JP2009005271A - 光通信装置および光通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】４値ＦＳＫによる光ファイバ通信においてビット間のクロストークを低減する技術を提供する。
【解決手段】光送信器（10）は、低から高へ推移する４つの搬送波周波数に対し(０,０)、(０,１)、(１,１)、(１,０)の順にマッピングされた４種類の２ビット信号により表わされる変調信号を２チャンネルのデータ信号から生成するプリコーダ（13）と、変調信号を用いた直接変調により光ファイバ（30）へ４値ＦＳＫ信号を出力する半導体レーザ（14）とを備える。光受信器（20）は、４値ＦＳＫ信号を２チャンネルの光信号に分離する光フィルタ（211,212）と、各光信号から対応チャンネルのデータ信号を検波する受光器（24,25）とを有する。４つの搬送波周波数の間隔および光フィルタの透過帯域幅は、１チャンネルあたりのビットレートの１/２より大きい値に設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、光ファイバ通信技術に関し、特に、光源として半導体レーザを用いた光通信装置および光通信方法に関する。

ブロードバンド接続の普及やアクセス手段の多様化等によるトラフィックの増加に対処するため、光ファイバ伝送システムでは種々の伝送技術が開発されている。例えば、光信号を時間領域で多重化して伝送する時間多重伝送技術や、光信号を波長領域で多重化して伝送する波長多重伝送技術が開発され実用化されている。

また、伝送容量の増大を目的として、４値の差分位相シフト変調（ＤＱＰＳＫ）による伝送方式が開発されている。かかる伝送方式に関し、例えば、データ伝送速度１２.５Ｇｂ/ｓで６４波長チャンネルを多重化し、６５００ｋｍのファイバ伝送を行った実験結果が報告されている。この方式は、２チャンネル分の２値データ信号を４値に差分多値化した符号を用い、搬送波であるレーザ発振光の位相を、０、π/２、π、３π/２の４値に差分位相シフト変調してファイバ伝送するものである。

上記のＤＱＰＳＫ伝送方式は、ファイバの伝送能力を約２倍増やすことができる優れた方式であるが、光送信器が大掛かりな構成になるという課題があった。即ち、光送信器に搭載する位相変調器としては、通常、ニオブ酸リチウム（ＬＮ）基板を材料とする複数の変調器が用いられる。しかしながら、各々の変調器の素子長は５ｃｍを超え、その駆動回路の電力は１Ｗ程度必要である。よって、波長多重あるいはファイバの多芯化等により伝送容量を上げようとする場合、光送信器の装置容積の大部分を光変調器が占め、また、電力の大部分を変調器の駆動に費やすことになる。さらには、他の機器や部品等との接続あるいは互換性にも問題があり、実用化が困難である。

一方、光送信器において位相変調器と組み合わせて使用する半導体レーザは、長さは０.３ｍｍ程度で消費電力も数１０ｍＷ以下であり、変調器に比べ桁違いに小さい。従って、変調方式として、半導体レーザの駆動電流に変調信号を印加する直接変調方式を用いれば、低価格かつ小型化を実現できる。しかしながら、半導体レーザを直接変調する方式は、搬送波の光周波数を一定として位相シフト変調をかけることができないため、上記のＤＱＰＳＫによる伝送を実現することは困難である。また、振幅の４値化は、受信器に複雑な閾値識別回路が必要となることから、ほとんど検討されていない。

半導体レーザに直接変調を適用した場合、搬送波であるレーザ発振光に対し、振幅変調と同時に周波数偏移変調（ＦＳＫ）がかかる。この作用を利用したＦＳＫ伝送方式が検討されている。例えば、後述の特許文献１及び２には、変調信号を２値から４値へ多値化することで伝送容量を２倍にする４値のＦＳＫ伝送方式が提案されている。
特公平７−５２８６２号公報 特公平８−１３０１７号公報

４値ＦＳＫ伝送方式に関し、上記特許文献１に記載の方法は、光ヘテロダイン検波を利用したものである。しかしながら、この方法は、受信側に、局発光源やバランスドレシーバ、識別回路、論理回路等が必要とされるため、装置構成が複雑となり、実用化が困難である。

上記特許文献２に記載の方法は、半導体レーザの電極を２分割し、各々の電極に各チャンネルの信号を印加することで搬送波にＦＳＫ変調をかけるものであるが、受信器に関する具体的な構成は開示されていない。

図１３に、特許文献２に開示されている、４値のＦＳＫ信号を生成するための多電極半導体レーザの構造を模式的に示す。図示の構造において、多電極半導体レーザ3に対し、直流バイアス電流を印加すると共に、チャンネル１の２値データ信号を電極1に印加し、チャンネル２の２値データ信号を電極2に印加する。これにより、電極1の信号振幅が電極2のそれの２倍となり、結果、多電極半導体レーザ3の出力から４値のＦＳＫ信号が得られる。

図１４は、図１３の多電極半導体レーザ3から出力される搬送波の周波数と、２ビット系列で表された２チャンネル（チャンネル１及びチャンネル２）のデータ信号との関係を示したものである。図１４に示すように、搬送波の周波数ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４で表される１次元の信号空間に、２ビット系列で表された２チャンネルの２値データ信号が、（０,０）、（０,１）、（１,０）、（１,１）の順番にマッピングされている。

図１３に示す多電極半導体レーザ3からの光を受信するための受信器について、当分野の通常の知識に基づいて考えられる方法の一つに、次の方法がある。

受信器に、狭帯域のバンドパス型光フィルタ、光検出器および論理回路を設ける。受信器は、受信した光を、光フィルタにより（０,０）、（０,１）、（１,０）、（１,１）の４つの信号に対応する搬送波周波数の光信号に分離する。そして、光検出器により、分離された光信号から変調信号を検波・再生し、論理回路により変調信号から２チャンネルの２値データ信号を復調する。

ここで、４値ＦＳＫ信号から２チャンネルのデータ信号を復調する一般的な手順を図１４を用いて説明する。チャンネル１については、（１,０）及び（１,１）の２つの信号に対応する搬送波周波数ｆ_３及びｆ_４の信号の論理和を求めることにより、データ信号“１”（マーク符号）が復調される。同様に、チャンネル２については、（０,１）及び（１,１）の２つの信号に対応する搬送波周波数ｆ_２及びｆ_４の信号の論理和により、データ信号“１”が復調される。

しかしながら、チャンネル２のデータ信号の復調においては、過渡的な周波数偏移に起因するクロストークが生ずるという問題がある。例えば、２ビット信号が（０,０）から（１,０）へ遷移する場合、その確率は、全遷移確率の１/１６である。この場合、チャンネル２のデータ信号はいずれも“０”（スペース符号）である。一方、搬送波周波数は、（０,０）に対応するｆ_１から（１,０）に対応するｆ_３に切り替わるが、半導体レーザの過渡応答特性により、搬送波周波数はｆ_１からｆ_２を経てｆ_３へと連続的に変化する。そのため、（０,０）に対応する搬送波周波数ｆ_１のデータ信号“０”と、（１,０）に対応する搬送波周波数ｆ_３のデータ信号“０”の間に、（０,１）に対応する搬送波周波数ｆ_２のデータ信号“１”がチャンネル２のデータ信号のクロストークとして現れる。

同様に、２ビット信号が（０,１）から（１,１）へ遷移する場合、チャンネル２のデータ信号はいずれも“１”（マーク信号）であるが、搬送波の周波数はｆ_２からｆ_３を経てｆ_４へと連続的に変化する。そのため、（０,１）に対応する搬送波周波数ｆ_２のデータ信号“１”と、（１,１）に対応する搬送波周波数ｆ_４のデータ信号“１”の間に、（１,０）に対応する搬送波周波数ｆ_３のデータ信号“０”が、チャンネル２のデータ信号のクロストークとして現れる。

上記のようなクロストークの発生は、伝送品質の劣化および伝送速度の低下を招く。クロストークを低減するためには、クロストークを生じさせる光パルスの半値幅を、ビット間隔の数分の一程度に小さくする必要がある。

しかしながら、搬送波周波数ｆ_２のデータ信号“１”を表すマーク光パルスの幅の最小値は、フーリエ変換限界の原理により、ｆ_２を分離する光フィルタの半値幅のフーリエ変換限界より小さくすることはできない。また、搬送波周波数ｆ_３のデータ信号“０”を表すスペース光パルス幅の最小値は、フーリエ変換限界の原理により、ｆ_３を分離する光フィルタの半値幅のフーリエ変換限界より小さくすることはできない。さらにまた、ｆ_１からｆ_４までの搬送波周波数の全シフト量は、半導体レーザの非線形利得やαパラメータ等の定数より規定され、一定の限界がある。

そうすると、ｆ_２およびｆ_３の光信号を分離する光フィルタの半値幅を規定以上に広くすることはできず、そのフーリエ変換の関係にあるクロストークを生ずる光パルスの半値幅を規定以上に狭くすることもできない。従って、現状では、ビット間のクロストークを低減することが困難である。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、４値ＦＳＫを用いた光ファイバ通信においてビット間のクロストークを低減する技術を提供することを目的とする。

本発明に係る光通信装置は、光ファイバを介して相互に接続された光送信器および光受信器を備え、前記光送信器は、低から高へ推移する４つの搬送波周波数に対し（０,０）、（０,１）、（１,１）、（１,０）の順にマッピングされた４種類の２ビット信号により表わされる変調信号を２チャンネルのデータ信号から生成するプリコーダと、前記変調信号を直流バイアス信号に重畳して成る駆動信号の印加により前記光ファイバへ４値周波数偏移変調光を出力する半導体レーザとを有し、前記光受信器は、前記光ファイバからの４値周波数偏移変調光を前記２チャンネルのそれぞれに対応する光信号に分離するバンドパス型光フィルタと、前記各光信号からそれぞれに対応するチャンネルのデータ信号を検波する受光器とを有し、前記４つの搬送波周波数の間隔と前記バンドパス型光フィルタの透過帯域幅とが前記２チャンネルのデータ信号における１チャンネルあたりのビットレートの１/２より大きい値に設定されている。

本発明に係る光通信方法は、低から高へ推移する４つの搬送波周波数に対し（０,０）、（０,１）、（１,１）、（１,０）の順にマッピングされた４種類の２ビット信号により表わされる変調信号を２チャンネルのデータ信号から生成し、前記変調信号を直流バイアス信号に重畳して成る駆動信号を半導体レーザに印加することにより該半導体レーザから光ファイバへ４値周波数偏移変調光を出力し、前記光ファイバからの４値周波数偏移変調光をバンドパス型光フィルタにより前記２チャンネルのそれぞれに対応する光信号に分離し、前記各光信号からそれぞれに対応するチャンネルのデータ信号を検波し、前記４つの搬送波周波数の間隔と前記バンドパス型光フィルタの透過帯域幅とを前記２チャンネルのデータ信号における１チャンネルあたりのビットレートの１/２より大きい値に設定するという方法である。

本発明によれば、光受信器において４値周波数偏移変調光を分離する光フィルタの透過半値幅を２倍にすることができる。これにより、復調された片方のチャンネルのデータ信号の出力にクロストークとして生ずる光パルスのパルス幅を半分にすることができる。その結果、ビット間のクロストークが低減されることから、同じ周波数偏移量に対してビットレートを２倍に上げることが可能になる。

図１は、本発明の実施の形態にかかる光通信装置100の構成を示すブロック図である。光通信装置100は、光ファイバ30を介して接続された光送信器10及び光受信器20から構成される。

光送信器10は、プリコーダ13および半導体レーザ14を備える。プリコーダ13は、伝送対象となるチャンネル１のデータ信号11及びチャンネル２のデータ信号12から変調信号135を生成する。変調信号135は、低い周波数から高い周波数へ推移する４つの搬送波周波数に対し（０,０）、（０,１）、（１,１）、（１,０）の順にマッピングされた４種類の２ビット信号により表わされる。

半導体レーザ14は、直流バイアス回路136からの直流電流に変調信号135を重畳することにより得られる駆動信号134が印加されることにより、４値周波数偏移変調光15（以下、「４値ＦＳＫ信号15」と称す。）を出力する。すなわち、４値ＦＳＫ信号15は、いわゆる直接変調により得られる信号である。

光受信器20は、デコーダ21、チャンネル１の電気信号を出力する受光器24、及び、チャンネル２の電気信号を出力する受光器25から構成されている。

上記構成の光通信装置100による実施例１について説明する。本実施例において、チャンネル１のデータ信号11およびチャンネル２のデータ信号12のビットレートは、それぞれ１０Ｇｂｉｔｓ/ｓである。本実施例は、波長１.５ミクロン帯で総伝送容量２０Ｇｂｉｔｓ/ｓの信号をファイバ伝送する例である。

プリコーダ13は、図１に示すように、チャンネル１及びチャンネル２のデータ信号（11,12）の排他的論理和演算を行う論理回路131と、チャンネル１のデータ信号11の振幅を２倍に増幅する増幅回路132と、論理回路131及び増幅回路132からの出力信号を足し算するアナログ回路133とから構成される。アナログ回路133による演算結果は、直接変調のための変調信号135として出力される。なお、プリコーダ13の構成は、増幅回路132を置くことに替えて、論理回路131の出力振幅を１/２にする減衰器を配置する構成であってもよい。

図２は、２ビット系列で表された２チャンネルのデータ信号と、搬送波の周波数で表される１次元の信号空間との関係を示したものである。図示の搬送波周波数は、ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４の順に周波数が高くなる。２ビット信号（０,０）、（０,１）、（１,１）、（１,０）は、この順序で搬送波周波数ｆ_１からｆ_４に沿ってマッピングされている。

ここで、チャンネル１の“１”およびチャンネル２の“１”は、いずれも、隣接の搬送波周波数に関連付けられている。具体的には、図２に示すように、チャンネル１の“１”は、隣り合う周波数ｆ_３及びｆ_４に関連付けられ、チャンネル２の“１”は隣り合う周波数ｆ_２及びｆ_３に関連付けられている。

上記のマッピングを実現するために、プリコーダ13が、図１に示す構成を持つ。すなわち、排他的論理和演算をする論理回路131の作用により、周波数ｆ_３及びｆ_４に対するチャンネル２の“１”（マーク）および“０”（スペース）の配置が、図１４に示す配置に対し反転される。

半導体レーザ14は、直流バイアス回路136により、発振閾値より高いレベルの直流電流が与えられる。この直流電流に前述の変調信号135を重畳した駆動信号134を半導体レーザ14へ印加することにより、小信号変調が行われ、４値ＦＳＫ信号15が出力される。

半導体レーザ14としては、市販の分布帰還型半導体レーザ（ＤＦＢ−ＬＤ）を使用することができる。半導体レーザ自体の応答特性を決める微分利得定数や非線形利得定数は、通常の多層の量子井戸あるいは歪量子井戸構造を活性層としたものでよく、共振器長は３００ミクロンから５００ミクロン程度の通常のものでよい。また、１０Ｇｂｉｔｓ/ｓで良好な変調をかけるために、半導体レーザの寄生容量を低減する観点から、レーザ発振に寄与する活性導波路を高抵抗半導体や絶縁物で埋め込んだ構造も有効である。半導体レーザに周波数変調をかけるためには、線幅増大係数（αパラメータ）や非線形利得係数が大きい程有利であるが、通常の値の範囲内でよい。

以下の説明は、半導体レーザ14として分布帰還型半導体レーザを用い、その動作を単一モードのレート方程式で近似し、スプリット・ステップ・フーリエ法により解析することを想定したものである。ここで、レート方程式のパラメータは、共振器長を３００ミクロン、端面反射率を０.３、活性層幅を２ミクロン、活性層厚を０.０５ミクロン、光閉じ込め係数を０.１、αパラメータを５、微分利得係数を１ｘ１０^−１９ｍ^２、非線形利得係数を６ｘ１０^−２３ｍ^３としている。

なお、半導体レーザ14の上記パラメータ値は設計例の一つである。半導体レーザ14の各パラメータ値は、通常の多層の量子井戸あるいは歪量子井戸構造を活性層とした分布帰還型半導体レーザとして実現することのできる範囲内で、光通信装置100の仕様あるいはデコーダ21の特性に合わせて、適宜設定することができる。

図３は、半導体レーザ14に印加する駆動信号134のアイパターン波形である。実施例１においては、直流バイアス回路136により印加する直流電流の値を６０ミリアンペアとし、チャンネル１のデータ信号11およびチャンネル２のデータ信号12の振幅を各々２０ミリアンペアとしている。この設定により、図２の搬送波周波数ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４に対し、駆動信号134の電流値として６０、８０、１００、１２０ミリアンペアが得られる。

搬送波周波数ｆ_１に対応する駆動電流６０ミリアンペアは、半導体レーザ14の直流電流値である。一方、半導体レーザ14の発振閾値電流値は、１０ミリアンペア以下である。すなわち、半導体レーザ14に対しては、常に発振閾値の６倍以上の駆動電流を印加しており、半導体レーザ14の高周波応答特性は直流電流６０ミリアンペアで決まる。実施例１においては、半導体レーザ14に直流電流６０ミリアンペアを印加した時の緩和振動周波数が、ビットレートの１/２より大きい約１０ＧＨｚになるよう設計してある。

理論上、理想的なガウス波形の光パルスについて、フーリエ変換限界を与える光パルスの時間幅とスペクトル幅との積は、０.４５である。しかしながら、光通信に使われる光信号の波形は必ずしもガウス波形ではないため、現実は、この時間幅・スペクトル幅積は０.５よりも大きな値となる。ビットレートが１０Ｇｂｉｔｓ/ｓの場合、光信号波形の最小の時間幅は１００ｐｓｅｃであるから、光信号のスペクトル幅は５ＧＨｚ以上、即ちビットレートの１/２の値より大きな値が必要である。従って、クロストーク無しに１０Ｇｂｉｔｓ/ｓ光信号を伝送するためには、半導体レーザの緩和振動周波数あるいは小信号変調帯域をビットレートの１/２の値より大きな値とする必要がある。

図４は、半導体レーザ14から出力される４値ＦＳＫ信号15の光信号強度（上段）および搬送波周波数（下段）を表す固定パターン波形を示したものである。

図４の下段の波形より、搬送波周波数ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４（図２）は、半導体レーザ14の発振光周波数を基準にして、１６、２６、３６、４６ＧＨｚであり、それら搬送波周波数の間隔は、ビットレートの１/２の値より大きい１０ＧＨｚである。半導体レーザ14には周波数シフト変調と同時に振幅変調がかかり、ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４の光信号強度は、図４の上段の波形より、１３、１７.５、２２、２６.５ｍＷとなっている。上述したように、フーリエ変換限界を考慮すると、光信号のスペクトル幅はビットレートの１/２の値より大きな値が必要である。従って、クロストーク無しに４値ＦＳＫ信号15を伝送するためには、搬送波周波数の間隔をビットレートの１/２の値より大きな値とする必要がある。そして、このような周波数間隔を得るために、駆動信号134の電流値として６０、８０、１００、１２０ミリアンペアが設定されている。

光送信器10から出力された４値ＦＳＫ信号15は、光ファイバ30を伝搬した後、光受信器20へ入力される。本実施例の光ファイバ30は、分散値１６ｐｓｅｃ/ｎｍ/ｋｍのシングルモードファイバで、その長さは１０ｋｍである。この光ファイバ30に分散の補償は施していない。

光受信器20のデコーダ21は、図１に示すように、４値ＦＳＫ信号15から前述の４種類の搬送波周波数の光信号を一括して分離するように透過周波数帯域が設計された光フィルタ211および光フィルタ212を備える。

受光器24は、光フィルタ211から出力されたチャンネル１の光信号22を検波・増幅することにより、チャンネル１のデータ信号を出力する。受光器25は、光フィルタ212から出力されたチャンネル２の光信号23に対する検波・増幅により、チャンネル２のデータ信号を出力する。受光器24および受光器25が取り扱う周波数帯域は、各チャンネルのデータ信号のビットレートと等しい１０ＧＨｚである。

光フィルタ211は、チャンネル１のデータ信号を復調するためのものであり、４値ＦＳＫ信号15から搬送波周波数ｆ_３及びｆ_４の光信号を切り出すバンドパス型の光フィルタである。この光フィルタ211は、２次のガウス型透過特性を有し、その中心周波数は、半導体レーザ14の発振光周波数を基準にして４２ＧＨｚであり、パワー３ｄＢ低下で定義した３ｄＢ透過帯域幅は２０ＧＨｚである。

光フィルタ212は、チャンネル２のデータ信号を復調するためのものであり、４値ＦＳＫ信号15から搬送波周波数ｆ_２及びｆ_３の光信号を切り出すバンドパス型の光フィルタである。この光フィルタ212は、２次のガウス型透過特性を有し、その中心周波数は３２ＧＨｚであり、３ｄＢ透過帯域幅は２０ＧＨｚである。

光フィルタ211および光フィルタ212の透過帯域幅は、いずれもビットレートの値よりも大きい。上述したように、クロストーク無しに４値ＦＳＫ信号15を伝送するためには、光信号のスペクトル幅はビットレートの１/２の値より大きな値が必要であり、かつ、搬送波周波数の間隔はビットレートの１/２の値より大きな値が必要である。従って、隣接する搬送波周波数の光信号を切り出す光フィルタ（211,212）の透過帯域幅は、いずれもビットレートの１/２の値の２倍、即ち、ビットレートの値よりも大きい値であることが必要となる。

光フィルタ211および光フィルタ212に関し示した上記のパラメータ値は、設計例の一つである。上記パラメータ値は、リング型フィルタ、干渉計型フィルタ、エタロン共振型フィルタ等、通常の光フィルタとして実現することのできる範囲内で、光通信装置の仕様あるいは半導体レーザ14の特性に合わせて、適宜設計することができる。

図５は、光フィルタ211により復調されたチャンネル１の光信号22を受光器24により検波・増幅したデータ信号のアイパターンであり、ファイバ長がゼロの場合と１０ｋｍの場合を示している。また、図６は、チャンネル２についてのアイパターンを示したものである。

図５及び図６より、１チャンネルあたり１０Ｇｂｐｓ/ｓの２つのチャンネルのデータ信号（総伝送容量２０Ｇｂｐｓ/ｓ）を、１０ｋｍのシングルモードファイバにより分散補償無しで伝送できることがわかる。これは、現在１０Ｇｂｐｓ/ｓ用の小型光送信・受信モジュールにおいて実用化されている半導体光変調器と同等の伝送能力である。このように、本実施例によれば、高価な半導体光変調器を用いることなく、伝送速度が１０Ｇｂｐｓ/ｓ以上の光通信装置を実現することができる。

尚、実施例１は、設定値の変更により、上記と異なるビットレートの光通信装置の仕様にも対応できる。例えば、１チャンネルあたり５Ｇｂｐｓ/ｓの２チャンネルのデータ信号（総伝送容量１０Ｇｂｐｓ/ｓ）を４０ｋｍのシングルモードファイバで伝送する光通信装置、あるいは、１チャンネルあたり２０Ｇｂｐｓ/ｓの２チャンネルのデータ信号（総伝送容量４０Ｇｂｐｓ/ｓ）を２ｋｍのシングルモードファイバで伝送する光通信装置等を実現することができる。

また、４値ＦＳＫ信号15を光ファイバ30に入射する前に、４値ＦＳＫ信号15から２ビット信号（０,０）に対応する周波数ｆ_１の成分をカットしてもよい。これは、例えば、図１３に示すような光送信器10Aにより実現可能である。すなわち、半導体レーザ14の出力から周波数ｆ_１の成分をカットした４値ＦＳＫ信号15を光ファイバ30へ出力する光フィルタ16を配置する。これにより、情報の伝送に必要な搬送波周波数ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４の信号成分のみが伝送されることから、必要なスペクトル帯域を３/４に減らすことができ、波長多重伝送への応用に有利となる。

図１に示す構成および図２のマッピング設定を適用した光通信装置100による実施例２について説明する。本実施例は、チャンネル１のデータ信号11およびチャンネル２のデータ信号12のビットレートをそれぞれ５０Ｇｂｉｔｓ/ｓとし、波長１.５ミクロン帯で総伝送容量１００Ｇｂｉｔｓ/ｓの光信号をファイバ伝送する例である。

実施例１と同様、半導体レーザ14は、市販の分布帰還型半導体レーザ（ＤＦＢ−ＬＤ）を使用することができる。但し、微分利得定数は、多層の量子井戸活性層あるいは歪量子井戸構造活性層と、発振波長の最適化との組み合わせを考慮して、実現できる範囲内で大きくする。また、共振器長は１５０ミクロン程度以下に短くする必要がある。５０Ｇｂｉｔｓ/ｓで良好な変調をかけるためには、半導体レーザの寄生容量を低減する観点から、高抵抗半導体や絶縁物で活性導波路を埋め込んだ構造も有効である。半導体レーザに周波数変調をかけるためには、線幅増大係数（αパラメータ）や非線形利得係数が大きい程有利であるが、実施例２においても通常の値の範囲内でよい。

以下の説明は、半導体レーザ14として分布帰還型半導体レーザを用い、その動作を単一モードのレート方程式で近似し、スプリット・ステップ・フーリエ法により解析することを想定したものである。ここで、レート方程式のパラメータは、共振器長を１５０ミクロン、端面反射率を０.３、活性層幅を１.５ミクロン、活性層厚を０.０５ミクロン、光閉じ込め係数を０.１、αパラメータを３、微分利得係数を１.５ｘ１０^−１９ｍ^２、非線形利得係数を６ｘ１０^−２３ｍ^３としている。

なお、半導体レーザ14の上記パラメータ値は設計例の一つである。半導体レーザ14の各パラメータ値は、通常の多層の量子井戸あるいは歪量子井戸構造を活性層とした分布帰還型半導体レーザとして実現することのできる範囲内で、光通信装置100の仕様あるいはデコーダ21の特性に合わせて、適宜設定することができる。

実施例２においては、直流バイアス回路136により印加する直流電流の値は１２０ミリアンペア、チャンネル１のデータ信号11およびチャンネル２のデータ信号12の振幅は各々６０ミリアンペアとする。これにより、搬送波周波数ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４を得るための半導体レーザ14の駆動電流値として、１２０、１８０、２４０、３００ミリアンペアを得る。

搬送波周波数ｆ_１に対応する駆動電流１２０ミリアンペアは半導体レーザ14の直流電流値であり、半導体レーザ14の高周波応答特性はこの値により決まる。実施例２においては、実施例１に比べて半導体レーザの活性層体積が小さく、かつ、駆動電流値が大きいため、緩和振動はダンピング効果により見かけ上消失する。そこで、半導体レーザ14に駆動電流１２０ミリアンペアを印加した時の小信号変調帯域は、ビットレートの１/２より大きい約５０ＧＨｚになるよう設計する。

図７に、半導体レーザ14から出力される４値ＦＳＫ信号15の光信号強度および光周波数の固定パターン波形を示す。搬送波周波数ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４は、半導体レーザ14の発振光周波数を基準にして、７９、１２７、１７５、２２３ＧＨｚの４値である。搬送波周波数の間隔は、ビットレートの１/２の値より大きい４８ＧＨｚである。また、半導体レーザ14の出力には、周波数シフト変調と同時に振幅変調もかかり、光信号強度は、３４、５１.５、６９、８６.５ｍＷとなっている。

実施例２では、光ファイバ30の長さは５００ｍであり、実施例１と同様に分散補償は行っていない。また、受光器24及び受光器25の帯域は、１チャンネルあたりのビットレートと等しい５０ＧＨｚである。

光フィルタ211は、２次のガウス型透過特性を有し、その中心周波数は半導体レーザ14の発振光周波数を基準にした２００ＧＨｚである。パワー３ｄＢ低下で定義した透過帯域幅は１００ＧＨｚである。他方の光フィルタ212は、２次のガウス型透過特性を有し、その中心周波数は１５０ＧＨｚ、透過帯域幅は１００ＧＨｚである。

光フィルタ211および光フィルタ212に関し示した上記のパラメータ値は、設計例の一つである。上記パラメータ値は、リング型フィルタ、干渉計型フィルタ、エタロン共振型フィルタ等、通常の光フィルタとして実現することのできる範囲内で、光通信装置の仕様あるいは半導体レーザ14の特性に合わせて、適宜設計することができる。

図８に、光フィルタ211により復調されたチャンネル１の光信号22を受光器24により検波・増幅したデータ信号のアイパターンを、ファイバ長がゼロの場合と５００ｍの場合とで示す。同様に、図９は、チャンネル２についてのアイパターンを示したものである。これらの波形より、１チャンネルあたり５０Ｇｂｐｓ/ｓの２チャンネルのデータ信号（総伝送容量１００Ｇｂｐｓ/ｓ）を、５００ｍのシングルモードファイバにより分散補償無しで伝送できることがわかる。

現在、一つの半導体レーザを直接変調する方式の高速伝送技術では、４０Ｇｂｐｓ/ｓまでしか報告例がない。本実施例によれば、サイズが大きく高価なＬＮ光変調器を用いることなく、半導体レーザの直接変調により、総伝送容量１００Ｇｂｐｓ/ｓの光通信装置を実現することができる。

実施例３は、実施例２と同じく、チャンネル１のデータ信号11およびチャンネル２のデータ信号12のビットレートは５０Ｇｂｉｔｓ/ｓであり、波長１.５ミクロン帯で総伝送容量１００Ｇｂｉｔｓ/ｓの信号をファイバ伝送するものである。本実施例の構成は、光受信器20のデコーダ21を除いて、図１の構成と同様である。

前述の実施例２は、図８および図９からわかるように、復調時にマーク符号の信号のパターン効果が現れやすい。これは、半導体レーザ14を直接変調する際に、周波数変調と同時に振幅変調がかかるためである。実施例３では、マーク符号のパターン効果を低減すべく、図１０に示すような構成のデコーダ21Aを採用する。デコーダ21Aは、図１に示すものと同様なガウス型の光フィルタ211及び光フィルタ212の後段に、台形型の透過特性を有する光フィルタ213及び光フィルタ214を備える構成である。

チャンネル１に対応する光フィルタ211の後段の光フィルタ213は、その中心周波数が、半導体レーザ14の発振光周波数を基準にした１００ＧＨｚのフィルタである。この光フィルタ213は、パワー０ｄＢ低下で定義した０ｄＢ透過帯域幅は１００ＧＨｚであり、パワー１.７５ｄＢ低下で定義した１.７５ｄＢ透過帯域幅は２４０ＧＨｚである。他方のチャンネル２に対応する光フィルタ212の後段の光フィルタ214は、その中心周波数が５０ＧＨｚであり、０ｄＢ透過帯域幅は１００ＧＨｚ、２ｄＢ透過帯域幅は２４０ＧＨｚである。

なお、本実施例のデコーダ21Aの構成は、図１０に示すものに限らず適宜変更が可能である。例えば、光フィルタ211および光フィルタ213に替えて、これらと等価なフィルタ特性を持つ単一の光フィルタを配置するというように、光フィルタをチャンネルごとに一つにまとめるという構成が考えられる。また、後段の光フィルタ213および光フィルタ214を一つの光フィルタとしてまとめて、それをデコーダ21Aと光ファイバ30との間に置く、あるいは、それを光送信器10の中に配置しても良い。

図１１は、光フィルタ211および光フィルタ213により復調されたチャンネル１の光信号22を受光器24により検波・増幅したデータ信号のアイパターンであり、ファイバ長がゼロの場合と５００ｍの場合を示す。同様に、図１２は、チャンネル２についてのアイパターンを示したものである。前段の光フィルタ211および光フィルタ212により復調された光信号のマーク符号のレベルが、後段の光フィルタ213および光フィルタ214の作用により一定になる。したがって、本実施例によれば、半導体レーザ14の振幅変調の効果が補償され、その結果、信号品質を大きく改善することができる。

本発明の実施の形態に係る光通信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態に係る２チャンネルのデータ信号の搬送波周波数へのマッピングに関する説明図である。 本発明の実施例１に係る半導体レーザの駆動電流の波形図である。 本発明の実施例１に係る半導体レーザの固定パターンによる出力波形図である。 本発明の実施例１に係るチャンネル１の復調データ（ファイバ長：０ｋｍ・１０ｋｍ）のアイパターン図である。 本発明の実施例１に係るチャンネル２の復調データ（ファイバ長：０ｋｍ・１０ｋｍ）のアイパターン図である。 本発明の実施例２に係る半導体レーザの固定パターンによる出力波形図である。 本発明の実施例２に係るチャンネル１の復調データ（ファイバ長：０ｍ・５００ｍ）のアイパターン図である。 本発明の実施例２に係るチャンネル２の復調データ（ファイバ長：０ｍ・５００ｍ）のアイパターン図である。 本発明の実施例３に係るデコーダの構成図である。 本発明の実施例３に係るチャンネル１の復調データ（ファイバ長：０ｍ・５００ｍ）のアイパターン図である。 本発明の実施例３に係るチャンネル２の復調データ（ファイバ長：０ｍ・５００ｍ）のアイパターン図である。 本発明の実施例１に係る光送信器10の変形例の構成図である。 特許文献１に記載の多電極半導体レーザに関する構成図である。 特許文献１に記載のデータ信号のマッピングに関する説明図である。

符号の説明

100 光通信装置
10 光送信器
11,12 データ信号
13 プリコーダ
14 半導体レーザ
15 ４値ＦＳＫ信号
20 光受信器
21 デコーダ
22,23 光信号
24,25 受光器
30 光ファイバ
131 論理回路
132 増幅回路
133 アナログ回路
134 駆動信号
135 変調信号
136 直流バイアス回路
211,212,213,214,16 光フィルタ

Claims (16)

1. 光ファイバを介して相互に接続された光送信器および光受信器を備え、
   前記光送信器は、低から高へ推移する４つの搬送波周波数に対し（０,０）、（０,１）、（１,１）、（１,０）の順にマッピングされた４種類の２ビット信号により表わされる変調信号を２チャンネルのデータ信号から生成するプリコーダと、前記変調信号を直流バイアス信号に重畳して成る駆動信号の印加により前記光ファイバへ４値周波数偏移変調光を出力する半導体レーザとを有し、
   前記光受信器は、前記光ファイバからの４値周波数偏移変調光を前記２チャンネルのそれぞれに対応する光信号に分離するバンドパス型光フィルタと、前記各光信号からそれぞれに対応するチャンネルのデータ信号を検波する受光器とを有し、
   前記４つの搬送波周波数の間隔と前記バンドパス型光フィルタの透過帯域幅とが前記２チャンネルのデータ信号における１チャンネルあたりのビットレートの１/２より大きい値に設定されていることを特徴とする光通信装置。
2. 前記プリコーダは、前記２チャンネルのデータ信号の排他的論理和演算を行う論理回路と、前記２チャンネルのうちの一方のデータ信号を増幅する増幅回路と、前記論理回路および増幅回路の出力を合算し該合算の結果を前記変調信号として出力するアナログ回路とを有することを特徴とする請求項１記載の光通信装置。
3. 前記半導体レーザは、前記直流バイアス信号として、前記半導体レーザの緩和振動周波数を前記２チャンネルのデータ信号における１チャンネルあたりのビットレートの１/２より大きい値にするための電流レベルを設定された信号が与えられることを特徴とする請求項１又は２記載の光通信装置。
4. 前記半導体レーザは、前記直流バイアス信号として、前記半導体レーザの小信号変調帯域を前記２チャンネルのデータ信号における１チャンネルあたりのビットレートの１/２より大きい値にするための電流レベルを設定された信号が与えられることを特徴とする請求項１又は２記載の光通信装置。
5. 前記バンドパス型光フィルタは、ｎ次（ｎは正数）のガウス関数で近似される透過特性を有することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の光通信装置。
6. 前記バンドパス型光フィルタは、分離すべき各光信号のマーク符号レベルを一定にする透過特性を有することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の光通信装置。
7. 前記バンドパス型光フィルタは、ｎ次（ｎは正数）のガウス関数で近似される透過特性を有する第１のフィルタ部と、台形型透過特性を有し且つ前記第１のフィルタ部の出力が入力される第２のフィルタ部とを含むことを特徴とする請求項６記載の光通信装置。
8. 前記光送信器は、さらに、前記光ファイバへ出力すべき４値周波数偏移変調光から前記（０,０）に対応する搬送波周波数を持つ光成分を除去する光フィルタを有することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の光通信装置。
9. 低から高へ推移する４つの搬送波周波数に対し（０,０）、（０,１）、（１,１）、（１,０）の順にマッピングされた４種類の２ビット信号により表わされる変調信号を２チャンネルのデータ信号から生成し、
   前記変調信号を直流バイアス信号に重畳して成る駆動信号を半導体レーザに印加することにより該半導体レーザから光ファイバへ４値周波数偏移変調光を出力し、
   前記光ファイバからの４値周波数偏移変調光をバンドパス型光フィルタにより前記２チャンネルのそれぞれに対応する光信号に分離し、
   前記各光信号からそれぞれに対応するチャンネルのデータ信号を検波し、
   前記４つの搬送波周波数の間隔と前記バンドパス型光フィルタの透過帯域幅とを前記２チャンネルのデータ信号における１チャンネルあたりのビットレートの１/２より大きい値に設定することを特徴とする光通信方法。
10. 前記変調信号を生成するとき、
    前記２チャンネルのデータ信号の排他的論理和演算を行い、前記２チャンネルのうちの一方のデータ信号を増幅し、前記排他的論理和演算の結果および前記増幅の結果を合算し該合算の結果を前記変調信号として出力することを特徴とする請求項９記載の光通信方法。
11. 前記直流バイアス信号として、前記半導体レーザの緩和振動周波数を前記２チャンネルのデータ信号における１チャンネルあたりのビットレートの１/２より大きい値にするための電流レベルを設定された信号を前記半導体レーザに与えることを特徴とする請求項９又は１０記載の光通信方法。
12. 前記直流バイアス信号として、前記半導体レーザの小信号変調帯域を前記２チャンネルのデータ信号における１チャンネルあたりのビットレートの１/２より大きい値にするための電流レベルを設定された信号を前記半導体レーザに与えることを特徴とする請求項９又は１０記載の光通信方法。
13. 前記バンドパス型光フィルタとして、ｎ次（ｎは正数）のガウス関数で近似される透過特性を有するバンドパス型光フィルタを用いることを特徴とする請求項９乃至１２のいずれか１項に記載の光通信方法。
14. 前記バンドパス型光フィルタとして、分離すべき各光信号のマーク符号レベルを一定にする透過特性を有するバンドパス型光フィルタを用いることを特徴とする請求項９乃至１２のいずれか１項に記載の光通信方法。
15. 前記バンドパス型光フィルタとして、ｎ次（ｎは正数）のガウス関数で近似される透過特性を有する第１のフィルタと、台形型透過特性を有し且つ前記第１のフィルタの出力が入力される第２のフィルタとを用いることを特徴とする請求項１４記載の光通信方法。
16. 前記光ファイバへ出力すべき４値周波数偏移変調光から前記（０,０）に対応する搬送波周波数を持つ光成分を除去することを特徴とする請求項９乃至１５のいずれか１項に記載の光通信方法。

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