼板を通板するためのロールを回転させるモータであるとして以下では説明する。しかし、これは説明の便宜上の仮定であり、本発明がかかる例に限定されるものではない。
In describing the motor control device according to the present embodiment, the
図1に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置100は、誘導電動機制御装置の一例であって、交流電源20とモータ10との間に配置され、交流電源20から交流の定格電圧Va(交流電源電圧)が印可されて、モータ10に負荷電圧Vloadを印可する。また、モータ制御装置100は、圧延工程制御装置30に接続され、圧延工程制御装置30から、ロールによって搬送される鋼板の質量を算出することができる情報(以下、「質量情報」という。)を取得する。
As shown in FIG. 1, a
この「質量情報」とは、例えば、鋼板の単位長さあたりの質量、又は、鋼板の厚みや幅等のサイズ及び密度等の鋼板の質量を算出することができる情報をいう。 This “mass information” refers to, for example, information capable of calculating the mass per unit length of the steel sheet, or the mass of the steel sheet such as the size and density such as the thickness and width of the steel sheet.
このモータ制御装置100は、MERS110と、スイッチ制御部120と、位相検出部130と、ゲート位相角決定部140と、負荷トルク算出部150と、圧延スケジュール取得部151と、回転数検出部152と、を有する。
The
圧延スケジュール取得部151は、圧延工程制御装置30から鋼板の質量情報と圧延スケジュールに関する情報を取得して、現在又はその後にロール上を通板される鋼板の質量を算出して、ロールに加わる荷重を算出する。そして、圧延スケジュール取得部151は、算出したロールの荷重の情報を負荷トルク算出部150に出力する。
The rolling
この「圧延スケジュール」とは、圧延工程において、搬送される鋼板についての情報(鋼板の質量情報を含む。)を時系列に沿って予め定めた工程予定である。 The “rolling schedule” is a process schedule in which information (including mass information of the steel sheet) about the steel sheet to be conveyed is determined in time series in the rolling process.
回転数検出部152は、モータ10からモータ10の単位時間あたりの回転数を検出する。また、回転数検出部152は、圧延工程制御装置30から鋼板の通板速度等の情報を取得してモータ10の単位時間あたりの回転数を算出しても良い。そして、回転数検出部152は、単位時間あたりの回転数からモータ10の回転数の変化を算出して、この回転数の変化の情報を負荷トルク算出部150に出力する。なお、回転数検出部152は、モータ10の回転数を直接検出せずに、搬送用のロールに取り付けたパルス発生器(PLG、図示せず)によりロールの回転数を検出して、このロールの回転数をモータ10の回転数に換算してもよい。
The rotation
負荷トルク算出部150は、圧延スケジュール取得部151から取得したロールの荷重、及び、回転数検出部152から取得したモータ10の回転数の変化から、モータ10の負荷トルクTloadを算出する。そして、負荷トルク算出部150は、算出した負荷トルクTloadの情報をゲート位相角決定部140に出力する。なお、圧延スケジュール取得部151からの入力データが無いときや、搬送すべき鋼板が一時的に無いときには、負荷トルク算出部150は、例えば、回転数検出部152からの入力信号のみに基づき、負荷トルクを算出してもよい。又、搬送すべき鋼板が一時的に無いときには、モータ10の回転数を一時的に低速にするように、予め一定の低い負荷トルクを設定しておき、負荷トルク算出部150がこの低い負荷トルクの情報をゲート位相角決定部140に出力することにより、さらにエネルギーの損出を低減することも可能である。
The load
ゲート位相角決定部140は、負荷トルク算出部150から取得した負荷トルクTloadから、モータ10の発生トルクTgと負荷トルクTloadとの差が小さくなるように、ゲート位相角αを決定して、ゲート位相角αをスイッチ制御部120に出力する。このゲート位相角αは、電源電圧Vaの周期に対して、MERS110のスイッチングをいつ行うかという時間的な基準を表す。
The gate phase
位相検出部130は、交流電源20とMERS110との間と、MERS110とモータ10との間とから電圧をタッピングして、定格電圧Vaを有する電源電圧の位相と負荷電圧Vloadの位相とを検出して、これらの位相情報をスイッチ制御部120に供給する。
The
スイッチ制御部120は、位相検出部130が検出した電源電圧の位相及び負荷電圧Vloadの位相と、ゲート位相角決定部140が決定したゲート位相角αとに基づいてMERS110を制御する。
The
MERS110は、特許文献1に開示されている磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ(MERS:Magnetic Energy Recovery Switch)の一例であって、交流電源20とモータ10との間に配置される。MERS110は、スイッチ制御部120によって制御され、交流電源20から供給される定格電圧Vaを有する電源電圧を変圧して、負荷電圧Vloadをモータ10に印加するための回路であり、この負荷電圧Vloadを調整することができる。尚、このような磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによる誘導電動機の制御については、特許文献2にも開示されている。
The
(MERS110の構成)
このMERS110の構成について、図2を参照して説明する。
図2に示すように、MERS110は、ブリッジ回路と、コンデンサCと、を含む。
(Configuration of MERS110)
The configuration of the
As shown in FIG. 2, the
ブリッジ回路は、2つの経路に2つづつ配置された4つの逆導通型半導体スイッチ111〜114によって構成され、コンデンサCは、ブリッジ回路の2つの経路の間に配置される。
The bridge circuit is configured by four reverse conducting
より詳細には、ブリッジ回路は、交流電源20と接続される交流端子a(以下、端子aという)から、端子bを介して、モータ10と接続される交流端子d(以下、端子dという)までの経路である第1経路と、端子aから端子cを介して端子dまでの経路である第2経路とを含み、第1経路には、端子dと端子bとの間に逆導通型半導体スイッチ111が配置され、端子bと端子aとの間に逆導通型半導体スイッチ114が配置される。そして、第2経路には、端子dと端子cとの間に逆導通型半導体スイッチ112が配置され、端子cと端子aとの間に逆導通型半導体スイッチ113が配置される。そして、コンデンサCは、端子bと端子cとの間に配置される。
More specifically, the bridge circuit includes an AC terminal d (hereinafter referred to as a terminal d) connected to the
各逆導通型半導体スイッチ111〜114は、スイッチOFFで一方向(以下「順方向」という。)に導通し、スイッチONで他方向(以下「逆方向」という。)にも導通するスイッチであり、例えば、半導体スイッチとダイオードとの並列接続によって構成される。より詳細には、逆導通型半導体スイッチ111〜114のそれぞれは、1つのダイオードD1〜D4と、当該ダイオードD1〜D4に並列に接続された1つの半導体スイッチS1〜S4とを含む。
Each of the reverse conducting
しかし、逆導通型半導体スイッチは、かかる例に限定されず、上記の導通制御が可能であれば如何なるスイッチであってもよく、例えば、パワーMOS FET、逆導通型GTOサイリスタ等であってもよく、IGBT等の半導体スイッチとダイオードとの並列接続であってもよい。 However, the reverse conduction type semiconductor switch is not limited to such an example, and may be any switch as long as the above conduction control is possible. For example, it may be a power MOS FET, a reverse conduction type GTO thyristor, or the like. A parallel connection of a semiconductor switch such as an IGBT and a diode may be used.
また、各逆導通型半導体スイッチ111〜114は、順方向が以下のようになるように配置される。つまり、逆導通型半導体スイッチ111及び逆導通型半導体スイッチ113を第1ペアとし、逆導通型半導体スイッチ112及び逆導通型半導体スイッチ114を第2ペアとすると、第1ペアの逆導通型半導体スイッチ111及び逆導通型半導体スイッチ113は、順方向が同じ方向になるように配置され、第2ペアの逆導通型半導体スイッチ112及び逆導通型半導体スイッチ114は、順方向が同じ方向になるように配置され、第1ペアと第2ペアとは、順方向が相互に逆向きになるように配置される。
The reverse conducting
すなわち、並列に配置される逆導通型半導体スイッチ同士は、各順方向が逆向きになり、かつ、直列に配置される逆導通型半導体スイッチ同士も、各順方向が逆向きになるように配置される。還元すれば、対角線上に配置された逆導通型半導体スイッチは、各順方向が同方向になるように配置される。 In other words, reverse conduction type semiconductor switches arranged in parallel are arranged so that each forward direction is reverse, and reverse conduction type semiconductor switches arranged in series are arranged so that each forward direction is reverse. Is done. In other words, the reverse conducting semiconductor switches arranged on the diagonal line are arranged so that the forward directions are the same.
各逆導通型半導体スイッチ111〜114のスイッチON/OFF、つまり、半導体スイッチS1〜S4のON/OFFは、それぞれのゲートG1〜G4へのON信号の入力によって行われる。より詳細には、各ゲートG1〜G4は、スイッチ制御部120に接続されており、スイッチ制御部120のON信号が入力される。つまり、スイッチ制御部120のON信号が入力された場合に、各逆導通型半導体スイッチ111〜114は、順方向だけでなく逆方向にも導通する。
The switches ON / OFF of the reverse conducting
(MERS110の特性)
ここで、図3及び図4を参照して、MERS110の動作を説明することにより、MERS110の特性について説明する。図3は、ゲート位相角とMERSの出力電圧との関係を説明するための説明図である。図4は、ゲート位相角に対するMERSの出力電圧の変化の一例を示すグラフである。
(Characteristics of MERS110)
Here, with reference to FIG.3 and FIG.4, the characteristic of MERS110 is demonstrated by demonstrating the operation | movement of MERS110. FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the relationship between the gate phase angle and the output voltage of the MERS. FIG. 4 is a graph showing an example of a change in the output voltage of MERS with respect to the gate phase angle.
MERS110は、ペア内の逆導通型半導体スイッチは、同時にON/OFFされ、一方のペアがONの時、他方のペアはOFFにされる。ここでは、この一方のペアがONされ他方のペアがOFFされた状態から、一方のペアがOFFされ他方のペアがONされた状態への切り替えを、「スイッチング」といい、このスイッチングが行われる時点を、「スイッチ切替タイミング」という。
In the
このスイッチングは、交流電源20の電源電圧の周期の1/2の周期で行われる。そして、電源電圧が0となる時点を「ゼロクロスポイント」というが、このゼロクロスポイントとスイッチ切替タイミングとの時間差が、上述の「ゲート位相角α」である。換言すれば、ゼロクロスポイントからゲート位相角αだけ位相がずれた周期でスイッチングが行われる。
This switching is performed in a cycle that is half the cycle of the power supply voltage of the
更に、ゲート位相角αは、全ての逆導通型半導体スイッチが電源電圧の印可方向に対して導通する際に0°に決定される。つまり、α=0°では、図2に示す方向にVaが印可された場合、逆導通型半導体スイッチ111,113がONされ、導通経路として端子a→端子b→端子dと、端子a→端子c→端子dとが確保される。また、図2に示す方向と逆方向にVaが印可された場合、逆導通型半導体スイッチ112,114がONされ、導通経路として端子d→端子b→端子aと、端子d→端子c→端子aとが確保される。
Furthermore, the gate phase angle α is determined to be 0 ° when all reverse conducting semiconductor switches are conducted in the direction in which the power supply voltage is applied. That is, at α = 0 °, when Va is applied in the direction shown in FIG. 2, the reverse conducting
このゲート位相角αを0°からずらすと、逆導通型半導体スイッチのペアの一方が電源電圧の印可方向に対して導通しない時間が発生する。つまり、α≠0°の場合、例えば、図2に示す方向にVaが印可される際に、αの大きさに応じた時間間隔だけ、逆導通型半導体スイッチ112,114だけがONされ、コンデンサCに電圧が印可される状態(導通経路が端子a→端子b→端子c→端子dとなった状態)が発生する。電圧が逆に印可された場合にも同様に、αの大きさに応じた時間間隔だけ、逆導通型半導体スイッチ111,113だけがONされ、コンデンサCに電圧が印可された状態(導通経路が端子d→端子b→端子c→端子aとなった状態)が発生する。このコンデンサCに印可される電圧は、電源電圧の方向によらず一方向に印可される(図2では、端子b→端子c)。
When the gate phase angle α is shifted from 0 °, a time during which one of the pair of reverse conducting semiconductor switches does not conduct in the direction in which the power supply voltage is applied occurs. That is, when α ≠ 0 °, for example, when Va is applied in the direction shown in FIG. 2, only the reverse conducting
従って、ゲート位相角αを0°からずらすと、電源電圧の周期に対して、コンデンサCに充電が行われる期間と、全ての逆導通型半導体スイッチが電源電圧の印可方向に対して導通してコンデンサCの放電が行われる期間とが生じる。この結果として、ゲート位相角αを制御することにより、コンデンサCの充電及び放電を調整することができ、MERS110から出力される電圧(図2では、負荷電圧Vload)を制御することが可能となる。ここで、この出力電圧の大きさは、Vload=Va×sinα/cosΦで表される。尚、Φは、モータ10の力率角である。
Therefore, if the gate phase angle α is shifted from 0 °, the period during which the capacitor C is charged with respect to the cycle of the power supply voltage, and all the reverse conducting semiconductor switches are conducted in the direction in which the power supply voltage is applied. There occurs a period during which the capacitor C is discharged. As a result, by controlling the gate phase angle α, the charging and discharging of the capacitor C can be adjusted, and the voltage (load voltage Vload in FIG. 2) output from the
このゲート位相角αに対する出力電圧Vloadの変化について図3を参照して説明する。 A change in the output voltage Vload with respect to the gate phase angle α will be described with reference to FIG.
図3に示すように、電源電圧としてVaが印可された場合、MERS110のスイッチングによってコンデンサCへの充放電が行われ、放電する際にコンデンサCは、ベクトルVmersの電圧を出力する。ただし、このベクトルVmersは、ベクトルVaに対してゲート位相角αだけ遅延又は先行する。従って、ベクトルVaとベクトルVmersとの和の電圧がVloadとしてMERS110から出力される。そして、Vloadが印可された負荷には、リアクタンス成分等により進み位相又は遅れ位相Φの電流Iが流れる。
As shown in FIG. 3, when Va is applied as the power supply voltage, the capacitor C is charged and discharged by switching of the
また、ベクトルVloadはベクトルVaとベクトルVmersとの和であるため、|Vmers|にもよるが、0°<α<90°では、|Vload|>|Va|となる。従って、MERS110は、ゲート位相角αによってVaよりも高電圧を出力することができる。一方、α>90°では、|Vload|<|Va|となりうる。この両者の境界である|Vload|=|Va|となるゲート位相角αの値は、|Vmers|の変化によって異なるが、90°以下になることはない。尚、|Vmers|は、コンデンサCの容量や負荷の特性、ゲート位相角αの大きさ等により変化する。
Further, since the vector Vload is the sum of the vector Va and the vector Vmers, depending on | Vmers |, | Vload |> | Va | is satisfied when 0 ° <α <90 °. Therefore, the
このようにゲート位相角αに対して変化する出力電圧|Vload|の測定例を図4に示す。 FIG. 4 shows a measurement example of the output voltage | Vload | that changes with respect to the gate phase angle α.
図4に示すように、α=0°では、ほぼ入力電圧Vaに等しい電圧が出力される。しかし、αを大きくすると、Vaよりも大きいVloadが出力され、α=130°で|Vload|=|Va|となる。更にαを大きくすると、|Vload|は|Va|よりも小さくなり、α=180°で|Vload|=0となる。尚、α>180°において、Vloadは、α=180°で反転させたような変化を示す。 As shown in FIG. 4, when α = 0 °, a voltage substantially equal to the input voltage Va is output. However, when α is increased, Vload larger than Va is output, and when α = 130 °, | Vload | = | Va |. When α is further increased, | Vload | becomes smaller than | Va |, and | Vload | = 0 when α = 180 °. Note that when α> 180 °, Vload shows a change that is reversed when α = 180 °.
従って、この測定例では、130°<α<230°とすることにより、|Vload|を|Va|よりも小さくすることができる。また、この|Vload|=|Va|となるゲート位相角αは、コンデンサCの容量、負荷のリアクタンス成分等の特性によって異なるが、これらを適切に選択することにより、90°<α<230°の範囲内で|Vload|を|Va|よりも小さくすることができる。 Therefore, in this measurement example, by setting 130 ° <α <230 °, | Vload | can be made smaller than | Va |. Further, the gate phase angle α at which | Vload | = | Va | differs depending on characteristics such as the capacitance of the capacitor C, the reactance component of the load, etc., but by appropriately selecting these, 90 ° <α <230 ° | Vload | can be made smaller than | Va |.
<本発明の一実施形態に係るモータ制御装置100の動作>
以上、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置100の構成について説明した。
次に、図5〜図7を参照して、上記構成を有するモータ制御装置100の動作について説明する。図5は、本実施形態に係るモータ制御装置100の一動作を説明するためのフローチャートである。図6は、本実施形態に係るモータ制御装置100の動作を説明するためのグラフである。図7は、実施形態に係るモータ制御装置の他の動作を説明するためのフローチャートである。
<Operation of
The configuration of the
Next, the operation of the
(モータ制御装置100の一動作)
まず、図5を参照して、予め製品の圧延スケジュールが定められており、このスケジュールに従って圧延が実施される場合の、モータ制御装置100の動作について説明する。
(One operation of the motor control device 100)
First, with reference to FIG. 5, the operation of the
この場合、モータ10の負荷トルクTloadは、圧延スケジュールに従い圧延される鋼板の質量によって決定される。従って、モータ制御装置100は、鋼板の厚みや幅、材質等の鋼板の質量情報が予め定められた圧延スケジュールからスケジュール毎に必要な負荷トルクTloadを前もって算出しておき、これをデータテーブルとして記録しておき、通板される鋼板の質量に応じて、モータ10に印可する電圧Vloadを調整する。
In this case, the load torque Tload of the
以下、このモータ制御装置100の一動作について具体的に説明する。
Hereinafter, one operation of the
(圧延スケジュール取得ステップS101)
図5に示すように、まず、圧延スケジュール取得部151により、圧延工程制御装置30から鋼板の質量情報を含む圧延スケジュールに関する情報を取得して、ロールに加わる荷重を算出する。そして、算出した荷重の情報は、負荷トルク算出部150に出力される。
(Rolling schedule acquisition step S101)
As shown in FIG. 5, first, the rolling
(負荷トルク算出ステップS103)
そして、負荷トルク算出部150により、ロールに加わった加重の情報からロールに加わる負荷トルクTloadを算出する。そして、算出した負荷トルクTloadの情報は、ゲート位相角決定部140に出力される。
(Load torque calculation step S103)
Then, the load
(負荷電圧算出ステップS105)
次に、ゲート位相角決定部140により、まず、負荷トルクTloadからモータ10に印可すべき負荷電圧Vloadを算出する。この算出は、例えば、予めゲート位相角決定部140が記憶している負荷電圧Vloadと負荷トルクTloadとの関係を表した情報に基づいて行われるが、本発明はかかる例に限定されず、例えば、予め導き出してゲート位相角決定部140に記憶していた負荷電圧Vloadと負荷トルクTloadとの関係式により算出しても良い。尚、負荷トルクTloadは、モータ10の回転子に流れる電流(固定子電圧に比例)と、モータ10の回転子に鎖交する磁束(固定子電圧に比例)との積で決定されるので、負荷トルクTloadは、負荷電圧Vloadのほぼ2乗に比例する。
(Load voltage calculation step S105)
Next, the gate phase
この負荷電圧Vloadの算出について、図6を参照して説明する。図6は、本実施形態に係るモータ制御装置100の動作を説明するためのグラフである。
The calculation of the load voltage Vload will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a graph for explaining the operation of the
図6に示すように、負荷トルクTloadが変化した場合、ゲート位相角決定部140は、モータ10が発生する発生トルクTgが負荷トルクTloadとほぼ等しくなる負荷電圧Vloadを算出する。この算出には、モータ10へ印可される負荷電圧Vloadが減少すると、モータ10の発生トルクTgも全体的に減少することを利用する。つまり、Vload=Vaから、Vload=V1へと変化させた場合、Tgの曲線は、図6に示すように全体的に減少する。この結果、Tgと負荷トルクTloadの曲線との交点は、減少し、この交点のトルク値は、T1となる。
As shown in FIG. 6, when the load torque Tload changes, the gate phase
より具体的には、例えば、TloadがT0からT1へと減少した場合、ゲート位相角決定部140は、発生トルクTgの曲線と、負荷トルクTloadの曲線との交点がT1となるように、VloadをV1に決定する。更に、TloadがT1からT2へと減少した場合、ゲート位相角決定部140は、発生トルクTgの曲線と、負荷トルクTloadの曲線との交点がT2となるように、VloadをV2に決定する。
More specifically, for example, when Tload decreases from T0 to T1, the gate phase
(ゲート位相角決定ステップS107)
更に、ゲート位相角決定部140により、負荷電圧算出ステップ(S105)で算出した負荷電圧Vloadに基づいて、ゲート位相角αを決定する。そして、この算出したゲート位相角αは、スイッチ制御部120に出力される。このゲート位相角αの決定も、予めゲート位相角決定部140が記憶している負荷電圧Vloadとゲート位相角αとの関係を表した情報に基づいて行われるが、本発明はかかる例に限定されず、例えば、予め導き出してゲート位相角決定部140に記憶していた負荷電圧Vloadとゲート位相角αとの関係式により算出しても良い。
(Gate Phase Angle Determination Step S107)
Further, the gate phase
このゲート位相角αの決定について、再度図4を参照して説明する。
図4に示して、上記で説明したように、ゲート位相角αを調整することにより、MERS110が出力する出力電圧(負荷電圧)Vloadを変化させることができる。
The determination of the gate phase angle α will be described again with reference to FIG.
As shown in FIG. 4 and described above, the output voltage (load voltage) Vload output from the
より具体的には、例えば、上記の負荷電圧算出ステップ(S105)において、Vload=V1と算出した場合、ゲート位相角決定部140は、Vload=V1となるように、ゲート位相角αをα1に決定する。また、Vload=V2と算出した場合、ゲート位相角決定部140は、Vload=V2となるように、ゲート位相角αをα2に決定する。
More specifically, for example, when Vload = V1 is calculated in the load voltage calculation step (S105), the gate phase
つまり、ゲート位相角決定部140は、例えば、負荷トルクTload=T1であった場合、T1から負荷電圧Vload=V1を算出し、Vload=V1となるように、ゲート位相角αをα1に決定する。また、ゲート位相角決定部140は、例えば、負荷トルクTload=T2であった場合、T2から負荷電圧Vload=V2を算出し、Vload=V2となるように、ゲート位相角αをα2に決定する。
That is, for example, when the load torque Tload = T1, the gate phase
尚、上記の説明では、負荷トルク算出ステップ(S103)において、負荷トルクT1,T2が算出された場合について説明したが、本発明はかかる例に限定されず、いかなる負荷トルク値に対しても同様にゲート位相角αを決定しうることは言うまでもない。 In the above description, the case where the load torques T1 and T2 are calculated in the load torque calculation step (S103) has been described. However, the present invention is not limited to this example, and the same applies to any load torque value. Needless to say, the gate phase angle α can be determined.
(スイッチ制御ステップS109)
そして、上記ゲート位相角決定ステップ(S107)で決定されたゲート位相角αに基づいて、スイッチ制御部120は、MERS110の各逆導通型半導体スイッチ111〜114のON/OFFを制御する。
(Switch control step S109)
Then, based on the gate phase angle α determined in the gate phase angle determination step (S107), the
より具体的には、スイッチ制御部120は、位相検出部130により検出した電源電圧の位相及び負荷電圧Vloadの位相から電源電圧のゼロクロスポイントを検出する。そして、スイッチ制御部120は、このゼロクロスポイントから、ゲート位相角決定ステップ(S107)で決定したゲート位相角αだけ位相がずれた時点がスイッチ切替タイミングとなるように、MERS110のスイッチングを行う。
More specifically, the
このように制御されたMERS110は、モータ10に要求される負荷トルクTloadと等しい発生トルクTgをモータ10が発生することができる電圧Vloadを、モータ10に印可することができる。従って、このモータ制御装置100によれば、モータ10の発生トルクTgを調節することにより、モータ10が発生する発生トルクTgと負荷トルクTloadとの差を低減することができる。
The
(モータ制御装置100の他の動作)
次に、図7を参照して、上記の圧延スケジュールを使用しない場合のモータ制御装置100の動作について説明する。
(Other operations of motor control device 100)
Next, the operation of the
モータ10の負荷トルクTloadが変化して、定格トルクT0よりも小さくなった場合、モータ10の発生トルクTgは、負荷トルクTloadを超えたトルク値を出力することになる。よって、モータ10は、余剰な発生トルクTgによって加速されるため、モータ10の回転数は、増加する。本動作においては、このモータ10の回転数の変化を検出することにより負荷トルクTloadを算出して、モータ10に印可する電圧Vloadを調節する。
When the load torque Tload of the
以下、このモータ制御装置100の他の動作について具体的に説明する
Hereinafter, other operations of the
(回転数検出S201)
図7に示すように、まず、回転数検出部152により、モータ10の単位時間あたりの回転数を検出する。この際、回転数検出部152は、圧延工程制御装置30から鋼板の通板速度等の情報を取得してモータ10の単位時間あたりの回転数を算出しても良い。そして、回転数検出部152は、単位時間あたりの回転数からモータ10の回転数の変化を算出して、この回転数の変化の情報を負荷トルク算出部150に出力する。
(Rotation speed detection S201)
As shown in FIG. 7, first, the rotational
(負荷トルク算出ステップS203)
そして、負荷トルク算出部150により、モータ10の回転数の変化の情報からロールに加わる負荷トルクTloadを算出する。そして、算出した負荷トルクTloadの情報は、ゲート位相角決定部140に出力される。
(Load torque calculation step S203)
Then, the load
このモータ制御装置100の他の動作において、負荷トルク算出ステップ(S203)以降の、負荷電圧算出ステップ(S105)、ゲート位相角決定ステップ(S107)、及びスイッチ制御ステップ(S108)で行われる動作は、上述のモータ制御装置100の一動作と同様であるため、ここでの詳しい説明は省略する。
In other operations of the
そして、この他の動作においても、MERS110は、モータ10に要求される負荷トルクTloadと等しい発生トルクTgをモータ10が発生することができる電圧Vloadを、モータ10に印可することができる。従って、このモータ制御装置100によれば、モータ10の発生トルクTgを調節することにより、モータ10が発生する発生トルクTgと負荷トルクTloadとの差を低減することができる。
In other operations as well, the
<本実施形態に係るモータ制御装置100による効果>
以上、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置100の構成及び動作について説明した。このモータ制御装置100によれば、モータ10の負荷が軽くなり負荷トルクTloadが減少した場合には、モータ10の固定子に印可する負荷電圧Vloadを定格電圧Vaよりも小さくすることが可能となり、モータ10の鉄損を低減することができ、かつ、エネルギー効率を高めることができる。よって、ハイブリッド自動車用電動機や産業用電動機の鉄損の削減が可能となり、地球温暖化の防止に寄与することができる。
<Effects of the
The configuration and operation of the
また、別途の高価かつ複雑な電圧制御装置等を使用することなく、安価な回路によって構成されるモータ制御装置100によって、負荷電圧Vloadを調製することができるため、製造コストを削減することができる。そして、鉄損を低減することにより、モータ10の消費電力を抑えることができるため、モータ10の運転コストも低減することができる。
Further, since the load voltage Vload can be prepared by the
更に、モータ制御装置100は、単純な装置のみで構成されるため、別途の電圧制御装置等を使用する場合に比べて、製造時に発生する二酸化炭素の排出量を削減することができ、かつ、消費電力を抑えることにより運転時に発生する二酸化炭素をも間接的に削減することができる。
Furthermore, since the
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。 As mentioned above, although preferred embodiment of this invention was described referring an accompanying drawing, it cannot be overemphasized that this invention is not limited to this example. It will be apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made within the scope of the claims, and these are naturally within the technical scope of the present invention. Understood.
例えば、上記実施形態では、モータ10は、圧延工程等において鋼板の通板等に使用されるロールを回転させるためのモータであるとして説明した。しかし、本発明はかかる例に限定されず、例えば、飛行場等において荷物を搬送するベルトを駆動させるためのローラ等の様々な用途に使用されるモータであってもよい。
For example, in the above embodiment, the
また、上記実施形態では、モータ制御装置100が圧延工程制御装置30から鋼板の質量情報を取得する場合について説明した。しかし、本発明はかかる例に限定されず、モータ制御装置100は、例えば、荷物の運搬を制御する上位の制御装置から、荷物の質量情報を取得してもよく、モータ10にかかる負荷トルクを算出しうるあらゆる情報を取得して動作することが可能である。
Moreover, in the said embodiment, the case where the
また、上記実施形態では、負荷トルク算出部150が、圧延スケジュール取得部151によって算出したロールの荷重の情報、又は回転数検出部152によって算出したモータ10の回転数の変化の情報に基づいて、負荷トルクTloadを算出する場合について説明した。しかし、本発明はかかる例に限定されない。例えば、負荷トルク算出部150は、圧延スケジュール取得部151からのロールの荷重の情報と、回転数検出部152からのモータ10の回転数の変化の情報との両方の情報に基づいて、負荷トルクTloadを算出してもよい。このように負荷トルクTloadを算出することにより、負荷トルク算出部150は、更に正確な負荷トルクTloadを算出することができる。又、モータ10が一時的に空転するときなど、一次的に稼動状態で無くなるときには、負荷トルク算出部150は予め設定した低い負荷トルクの値を出力するようにしても良い。このように低い負荷トルクを出力することにより、さらにエネルギーの損出を低減することが可能である。
Moreover, in the said embodiment, the load
また、上記実施形態では、モータ制御装置100は、圧延スケジュール取得部151及び回転数検出部152を有するとしたが、本発明はかかる例に限定されず、どちらか一方のみを有してもよい。更に、他の手段によって負荷トルクTloadを算出又は取得することができる場合は、負荷トルク算出部150,圧延スケジュール取得部151,回転数検出部152の少なくとも1つを備えなくてもよく、ゲート位相角決定部140が当該算出又は取得した負荷トルクTloadを取得することが可能な如何なる構成であってもよい。
Moreover, in the said embodiment, although the
10 モータ
20 交流電源
30 圧延工程制御装置
100 モータ制御装置
110 MERS
120 スイッチ制御部
130 位相検出部
140 ゲート位相角決定部
150 負荷トルク算出部
151 圧延スケジュール取得部
152 回転数検出部
111,112,113,114 逆導通型半導体スイッチ
D1,D2,D3,D4 ダイオード
S1,S2,S3,S4 半導体スイッチ
G1,G2,G3,G4 ゲート
C コンデンサ
L リアクタンス成分
R 抵抗成分
DESCRIPTION OF
DESCRIPTION OF
Claims (14)
前記誘導電動機の負荷トルクが前記誘導電動機の定格トルクよりも小さいときに、前記負荷電圧が前記誘導電動機の定格電圧よりも小さくなるように、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御するスイッチ制御部と、
を備えることを特徴とする、誘導電動機制御装置。 A magnetic energy regenerative bidirectional current switch that is connected in series between the AC power source and the induction motor and adjusts a load voltage applied to the induction motor;
When the load torque of the induction motor is smaller than the rated torque of the induction motor, a switch control unit that controls the magnetic energy regenerative bidirectional current switch so that the load voltage is smaller than the rated voltage of the induction motor. When,
An induction motor control device comprising:
第1経路に第1逆導通型半導体スイッチと第4逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置され、第2経路に第2逆導通型半導体スイッチと第3逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置されたブリッジ回路と、
前記第1逆導通型半導体スイッチと前記第4逆導通型半導体スイッチとの間の前記第1経路と、前記第2逆導通型半導体スイッチと前記第3逆導通型半導体スイッチとの間の前記第2経路との間に接続されたコンデンサと、
を含み、
前記スイッチ制御部は、
前記交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、前記第1逆導通型半導体スイッチ及び前記第3逆導通型半導体スイッチと、前記第2逆導通型半導体スイッチ及び前記第4逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン/オフして、前記コンデンサに充電及び放電させ、かつ、
前記スイッチ切替タイミングを変更することにより、前記コンデンサの充電量及び放電量を変化させて、前記負荷電圧を前記定格電圧よりも小さくすることを特徴とする、請求項1に記載の誘導電動機制御装置。 The magnetic energy regenerative bidirectional current switch is
The first reverse conduction type semiconductor switch and the fourth reverse conduction type semiconductor switch are arranged in series in the first path with the conduction directions at the time of switch off being opposite to each other, and the second reverse conduction type semiconductor switch is arranged in the second path. A bridge circuit in which the third reverse conducting semiconductor switch and the third reverse conducting semiconductor switch are arranged in series with the conducting directions at the time of switch-off being opposite to each other;
The first path between the first reverse conduction type semiconductor switch and the fourth reverse conduction type semiconductor switch, and the first path between the second reverse conduction type semiconductor switch and the third reverse conduction type semiconductor switch. A capacitor connected between the two paths;
Including
The switch control unit
The first reverse conduction type semiconductor switch, the third reverse conduction type semiconductor switch, the second reverse conduction type semiconductor switch, and the fourth reverse conduction type semiconductor switch at a switch switching timing for each half cycle of the AC power supply voltage. And alternately turning on and off to charge and discharge the capacitor, and
2. The induction motor control device according to claim 1, wherein the load voltage is made smaller than the rated voltage by changing a charge amount and a discharge amount of the capacitor by changing the switch switching timing. .
前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチの前記スイッチ切替タイミングと、前記交流電源電圧のゼロクロスポイントとの時間差を表すゲート位相角を、前記負荷トルク算出部が算出した前記負荷トルクに基づいて決定するゲート位相角決定部を更に備え、
前記スイッチ制御部は、前記ゲート位相角決定部が決定した前記ゲート位相角に基づく前記スイッチ切替タイミングで、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御することを特徴とする、請求項2に記載の誘導電動機制御装置。 A load torque calculation unit for calculating the load torque of the induction motor;
A gate phase angle representing a time difference between the switch switching timing of the magnetic energy regenerative bidirectional current switch and a zero cross point of the AC power supply voltage based on the load torque calculated by the load torque calculator. An angle determination unit;
The switch control unit according to claim 2, wherein the switch control unit controls the magnetic energy regenerative bidirectional current switch at the switch switching timing based on the gate phase angle determined by the gate phase angle determination unit. Induction motor control device.
前記負荷トルク算出部は、前記運搬物情報取得部が取得した前記質量情報に基づいて、前記誘導電動機の負荷トルクを算出することを特徴とする、請求項3〜5に記載の誘導電動機制御装置。 Further comprising a transported object information acquisition unit that acquires mass information capable of calculating the mass of an object transported by a roller rotated by the induction motor;
The induction motor control device according to claim 3, wherein the load torque calculation unit calculates a load torque of the induction motor based on the mass information acquired by the transported material information acquisition unit. .
前記負荷トルク算出部は、前記回転数検出部が検出した前記回転数に基づいて、前記誘導電動機の負荷トルクを算出することを特徴とする、請求項3〜6に記載の誘導電動機制御装置。 A rotation speed detection unit for detecting the rotation speed per unit time of the induction motor;
The induction motor control device according to claim 3, wherein the load torque calculation unit calculates a load torque of the induction motor based on the rotation number detected by the rotation number detection unit.
前記誘導電動機の負荷トルクが前記誘導電動機の定格トルクよりも小さいときに、前記誘導電動機に印可する負荷電圧が前記誘導電動機の定格電圧よりも小さくなるように、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御することを特徴とする、誘導電動機制御方法。 An induction motor control method for controlling the induction motor using a magnetic energy regenerative bidirectional current switch for adjusting a load voltage applied to the induction motor,
When the load torque of the induction motor is smaller than the rated torque of the induction motor, the magnetic energy regenerative bidirectional current switch is set so that the load voltage applied to the induction motor is smaller than the rated voltage of the induction motor. An induction motor control method comprising controlling the induction motor.
第1経路に第1逆導通型半導体スイッチと第4逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置され、第2経路に第2逆導通型半導体スイッチと第3逆導通型半導体スイッチとがスイッチオフ時の導通方向を相互に逆向きにして直列に配置されたブリッジ回路と、
前記第1逆導通型半導体スイッチと前記第4逆導通型半導体スイッチとの間の前記第1経路と、前記第2逆導通型半導体スイッチと前記第3逆導通型半導体スイッチとの間の前記第2経路との間に接続されたコンデンサと、
を含み、
交流電源電圧の半周期毎のスイッチ切替タイミングで、前記第1逆導通型半導体スイッチ及び前記第3逆導通型半導体スイッチと、前記第2逆導通型半導体スイッチ及び前記第4逆導通型半導体スイッチと、を交互にオン/オフして、前記コンデンサに充電及び放電させ、かつ、
前記スイッチ切替タイミングを変更することにより、前記コンデンサの充電量及び放電量を変化させて、前記負荷電圧を前記定格電圧よりも小さくすることを特徴とする、請求項8に記載の誘導電動機制御方法。 The magnetic energy regenerative bidirectional current switch is
The first reverse conduction type semiconductor switch and the fourth reverse conduction type semiconductor switch are arranged in series in the first path with the conduction directions at the time of switch off being opposite to each other, and the second reverse conduction type semiconductor switch is arranged in the second path. A bridge circuit in which the third reverse conducting semiconductor switch and the third reverse conducting semiconductor switch are arranged in series with the conducting directions at the time of switch-off being opposite to each other;
The first path between the first reverse conduction type semiconductor switch and the fourth reverse conduction type semiconductor switch, and the first path between the second reverse conduction type semiconductor switch and the third reverse conduction type semiconductor switch. A capacitor connected between the two paths;
Including
The first reverse conduction type semiconductor switch, the third reverse conduction type semiconductor switch, the second reverse conduction type semiconductor switch, and the fourth reverse conduction type semiconductor switch at a switch switching timing every half cycle of the AC power supply voltage, , Alternately on / off to charge and discharge the capacitor, and
The induction motor control method according to claim 8, wherein the load voltage is made smaller than the rated voltage by changing a charge amount and a discharge amount of the capacitor by changing the switch switching timing. .
前記ゲート位相角に基づく前記スイッチ切替タイミングで、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを制御することを特徴とする、請求項9に記載の誘導電動機制御方法。 A gate phase angle representing a time difference between the switch switching timing of the magnetic energy regenerative bidirectional current switch and a zero cross point of the AC power supply voltage is determined based on a load torque of the induction motor,
The induction motor control method according to claim 9, wherein the magnetic energy regeneration bidirectional current switch is controlled at the switch switching timing based on the gate phase angle.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007198163A JP2009033941A (en) | 2007-07-30 | 2007-07-30 | Induction motor controller and control method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007198163A JP2009033941A (en) | 2007-07-30 | 2007-07-30 | Induction motor controller and control method |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009033941A true JP2009033941A (en) | 2009-02-12 |
Family
ID=40403823
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007198163A Pending JP2009033941A (en) | 2007-07-30 | 2007-07-30 | Induction motor controller and control method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2009033941A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US10053058B2 (en) | 2015-02-26 | 2018-08-21 | Lapis Semiconductor Co., Ltd. | Semiconductor device, wiper system, and moving body control method |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06261594A (en) * | 1992-03-12 | 1994-09-16 | Zenshin Denryoku Eng:Kk | Method and apparatus for reduction of electric power of ac induction motor |
JP2004260991A (en) * | 2003-02-05 | 2004-09-16 | Rikogaku Shinkokai | Ac power supply regenerating magnetic energy |
JP2006182554A (en) * | 2004-12-28 | 2006-07-13 | Mitsubishi Electric Building Techno Service Co Ltd | Elevator control device |
-
2007
- 2007-07-30 JP JP2007198163A patent/JP2009033941A/en active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06261594A (en) * | 1992-03-12 | 1994-09-16 | Zenshin Denryoku Eng:Kk | Method and apparatus for reduction of electric power of ac induction motor |
JP2004260991A (en) * | 2003-02-05 | 2004-09-16 | Rikogaku Shinkokai | Ac power supply regenerating magnetic energy |
JP2006182554A (en) * | 2004-12-28 | 2006-07-13 | Mitsubishi Electric Building Techno Service Co Ltd | Elevator control device |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US10053058B2 (en) | 2015-02-26 | 2018-08-21 | Lapis Semiconductor Co., Ltd. | Semiconductor device, wiper system, and moving body control method |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN105871143B (en) | Variable magnetic flux motor drive system | |
EP1699130B1 (en) | Inverter unit | |
US20100296220A1 (en) | Abnormal current detecting circuit for circuit breaker | |
JP2003333884A (en) | Energy converter controller | |
CN102891649B (en) | For controlling the apparatus and method of medium voltage frequency converter | |
US9438143B2 (en) | Drive control device | |
JP2006067787A (en) | Motor driving device and initial driving method for three-phase motor | |
WO2010073593A1 (en) | Battery charger | |
JP2008245450A (en) | Power conversion device | |
CN102315819B (en) | Torque motor driving device for wire cut electrical discharge machines | |
US9093944B2 (en) | Method for controlling PWM inverter by compensating the number of PWM pulses in response to frequency change | |
JP2009033941A (en) | Induction motor controller and control method | |
WO2013179771A1 (en) | Converter device, and motor drive device using same | |
JP2007236169A (en) | Control device of switched/reluctance/motor and control method thereof | |
CN109600087A (en) | Rotation speed calculating apparatus | |
WO2008103630A1 (en) | Adjusting commutation of a brusheless dc motor to increase motor speed | |
JP6280326B2 (en) | Brushless DC motor control device, brushless DC motor control method, and motor system | |
JP2003254591A (en) | Driving circuit of air conditioner and driving circuit of electrical equipment | |
US20080278104A1 (en) | Control circuit of sensorless motor and control method thereof | |
JP5046021B2 (en) | Power circuit | |
KR101039435B1 (en) | Apparatus and method for controlling motor | |
EP1865595A2 (en) | Electronic braking and energy recycling system associated with DC brushless motor | |
KR100936019B1 (en) | Driving apparatus and method for motor of treadmill | |
JP2016131411A (en) | Resonance type power supply device | |
JP4027760B2 (en) | Inverter control device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090916 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20110831 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20111004 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20120403 |