JP2009010844A - Waveguide - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、導波管に係り、更に詳しくは、導波管のコーナ部を伝搬する電磁波の反射損失を改善させる技術に関する。 The present invention relates to a waveguide, and more particularly to a technique for improving the reflection loss of an electromagnetic wave propagating through a corner portion of a waveguide.
矩形導波管の回路システムを構築する場合、導波管のレイアウト上、リジッドな導波管を曲げる必要がある。導波管を所望の角度に折り曲げると、ここが不連続部分となり、この不連続部分では、大きな反射波が生じる。つまり、このような導波管の曲げ構造の部分(以下、「コーナ部」という)は、同一断面の直線的に延びる部分(以下、「延在部」という)と異なる特性インピーダンスを持つ回路となる。このため、当該コーナ部の伝送経路を伝搬する電磁波の反射損失を適切に抑えるように、従来から様々な曲げ導波管が提案され(例えば、非特許文献1参照)、すでに市販品としても提供されている。 When constructing a rectangular waveguide circuit system, it is necessary to bend the rigid waveguide in view of the waveguide layout. When the waveguide is bent at a desired angle, this becomes a discontinuous portion, and a large reflected wave is generated in the discontinuous portion. In other words, a portion of such a waveguide bending structure (hereinafter referred to as “corner portion”) is a circuit having a characteristic impedance different from that of a linearly extending portion (hereinafter referred to as “extended portion”) of the same cross section. Become. For this reason, various bending waveguides have been proposed in the past so as to appropriately suppress the reflection loss of the electromagnetic wave propagating through the transmission path of the corner portion (for example, see Non-Patent Document 1), and already provided as a commercial product. Has been.
例えば、矩形導波管内を伝搬させる電磁波の方向を曲げ方向に沿ってスムーズに変化できるように、矩形導波管を一定の曲率半径で90°に曲げた従来製品(以下、「円形ベンド」という)がある。これにより、上述の不連続部分が無くなり、導波管を伝搬する電磁波の反射損失を適切に抑えることができる。 For example, a conventional product (hereinafter referred to as “circular bend”) in which a rectangular waveguide is bent at 90 ° with a certain radius of curvature so that the direction of electromagnetic waves propagating in the rectangular waveguide can be smoothly changed along the bending direction. ) Thereby, the above-mentioned discontinuous portion is eliminated, and reflection loss of electromagnetic waves propagating through the waveguide can be appropriately suppressed.
また、矩形導波管を略直角に折り曲げ、この外側の角部を管軸の方向に対して、45°をなす方向にテーパ状に切り落とし、この切り落とした部分に別部材の管壁を配設するというマイター構造と称される従来製品もある。そして、この場合、マイター構造の導波管のコーナ部に相当する管内に、容量性の導体ネジを挿入することにより、反射損失の低減を図ることができるとされている(以下、このような導体ネジ付きのマイター構造の導波管を「同調形マイターベンド」という)。
しかしながら、上述の円形ベンドでは、電磁波の反射損失を適切に抑える観点から、矩形導波管のコーナ部の曲率半径を充分に小さくすることができず、導波管のコーナ部が大型化するという問題がある。また、導波管の引き抜き曲げ加工時の歪により、導波管の性能が低下する場合もある。また、導波管のコーナ部のSパラメータでの反射損失|S11|(dB)は、通常、「−40dB」以下であることが好ましいと考えられるが、この円形ベンドでは、必ずしも反射損失|S11|を適切かつ充分に低くできるとは限らない。なお、円形ベンドの反射損失の測定結果は後述する。 However, in the above-mentioned circular bend, from the viewpoint of appropriately suppressing the reflection loss of electromagnetic waves, the radius of curvature of the corner portion of the rectangular waveguide cannot be sufficiently reduced, and the corner portion of the waveguide is increased in size. There's a problem. Further, the performance of the waveguide may be deteriorated due to distortion during drawing and bending of the waveguide. The reflection loss | S 11 | (dB) at the S parameter at the corner of the waveguide is generally considered to be preferably −40 dB or less. However, in this circular bend, the reflection loss | S 11 | not necessarily the be appropriate and sufficiently low. The measurement result of the reflection loss of the circular bend will be described later.
一方、上述の同調形マイターベンドでは、導体ネジの先端で、電磁波による電界集中が発生するので、導波管の耐電力特性に難点がある。また、導波管のコーナ部のSパラメータでの反射損失|S11|(dB)は、通常、「−40dB」以下であることが好ましいと考えられるが、この同調形マイターベンドでは、この条件を満足する比帯域幅が、必ずしも適切かつ充分に広いとは言えない場合がある。なお、同調形マイターベンドの反射損失の測定結果は後述する。 On the other hand, in the above-described tuned miter bend, electric field concentration due to electromagnetic waves is generated at the tip of the conductor screw, so that there is a difficulty in the power durability characteristics of the waveguide. In addition, it is considered that the reflection loss | S 11 | (dB) at the S parameter of the waveguide corner is usually preferably “−40 dB” or less. However, in this tuned miter bend, this condition is satisfied. In some cases, the specific bandwidth that satisfies the above requirement is not necessarily sufficiently wide. The measurement result of the reflection loss of the tuned miter bend will be described later.
更に、導波管の簡易な設計変更により、導波管の様々な用途にコーナ部の反射特性を適合できれば有益であるが、上述の従来製品(円形ベンドや同調形マイターベンド)は、このような適合機能に優れているとは言い難い。 Furthermore, it would be beneficial if the reflection characteristics of the corners could be adapted to various uses of the waveguide by simple design changes of the waveguide, but the conventional products described above (circular bend and tuned miter bend) are It is hard to say that it has excellent adaptability.
以上に述べたとおり、円形ベンドや同調形マイターベンドなどの従来製品は、電磁波の反射特性や耐電力特性などの性能面、および、コンパクト化や製造容易化などの構造面の両方について、未だ改善の余地が多々ある。 As mentioned above, conventional products such as circular bends and tuned miter bends are still improving both in terms of performance such as electromagnetic wave reflection characteristics and power handling characteristics, and structural aspects such as compactness and ease of manufacture. There is a lot of room for it.
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、電磁波の反射特性や耐電力特性に優れたコーナ部を有し、かつ、コンパクト化および製造容易化を図ることができる導波管を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and has a corner portion excellent in electromagnetic wave reflection characteristics and power durability characteristics, and can be made compact and easy to manufacture. The purpose is to provide.
上記課題を解決するため、本発明は、管軸の方向に延びている一対の延在部と、
前記延在部の対のうちの一方の管軸と前記延在部の対のうちの他方の管軸との間のなす角が所望の角度になるように、前記延在部の対を互いに接続させるコーナ部と、
前記コーナ部に設けられた1以上の金属棒と、を備え、
前記コーナ部は、金属面により区画された中空領域を有しており、前記金属棒は、前記中空領域を貫くように延びている、導波管を提供する。
In order to solve the above problems, the present invention includes a pair of extending portions extending in the direction of the tube axis,
The pair of extension portions are mutually connected so that an angle formed between one tube axis of the pair of extension portions and the other tube axis of the pair of extension portions becomes a desired angle. A corner section to be connected;
One or more metal rods provided in the corner portion,
The corner portion has a hollow region defined by a metal surface, and the metal rod provides a waveguide extending through the hollow region.
このような導波管は、以下に述べるように、電磁波の反射特性や耐電力特性に優れたコーナ部を有し、かつ、コンパクト化および製造容易化を図れると期待できる管部材である。 As described below, such a waveguide has a corner portion excellent in electromagnetic wave reflection characteristics and power durability characteristics, and is a tube member that can be expected to be compact and easy to manufacture.
まず、上記導波管において、前記金属面を、相対する一対の幅広面と相対する一対の幅狭面とから構成してもよく、前記金属棒を、前記幅広面に平行なH面に交差する方向に延ばしてもよい。 First, in the waveguide, the metal surface may be composed of a pair of opposed wide surfaces and a pair of opposed narrow surfaces, and the metal rod intersects an H plane parallel to the wide surface. You may extend in the direction.
このような導波管では、中空領域には、電磁波の電界の方向に対し、導電性の突起部が何等存在せず、このことが、導波管の耐電力特性を改善させ、当該導波管の大電力回路システムへの適用を容易化させる。 In such a waveguide, there are no conductive protrusions in the hollow region in the direction of the electric field of the electromagnetic wave, which improves the power handling characteristics of the waveguide, and Facilitates the application of tubes to high power circuit systems.
また、上記導波管において、前記なす角を略直角に設定してもよい。 In the waveguide, the angle formed may be set to a substantially right angle.
このような導波管は、円形ベンドや同調形マイターベンドに比べて、コンパクト化や製造容易化を図ることができると考えられる。 Such a waveguide is considered to be more compact and easier to manufacture than circular bends and tuned miter bends.
具体的には、この導波管は、上述の円形ベンドの如く、H面を大きな曲率半径で曲げる必要がなく、幅広面(H面)の直角コーナ構造になっている。このため、当該直角コーナ構造の採用により、曲げ構造部分の大型化の問題が解消され、ひいては、導波管の導波管回路システムへの配設の際のスペースを削減できる。 Specifically, this waveguide does not need to bend the H surface with a large radius of curvature unlike the circular bend described above, and has a wide-angle (H surface) right-angle corner structure. For this reason, by adopting the right-angled corner structure, the problem of increasing the size of the bent structure portion is solved, and as a result, the space for arranging the waveguide in the waveguide circuit system can be reduced.
また、このような導波管の製造には、従来の同調形マイターベンドの如く、管軸の方向に対して、45°をなす方向にテーパ状に切り落とし、この切り落とした部分に別部材の管壁を配設するという複雑な工程を必要とせず、例えば、金属製の基台を準備して、この表面に凹溝をL字に切削加工すれば、この導波管を簡易に製造できる。 Further, in the manufacture of such a waveguide, as in the conventional tuned miter bend, the tube is cut into a taper shape in a direction of 45 ° with respect to the tube axis direction, and another tube is formed at the cut-off portion. A complicated process of disposing a wall is not required. For example, if a metal base is prepared and a groove is cut into an L shape on the surface, the waveguide can be easily manufactured.
また、上記導波管において、前記金属棒の本数を、3本としてもよい。 In the waveguide, the number of the metal rods may be three.
この導波管では、金属棒の寸法や装着位置の最適設計により、単一モード(基本モード)の伝搬周波数帯域のほぼ全域に亘り、電磁波の反射損失として|S11|=−30dB〜−55dBという低反射特性が得られる。よって、標準的な導波管の使用周波数帯域(例えば8.4GHz〜12.4GHz)のほぼ全域を適切かつ充分に低い反射損失に保つように、単一のコーナ部を用いてカバーできる。 In this waveguide, due to the optimum design of the dimensions and mounting positions of the metal rods, | S 11 | = −30 dB to −55 dB as electromagnetic wave reflection loss over almost the entire propagation frequency band of the single mode (fundamental mode). The low reflection characteristic is obtained. Therefore, it is possible to cover with a single corner portion so as to keep an appropriate and sufficiently low reflection loss over almost the entire frequency range (for example, 8.4 GHz to 12.4 GHz) of a standard waveguide.
また、上記導波管において、前記金属棒の本数を、2本としてもよい。 In the waveguide, the number of the metal rods may be two.
この導波管では、金属棒の寸法や装着位置の最適設計により、特定の周波数帯域(例えば、9.6GHz近傍)での電磁波の反射損失として|S11|が「−50dB」という超低反射損失が得られる。よって、特定の周波数帯域を活用するような製品(例えば高周波加熱装置)に、この導波管を組み込むと有用である。 In this waveguide, the reflection loss of electromagnetic waves in a specific frequency band (for example, around 9.6 GHz) is extremely low reflection of | 50 dB as | S 11 | Loss is obtained. Therefore, it is useful to incorporate this waveguide into a product that utilizes a specific frequency band (for example, a high-frequency heating device).
また、以上に述べたように、上記導波管では、金属棒の簡易な設計変更により、導波管の様々な用途にコーナ部の反射特性を適合でき極めて有益である。 Further, as described above, the above waveguide is very useful because the corner portion reflection characteristics can be adapted to various uses of the waveguide by simple design change of the metal rod.
本発明によれば、電磁波の反射特性や耐電力特性に優れたコーナ部を有し、かつ、コンパクト化および製造容易化を図ることができる導波管が得られる。 According to the present invention, it is possible to obtain a waveguide that has a corner portion excellent in electromagnetic wave reflection characteristics and power durability characteristics, and that can be made compact and easy to manufacture.
以下、本発明の好ましい実施形態を、図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は、本発明の実施形態による矩形導波管のコーナ部周辺の一構成例を示した斜視図である。図3は、本発明の実施形態による矩形導波管のコーナ部周辺の他の構成例を示した斜視図である。図1では、3本の金属棒20が配された例が示され、図3では、2本の金属棒21が配された例が示されている。
FIG. 1 is a perspective view showing an example of a configuration around a corner portion of a rectangular waveguide according to an embodiment of the present invention. FIG. 3 is a perspective view showing another configuration example around the corner portion of the rectangular waveguide according to the embodiment of the present invention. FIG. 1 shows an example in which three
また、図2は、図1の矩形導波管のコーナ部周辺を平面視した模式図である。図4は、図3の矩形導波管のコーナ部周辺を平面視した模式図である。 FIG. 2 is a schematic view of the periphery of the corner portion of the rectangular waveguide shown in FIG. FIG. 4 is a schematic view of the periphery of a corner portion of the rectangular waveguide shown in FIG.
まず、図1および図2を参照しながら、本実施形態の矩形導波管100の構成について説明する。なお、図3および図4に示された矩形導波管110の構成は、以下の説明および図面を参照すれば容易に理解できるので、ここでは、この矩形導波管110の詳細な構成の説明は省略する。また、図1、図2、図3および図4に示された各種の寸法「W」、「d」、「c」、「x」、「y」、「R」、「Rc」については、後述する。
First, the configuration of the
本実施形態の矩形導波管100は、図1および図2に示すように、管軸11A、11Bの方向に延びている一対の延在部10A、10Bと、この延在部10Aの管軸11Aと、延在部10Bの管軸11Bとの間のなす角(交差角)θが所望の角度(ここでは、θ=90°)になるように、延在部10A、10Bを互いに接続させるコーナ部12と、このコーナ部12に設けられた3本の円柱状の金属棒20と、を備える。
As shown in FIGS. 1 and 2, the
上述の延在部10A、10Bおよび上述のコーナ部12は、図1に示すように、相対する一対の幅広面13と相対する一対の幅狭面14とからなる内壁面15(金属面)を有している。この内壁面15は、アルミニウムや銅など金属により構成され、この内壁面15により区画された矩形断面の中空領域16が、マイクロ波やミリ波の伝送経路として使用される。
As shown in FIG. 1, the
この中空領域16の断面形状は、通常は、この中を伝送してゆく電磁波の遮断周波数や電磁波モード選択などの兼ね合いから、所定の寸法に設定されている。中空領域16の寸法の設定法は、矩形導波管では公知なので、ここでは、詳細な説明は省略するが、本実施形態の矩形導波管100では、所定の伝搬周波数帯域のTE10(基本モード)の電磁波を伝搬できるように、設計されている。
The cross-sectional shape of the
また、本実施形態では、上述の幅広面13と平行な面が、この電磁波の磁界方向と平行なH面に相当し、上述の幅狭面14と平行な面が、この電磁波の電界方向と平行なE面に相当する。そして、矩形導波管100のコーナ部12では、図2に示すように、幅広面13(H面)の両辺(言い換えれば、一対の幅狭面14の上辺)が、外側角部13Aおよび内側角部13Bにおいて直角に折れたH面直角コーナ構造となっている。このように幅広面13(H面)を面状に直角に曲げているので、伝搬周波数帯域を広く取ることができる。
In the present embodiment, the surface parallel to the
また、円柱状の3本の金属棒20は、図1に示すように、一対の幅広面13の間において、これらの幅広面13に平行なH面と交差(ここでは、直交)する方向に、コーナ部12の中空領域16を貫くように延びている。
Further, as shown in FIG. 1, the three
これにより、内壁面15のうちの幅広面13を除いて、中空領域16に存在する導体は、金属棒20(詳細は後述)を含めて全て、電磁波の電界と平行であり、絶縁破壊を誘起する電界集中を起こし難い構造になっている。このように、中空領域16には、電磁波の電界の方向に対し、導電性の突起部が何等存在せず、このことが、矩形導波管100の耐電力特性を改善させ、当該矩形導波管100の大電力回路システムへの適用を容易化させる。
Thereby, all the conductors existing in the
そして、以下に述べるように、金属棒20の本数に応じた寸法や装着位置などを最適に設計することにより、コーナ部12を伝送される電磁波(入射波と反射波)の干渉効果に基づいて反射損失を適切に抑制できる。
Then, as described below, by optimally designing the dimensions and mounting positions according to the number of
次に、矩形導波管100、110のコーナ部12における金属棒20、21の設計例について説明する。
Next, a design example of the metal bars 20 and 21 in the
なお、ここでは、2本の円柱状の金属棒21および3本の円柱状の金属棒20の各々について、電磁波の反射損失低減の観点での金属棒20、21の装着位置および寸法の最適設計例を述べるが、金属棒20、21の形態はこれに限らない。例えば、金属棒20、21の形状が三角柱や四角柱であっても、これに適した最適設計を行うことができ、金属棒20、21の本数が4本以上であっても、これに適した最適設計を行うことができる。
Here, for each of the two columnar metal bars 21 and the three columnar metal bars 20, the optimum design of the mounting positions and dimensions of the metal bars 20, 21 from the viewpoint of reducing the reflection loss of electromagnetic waves. Although an example is described, the form of the
下記表1には、金属棒20、21の寸法および装着位置についての最適設計の結果がまとめられている。 Table 1 below summarizes the results of the optimum design for the dimensions and mounting positions of the metal bars 20, 21.
上記表1および図2に示すように、内側角部13Bと外側角部13Aを通る仮想直線101C上(図2の破線参照)に配された中央の金属棒20の最適な半径「Rc」は1.0mmであり、この金属棒20の長さ「d」(幅狭面14の幅に相当)は、10.2mmである。この場合、内側角部13Bから外側の幅狭面14に鉛直に引かれた2本の仮想直線101A、101B(図2の点線参照)を基準に取った当該金属棒20の最適な装着位置としては、仮想直線101A、101Bから金属棒20の中心までの距離「c」が14.99mmである。なお、ここでは、矩形状の中空領域16の広い方の幅「W」(幅広面13の幅に相当)は、22.9mmに設定されている(以下、同じ)。
As shown in Table 1 and FIG. 2, the optimum radius “Rc” of the
また、仮想直線101Cより電磁波入口側に配された金属棒20の最適な半径「R」は1.0mmであり、この金属棒20の長さ「d」(幅狭面14の幅に相当)は、10.2mmである。この場合、内側角部13Bから外側の幅狭面14に鉛直に引かれた2本の仮想直線101A、101Bを基準に取った当該金属棒20の最適な装着位置としては、仮想直線101Bから金属棒20の中心までの距離「x」が20.29mmであり、仮想直線101Aから金属棒20の中心までの距離「y」が7.33mmである。
Further, the optimum radius “R” of the
また、仮想直線101Cより電磁波出口側に配された金属棒20の最適な半径「R」は1.0mmであり、この金属棒20の長さ「d」(幅狭面14の幅に相当)は、10.2mmである。この場合、内側角部13Bから外側の幅狭面14に鉛直に引かれた2本の仮想直線101A、101Bを基準に取った当該金属棒20の最適な装着位置としては、仮想直線101Aから金属棒20の中心までの距離「x」が20.29mmであり、仮想直線101Bから金属棒20の中心までの距離「y」が7.33mmである。
Further, the optimum radius “R” of the
次に、2本の金属棒21の寸法および装着位置についての最適設計の結果を述べる。
Next, the result of the optimum design for the dimensions and mounting positions of the two
上記表1および図4に示すように、内側角部13Bと外側角部13Aを通る仮想直線101C(図4の破線参照)より電磁波入口側に配された金属棒21の最適な半径「R」は0.7mmであり、この金属棒21の長さ「d」(幅狭面14の幅に相当)は、10.2mmである。この場合、内側角部13Bから外側の幅狭面14に鉛直に引かれた2本の仮想直線101A、101B(図4の点線参照)を基準に取った当該金属棒21の最適な装着位置としては、仮想直線101Bから金属棒21の中心までの距離「x」が17.70mmであり、仮想直線101Aから金属棒21の中心までの距離「y」が8.89mmである。
As shown in Table 1 and FIG. 4, the optimum radius “R” of the
また、仮想直線101Cより電磁波出口側に配された金属棒21の最適な半径「R」は0.7mmであり、この金属棒21の長さ「d」(幅狭面14の幅に相当)は、10.2mmである。この場合、内側角部13Bから外側の幅狭面14に鉛直に引かれた2本の仮想直線101A、101Bを基準に取った当該金属棒21の最適な装着位置としては、仮想直線101Aから金属棒21の中心までの距離「x」が17.70mmであり、仮想直線101Bから金属棒21の中心までの距離「y」が8.89mmである。
Further, the optimum radius “R” of the
次に、矩形導波管100(3本の金属棒20の場合)の周波数特性についてのシミュレーション結果および試作品の測定結果を述べる。また、矩形導波管110(2本の金属棒21の場合)の周波数特性についてのシミュレーション結果を述べる。 Next, the simulation result and the measurement result of the prototype for the frequency characteristics of the rectangular waveguide 100 (in the case of the three metal rods 20) will be described. In addition, a simulation result on the frequency characteristics of the rectangular waveguide 110 (in the case of the two metal rods 21) will be described.
図5は、本実施形態による矩形導波管の周波数特性のシミュレーション結果を示した図である。 FIG. 5 is a diagram showing a simulation result of frequency characteristics of the rectangular waveguide according to the present embodiment.
図5の横軸に、電磁波の周波数(Frequency[GHz])をとり、縦軸にSパラメータでの反射損失|S11|(dB)の計算値をとっている。図5には、上述の金属棒21の最適設計に準拠した矩形導波管110の周波数特性のシミュレーション結果(図5の破線参照)と、上述の金属棒20の最適設計に準拠した矩形導波管100の周波数特性のシミュレーション結果(図5の実線参照)と、が示されている。
The horizontal axis of FIG. 5 represents the frequency of the electromagnetic wave (Frequency [GHz]), and the vertical axis represents the calculated value of the reflection loss | S 11 | (dB) with the S parameter. FIG. 5 shows a simulation result of the frequency characteristics of the
なお、金属棒20、21の最適設計に辿り着く過程においては、上述のとおり、金属棒20、21の特性に関与する設計パラメータが多岐に亘るので、既存の「E面、H面平面回路法」と独自の解析手法とを組合せた設計ソフトにより、矩形導波管100、110の周波数特性が効率的に反複計算されている。但し、この設計ソフト自体はすでに公知であり、ここでは、この詳細な説明は省略する。
In the process of arriving at the optimum design of the metal bars 20 and 21, as described above, there are a wide variety of design parameters related to the characteristics of the metal bars 20 and 21. The frequency characteristics of the
また、図5には、汎用の高周波3次元電磁界解析シミュレータ(HFSS;商標)を用いた矩形導波管100の周波数特性(但し、金属棒20の場合のみ)のシミュレーション結果も併記されている(図5の丸いドット参照)。 FIG. 5 also shows the simulation results of the frequency characteristics of the rectangular waveguide 100 (only in the case of the metal rod 20) using a general-purpose high-frequency three-dimensional electromagnetic field analysis simulator (HFSS; trademark). (See round dot in FIG. 5).
なお、以上に述べたシミュレーションは、構造体が完全導体(つまり、導電率が無限大の理想導体)であると仮定してなされている。マイクロ波回路の設計や電磁界解析では、通常、構造体を完全導体と仮定しても大きな誤差は生じない。 The simulation described above is made on the assumption that the structure is a perfect conductor (that is, an ideal conductor having an infinite conductivity). In the design of microwave circuits and electromagnetic field analysis, there is usually no significant error even if the structure is assumed to be a perfect conductor.
ここで、図5に示すように、上述の設計ソフトによるシミュレーション結果(実線)とHFSSによるシミュレーション結果(丸いドット)とが、ほぼ一致したことにより、この設計ソフトによるシミュレーション結果の妥当性が裏付けられている。 Here, as shown in FIG. 5, the simulation result (solid line) by the above-mentioned design software and the simulation result by HFSS (round dot) almost coincide with each other, which supports the validity of the simulation result by this design software. ing.
図5によれば、本実施形態の矩形導波管100(3本の金属棒20)は、単一モード(基本モード)の伝搬周波数帯域のほぼ全域に亘り電磁波の反射損失として|S11|=−30dB〜−55dBという低反射特性を有することが分かる。よって、本実施形態の矩形導波管100によれば、標準的な矩形導波管の使用周波数帯域(例えば、8.4GHz〜12.4GHz)のほぼ全域を適切かつ充分に低い反射損失に保つように、単一のコーナ部12を用いてカバーできる。つまり、この使用周波数帯域の範囲に限れば、コーナ部12による電磁波の反射損失は「−40dB以下」、その定在波比VSWRは1.02以下、その比帯域幅は43%となり好適である。
According to FIG. 5, the rectangular waveguide 100 (three metal rods 20) of the present embodiment has | S 11 | as an electromagnetic wave reflection loss over almost the entire propagation frequency band of the single mode (fundamental mode). It can be seen that it has a low reflection characteristic of −30 dB to −55 dB. Therefore, according to the
また、図5によれば、本実施形態の矩形導波管110(2本の金属棒21)は、周波数帯域が9.6GHz近傍での電磁波の反射損失として、|S11|が「−50dB」以下という超低反射損失を有することが分かる。よって、特定の周波数帯域を活用するような製品(例えば高周波加熱装置)に、矩形導波管110を組み込むと有用である。なお、この場合、低反射損失となる周波数帯域は、金属棒21の寸法や装着位置に基づいて変更することができる。
Further, according to FIG. 5, the rectangular waveguide 110 (two metal rods 21) of the present embodiment has | S 11 | as “−50 dB” as a reflection loss of electromagnetic waves in the frequency band near 9.6 GHz. It can be seen that the ultra-low reflection loss is as follows. Therefore, it is useful to incorporate the
このように、本実施形態の矩形導波管100、110は、金属棒20、21の簡易な設計変更により、導波管の様々な用途にコーナ部12の反射特性を適合でき極めて有益である。
As described above, the
また、本実施形態では、上述の3本の金属棒20の最適設計に準拠した矩形導波管100の試作品が製作されている(以下、この試作品を「試作導波管120」という)。
In the present embodiment, a prototype of the
そこで、この試作導波管120の周波数特性について測定した結果を以下に述べる。
Therefore, the measurement results of the frequency characteristics of the
試作導波管120は、図6に示す如く、L字状の凹溝40が形成された硬質アルミ製の基台41と、平板状の硬質アルミ製の蓋42とを位置決めピン43を用いて重ね合わせることにより製作されている。凹溝40の壁面および蓋42の内面は、図1に示した内壁面15に相当しており、これらは表面仕上げがなされている。また、図1に示した金属棒20に相当する硬質アルミ製の円柱ポスト44が、3本、上述の最適設計値に基づいて凹溝40のコーナ部分の適所に装着されている。
As shown in FIG. 6, the
このような試作導波管120は、円形ベンドや同調形マイターベンドに比べて、コンパクト化や製造容易化を図ることができると考えられる。
Such a
具体的には、この試作導波管120は、従来の円形ベンドの如く、H面を大きな曲率半径で曲げる必要がなく、幅広面13(H面)の直角コーナ構造になっている。このため、この直角コーナ構造の採用により、曲げ構造部分の大型化の問題が解消され、ひいては、導波管の導波管回路システムへの配設の際のスペースを削減できる。
Specifically, this
また、試作導波管120の製造には、従来の同調形マイターベンドの如く、管軸の方向に対して、45°をなす方向にテーパ状に切り落とし、この切り落とした部分に別部材の管壁を配設するという複雑な工程を必要とせず、上述のとおり、基台41を準備して、この表面に凹溝40をL字に切削加工すれば、試作導波管120を簡易に製造できる。
Further, in the manufacture of the
図7は、試作導波管の周波数特性の測定結果を示した図である。なお、この周波数特性の測定は、ヒューレットパッカード社製のネットワークアナライザ(HP8510B)を用いてなされている(図8および図10も同じ)。 FIG. 7 is a diagram showing the measurement results of the frequency characteristics of the prototype waveguide. The frequency characteristics are measured using a network analyzer (HP8510B) manufactured by Hewlett-Packard (the same applies to FIGS. 8 and 10).
図7の横軸に、電磁波の周波数(Frequency[GHz])をとり、縦軸にSパラメータでの反射損失|S11|(dB)の測定値をとっている。なお、図5に示したHFSSによる周波数特性のシミュレーション結果との比較を目的として、図7中に当該データも併記されている(図7の丸いドット参照)。 The horizontal axis of FIG. 7 represents the frequency of electromagnetic waves (Frequency [GHz]), and the vertical axis represents the measured value of the reflection loss | S 11 | (dB) with the S parameter. For the purpose of comparison with the simulation result of the frequency characteristics by HFSS shown in FIG. 5, the data is also shown in FIG. 7 (see the round dot in FIG. 7).
図7によれば、試作導波管120は、単一モード(基本モード)の伝搬周波数帯域のほぼ全域に亘り、電磁波の反射損失として、|S11|=−30dB〜−55dBという低反射特性を有することが分かる。また、図7の試作導波管120の周波数特性によれば、電磁波の反射損失|S11|が「−40dB」における比帯域幅を適切かつ充分に広くでき、矩形導波管の使用周波数帯域(例えば、8.4GHz〜12.4GHz)のほほ全域をカバーできることが分かる。
According to FIG. 7, the
なお、図7に示すように、HFSSによるシミュレーション結果(丸いドット)と試作導波管120による測定結果が、ほぼ一致したことにより、上述の設計ソフトによるシミュレーション結果の妥当性が、実験的な検証の面からも裏付けられている。
In addition, as shown in FIG. 7, since the simulation result (round dot) by HFSS and the measurement result by the
図8は、試作導波管の周波数特性の測定結果と、第1従来製品(市販品)の周波数特性の測定結果との間の比較結果を示した図である。 FIG. 8 is a diagram showing a comparison result between the measurement result of the frequency characteristic of the prototype waveguide and the measurement result of the frequency characteristic of the first conventional product (commercially available product).
第1従来製品130として、試作導波管120とほぼ同等の伝搬周波数帯域を有する市販品が選ばれており、ここでは、図9に示す如く、東京電気精器社製の円形ベンド(THB−10)が用いられている。
As the first
図8の横軸に、電磁波の周波数(Frequency[GHz])をとり、縦軸にSパラメータでの反射損失|S11|(dB)の測定値をとっている。図8には、試作導波管120の周波数特性(図8の太い実線参照)の測定結果と、第1従来製品130の周波数特性(図8の細い実線参照)と、が示されている。 The horizontal axis of FIG. 8 represents the frequency of electromagnetic waves (Frequency [GHz]), and the vertical axis represents the measured value of the reflection loss | S 11 | (dB) with the S parameter. FIG. 8 shows the measurement results of the frequency characteristics of the prototype waveguide 120 (see the thick solid line in FIG. 8) and the frequency characteristics of the first conventional product 130 (see the thin solid line in FIG. 8).
図8の第1従来製品130の周波数特性によれば、矩形導波管の使用周波数帯域(例えば、8.4GHz〜12.4GHz)において電磁波の反射損失|S11|を適切かつ充分に低くできず、低反射特性が得られないという性能面で難点があることが分かる。
According to the frequency characteristics of the first
図10は、試作導波管の周波数特性の測定結果と、第2従来製品(市販品)の周波数特性の測定結果との間の比較結果を示した図である。 FIG. 10 is a diagram showing a comparison result between the measurement result of the frequency characteristic of the prototype waveguide and the measurement result of the frequency characteristic of the second conventional product (commercially available product).
第2従来製品140として、試作導波管120とほぼ同等の伝搬周波数帯域を有する市販品が選ばれており、ここでは、図11に示す如く、島田理化工業社製の同調形マイターベンド(Hベンド)が用いられている。
As the second
図10の横軸に、電磁波の周波数(Frequency[GHz])をとり、縦軸にSパラメータでの反射損失|S11|(dB)の測定値をとっている。図10には、試作導波管120の周波数特性(図10の太い実線参照)の測定結果と、第2従来製品140の周波数特性(図10の細い実線参照)と、が示されている。 The horizontal axis of FIG. 10 represents the frequency of the electromagnetic wave (Frequency [GHz]), and the vertical axis represents the measurement value of the reflection loss | S 11 | (dB) with the S parameter. FIG. 10 shows the measurement results of the frequency characteristics of the prototype waveguide 120 (see the thick solid line in FIG. 10) and the frequency characteristics of the second conventional product 140 (see the thin solid line in FIG. 10).
図10の第2従来製品140の周波数特性によれば、矩形導波管の使用周波数帯域(例えば、8.4GHz〜12.4GHz)における比帯域幅を広くできず、広帯域特性が得られないという性能面で難点があることが分かる。
According to the frequency characteristics of the second
以上に述べたように、本実施形態の矩形導波管100は、図1および図2に示した如く、管軸11A、11Bの方向に延びている一対の延在部10A、10Bと、延在部10Aの管軸11Aと延在部10Bの管軸11Bとの間のなす角θが直角(90°)になるように、これらの延在部10A、10Bを互いに接続させるコーナ部12と、このコーナ部12に装着された3本の円柱状の金属棒20と、を備える。そして、延在部10A、10Bおよびコーナ部12は、内壁面15(金属面)の一対の幅広面13と一対の幅狭面14に区画された矩形状の中空領域16を有しており、金属棒20は、幅広面13に対し直交する方向に中空領域16を貫くように延びている。
As described above, the
このような矩形導波管100の構成(特にコーナ部12および金属棒20の構成)によれば、電磁波の反射特性や耐電力特性などの性能面、および、コンパクト化や製造容易化などの構造面について、以下の効果が得られる。
According to the configuration of such a rectangular waveguide 100 (particularly, the configuration of the
第1の効果として、矩形導波管100では、金属棒20の寸法や装着位置の最適設計により、単一モード(基本モード)の伝搬周波数帯域のほぼ全域に亘り、電磁波の反射損失として|S11|=−30dB〜−55dBという低反射特性が得られる。よって、標準的な矩形導波管の使用周波数帯域(例えば8.4GHz〜12.4GHz)のほぼ全域を適切かつ充分に低い反射損失に保つように、単一のコーナ部12を用いてカバーできる。
As a first effect, in the
第2の効果として、矩形導波管100では、内壁面15のうちの幅広面13を除いて、中空領域16に存在する導体は、金属棒20を含めて全て、電磁波の電界と平行であり、絶縁破壊を誘起する電界集中を起こし難い構造になっている。このように、中空領域16には、電磁波の電界の方向に対し、導電性の突起部が何等存在せず、このことが、矩形導波管100の耐電力特性を改善させ、当該矩形導波管100の大電力回路システムへの適用を容易化させる。
As a second effect, in the
第3の効果として、矩形導波管100(例えば、上述の試作導波管120)は、円形ベンドや同調形マイターベンドに比べて、コンパクト化や製造容易化を図ることができると考えられる。 As a third effect, it is considered that the rectangular waveguide 100 (for example, the above-described prototype waveguide 120) can be made more compact and easier to manufacture than a circular bend or a tuned miter bend.
具体的には、この矩形導波管100は、従来の円形ベンドの如く、H面を大きな曲率半径で曲げる必要がなく、幅広面13(H面)の直角コーナ構造になっている。このため、当該直角コーナ構造の採用により、曲げ構造部分の大型化の問題が解消され、ひいては、導波管の導波管回路システムへの配設の際のスペースを削減できる。
Specifically, the
また、このような矩形導波管100の製造には、従来の同調形マイターベンドの如く、管軸の方向に対して、45°をなす方向にテーパ状に切り落とし、この切り落とした部分に別部材の管壁を配設するという複雑な工程を必要とせず、例えば、金属製の基台41を準備して、この表面に凹溝40をL字に切削加工すれば、試作導波管120を簡易に製造できる。
Further, in the manufacture of such a
一方、本実施形態の矩形導波管110は、図3および図4に示した如く、管軸11A、11Bの方向に延びている一対の延在部10A、10Bと、延在部10Aの管軸11Aと延在部10Bの管軸11Bとの間のなす角θが直角(90°)になるように、これらの延在部10A、10Bを互いに接続させるコーナ部12と、このコーナ部12に装着された2本の円柱状の金属棒21と、を備える。そして、延在部10A、10Bおよびコーナ部12は、内壁面15(金属面)の一対の幅広面13と一対の幅狭面14に区画された矩形状の中空領域16を有しており、金属棒21は、幅広面13に対し直交する方向に中空領域16を貫くように延びている。
On the other hand, as shown in FIGS. 3 and 4, the
このような矩形導波管110の構成(特にコーナ部12および金属棒21の構成)によれば、電磁波の反射特性や耐電力特性などの性能面、および、コンパクト化や製造容易化などの構造面について、以下の効果が得られる。
According to such a configuration of the rectangular waveguide 110 (particularly, the configuration of the
この矩形導波管110では、金属棒21の寸法や装着位置の最適設計により、特定の周波数帯域(ここでは、9.6GHz近傍)での電磁波の反射損失として|S11|が「−50dB」という超低反射損失が得られる。よって、特定の周波数帯域を活用するような製品(例えば高周波加熱装置)に、矩形導波管110を組み込むと有用である。
In this
なお、矩形導波管110は、上述の第2の効果(耐電力特性)および上述の第3の効果(コンパクト化や製造容易化)と同様の効果も奏するが、ここでは、これらの効果の説明は省略する。
The
更に、本実施形態の矩形導波管100、110は、金属棒20、21の簡易な設計変更により、導波管の様々な用途にコーナ部の反射特性を適合できるという効果も兼ね備えている。
(第1変形例)
本実施形態では、3本の金属棒20、乃至、2本の金属棒21を例示したが、これは飽くまで一例に過ぎない。これらの金属棒20、21に代えて、1本の金属棒をコーナ部の適所に装着することによっても、特定の周波数帯域の反射損失を低減できると期待される。
Furthermore, the
(First modification)
In the present embodiment, the three
よって、本変形例の矩形導波管によれば、特定の周波数帯域を活用するような製品(例えば高周波加熱装置)に組み込む矩形導波管のコーナ部を簡易に構成できて有益な場合がある。但し、この場合、低反射損失となる特定の周波数帯域は、矩形導波管110(2本の金属棒21の場合)のそれよりも狭くなると考えられる。
(第2変形例)
本実施形態では、コーナ部12の構成としてH面直角コーナ構造を例示したが、これは飽くまで一例に過ぎない。例えば、延在部の対のうちの一方の管軸と、延在部の対のうちの他方の管軸との間のなす角が鋭角(例えば60°)となる導波管であっても、この導波管中の金属棒の構成を最適化すれば、本実施形態で述べた効果と同等の効果を奏することができると考えられる。
Therefore, according to the rectangular waveguide of this modification, the corner portion of the rectangular waveguide incorporated in a product that utilizes a specific frequency band (for example, a high-frequency heating device) can be easily configured and may be beneficial. . However, in this case, the specific frequency band with low reflection loss is considered to be narrower than that of the rectangular waveguide 110 (in the case of the two metal rods 21).
(Second modification)
In the present embodiment, the H-plane right-angle corner structure is exemplified as the configuration of the
更に、H面直角コーナ構造のコーナ部を2箇所に設けることにより、略U字状に形成されたU字導波管、または、このU字導波管を複数個つないで伝送経路をジグザグに長くした導波管であっても、これらの導波管中の金属棒の構成を最適化すれば、本実施形態で述べた効果と同等の効果を奏することができると考えられる。
(第1応用例)
第1応用例として、直角に曲げる構造が必要となる入出力部を有する回路に本実施形態の矩形導波管100、110を組み込む例が想定される。例えば、ショートスロットハイブリッド回路の入出力部に、本実施形態の矩形導波管100、110のH面直角コーナ構造を一体的に形成してもよい。これにより、小型かつ高性能のショートスロットハイブリッド回路が得られる。
(第2応用例)
第2応用例として、誘電体基板導波管に本実施形態の矩形導波管100、110の金属棒20、21を組み込む例が想定される。
Furthermore, by providing two corner portions of the H-plane right-angle corner structure, a U-shaped waveguide formed in a substantially U-shape, or a plurality of U-shaped waveguides are connected to make the transmission path zigzag. Even if the waveguides are lengthened, it is considered that the same effects as those described in the present embodiment can be obtained if the configuration of the metal rods in these waveguides is optimized.
(First application example)
As a first application example, an example in which the
(Second application example)
As a second application example, an example in which the
誘電体基板導波管は、誘電体基板を挟持する一対の導体層を有しており、これらの一対の導体層間を電気的に接続してなる2列の貫通導体棒群により、誘電体基板導波管の伝送経路が形成されている。貫通導体棒群の各棒は、伝送経路の端に位置して、伝送経路の方向に沿って所定間隔を隔てて配列されている。 The dielectric substrate waveguide has a pair of conductor layers sandwiching the dielectric substrate, and a dielectric substrate is formed by two rows of through conductor rod groups formed by electrically connecting the pair of conductor layers. A transmission path of the waveguide is formed. Each bar of the through conductor bar group is located at the end of the transmission path and is arranged at a predetermined interval along the direction of the transmission path.
このような誘電体基板導波管の伝送経路を曲げる際に、本実施形態で述べた金属棒を、伝送経路を構成する貫通導体棒群の各棒の並びの内側に装着すればよい。そうすれば、当該曲げ部の反射損失を適切に抑えることができると考えられる。 When the transmission path of such a dielectric substrate waveguide is bent, the metal rod described in the present embodiment may be attached to the inner side of each row of the through-conductor rod groups constituting the transmission path. If it does so, it is thought that the reflection loss of the said bending part can be suppressed appropriately.
本発明の導波管は、電磁波の反射特性や耐電力特性に優れたコーナ部を有し、かつ、コンパクト化および製造容易化を図ることができると期待される。よって、本発明の導波管は、例えば、導波管を組み込んだ各種の導波管回路に利用できる。 The waveguide of the present invention is expected to have a corner portion excellent in electromagnetic wave reflection characteristics and power durability characteristics, and to be compact and easy to manufacture. Therefore, the waveguide of the present invention can be used for various waveguide circuits incorporating a waveguide, for example.
10A、10B 延在部
11A、11B 管軸
12 コーナ部
13 幅広面
13A 内側角部
13B 外側角部
14 幅狭面
15 内壁面(金属面)
16 中空領域
20、21 金属棒
40 凹溝
41 基台
42 蓋
43 位置決めピン
44 円柱ポスト
100、110 矩形導波管
120 試作導波管
130 第1従来製品
140 第2従来製品
10A,
16
Claims (4)
前記延在部の対のうちの一方の管軸と前記延在部の対のうちの他方の管軸との間のなす角が所望の角度になるように、前記延在部の対を互いに接続させるコーナ部と、
前記コーナ部に設けられた1以上の金属棒と、
を備え、
前記コーナ部は、金属面により区画された中空領域を有しており、
前記金属棒は、前記中空領域を貫くように延びている導波管。 A pair of extending portions extending in the direction of the tube axis;
The pair of extension portions are mutually connected so that an angle formed between one tube axis of the pair of extension portions and the other tube axis of the pair of extension portions becomes a desired angle. A corner section to be connected;
One or more metal bars provided in the corner portion;
With
The corner portion has a hollow region defined by a metal surface,
The waveguide, wherein the metal rod extends through the hollow region.
前記金属棒は、前記幅広面に平行なH面に交差する方向に延びている請求項1記載の導波管。 The metal surface comprises a pair of opposed wide surfaces and a pair of opposed narrow surfaces,
The waveguide according to claim 1, wherein the metal bar extends in a direction intersecting an H plane parallel to the wide surface.
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