JP2009016736A - Semiconductor integrated circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体集積回路に関し、特に、電源クランプ手法に用いる短絡用MOSトランジスタを備える半導体集積回路に関する。 The present invention relates to a semiconductor integrated circuit, and more particularly to a semiconductor integrated circuit including a short-circuit MOS transistor used for a power supply clamping method.
従来、半導体集積回路の静電気保護構成としては、静電気パルスが印加されるパッドに対して、最高電位電極と最低電位電極へ夫々ダイオードを挿入するものであった(図8)。 Conventionally, as an electrostatic protection configuration of a semiconductor integrated circuit, a diode is inserted into each of the highest potential electrode and the lowest potential electrode with respect to a pad to which an electrostatic pulse is applied (FIG. 8).
しかしながら、近年の半導体技術の進歩、特に微細化の進展により、MOSトランジスタのゲート酸化膜厚は数十Åとなっている。一般的に、酸化膜の破壊電圧は8〜10×10E6V/cmであり、例えば、50Åの酸化膜厚ではおよそ5Vで絶縁破壊が起こる。 However, the gate oxide film thickness of MOS transistors has become several tens of kilometers due to the recent progress of semiconductor technology, especially the miniaturization. In general, the breakdown voltage of an oxide film is 8 to 10 × 10E6 V / cm. For example, a dielectric breakdown occurs at approximately 5 V in an oxide film thickness of 50 mm.
図8を用いて従来のダイオードによる静電気保護構成を説明する。 A conventional electrostatic protection structure using a diode will be described with reference to FIG.
図8において、最低電位に対して負の静電気が印加された場合は、保護ダイオードD2が順方向にバイアスされ、パッド電位は保護ダイオードの順方向電圧にクランプされる。この場合、内部のMOSトランジスタのゲート電位はゲート酸化膜破壊電圧以下になるため、ゲート酸化膜は保護される。 In FIG. 8, when negative static electricity is applied to the lowest potential, the protection diode D2 is biased in the forward direction, and the pad potential is clamped to the forward voltage of the protection diode. In this case, since the gate potential of the internal MOS transistor is lower than the gate oxide breakdown voltage, the gate oxide film is protected.
一方、パッドに最低電位に対して正の静電気パルスが印加された場合は、パッド電位及びゲート電位はダイオードのブレークダウン電圧に保持される。 On the other hand, when a positive electrostatic pulse with respect to the minimum potential is applied to the pad, the pad potential and the gate potential are held at the breakdown voltage of the diode.
一般的に、PN接合のブレークダウン電圧は6〜7Vであり、例えば50Åの酸化膜に対しては絶縁破壊電圧以上の電圧が印加されることになり、酸化膜が損傷する可能性がある。 In general, the breakdown voltage of the PN junction is 6 to 7 V. For example, a voltage equal to or higher than the breakdown voltage is applied to an oxide film having a thickness of 50 mm, and the oxide film may be damaged.
このため、近年では保護ダイオードを用いた静電気保護構成からスナップバック特性を利用した、又は最高電位と最低電位間を能動素子により短絡する、電源クランプ手法による静電気保護構成が用いられるようになっている。 For this reason, in recent years, an electrostatic protection configuration using a power supply clamp method that uses snapback characteristics from an electrostatic protection configuration using a protective diode or short-circuits between the highest potential and the lowest potential with an active element has been used. .
図9は、スナップバック特性を利用した場合の静電気保護構成を示す図である。図10は、スナップバック特性を示すグラフである。図11はクランプ手法による静電気保護構成例(非特許文献1)を示す回路図である。 FIG. 9 is a diagram showing a static electricity protection configuration when the snapback characteristic is used. FIG. 10 is a graph showing snapback characteristics. FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of electrostatic protection (Non-Patent Document 1) by a clamping method.
スナップバック特性を用いた静電気保護手法は、N型MOSトランジスタの寄生NPNトランジスタを利用するものである。 An electrostatic protection method using the snapback characteristic uses a parasitic NPN transistor of an N-type MOS transistor.
用いられるN型MOSトランジスタ構造は、ドレイン電極、ソース電極及びゲート電極の各電極が櫛歯状に構成されるのが一般的である。この構造はマルチフィンガーと呼ばれる。また、動作は以下のようである。 In the N-type MOS transistor structure used, the drain electrode, the source electrode, and the gate electrode are generally configured in a comb shape. This structure is called multi-finger. The operation is as follows.
パッドに静電気パルスが印加されると、パッドに接続されているN型MOSトランジスタのドレイン電極とP型ウェルの接合部でブレークダウンが起こりインパクトイオン化により電子−正孔対が発生する。 When an electrostatic pulse is applied to the pad, breakdown occurs at the junction between the drain electrode of the N-type MOS transistor connected to the pad and the P-type well, and electron-hole pairs are generated by impact ionization.
電子はドレイン電極の正電界に引かれ、正孔は最低電位へ接続されているP型ウェルへ引かれるが、この際に正孔による電流によりP型ウェル電位が上昇する。 Electrons are attracted to the positive electric field of the drain electrode, and holes are attracted to the P-type well connected to the lowest potential. At this time, the P-type well potential is increased by the current due to the holes.
この電位上昇が、N型MOSトランジスタを構成するN型拡散層とP型ウェルによるPN接合の順方向閾値電圧より大きくなると、次のような動作を行う。すなわち、N型MOSトランジスタは、ソース電極をエミッタ、P型ウェルをベース、ドレイン電極をコレクタとするNPNトランジスタ動作である。 When this potential rise becomes larger than the forward threshold voltage of the PN junction formed by the N-type diffusion layer and the P-type well constituting the N-type MOS transistor, the following operation is performed. That is, the N-type MOS transistor is an NPN transistor operation in which the source electrode is an emitter, the P-type well is a base, and the drain electrode is a collector.
P型MOSトランジスタである場合は、P型拡散層とN型ウェルによって構成される。 In the case of a P-type MOS transistor, it is composed of a P-type diffusion layer and an N-type well.
静電気エネルギーはNPNトランジスタのON抵抗により消費される。 The electrostatic energy is consumed by the ON resistance of the NPN transistor.
一方、電源クランプ手法では、N型MOSトランジスタをブレークダウンさせることなく、静電気パルスをトリガーとして最高電位と最低電位間に接続されたN型MOSトランジスタのON抵抗で静電気エネルギーを消費させる。 On the other hand, in the power clamp method, electrostatic energy is consumed by the ON resistance of the N-type MOS transistor connected between the highest potential and the lowest potential by using an electrostatic pulse as a trigger without breaking down the N-type MOS transistor.
一般的には、HBM(Human Body Model)2kVの静電気エネルギー印加に耐えうることが静電気保護に必要と言われている。このときの電流のピーク値は約1.33Aであり、静電気エネルギーを消費する素子はこの電流値を流せるように設計される。
しかしながら、スナップバック特性を用いた場合、NPNトランジスタのベースとなるP型ウェルの電位上昇が均一でないと、NPNトランジスタの一部しか動作しなくなる場合がある。この場合、静電気パルス電流が動作しているNPNトランジスタに集中し、半導体接合部が熱的に破壊される可能性がある。 However, when the snapback characteristic is used, only a part of the NPN transistor may operate if the potential rise of the P-type well serving as the base of the NPN transistor is not uniform. In this case, the electrostatic pulse current is concentrated on the operating NPN transistor, and the semiconductor junction may be thermally destroyed.
また、一部のNPNトランジスタのみが動作することにより所望のON抵抗が得られず、このON抵抗による電位上昇により電界オーバーストレスにより、酸化膜が破壊される可能性がある。 In addition, a desired ON resistance cannot be obtained by operating only some of the NPN transistors, and the oxide film may be destroyed due to an electric field overstress due to a potential increase due to the ON resistance.
また、電源クランプ手法に関しては、N型MOSトランジスタを能動状態で用いるため、NPNトランジスタのON抵抗ではなくN型MOSトランジスタ本来のON抵抗を用いる。 Regarding the power clamp method, since the N-type MOS transistor is used in an active state, the original ON resistance of the N-type MOS transistor is used instead of the ON resistance of the NPN transistor.
このため、静電気による電流を流し、かつ、ON抵抗による電位上昇によりブレークダウンを起さないようにするためには従来例の図11に示すように、巨大なN型MOSトランジスタが必要であり、チップ面積の増大を招く。 Therefore, a large N-type MOS transistor is required as shown in FIG. 11 of the prior art in order to pass a current due to static electricity and prevent breakdown due to a potential increase due to the ON resistance. This increases the chip area.
そこで、本発明は、電源クランプ手法に用いる短絡用N型MOSトランジスタにおいて、静電気保護能力を高めることを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to improve electrostatic protection capability in a short-circuit N-type MOS transistor used for a power supply clamping method.
本発明は、最高電位電極に一方の主電極が接続され、最低電位電極にもう一方の主電極が接続され、ゲート電極に入力される静電気パルスによって駆動されるMOSトランジスタを有する半導体集積回路において、前記MOSトランジスタは、前記最高電位電極と接続される前記一方の主電極と、前記一方の主電極と反対導電型で、かつ前記一方の主電極が形成されたウェルとの間の電圧がブレークダウンを起す電圧以下の場合、MOSトランジスタとして動作し、前記一方の主電極と前記ウェルとの間の電圧がブレークダウンを起す電圧以上の場合、バイポーラトランジスタとして動作することを特徴とする。 The present invention relates to a semiconductor integrated circuit having a MOS transistor having one main electrode connected to the highest potential electrode, the other main electrode connected to the lowest potential electrode, and driven by an electrostatic pulse input to the gate electrode. The MOS transistor has a breakdown voltage between the one main electrode connected to the highest potential electrode and a well having the opposite conductivity type to the one main electrode and the one main electrode formed therein. When the voltage is lower than the voltage causing the breakdown, the transistor operates as a MOS transistor, and when the voltage between the one main electrode and the well is higher than the voltage causing the breakdown, the transistor operates as a bipolar transistor.
本発明によれば、静電気パルスが印加された際にMOSトランジスタとしての動作から寄生NPNトランジスタを利用するスナップバック動作へと移行しやすくし静電気保護能力を高めることができる。 According to the present invention, when an electrostatic pulse is applied, it is easy to shift from an operation as a MOS transistor to a snapback operation using a parasitic NPN transistor, and electrostatic protection capability can be enhanced.
以下、添付図面を参照して本発明を実施するための最良の実施の形態を説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
まず、本発明の原理について説明する。 First, the principle of the present invention will be described.
本発明は、従来技術の課題である以下の3点を解決するものである。 The present invention solves the following three problems which are problems of the prior art.
(1)スナップバック特性を用いたときの電流集中による接合破壊の可能性
(2)スナップバック特性を用いたときの電界オーバーストレスによる酸化膜破壊
(3)電源クランプ手法を用いたときのMOSトランジスタのサイズに起因する面積増大
基本的には、電源クランプ手法を用いる。
(1) Junction breakdown due to current concentration when using snapback characteristics (2) Oxide film breakdown due to electric field overstress when using snapback characteristics (3) MOS transistor when using power supply clamp method Increase in area due to the size of power supply Basically, a power clamp method is used.
最高電位と最低電位との間に配置される短絡用のMOSトランジスタの構造をバックゲートであるウェル電位の上昇しやすい構造とする。 The structure of the short-circuit MOS transistor arranged between the highest potential and the lowest potential is a structure in which the well potential as the back gate is likely to rise.
静電気パルス印加時には短絡用MOSトランジスタのゲート電極が駆動される。そして、MOSトランジスタのON抵抗を通して静電気パルス電流が最高電位へ接続された主電極としてのドレイン電極から最低電位へ接続された主電極としてのソース電極へ流れる。 When an electrostatic pulse is applied, the gate electrode of the shorting MOS transistor is driven. Then, an electrostatic pulse current flows from the drain electrode as the main electrode connected to the highest potential to the source electrode as the main electrode connected to the lowest potential through the ON resistance of the MOS transistor.
MOSトランジスタのON抵抗を、例えばHBM2kVに相当するピーク電流1.33Aが流れた時にドレイン−ウェル接合でブレークダウンを起す値に設定する。
The ON resistance of the MOS transistor is set to a value that causes breakdown at the drain-well junction when a peak current 1.33 A corresponding to, for example,
さらに、短絡用MOSトランジスタを反対導電型の拡散層により囲まれるように形成されることで、バックゲート電極から基板コンタクトまでの抵抗成分を増加させ、バックゲート電位を上昇させやすい構造とする。そして、この拡散層を、基板と同一導電型の最低電位電極に接続された拡散層により囲まれるようにする。 Further, by forming the short-circuit MOS transistor so as to be surrounded by the diffusion layer of the opposite conductivity type, the resistance component from the back gate electrode to the substrate contact is increased, and the back gate potential is easily increased. The diffusion layer is surrounded by a diffusion layer connected to the lowest potential electrode of the same conductivity type as the substrate.
また、MOSトランジスタのバックゲート電極は、前記基板と反対導電型の拡散層の内側においては最低電位電極に接続されないようにする。 Further, the back gate electrode of the MOS transistor is not connected to the lowest potential electrode inside the diffusion layer of the conductivity type opposite to the substrate.
このような構造にすると、ブレークダウンによるインパクトイオン化により、MOSトランジスタはMOS動作から、バイポーラトランジスタへの動作、すなわちスナップバック特性へ移行する。 With such a structure, the impact ionization due to breakdown causes the MOS transistor to shift from the MOS operation to the operation of the bipolar transistor, that is, the snapback characteristic.
従来のスナップバック特性を用いる場合と異なり、MOSトランジスタは電源クランプ手法により既に動作状態にあるため、スナップバック特性へ移行したときに一部のバイポーラトランジスタしか動作しないことはなくなった。 Unlike the case where the conventional snapback characteristic is used, the MOS transistor is already in an operating state by the power clamp method, and therefore, only a part of the bipolar transistors does not operate when shifting to the snapback characteristic.
[第1の実施形態]
図1から図3は、本発明の第1の実施形態を示す図である。
[First Embodiment]
1 to 3 are views showing a first embodiment of the present invention.
図1は、本発明の第1の実施の形態の電源クランプ回路を示す回路図である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a power supply clamp circuit according to a first embodiment of the present invention.
図1に示すように、通常最低電位へ接地される短絡用N型MOSトランジスタであるN−Shuntのバックゲート電極が、前段のP1、N1で構成されるCMOSインバーター出力に接続されている。 As shown in FIG. 1, the back gate electrode of N-Shunt, which is a short-circuiting N-type MOS transistor that is normally grounded to the lowest potential, is connected to the CMOS inverter output composed of P1 and N1 in the previous stage.
R1、N2は通常動作時に電源クランプ回路が動作しないように制御する。 R1 and N2 are controlled so that the power clamp circuit does not operate during normal operation.
C1は最高電位線に静電気パルスが現れたときに応答し、N2のゲート電極の接続されるノードの寄生容量との比により、N2へ静電気パルスが印加されるように動作する。 C1 responds when an electrostatic pulse appears on the highest potential line, and operates so that the electrostatic pulse is applied to N2 depending on the ratio to the parasitic capacitance of the node to which the gate electrode of N2 is connected.
N2は、静電気パルスにより瞬間的に動作状態になり、N1、P1のCMOSインバーターの入力電圧を静電気パルスの期間引き下げる。 N2 is instantaneously activated by an electrostatic pulse, and reduces the input voltage of the N1 and P1 CMOS inverters during the period of the electrostatic pulse.
この結果、P型MOSトランジスタP1がON状態になり、電源短絡用N型MOSトランジスタN−ShuntがON状態となり、静電気パルス電流が流れ始める。 As a result, the P-type MOS transistor P1 is turned on, the power supply short-circuiting N-type MOS transistor N-Shunt is turned on, and an electrostatic pulse current starts to flow.
図1では、N−Shunt MOSトランジスタは一つだけの構成になっているが、実際には複数形成されている。 In FIG. 1, only one N-Shunt MOS transistor is configured, but a plurality of N-Shunt MOS transistors are actually formed.
このN−Shuntの構造は図2及び図3に示すようになっている。 The structure of this N-Shunt is as shown in FIGS.
図2は本実施形態のN−Shunt MOSトランジスタの構造を示す平面図であり、図3は本実施形態のN−Shunt MOSトランジスタの構造を示す断面図である。 FIG. 2 is a plan view showing the structure of the N-Shunt MOS transistor of this embodiment, and FIG. 3 is a cross-sectional view showing the structure of the N-Shunt MOS transistor of this embodiment.
図2及び図3には示されていないが、本実施の形態のMOSトランジスタはP型基板とP型基板に形成されるP型エピ領域内のP型ウェル内に形成されている。 Although not shown in FIGS. 2 and 3, the MOS transistor of the present embodiment is formed in a P-type substrate and a P-type well in a P-type epi region formed in the P-type substrate.
MOSトランジスタがP型MOSトランジスタである場合は、N型基板とN型基板に形成されるN型エピ領域内のN型ウェル内に形成される。 When the MOS transistor is a P-type MOS transistor, it is formed in an N-type substrate and an N-type well in an N-type epi region formed on the N-type substrate.
本実施の形態では、基板は電気的に接続されていない。 In this embodiment mode, the substrates are not electrically connected.
ゲート電極がP1により駆動されたときはN型MOSトランジスタとして動作するが、ON抵抗が大きいとドレイン電圧が上昇し、ドレイン電極とPウェル接合部においてアバランシェ降伏を生ずる。 When the gate electrode is driven by P1, it operates as an N-type MOS transistor. However, if the ON resistance is large, the drain voltage increases and an avalanche breakdown occurs at the drain electrode and the P-well junction.
このとき、N−ShuntのバックゲートはP1、N1のインバーターにより電位が上昇しており、アバランシェ降伏によるインパクトイオン化により生じた電子−正孔対の正孔により、バックゲート電位はさらに上昇する。 At this time, the potential of the N-Shunt back gate is increased by the inverters P1 and N1, and the back gate potential is further increased by the holes of the electron-hole pairs generated by impact ionization due to avalanche breakdown.
この現象により、N−ShuntはN型MOSトランジスタ動作から寄生のラテラルNPN動作へとモードを変えることができ、より低いON抵抗により静電気パルス電流を流すことが可能になる。 By this phenomenon, the N-Shunt can change the mode from the N-type MOS transistor operation to the parasitic lateral NPN operation, and the electrostatic pulse current can flow with a lower ON resistance.
[第2の実施形態]
図4から図6は、本発明の第2の実施形態を示す図である。
[Second Embodiment]
4 to 6 are views showing a second embodiment of the present invention.
第1の実施形態との違いは、電源短絡用のN−Shunt N型MOSトランジスタのバックゲート電極がP−epiを介して最低電位へ接続されていることである。 The difference from the first embodiment is that the back gate electrode of the N-Shunt N-type MOS transistor for power supply short circuit is connected to the lowest potential via P-epi.
このP−epiの抵抗分によりアバランシェ降伏時のバックゲートの電位上昇を得ることができ、第1の実施形態に比較してバックゲート電位上昇がP−epiの抵抗値、すなわち基板コンタクトまでの距離に依存することになる。 The back gate potential rise at the time of avalanche breakdown can be obtained by the resistance component of P-epi, and the back gate potential rise is the resistance value of P-epi, that is, the distance to the substrate contact as compared with the first embodiment. Will depend on.
図7は、本実施形態におけるTLP特性を示すグラフである。 FIG. 7 is a graph showing TLP characteristics in the present embodiment.
電源クランプ回路動作によるN型MOSトランジスタが動作する領域からアバランシェ降伏を経てスナップバック動作をし、寄生NPNトランジスタが動作する領域に変化している様子が素子のON抵抗の変化によりわかる。 It can be seen from the change in the ON resistance of the element that the snap-back operation is performed through the avalanche breakdown from the region where the N-type MOS transistor operates due to the power clamp circuit operation, and the parasitic NPN transistor operates.
リーク電流の変化はTLP電流>2Aでも変化しておらず、HBMにて3kV相当以上の静電気保護能力が確認できる。 The change in the leakage current does not change even when the TLP current> 2A, and the electrostatic protection capability equivalent to 3 kV or more can be confirmed by HBM.
上記の実施形態では、短絡用MOSトランジスタとして、N型MOSトランジスタの場合についてのみ説明しているが、短絡用MOSトランジスタとしてP型MOSトランジスタを用いても同様の効果が得られる。 In the above embodiment, only the case of an N-type MOS transistor as the short-circuit MOS transistor has been described, but the same effect can be obtained even if a P-type MOS transistor is used as the short-circuit MOS transistor.
本発明は、ダイオードやトランジスタが集積される半導体集積回路に利用可能である。 The present invention is applicable to a semiconductor integrated circuit in which a diode and a transistor are integrated.
C1 コンデンサ
R1 抵抗
R2 抵抗
P1 P型MOSトランジスタ
N1 N型MOSトランジスタ
N2 N型MOSトランジスタ
N3 N型MOSトランジスタ
N−Shunt 短絡用N型MOSトランジスタ
C1 capacitor R1 resistor R2 resistor P1 P-type MOS transistor N1 N-type MOS transistor N2 N-type MOS transistor N3 N-type MOS transistor N-Shunt N-type MOS transistor for short-circuit
Claims (14)
前記MOSトランジスタは、前記最高電位電極と接続される前記一方の主電極と、前記一方の主電極と反対導電型で、かつ前記一方の主電極が形成されたウェルとの間の電圧がブレークダウンを起す電圧以下の場合、MOSトランジスタとして動作し、
前記一方の主電極と前記ウェルとの間の電圧がブレークダウンを起す電圧以上の場合、バイポーラトランジスタとして動作することを特徴とする半導体集積回路。 In a semiconductor integrated circuit having a MOS transistor connected to one main electrode to the highest potential electrode, the other main electrode connected to the lowest potential electrode, and driven by an electrostatic pulse input to the gate electrode,
The MOS transistor has a breakdown voltage between the one main electrode connected to the highest potential electrode and a well having the opposite conductivity type to the one main electrode and the one main electrode formed therein. Operates as a MOS transistor
A semiconductor integrated circuit which operates as a bipolar transistor when a voltage between the one main electrode and the well is equal to or higher than a voltage causing breakdown.
電気的に接続されていないN型拡散層により囲まれ、該N型拡散層は、最低電位電極に接続されたP型拡散層により囲まれることを特徴とする請求項2記載の半導体集積回路。 The N-type MOS transistor is formed in a P-type substrate and a P-type well in a P-type epi region formed in the P-type substrate,
3. The semiconductor integrated circuit according to claim 2, wherein the semiconductor integrated circuit is surrounded by an N-type diffusion layer that is not electrically connected, and the N-type diffusion layer is surrounded by a P-type diffusion layer connected to the lowest potential electrode.
電気的に接続されていないP型拡散層により囲まれ、該P型拡散層は、最低電位電極に接続されたN型拡散層により囲まれることを特徴とする請求項3記載の半導体集積回路。 The P-type MOS transistor is formed in an N-type substrate and an N-type well in an N-type epi region formed in the N-type substrate,
4. The semiconductor integrated circuit according to claim 3, wherein the semiconductor integrated circuit is surrounded by a P-type diffusion layer that is not electrically connected, and the P-type diffusion layer is surrounded by an N-type diffusion layer connected to the lowest potential electrode.
前記P型基板に形成されるP型エピ領域と、
前記P型エピ領域に形成されるN型ウェルと、
前記N型ウェルに形成されるP型ウェルと、を有し、
前記N型MOSトランジスタは、前記P型ウェルに形成され、電気的に接続されていないN型拡散層により囲まれ、該N型拡散層は最低電位電極に接続されたP型拡散層により囲まれることを特徴とする請求項2記載の半導体集積回路。 A P-type substrate;
A P-type epi region formed on the P-type substrate;
An N-type well formed in the P-type epi region;
A P-type well formed in the N-type well,
The N-type MOS transistor is formed in the P-type well and is surrounded by a non-electrically connected N-type diffusion layer, and the N-type diffusion layer is surrounded by a P-type diffusion layer connected to the lowest potential electrode. The semiconductor integrated circuit according to claim 2.
前記N型基板に形成されるN型エピ領域と、
前記N型エピ領域に形成されるP型ウェルと、
前記P型ウェルに形成されるN型ウェルと、を有し、
前記P型MOSトランジスタは、前記N型ウェルに形成され、電気的に接続されていないP型拡散層により囲まれ、該P型拡散層は最低電位電極に接続されたN型拡散層により囲まれることを特徴とする請求項3記載の半導体集積回路。 An N-type substrate;
An N-type epi region formed on the N-type substrate;
A P-type well formed in the N-type epi region;
An N-type well formed in the P-type well,
The P-type MOS transistor is formed in the N-type well and surrounded by a P-type diffusion layer that is not electrically connected. The P-type diffusion layer is surrounded by an N-type diffusion layer connected to the lowest potential electrode. The semiconductor integrated circuit according to claim 3.
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Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09181195A (en) * | 1995-12-02 | 1997-07-11 | Samsung Electron Co Ltd | Electrostatic protective device |
JPH11274404A (en) * | 1998-03-24 | 1999-10-08 | Nec Corp | Semiconductor device |
JP2004200650A (en) * | 2002-12-04 | 2004-07-15 | Nec Electronics Corp | Electrostatic-discharge protection device |
JP2006100606A (en) * | 2004-09-30 | 2006-04-13 | Renesas Technology Corp | Semiconductor device |
-
2007
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Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09181195A (en) * | 1995-12-02 | 1997-07-11 | Samsung Electron Co Ltd | Electrostatic protective device |
JPH11274404A (en) * | 1998-03-24 | 1999-10-08 | Nec Corp | Semiconductor device |
JP2004200650A (en) * | 2002-12-04 | 2004-07-15 | Nec Electronics Corp | Electrostatic-discharge protection device |
JP2006100606A (en) * | 2004-09-30 | 2006-04-13 | Renesas Technology Corp | Semiconductor device |
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