JP2008539654A - トランスインピーダンス増幅器を精密に制限する方法および装置 - Google Patents

Abstract

入力と、増幅器と、非線形制限回路とを含むトランスインピーダンス増幅器（１００）が提供される。入力は、論理ハイの最小入力電流と論理ハイの最大入力電流との間の論理ハイ範囲を含む入力電流（Ｉｉｎ）を提供するように構成される。入力電流は、ある範囲のニー値も含む。増幅器は、第１電圧と第２電圧との範囲を有する出力電圧を生成するように構成される。非線形制限回路は、第１電流源と、第１のダイオード接続トランジスタと、第２のダイオード接続トランジスタと、第２電流源とを含む。第１のダイオード接続トランジスタ（４０）は、入力電流がほぼゼロであるときに、第１のベース−エミッタ電圧を生成するようにプレバイアスされる。第１のダイオード接続トランジスタは、入力電流が、入力電流の選択されたニー値に達するときに、第１のベース−エミッタ電圧を変更することによって、論理ハイの最小入力電流より少し大きい選択されたニー値で出力電圧（Ｖｏｕｔ）の範囲を制限し始めるように構成される。

Description

本発明は、一般に、光通信に関し、より詳細には、トランスインピーダンス増幅器に関する。

光ネットワークは、ネットワークを通じてデータを伝送する光信号を使用する。光信号はデータを搬送するのに使用されるが、光信号は、通常、データを抽出し処理するために電気信号に変換される。光信号の電気信号への変換は、光受信器を利用して達成されることが多い。光受信器は、光ファイバを通じて受信した光信号を電気信号に変換し、電気信号を増幅し、電気信号をデジタル・データ・ストリームに変換する。

バーストモード受動光ネットワーク（ＢＰＯＮ）は、家庭の光送信器からハブ／カーブに配置された光モジュールに光信号を伝送するために、ケーブル産業で広く使用される。ＢＰＯＮ用途で使用される通常の光信号は、１５５ｍｂｐ以上の周波数を有する。バーストモード技法の使用は、送信器側と受信器側の両方で、入力光信号の高速でかつ正確なハンドリングおよび単位時間当たりのた光エネルギーレベルの正確なハンドリングを必要とする。光モジュールは、通常、フォトダイオードおよびトランスインピーダンス増幅器を含む光受信器を含む。トランスインピーダンス増幅器は、フォトダイオードからの入力電流信号を比較的大きな振幅の出力電圧信号に増幅する。

図１は、トランスインピーダンス増幅器１およびフォトダイオード（ＰＤ）２を含む従来の光受信器モジュールの回路図である。トランスインピーダンス増幅器１は、入力電流（Ｉｉｎ）を出力電圧（Ｖｏｕｔ）に変換する。トランスインピーダンス増幅器１は、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６と、高利得電圧増幅器８と、非線形制限回路９を備える。

トランスインピーダンス増幅器１は、ＰＤと連携して、特定の電力範囲に入る光信号を成功裏に受信し増幅することができる。既存の規格の一部が要求するところでは、トランスインピーダンス増幅器１は、最大２０ｋｍ離れた距離から送信され、かつ、−３３ｄＢｍの単位時間当たりの光エネルギーを有する、入力光信号を検出することができる。こうした広範囲の光信号に対処するため、トランスインピーダンス増幅器１は、非常に低レベルの電流と高レベルの電流を検出し増幅することができるべきである。したがって、成功裏に増幅される信号範囲は、単位時間当たりの光信号の入射光エネルギーによって実際に制限される。光受信器は、その電流が大き過ぎる信号を歪ませ、その電流が小さ過ぎる信号を認識しないであろう。入力電流の範囲が増加したトランスインピーダンス増幅器を提供することが所望される。

フォトダイオード（ＰＤ）２は、通常、チップの外側に配置される。フォトダイオード（ＰＤ）２は、フォトダイオード（ＰＤ）２に関連するダイオード静電容量を有し、そのダイオード静電容量は、フォトダイオード（ＰＤ）２と、ピンおよびノードＢからアースまでのパッドなどの、チップの他のコンポーネントとの間の寄生静電容量を表す。フォトダイオード（ＰＤ）２のカソードは増幅器８を介してバイアスされる。ノードＢは、フォトダイオード（ＰＤ）２をフィードバック抵抗器（Ｒｆ）６および電圧増幅器８に結合する。アースとノードＢとの間に結合したフォトダイオード（ＰＤ）２は、十分な強度の、入力光信号を検出し、光信号を、電圧増幅器８から流れる入力電流（Ｉｉｎ）に変換する。トランスインピーダンス増幅器１によって受信される光信号は、振幅と電力の両方において著しく変動する。信号電流は、たとえば、光信号が、それを通じて伝送された光ファイバの長さ、送信用レーザ源の電力、フォトダイオード（ＰＤ）の効率などに関連することが多い。これらの、また、他の要因により、著しく変動するトランスインピーダンス増幅器への入力電流が生じる。フォトダイオード（ＰＤ）２によって生成される電流（Ｉｉｎ）は、フォトダイオード（ＰＤ）２のカソードに入射する光にほぼ比例するため、ある場合には、入力信号（Ｉｉｎ）は弱く、他の場合には、強い。

ＢＰＯＮ用途では、トランスインピーダンス増幅器１は、好適には、入力電流信号（Ｉｎ）の振幅のほぼ１０００：１の変動を処理するように設計される。ＢＰＯＮタイプの用途で使用されるトランスインピーダンス増幅器は、たとえば、３７５ｎＡ〜３２０μＡの入力電流（Ｉｉｎ）の範囲に関して適切に働くように要求される。１つの実施態様では、３７５ｎＡ〜３２０μＡの入力電流の流れ（Ｉｉｎ）を生成する、フォトダイオード（ＰＤ）２上に入射する光は、論理１に相当する。これに対して、論理１の電流の１０分の１以下の入力電流（Ｉｉｎ）を生成する、フォトダイオード（ＰＤ）２上に入射する光は、論理０として解釈される。換言すれば、３７５ｎＡ〜３２０μＡの入力電流（Ｉｉｎ）（論理１に相当する）は、論理０に相当する入力電流の流れ（Ｉｉｎ）より少なくとも１０倍大きい。

電圧増幅器８は、ノードＢとノードＣとの間で、かつ、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６に並列に結合される。電圧増幅器８は、利得（−Ａ）が１００〜１０００以上の範囲にある高利得増幅器である。電圧増幅器８はまた、１００キロオーム程度の比較的大きな入力インピーダンスを有する。電圧増幅器８は、ノードＣにおいて出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成する。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）が伝導しないときの入力電流が小さい場合、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の大きさは、入力電流（Ｉｉｎ）とフィードバック抵抗器（Ｒｆ）６の値の積にほぼ等しい。出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、その後、トランスインピーダンス増幅器１に結合される、次に続く回路が使用するために、デジタル・データ・ストリームに変換される。

フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６は、電圧増幅器８のノードＡの入力端子（ノードＢ）とノードＤの出力端子（ノードＣ）にわたって並列に結合される。フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６は、たとえば、タングステンまたはポリシリコン層で作られる。フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６は、電流を電圧増幅器８に搬送する。電圧増幅器８が高入力インピーダンスであるため、入力電流（Ｉｉｎ）は、実質的にフィードバック抵抗器（Ｒｆ）６を通してノードＣからノードＢまで流れる。フォトダイオード（ＰＤ）２が、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）が伝導しないほどに小さい入力電流（Ｉｉｎ）を引き出すとき、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６の出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６が入力電流（Ｉｉｎ）を提供するように減少する。

信号対雑音比（ＳＮＲ）が、小さい入力電流（Ｉｉｎ）について小さ過ぎないように、回路内の雑音を最小にするか、または、減少させることが所望される。大きな利得および感度を達成するために、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６の値は、通常、増加する。出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６の値の増加に比例して増加するため、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６の値を増加させることは、信号対雑音比（ＳＮＲ）を上げるのに役立つ。比較すると、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６によって生成される雑音は、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６の値の平方根に比例して増加する。そのため、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６は、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６の値の平方根にほぼ等しい量だけ信号対雑音比（ＳＮＲ）を改善するのに役立つ。１つの実施態様では、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６は、約８０キロオームである。

入力電流（Ｉｉｎ）の大きな動作を達成するために、非線形制限回路９が、通常、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）に並列に接続される。この非線形制限回路のインピーダンスは、入力電流（Ｉｉｎ）の増加と共に減少し、したがって、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅または「ダイナミック・レンジ」を制限する。

図１では、制限回路９は、ノードＡとノードＤとの間のフィードバック抵抗器（Ｒｆ）に並列に結合されたダイオード接続トランジスタ（Ｑ０）４からなる。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ０）４は、非線形トランスインピーダンスを提供することによって入力電流（Ｉｉｎ）の振幅を制限する。出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ０）４のベース−エミッタ電圧（Ｖｂｅ）にほぼ等しい。最大入力電流（Ｉｎ）が印加されるとき、出力電圧（Ｖｏｕｔ）が、ほぼ２^＊Ｖｂｅ〜３^＊Ｖｂｅまで変化するため、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅は、１Ｖほどの大きさである。

入力電流（Ｉｉｎ）が小さいとき、出力電圧（Ｖｏｕｔ）に大きな電圧利得を適用することによって、ＳＮＲを増加させることが所望される。しかし、１Ｖの振幅は、出力電圧（Ｖｏｕｔ）に適用される、さらなる電圧利得の量を制限する。出力電圧（Ｖｏｕｔ）に適用される、さらなる電圧利得は、トランスインピーダンス増幅器１の出力に結合した回路がＳＮＲに及ぼす影響を減少させる可能性があるために所望される。

図２は、トランスインピーダンス増幅器１０およびフォトダイオード（ＰＤ）２を含む別の従来の光受信器モジュール１１の回路図である。トランスインピーダンス増幅器１０は、高利得電圧増幅器８と、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６と、制限回路１９とを含む。フォトダイオード（ＰＤ）２は、アースとノードＢとの間に結合され、高利得電圧増幅器８は、ノードＢとノードＣとの間に結合され、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６は、高利得電圧増幅器８に並列にノードＡおよびノードＤに結合され、制限回路１９は、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）６に並列にノードＡとノードＤとの間に結合される。

制限回路１９は、ノードＡとノードＥとの間に結合されたダイオード接続トランジスタ（Ｑ０）４と、供給電圧（Ｖｃｃ）とノードＥとの間に結合された第１電流源（Ｉ０）５と、ノードＥとノードＤとの間に結合された抵抗器（Ｒ１）７とを含む。第１電流源５は、電流（Ｉ０）を生成する。

トランスインピーダンス増幅器１０のこの構成は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ０）４に初期バイアスを提供することによって、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅に関する改善をわずかに達成し、Ｖ_ｂｅ４−Ｉ０^＊Ｒ１の出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅をもたらす。しかし、項Ｖ_ｂｅ４および項Ｉ０^＊Ｒ１の温度変動は、互いに意味がある関係を有しない。項Ｉ０^＊Ｒ１は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ０）４が、あまりに速くオンしないように、小さな値に制限される。入力電流（Ｉｎ）が最大レベルにある間に、トランスインピーダンスが減少する場合、許容できないＳＮＲの不利益が次に続く。したがって、達成可能な出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅の減少は小さい。

入力電流（Ｉｉｎ）が３７５ｎＡに（論理０から論理１に）増加するとき、トランスインピーダンス増幅器１の出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、ほぼ２^＊Ｖｂｅの自己バイアス点から２^＊Ｖｂｅ＋Ｒｆ^＊Ｉｉｎの出力電圧（Ｖｏｕｔ）まで変化する（Ｖｂｅ４をＶｂｅに変化した）。フィードバック抵抗器（Ｒｆ）が、たとえば、８０キロオームなどの比較的大きな値を有するとき、この変化は３０ｍＶである。しかし、３２０μＡの最大入力電流（Ｉｉｎ）が印加されると、トランスインピーダンス増幅器１の出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、Ｖ_ｂｅ０−Ｒｆ^＊Ｉ０だけ変化する。項Ｒｆ^＊Ｉ０が、既に述べたように小さい（たとえば、０．２Ｖ）ため、これは、図１と比較して小さな改善を示すに過ぎない。したがって、Ｖｏｕｔの振幅は約０．８Ｖである。

したがって、フォトダイオード（ＰＤ）２において、非常に低レベルの単位時間当たりの光エネルギーと高レベルの単位時間当たりの光エネルギー（たとえば、−３３ｄＢｍ以上）を検出し、増幅することができるように、入力電流の範囲が増加したトランスインピーダンス増幅器を提供することが所望される。出力電圧（Ｖｏｕｔ）の信号対雑音比（ＳＮＲ）が低くなり過ぎないように、大きな電圧利得が、出力電圧（Ｖｏｕｔ）に適用されることを可能にするために、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅が制限される、トランスインピーダンス増幅器を提供することも所望される。たとえば、高い付加的な利得が、出力電圧（Ｖｏｕｔ）に適用されることを可能にするために、最大入力電流（Ｉｉｎ）において、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅を減少させる、精密制限機構を有するトランスインピーダンス増幅器を提供することが所望される。

さらに、本発明の他の所望される特徴および特性は、添付図面ならびに先の技術分野および背景技術に関連して考えられる、以下の詳細な説明および添付特許請求の範囲から明らかになるであろう。

本発明は、以降で、同じ参照番号が同じ要素を示す、以下の図面に関連して記載されるであろう。
以下の詳細な説明は、本来、例示に過ぎず、本発明または本発明の適用および使用を制限することを意図しない。さらに、先の、技術分野、背景技術、簡潔な要約、または以下の詳細な説明において提示される、明示されるか、または、示唆される理論によって拘束されるという意図は存在しない。

本明細書で使用されるように、「ノード」は、所与の信号、論理レベル、データパターン、電流、または量が、そこに存在する、任意の内部または外部基準点、接続点、接合部、信号線、導電性要素などを意味する。さらに、２つ以上のノードは、１つの物理的要素によって実現されてもよい。

以下の説明は、ノードまたは他の機構が、「接続される」または「結合される」ことに言及する。本明細書で使用されるように、別途明確に述べられない限り、「接続される」は、１つのノード／機構が、別のノード／機構に、必ずしも機械式にではなく、直接的にまたは間接的に接続されることを意味する。同様に、別途明確に述べられない限り、結合される、は１つのノード／機構が、別のノード／機構に、必ずしも機械式にではなく、直接的にまたは間接的に接続されることを意味する。そのため、図３に示す略図は、要素の例示的な配置構成を示すが、付加的な介入する要素、デバイス、機構、またはコンポーネントが、実際の実施形態において存在してもよい（回路の機能が悪影響を与えないと仮定する）。さらに、本明細書に含まれる種々の図に示す接続線は、種々の要素間の例の機能的関係および／または物理的結合を表すことを意図する。実用的な実施形態または実施態様において、多くの代替のまたは付加的な機能的関係または物理的接続が存在してもよいことが留意されるべきである。

以下に記載される実施形態は、制限回路の非線形トランスインピーダンスの的確な定義を行うのに役立つ。この的確な定義は、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅またはダイナミック・レンジの変動を減らすのに役立つ。たとえば、１実施形態では、出力電圧（Ｖｏｕｔ）のダイナミック・レンジは、０．５Ｖ以下である。出力電圧（Ｖｏｕｔ）のダイナミック・レンジの振幅が小さいことは、トランスインピーダンス増幅器の出力に結合される次に続く回路において、より大きな利得が適用されることを可能にする。一部の実施態様では、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の達成可能な信号対雑音比（ＳＮＲ）は、約１．５ｄＢだけ改善され、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の信号対オフセット比（ＳＯＲ）は、約２倍だけ改善され、電気的な約２ｄＢの感度改善が可能になる。１実施形態では、トランスインピーダンス増幅器は、−３５ｄＢｍの単位時間当たりの光エネルギーを有する入力光信号に応答して、正確なデジタル出力電圧（Ｖｏｕｔ）信号を生成する。

図３は、フォトダイオード２０およびトランスインピーダンス増幅器１００を含む光受信器モジュールの回路図である。トランスインピーダンス増幅器１００は、制限回路３０、トランスコンダクタンス増幅器８０、およびフィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０を含む。フォトダイオード（ＰＤ）２０は、ノードＢとアースとの間に結合され、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）は、ノードＡとノードＤとの間に結合され、トランスコンダクタンス増幅器８０は、ノードＢとノードＧとの間に結合され、制限回路３０は、ノードＡとノードＧとの間に結合される。ノードＢは、別法として、接地されるか、または、コンデンサ（図示せず）を介してアースに接続され得るが留意されるべきである。

フォトダイオード（ＰＤ）２０は、ファイバ（図示せず）から光信号または光信号を受信し、ノードＢにおいて、光信号に応答する入力電流（Ｉｉｎ）を生成する。
フィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０は、制限回路３０とフォトダイオード（ＰＤ）２０との間に結合される。

１実施形態では、トランスコンダクタンス増幅器８０は、ノードＨとアースとの間に結合された電流源（Ｉ２）１１と、ノードＢとノードＨとの間に結合された第１トランジスタ（Ｑ１）９と、電源電圧（Ｖｃｃ）と、ノードＧとノードＨとアースとの間に結合された第２トランジスタ（Ｑ２）１５とを備える。

電流源（Ｉ２）１１は、絶対温度比例（ＰＴＡＴ）であり、オンチップ抵抗に逆比例するバイアス電流（Ｉ２）を提供する。
第１トランジスタ（Ｑ１）９は、第３ベースと、第３エミッタと、第３コレクタとを備える。第３ベースはノードＢに結合され、第３エミッタはノードＨに結合され、第３コレクタは電源（Ｖｃｃ）に結合される。第２トランジスタ（Ｑ２）１５は、第４ベースと、第４エミッタと、第４コレクタとを備える。第４エミッタは接地され、第４コレクタはノードＧに結合され、第４ベースはノードＨに結合される。第２トランジスタ（Ｑ２）１５は、抵抗器（Ｒ１）の両端の電圧降下を生成する電流源の役目を果たす。

１実施形態では、制限回路３０は、電源（Ｖｃｃ）とノードＦとの間に結合された電流源（Ｉ１）５０と、ノードＡとノードＦとの間に結合されたダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０と、ノードＧとノードＦとの間に結合されたダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０と、電源電圧（Ｖｃｃ）とノードＣとの間に結合された電流源（Ｉ０）７０と、ノードＣとノードＧとの間に結合された抵抗器（Ｒ１）１７とを備える。出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、ノードＣで生成される。

電流源（Ｉ０）７０および電流源（Ｉ１）５０は、それぞれ、絶対温度比例し（ＰＴＡＴ）、オンチップ抵抗に逆比例するバイアス電流を提供する。
ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０は、第１ベースと、第１エミッタと、第１コレクタとを備える。第１エミッタはノードＡに結合され、第１コレクタはノードＦおよび第１ベースに結合される。第２のダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０は、第２ベースと、第２エミッタと、第２コレクタとを備える。第２エミッタはノードＧに結合され、第２コレクタはノードＦおよび第２ベースに結合される。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０およびダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０は、整合トランジスタである。抵抗器（Ｒ１）１７および第２のダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０は、第１のダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０をプレバイアスするように構成される。

電流源（Ｉ１）５０は、第１ベースおよび第２ベースにおいてベース電圧を生成するバイアス電流（Ｉ１）を提供する。ベース電圧は、互いにほぼ等しい。したがって、ベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ３）とベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ４）の差は、第１エミッタのエミッタ電圧と第２エミッタのエミッタ電圧との差に依存する。

第１のダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０は、「制限デバイス」として機能する。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０は、入力電流（Ｉｉｎ）が増加するにつれて比例的に減少する、それに関連するインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）を有する。フィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０に並列のダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）は、トランスインピーダンス増幅器１００のトランスインピーダンスを形成する。これは、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅の制限が、そこで実際に始まる入力電流（Ｉｉｎ）の的確な定義を可能にする。

出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅を減らすために、第１のダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０の制限作用は、出来る限り早期に開始すべきである。なおかつ、この制限作用は、ＳＮＲを低下させることになるため、論理ハイ状況用の最小入力電流（Ｉｉｎ）に適用されるべきではない。したがって、制限作用は、論理ハイの最小入力電流（Ｉｉｎ）をある程度超える、入力電流（Ｉｉｎ）の的確に定義された値で「キックイン」すべきである。以下で説明するように、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０は、入力電流（Ｉｉｎ）がほぼゼロであるとき、所与のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ３）および非常に小さいコレクタ電流（Ｉ_ｃ３）にプレバイアスされる。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０をプレバイアスすることは、ベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ３）が、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅を制限し始めるために変化しなければならない量を減らす。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０は、論理ハイの最小入力電流（Ｉｉｎ）を少し超える、入力電流（Ｉｉｎ）の選択された「ニー（ｋｎｅｅ）」値に、入力電流（Ｉｉｎ）が達すると、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅を制限し始める。入力電流（Ｉｉｎ）の選択された「ニー」値は、「ニー電流（Ｉｋ）」とも呼ばれる。３７５ｎＡ〜３２０μＡの入力電流（Ｉｉｎ）の流れは、論理ハイに相当する。入力電流（Ｉｉｎ）の「ニー」値は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０が、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅を制限し始める、入力電流（Ｉｉｎ）の値の範囲から選択される。１実施態様では、ニー値の範囲は、論理ハイの最小入力電流（Ｉｉｎ）の５倍以上である。１実施形態では、第１のダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンスが、フィードバック抵抗（Ｒｆ）９０の値の１０倍以上であるときに、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０は、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅を制限し始める。

次に、トランスインピーダンス増幅器１００の１実施形態の動作を、図３および式（１）〜（９）を参照して説明する。
−４０℃〜＋９５℃の典型的な適用温度範囲の場合、ＰＴＡＴ変動は、

である。

ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０およびダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０などのバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）の電圧−電流特性は、式（１）に示される。

式（１）において、Ｉ_ｃはコレクタ電流（Ｉ_ｃ）であり、Ｖ_ＢＥはベース−エミッタ電圧（Ｖ_ＢＥ）であり、Ｉ_ｓは逆飽和電流（Ｉ_ｓ）であり、Ｖ_Ｔ＝ｋ^＊Ｔ／ｑは「熱」電圧である。熱電圧（Ｖ_Ｔ）は、ＰＴＡＴであり、ボルツマン定数（ｋ）、絶対温度（Ｔ）、および電子の電荷（ｑ）に依存する。

低い入力電流（Ｉｉｎ）によって、電流源（Ｉ１）５０からのほとんど全ての電流は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０を通って流れる。同様に、電流源（Ｉ０）７０からのほとんど全ての電流は、抵抗器（Ｒ１）１７およびトランジスタ（Ｑ２）１５を通って流れる。フィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０は、第１トランジスタ（Ｑ１）９のベース電流（Ｉｂ１）を伝導させる。そのため、この状況では、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ３）は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０、抵抗器（Ｒ１）１７、およびフィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０を含むループの周りの電圧を加算することによって決定される。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ３）は、式（２）で示される。
Ｖ_ｂｅ３＝Ｖ_ｂｅ４＋Ｉ_ｉｎ・Ｒ_ｆ−（Ｉ_０・Ｒ_１−Ｉ_ｂ１・Ｒ_ｆ） （２）
抵抗器（Ｒ１）１７および（Ｒｆ）９０は、所定温度内ではそれほど変化しない。そのため、項Ｉ_０ ^＊Ｒ_１および項Ｉ_ｂ１ ^＊Ｒ_ｆはＰＴＡＴであり、式（２）の括弧内の項はＰＴＡＴである。電流源（Ｉ０）７０がＰＴＡＴであり、また、第１トランジスタ（Ｑ１）９のベース電流（Ｉｂ１）が、同様に、ＰＴＡＴである電流源（Ｉ２）１１の一部であるため、式（２）の括弧内の項はＰＴＡＴである。そのため、式（２）の括弧内の項は、「ＰＴＡＴ電圧」と呼ばれる。

ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ３）を熱電圧（Ｖ_Ｔ）の関数として表現するために、無次元数（Ｘ）が、（Ｉ_０・Ｒ_１−Ｉ_ｂ１・Ｒ_ｆ）／Ｖ_Ｆに等しいとして定義される。無次元数（Ｘ）を定義することは、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のコレクタ電流（Ｉ_ｃ３）をダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０のコレクタ電流（Ｉ_ｃ４）に関連付ける好都合な方法を提供する。したがって、式（２）は、以下の式（３）として書き直される。
Ｖ_ｂｅ３＝Ｖ_ｂｅ４＋Ｉ_ｉｎ・Ｒ_ｆ−Ｘ・Ｖ_Ｔ （３）
こうして、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ３）は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ４）を、入力電流（Ｉｉｎ）とフィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０の積に加算した値から、無次元数（Ｘ）と熱電圧（Ｖ_Ｔ）の積を引いた値に等しい。無次元数（Ｘ）の値は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０が、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅を制限し始める点を的確に定義するように選択される。無次元数（Ｘ）は温度に依存しない。

入力電流（Ｉｉｎ）がゼロであるとき、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）の両端の電圧は、無視できると仮定され、式（３）は、以下の式（４）になる。
Ｖ_ｂｅ３＝Ｖ_ｂｅ４−Ｘ・Ｖ_Ｔ （４）
換言すれば、入力電流（Ｉｉｎ）がゼロであるとき、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ３）は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ４）から無次元数（Ｘ）と熱電圧（Ｖ_Ｔ）の積を引いた値にほぼ等しい。一般に、以下の式（５）に示すように、式（１）に式（３）を代入することによって、入力電流（Ｉｉｎ）の関数としてのダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のコレクタ電流（Ｉ_ｃ３）が得られる。

入力電流（Ｉｉｎ）が非常に小さいとき、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のコレクタ電流（Ｉ_ｃ３）は、以下の式（６）で示される。

こうして、入力電流（Ｉｉｎ）が、ゼロに近づくほどに非常に小さいとき、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のコレクタ電流（Ｉ_ｃ３（０））は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０のコレクタ電流（Ｉ_ｃ４）に比例する。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ４）６０のコレクタ電流（Ｉ_ｃ４）はＰＴＡＴであるため、小さな入力電流（Ｉｉｎ）におけるダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のコレクタ電流（Ｉ_ｃ３（０））もＰＴＡＴである。無次元数（Ｘ）の正確な値は、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０の動作の制限が、所望の入力電流（Ｉｉｎ）で始まるように選択される。そのため、無次元数（Ｘ）について適切な値を選択することによって、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０は、的確に定義され、かつ、非常に小さい電流（Ｉ_ｃ３）にプレバイアスされる。
［実施例］
トランスインピーダンス増幅器１００の総合の入力電流（Ｉｉｎ）−出力電圧（Ｖｏｕｔ）特性は、入力電流（Ｉｉｎ）が、論理ハイの最小入力電流（Ｉｉｎ）より確実に大きいときの「ニー」電流（Ｉｋ）において、直線から対数へ変化し始める。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）は、以下の式（７）に示すように定義される。

ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）は、チップ抵抗^＊ｅｘｐ（Ｘ）に等しく、（Ｖ_Ｔ／Ｉ１）^＊ｅｘｐ（Ｘ）にも等しい。この関係は、制限が実際に始まる入力電流（Ｉｉｎ）の的確な定義を可能にする。

先に記載したように、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０に並列なダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）は、トランスインピーダンス増幅器１００のトランスインピーダンスを形成する。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）とフィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０の比は、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０が、トランスインピーダンスの値を支配するように設定されるべきである。

この実施例では、トランスインピーダンスの値は、少なくとも９０％以上が、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０に帰されるように設定される。こうして、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）が、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０の値より１０倍大きな値に達するときに制限が始まるように、トランスインピーダンス増幅器１００が設計される。式（７）に式（５）を代入し、入力電流（Ｉｉｎ）をニー電流（Ｉｋ）で置き換えることによって、以下の式（８）に示す表現が得られる。

この実施例では、したがって、入力電流（Ｉｉｎ）の関数としてのダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）は、以下の式（９）として表現される。

こうして、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）は、ニー電流（Ｉｋ）より小さい入力電流（Ｉｉｎ）について非常に大きい。ニー電流（Ｉｋ）に等しい入力電流（Ｉｉｎ）の場合、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）は、フィードバック抵抗器（Ｒｆ）９０の値の１０倍である。ニー電流（Ｉｋ）より大きい入力電流（Ｉｉｎ）の場合、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０のインピーダンス（Ｚ_Ｑ３）は、入力電流（Ｉｉｎ）と共に指数関数的に減少する。

相応して、Ｘの所与の値について、ニー電流（Ｉｋ）は、温度だけと共に変動するため、ＰＴＡＴである。先に述べたように、この変動は、−４０℃〜＋９５℃の典型的な適用温度範囲の温度範囲にわたって、１．５８：１である。したがって、ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０による制限作用の的確な開始が達成される。この動作は、入力電流（Ｉｉｎ）の小さな値で始まるため、最大入力電流（Ｉｉｎ）における出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅を減少させる。ダイオード接続トランジスタ（Ｑ３）４０の初期ベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ３）は、図１および図２に示すダイオード接続トランジスタ（Ｑ０）４のベース−エミッタ電圧（Ｖ_ｂｅ０）より大きい。その結果、それぞれ図１および図２からの回路について約１Ｖおよび０．８Ｖと比較して、出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、全ての条件下で、たとえば、０．５０Ｖである、小さな総合ダイナミック・レンジまたは振幅を有する。この特定の実施例では、最大入力電流（Ｉｉｎ）における出力電圧（Ｖｏｕｔ）の振幅は、０．４４Ｖである。したがって、より大きな利得が、トランスインピーダンス増幅器１００の出力電圧（Ｖｏｕｔ）に適用される。この実施例では、２より大きなさらなる利得が、図３に示すトランスインピーダンス増幅器１００の出力電圧（Ｖｏｕｔ）信号に適用される。

１実施態様によれば、トランスインピーダンス増幅器が提供され、トランスインピーダンス増幅器は、論理ハイの最小入力電流と論理ハイの最大入力電流との間の論理ハイ範囲を含む入力電流を提供するように構成された入力と、第１ノードと第２ノードとの間に結合された増幅器と、第１ノードと第２ノードとの間に結合された非線形制限回路とを含む。非線形制限回路は、たとえば、電源と第３ノードとの間に結合され、絶対温度に比例する第１バイアス電流を提供するように構成される第１電流源と、電源と第４ノードとの間に結合され、絶対温度に比例する第３バイアス電流を提供するように構成される第２電流源と、第４ノードと第２ノードとの間に結合された抵抗器であって、出力電圧が、第１電圧と第２電圧との間の範囲を有する第４ノードで生成される抵抗器と、第３ノードに結合された第１ベース、第１ノードに結合された第１エミッタ、および第３ノードに結合された第１コレクタを備え、入力電流がほぼゼロであるときに、第１のベース−エミッタ電圧を生成するようにプレバイアスされる第１のダイオード接続トランジスタと、第３ノードに結合された第２ベース、第２ノードに結合された第２エミッタ、および第３ノードに結合された第２コレクタを備える第２のダイオード接続トランジスタとを含む。抵抗器および第２のダイオード接続トランジスタは、第１のダイオード接続トランジスタをプレバイアスするように構成される。

１実施態様によれば、第１のダイオード接続トランジスタは、第２のダイオード接続トランジスタに整合される。
１実施態様によれば、増幅器は、第１ノードと第４ノードとの間に結合され、さらに、第５ノードとアースとの間に結合された第３電流源を備え、増幅器は、さらに、第５ノードとアースとの間に結合され、絶対温度に比例する第３バイアス電流を提供する第３電流源と、第１ノードに結合された第３ベース、第５ノードに結合された第３エミッタ、および電源に結合された第３コレクタを備える第１トランジスタと、接地された第４エミッタ、第２ノードに結合された第４コレクタ、および第５ノードに結合された第４ベースを備える第２トランジスタとを備える。

１実施態様によれば、入力電流は、ある範囲のニー値を含み、第１のダイオード接続トランジスタは、論理ハイの最小入力電流より少し大きいニー値のうちの、選択されたニー値で出力電圧の範囲を制限し始めるように構成される。第１のダイオード接続トランジスタの第１のベース−エミッタ電圧は、入力電流が、入力電流のニー値のうちの選択されたニー値に達したときに、出力電圧の範囲を制限し始めるように変化する。第１のベース−エミッタ電圧の初期値により、出力電圧の範囲が決定される。ニー値の範囲は、論理ハイの最小入力電流の５倍以上である。１実施態様によれば、フィードバック抵抗器は、第１ノードと第４ノードとの間で結合され、第１のダイオード接続トランジスタは、入力電流が増加するにつれて減少するインピーダンスを有する。第１のダイオード接続トランジスタは、第１のダイオード接続トランジスタのインピーダンスが、フィードバック抵抗器の１０倍以上の値であるときに、出力電圧の範囲を制限し始める。フィードバック抵抗器は、８０キロオーム以上の値を有する。第１のダイオード接続トランジスタのインピーダンスは、入力電流がニー電流より大きい場合、入力電流と共に指数関数的に減少する。第１のダイオード接続トランジスタは、絶対温度に比例する無次元数に基づいて定義される入力電流のある値で、出力電圧の範囲を制限し始めるように構成される。無次元数は、第１数と第２数との差を熱電圧で除算した値に等しく、第１数は、第２電流源の電流値と抵抗器の値の積であり、第２数は、フィードバック抵抗器の値と第３ベースから流れる電流の電流値の積である。

１実施態様によれば、第１コレクタの電流は、入力電流がゼロに近づくときの第２コレクタからの電流に比例する。
１実施態様によれば、出力電圧の範囲は、最大入力電流において０．５ボルト以下である。

１実施態様によれば、論理ハイの最小入力電流は、３００ｎＡ以上であり、論理ハイの最大入力電流は、３２０μＡ以下である。３７５ｎＡ〜３２０μＡの入力電流は、論理ハイに相当する入力電流の流れの少なくとも１０倍大きい。

上記したトランスインピーダンス増幅器は、たとえば、フォトダイオードを含み、第１ノードとアースとの間に結合され、光信号を受信し、光信号に応答した入力電流（入力電流は、論理ハイの最小入力電流と論理ハイの最大入力電流との間の論理ハイ範囲を含む）を生成するように構成された光モジュールに組み込まれる光受信器において、たとえば、利用される。

少なくとも１つの例示的な実施形態が、先の詳細な説明で提示されたが、多数の変形が存在することが理解されるべきである。１つまたは複数の例示的な実施形態は、例に過ぎず、本発明の範囲、適用性、または構成をいずれの点でも制限することを意図しないことが理解されるべきである。むしろ、先の詳細な説明は、当業者に、１つまたは複数の例示的な実施形態を実施するための好都合なロードマップを提供するであろう。添付の特許請求項およびその法的な等価物において述べられる本発明の範囲から逸脱することなく、要素の機能および配置構成において、種々の変更を行うことができることが理解されるべきである。

従来のトランスインピーダンス増幅器の回路図。 別の従来のトランスインピーダンス増幅器の回路図。 例示的な実施形態によるトランスインピーダンス増幅器の回路図。

Claims (22)

1. トランスインピーダンス増幅器であって、
   論理ハイの最小入力電流と論理ハイの最大入力電流との間の論理ハイ範囲を含む入力電流を提供するように構成された入力と、
   第１ノードと第２ノードとの間に結合された増幅器と、
   該第１ノードと該第２ノードとの間に結合された非線形制限回路であって、
   電源と第３ノードとの間に結合され、絶対温度に比例する第１バイアス電流を提供するように構成される第１電流源と、
   該電源と第４ノードとの間に結合され、絶対温度に比例する第３バイアス電流を提供するように構成される第２電流源と、
   該第４ノードと該第２ノードとの間に結合された抵抗器であって、出力電圧が第１電圧と第２電圧との間の範囲を有する該第４ノードで生成される抵抗器と、
   該第３ノードに結合された第１ベース、該第１ノードに結合された第１エミッタ、および該第３ノードに結合された第１コレクタからなる第１のダイオード接続トランジスタであって、該第１のダイオード接続トランジスタは、該入力電流がほぼゼロであるときに、第１のベース−エミッタ電圧を生成するようにプレバイアスされる、第１のダイオード接続トランジスタと、
   該第３ノードに結合された第２ベース、該第２ノードに結合された第２エミッタ、および該第３ノードに結合された第２コレクタからなる第２のダイオード接続トランジスタと
   を含む非線形制限回路と
   を備える、トランスインピーダンス増幅器。
2. 前記入力電流は、ニー値の範囲を含み、前記第１のダイオード接続トランジスタは、論理ハイの前記最小入力電流より少し大きい、該ニー値のうちの選択されたニー値で、前記出力電圧の範囲を制限し始めるように構成される請求項１に記載のトランスインピーダンス増幅器。
3. 前記第１のダイオード接続トランジスタの前記第１のベース−エミッタ電圧は、前記入力電流が、前記入力電流の前記ニー値のうちの前記選択されたニー値に達したときに、前記出力電圧の範囲を制限し始めるように変化する請求項２に記載のトランスインピーダンス増幅器。
4. 前記第１のベース−エミッタ電圧の初期値は、前記出力電圧の範囲を決定する請求項３に記載のトランスインピーダンス増幅器。
5. 前記ニー値の範囲は、論理ハイの前記最小入力電流の５倍以上である請求項４に記載のトランスインピーダンス増幅器。
6. 前記第１のダイオード接続トランジスタは、前記入力電流が増加するにつれて減少するインピーダンスを有し、
   前記第１ノードと前記第４ノードとの間に結合されたフィードバック抵抗器をさらに備え、
   前記第１のダイオード接続トランジスタは、前記第１のダイオード接続トランジスタのインピーダンスが、該フィードバック抵抗器の１０倍以上の値であるときに、前記出力電圧の範囲を制限し始める請求項５に記載のトランスインピーダンス増幅器。
7. 前記フィードバック抵抗器は、８０キロオーム以上の値を有する請求項６に記載のトランスインピーダンス増幅器。
8. 前記第１のダイオード接続トランジスタのインピーダンスは、前記入力電流が前記ニー電流より大きい場合、前記入力電流と共に指数関数的に減少する請求項６に記載のトランスインピーダンス増幅器。
9. 前記第１のダイオード接続トランジスタは、絶対温度に比例する無次元数に基づいて定義される前記入力電流のある値で、前記出力電圧の範囲を制限し始めるように構成される請求項２に記載のトランスインピーダンス増幅器。
10. 前記無次元数は、第１数と第２数との差を熱電圧で除算した値に等しく、該第１数は、前記第２電流源の電流値と前記抵抗器の値の積であり、該第２数は、前記フィードバック抵抗器の値と前記第３ベースから流れる電流の電流値の積である請求項９に記載のトランスインピーダンス増幅器。
11. 前記第１コレクタの電流は、前記入力電流がゼロに近づくときの前記第２コレクタからの電流に比例する請求項１に記載のトランスインピーダンス増幅器。
12. 前記第１のダイオード接続トランジスタは、前記第２のダイオード接続トランジスタに整合する請求項１に記載のトランスインピーダンス増幅器。
13. 前記抵抗器および前記第２のダイオード接続トランジスタは、前記第１のダイオード接続トランジスタをプレバイアスするように構成される請求項１２に記載のトランスインピーダンス増幅器。
14. 前記増幅器は、前記第１ノードと前記第４ノードとの間に結合され、前記増幅器は、
    第５ノードとアースとの間に結合される第３電流源であって、該第３電流源は絶対温度に比例する第３バイアス電流を提供する、第３電流源と、
    前記第１ノードに結合された第３ベース、該第５ノードに結合された第３エミッタ、および前記電源に結合された第３コレクタからなる第１トランジスタと、
    接地された第４エミッタ、前記第２ノードに結合された第４コレクタ、および該第５ノードに結合された第４ベースからなる第２トランジスタと
    をさらに備える請求項１に記載のトランスインピーダンス増幅器。
15. 前記出力電圧の範囲は、前記最大入力電流において０．５ボルト以下である請求項１に記載のトランスインピーダンス増幅器。
16. 論理ハイの前記最小入力電流は、３００ｎＡ以上であり、論理ハイの前記最大入力電流は、３２０μＡ以下である請求項１に記載のトランスインピーダンス増幅器。
17. トランスインピーダンス増幅器であって、
    論理ハイの最小入力電流と論理ハイの最大入力電流との間の論理ハイ範囲を含む入力電流を提供するように構成された入力と、
    増幅器と、
    該非線形制限回路であって、
    第２電流源と、
    該第２電流源と前記増幅器との間でノードを有するように結合された抵抗器であって、出力電圧が、第１電圧と第２電圧との間の範囲を有する該ノードで生成される抵抗器と、
    該入力電流がほぼゼロであるときに、第１のベース−エミッタ電圧を生成するようにプレバイアスされる、第１のダイオード接続トランジスタと、
    該第１のダイオード接続トランジスタに結合された第２のダイオード接続トランジスタと
    を含む非線形制限回路と
    を備えるトランスインピーダンス増幅器。
18. トランスインピーダンス増幅器であって、
    ニー値の範囲を含む論理ハイの最小入力電流と論理ハイの最大入力電流との間の論理ハイ範囲を含む入力電流を提供するように構成された入力と、
    増幅器と、
    非線形制限回路であって、
    第２電流源と、
    該第２電流源と該増幅器との間でノードを有するように結合された抵抗器であって、出力電圧が第１電圧と第２電圧との間の範囲を有する該ノードで生成される、抵抗器と、
    第１のダイオード接続トランジスタであって、該第１のダイオード接続トランジスタは、該入力電流がほぼゼロであるときに第１のベース−エミッタ電圧を生成するようにプレバイアスされ、論理ハイの該最小入力電流より少し大きい、該ニー値のうちの選択されたニー値で、該出力電圧の範囲を制限し始めるように構成される、第１のダイオード接続トランジスタと、
    該第１のダイオード接続トランジスタに結合された第２のダイオード接続トランジスタであって、該抵抗器と該第２のダイオード接続トランジスタは、該第１のダイオード接続トランジスタをプレバイアスするように構成される、第２のダイオード接続トランジスタと
    を含む該非線形制限回路と
    を備えるトランスインピーダンス増幅器。
19. 前記第１のダイオード接続トランジスタの第１のベース−エミッタ電圧は、前記入力電流が、前記入力電流の前記ニー値のうちの前記選択されたニー値に達したときに、前記出力電圧の範囲を制限し始めるように変化する請求項１８に記載のトランスインピーダンス増幅器。
20. 前記第１のダイオード接続トランジスタは、前記第２のダイオード接続トランジスタに整合する請求項１９に記載のトランスインピーダンス増幅器。
21. 光受信器であって、
    請求項１に記載のトランスインピーダンス増幅器を備える、光受信器。
22. 光モジュールであって、
    第１ノードとアースとの間に結合され、光信号を受信し、該光信号に応答して入力電流を生成するように構成されたフォトダイオードであって、該入力電流は、論理ハイの最小入力電流と論理ハイの最大入力電流との間の論理ハイ範囲を含む、フォトダイオードと、
    請求項１に記載され、該第１ノードを含むトランスインピーダンス増幅器と
    を備える光モジュール。

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