JP2008522571A - Composite resonant converter - Google Patents

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Abstract

第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧へ変換する複合共振コンバーターでは、半導体スイッチを有する半ブリッジの出力は、共振キャパシターを通じ変圧器の１次巻線と接続され、及び変圧器の２次巻線は、整流器素子、出力インダクター及び出力キャパシターと一緒に電流出力を形成する。出力キャパシターにかかる電圧と基準電圧とを供給され、他方の半導体スイッチがオフに切り替えられた後の所定時間において半導体スイッチの１つが対応してオンに切り替えられるよう、前記半導体スイッチを交互に制御する制御部が提案される。望ましくは、周波数は引き出された電力の上限値で制御され、一方で、引き出された電力の下限値でマーク・スペース比はそれぞれ選択された一定周波数に対し制御される。  In the composite resonant converter that converts the first DC voltage to the second DC voltage, the output of the half bridge with the semiconductor switch is connected to the primary winding of the transformer through the resonant capacitor, and the secondary winding of the transformer. The line together with the rectifier element, output inductor and output capacitor form a current output. A voltage applied to the output capacitor and a reference voltage are supplied, and the semiconductor switches are alternately controlled so that one of the semiconductor switches is correspondingly turned on at a predetermined time after the other semiconductor switch is turned off. A control unit is proposed. Preferably, the frequency is controlled by the upper limit value of the extracted power, while the mark / space ratio is controlled for each selected constant frequency by the lower limit value of the extracted power.

Description

本発明は、第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧へ変換する複合共振コンバーターに関する。半導体スイッチを有する半ブリッジの出力は、共振キャパシターを通じ変圧器の１次巻線と接続され、及び変圧器の２次巻線は、整流器素子、出力インダクター及び出力キャパシターと一緒に電流出力を形成する。   The present invention relates to a composite resonant converter that converts a first DC voltage to a second DC voltage. The output of the half bridge with the semiconductor switch is connected to the primary winding of the transformer through a resonant capacitor, and the secondary winding of the transformer forms a current output together with the rectifier element, the output inductor and the output capacitor. .

テレビジョンセット及びコンピューターの液晶ディスプレイ画面の電力供給では、種々の要件を満足する回路が必須である。大きな負荷範囲に対する安定した出力電圧に加え、及び入力電圧が変動する場合にも、最大効率が要求される。これは、例えば５００ｍＷの電力だけが回路から引き出されるスタンバイ動作に特に適用される。電磁適合要件も考慮に入れなければならない。この原則に適した複合共振コンバーターは、例えば非特許文献１に記載されている。しかしながら、知られている回路は、上述の要件の全てを満足せず、及び特に接続された装置のスタンバイ動作中の低電流消費の要件を満足しない。
エリクソン、マクシモビック（Ｒ．Ｗ．Ｅｒｉｃｋｓｏｎ、Ｄ．Ｍａｋｓｉｍｏｖｉｃ）、ファンダメンタルズ・オブ・パワー・エレクトロニクス（Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）、２００１年、第２版 Circuits that satisfy various requirements are indispensable for the power supply of liquid crystal display screens of television sets and computers. In addition to a stable output voltage for a large load range and when the input voltage varies, maximum efficiency is required. This applies in particular to a standby operation where, for example, only 500 mW of power is drawn from the circuit. Electromagnetic compatibility requirements must also be taken into account. A composite resonant converter suitable for this principle is described in Non-Patent Document 1, for example. However, known circuits do not meet all of the above requirements, and in particular do not meet the requirements for low current consumption during standby operation of the connected device.
Ericsson, RW Erickson, D. Maksimovic, Fundamentals of Power Electronics, 2001, 2nd edition

本発明は、第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧へ変換する複合共振コンバーターを提供する。   The present invention provides a composite resonant converter that converts a first DC voltage to a second DC voltage.

本発明による複合共振コンバーターは、出力キャパシターに亘る電圧及び基準電圧を供給され得る制御部が、他方の半導体スイッチがオフに切り替えられた後の所定時間において、半導体スイッチの１つが対応してオンに切り替えられるよう、半導体スイッチを交互に制御することを特徴とする。本発明によるコンバーターでは、特に、周波数は引き出された電力の上限値で制御され、及び／又はマーク・スペース比は引き出された電力の下限値で選択された対応する一定周波数に対し制御される。   In the composite resonant converter according to the present invention, the control unit that can be supplied with the voltage across the output capacitor and the reference voltage has one of the semiconductor switches correspondingly turned on at a predetermined time after the other semiconductor switch is turned off. The semiconductor switches are controlled alternately so that they can be switched. In the converter according to the invention, in particular, the frequency is controlled by the upper limit of the extracted power and / or the mark / space ratio is controlled for the corresponding constant frequency selected by the lower limit of the extracted power.

本発明による共振コンバーターは、以下の利点により卓越している：
−電流出力は非常に小さく及び従って安価な出力キャパシターを可能にする、
−通常動作条件下で、本発明によるコンバーターのマーク・スペース比は、常に５０％であり、これは必要とされる出力インダクターの大きさを最小化する、
−本発明によるコンバーターは、電圧がゼロ交差する時、半導体スイッチを切り替えさせ、ＥＭＣフィルターの損失及び費用を最小化する、
−結合された周波数及びマーク・スペース比制御は、オンに切り替える時、必要な周波数範囲及びオンに切り替える時の電流サージの両方を最小化する、
−電圧がゼロ交差する時の切り替えは、高効率及び同期整流の可能性に加え、コンバーターを広い電力範囲に亘り容易にスケールさせ、従って異なる電力の装置は、基本的に同一である回路を用い供給され得る、
−電圧がゼロ交差する時の切り替え及び高効率は、非常に小型の無線周波数装置のコンバーターの使用を特に有利にする。 The resonant converter according to the invention is distinguished by the following advantages:
-The current output is very small and thus allows an inexpensive output capacitor,
-Under normal operating conditions, the mark-space ratio of the converter according to the invention is always 50%, which minimizes the required output inductor size;
The converter according to the invention switches the semiconductor switch when the voltage crosses zero, minimizing the loss and cost of the EMC filter;
-Combined frequency and mark space ratio control minimizes both required frequency range and current surge when switching on, when switching on.
-Switching when the voltage crosses zero, in addition to the possibility of high efficiency and synchronous rectification, makes it easy to scale the converter over a wide power range, so different power devices use essentially the same circuit. Can be supplied,
The switching and high efficiency when the voltage crosses zero makes the use of a very small radio frequency device converter particularly advantageous.

特に有利な実施例は、下限電力値において、選択された周波数の周期がＴｌｐ＝（ｎ＋１／２）×Ｔ０により与えられる場合、本発明によるコンバーターを最小の引き出された電力で望ましく動作させる。ここでｎは引き出された電力に依存する整数であり、およびＴ０は発振器の周期である。発振器の周波数は、共振キャパシター並びに変圧器のストレイインダクタンス及び主インダクタンスの直列回路により記述される。   A particularly advantageous embodiment makes the converter according to the invention desirably operate with minimal extracted power if the period of the selected frequency is given by Tlp = (n + 1/2) × T0 at the lower power value. Where n is an integer that depends on the power drawn, and T0 is the period of the oscillator. The frequency of the oscillator is described by a series circuit of the resonant capacitor and the transformer stray inductance and main inductance.

コンバーターのある望ましい構成では、制御部はプログラム可能な装置により形成される。プログラム可能な装置では、周期は出力キャパシターにかかる電圧と基準電圧との関数として導出される。導出された周期は、最大周波数及び選択された周波数の周期と比較される。そして半導体スイッチへ供給された制御信号は、周波数及びマーク・スペース比の関数として導出される。   In one preferred configuration of the converter, the control unit is formed by a programmable device. In a programmable device, the period is derived as a function of the voltage across the output capacitor and the reference voltage. The derived period is compared to the maximum frequency and the period of the selected frequency. The control signal supplied to the semiconductor switch is derived as a function of frequency and mark / space ratio.

更に、特に滑らかな電流整流は、２次巻線が中央タップを有し、及び２次巻線の端がそれぞれ整流器素子と接続される場合、本発明によるコンバーターで達成される。これらは、例である実施例に示されたように整流ダイオード、又は対応する印加電圧の極性により制御される半導体スイッチ、特にＭＯＳＦＥＴであって良い。後者はまた、同期整流子としても参照される。   Furthermore, particularly smooth current rectification is achieved with the converter according to the invention when the secondary winding has a center tap and the ends of the secondary winding are each connected to a rectifier element. These may be rectifier diodes, as shown in the exemplary embodiment, or semiconductor switches, in particular MOSFETs, controlled by the polarity of the corresponding applied voltage. The latter is also referred to as a synchronous commutator.

本発明のこれら及び他の態様は、以下に記載される実施例から、及びそれらを参照し説明されることにより明らかに説明される。   These and other aspects of the invention will be apparent from and will be elucidated with reference to the embodiments described hereinafter.

図１による回路構成では、２つの電界効果トランジスターＳ１及びＳ２は、ＤＣ電圧Ｕｉｎが印加される制御部Ｒにより制御される半ブリッジを形成する。本発明によるコンバーターが電力供給ユニットとして用いられる場合、当該コンバーターの前に適切な整流器があるべきである。   In the circuit configuration according to FIG. 1, the two field effect transistors S1 and S2 form a half bridge controlled by the control unit R to which the DC voltage Uin is applied. If the converter according to the invention is used as a power supply unit, there should be a suitable rectifier in front of the converter.

２つの電界効果トランジスターＳ１及びＳ２の接続点は、半ブリッジの出力を形成し、及び共振キャパシターＣｒを通じて変圧器Ｔｒの１次巻線Ｐと接続される。回路の機能を説明するため、ストレイインダクタンスＬｒ及び主インダクタンスＬｍは、独立に示されるが、それらインダクタンスのために別個の構成要素が回路内に設けられるものではない。   The connection point of the two field effect transistors S1 and S2 forms a half-bridge output and is connected to the primary winding P of the transformer Tr through the resonant capacitor Cr. To explain the function of the circuit, the stray inductance Lr and the main inductance Lm are shown independently, but no separate components are provided in the circuit for these inductances.

２次巻線Ｓは中央タップを有する。一方、２次巻線Ｓの端は、それぞれ整流ダイオードＤ１、Ｄ２、及び出力インダクターＬｏを通じ、出力キャパシターＣｏ及び従って負荷Ｌと接続される。出力インダクターＬｏは、電流が負荷Ｌに課されるために十分高いインダクタンスを有する。出力電圧Ｕａは、しかしながら、図２及び図３と関連して記載される制御により、実質的に一定に保たれる。   The secondary winding S has a center tap. On the other hand, the end of the secondary winding S is connected to the output capacitor Co and thus the load L through the rectifier diodes D1 and D2 and the output inductor Lo, respectively. The output inductor Lo has a sufficiently high inductance so that a current is imposed on the load L. However, the output voltage Ua is kept substantially constant by the control described in connection with FIGS.

制御部Ｒは、電界効果トランジスターＳ１及びＳ２のために対応する制御信号Ｃ１、Ｃ２を生成する。電界効果トランジスターの１つが先ずオフに切り替えられ、そして他方の電界効果トランジスターが所定時間の後にオンに切り替えられる場合、切り替え時間は互いに異なる。補償電流は、出力キャパシター（図に示されない）を通じ、及び選択的にスナバキャパシター及び寄生ダイオードを通じて流れ得る。共振周波数は、ｆ０＝１／Ｔ０＝１／［（Ｌｒ＋Ｌｍ）×Ｃｒ］１／２として与えられ、例えば１５０ｋＨｚである。 The controller R generates corresponding control signals C1 and C2 for the field effect transistors S1 and S2. If one of the field effect transistors is switched off first and the other field effect transistor is switched on after a predetermined time, the switching times are different from each other. The compensation current can flow through the output capacitor (not shown) and optionally through the snubber capacitor and the parasitic diode. The resonance frequency is given as f0 = 1 / T0 = 1 / [(Lr + Lm) × Cr] 1/2 and is, for example, 150 kHz.

ｐｍａｘとｐ１の間の上限電力値での動作中、コンバーターは、従来の複合共振コンバーター（図２）として駆動され、マーク・スペース比はｄ＝０．５であり、周波数はｆｍｉｎからｆｍａｘへ上昇する。図２では、電力出力ｐの関数としての周波数ｆの特性は、２つの異なる入力電圧Ｕｉｎ１、Ｕｉｎ２に対し示される。この例では、入力電圧Ｕｉｎ１は、入力電圧Ｕｉｎ２より大きい。   During operation at an upper power value between pmax and p1, the converter is driven as a conventional composite resonant converter (FIG. 2), the mark-space ratio is d = 0.5, and the frequency increases from fmin to fmax. To do. In FIG. 2, the characteristic of frequency f as a function of power output p is shown for two different input voltages Uin1, Uin2. In this example, the input voltage Uin1 is larger than the input voltage Uin2.

ｐ１より少ない電力消費では、コンバーターは、周波数ｆ及びマーク・スペース比ｄの両方を介し制御される。この例では、離散周波数が選択される。対応する周期Ｔｌｐは、次のように計算される：Ｔｌｐ＝（ｎ＋ｌ／２）×Ｔ０。ここで添え字ｌｐは、下限電力値での動作モードを示す。   For power consumption less than p1, the converter is controlled via both frequency f and mark space ratio d. In this example, a discrete frequency is selected. The corresponding period Tlp is calculated as follows: Tlp = (n + 1/2) × T0. Here, the subscript lp indicates an operation mode at the lower limit power value.

ｎ＝０、１、２及び３では、図２の垂直線により示される周波数ｆ０、ｆ１、ｆ２及びｆ３が得られる。ｐ１とｐ２の間の電力範囲で周波数が値ｆ０において一定に保たれる間、マーク・スペース比は連続的に減少する。電力がｐ２とｐ３の間で更に減少すると、周波数はｆ１に設定され、同時にマーク・スペース比は更に減少する。以下同様である。最小電力消費では、つまり接続された装置がスタンバイで動作される場合、ｄは、非常に小さい電力消費においてさえ効率が高いままであることを保証する最小値と仮定される。   For n = 0, 1, 2 and 3, the frequencies f0, f1, f2 and f3 indicated by the vertical lines in FIG. 2 are obtained. While the frequency is kept constant at the value f0 in the power range between p1 and p2, the mark-space ratio decreases continuously. As the power is further reduced between p2 and p3, the frequency is set to f1 and at the same time the mark-space ratio is further reduced. The same applies hereinafter. At minimum power consumption, i.e. when the connected device is operated in standby, d is assumed to be the minimum value that ensures that efficiency remains high even at very low power consumption.

制御部Ｒ（図１）は、望ましくは基本的にマイクロプロセッサーにより形成される。制御部の機能の説明は、図３にある。出力電圧Ｕａ及び基準電圧Ｕｒｅｆは、アナログ／デジタルコンバーター１へ供給される。アナログ／デジタルコンバーター１の出力信号の関数として、周期Ｔｏｕｔは、制御アルゴリズムを用いて計算される。これは、３において周期Ｔｒｅｆ１＝１／ｆｍａｘと比較される。Ｔｏｕｔがより大きい場合、コンバーターは上限電力値で動作する。マーク・スペース比は従って４において０．５に設定される。Ｔ＝Ｔｏｕｔと共に、ｄ＝０．５はパルス幅変調器５の入力値として用いられる。制御信号Ｃ１及びＣ２は、これらの仕様に従い導出される。   The controller R (FIG. 1) is preferably basically formed by a microprocessor. The description of the function of the control unit is in FIG. The output voltage Ua and the reference voltage Uref are supplied to the analog / digital converter 1. As a function of the output signal of the analog / digital converter 1, the period Tout is calculated using a control algorithm. This is compared at 3 with the period Tref1 = 1 / fmax. If Tout is greater, the converter operates at the upper power limit. The mark / space ratio is therefore set to 0.5 at 4. Along with T = Tout, d = 0.5 is used as an input value of the pulse width modulator 5. The control signals C1 and C2 are derived according to these specifications.

ＴｏｕｔがＴｒｅｆ１より大きくない場合、しかしながらＴｏｕｔは、６においてＴｒｅｆ２と比較される。この周期は、例えば９７ｋＨｚの周波数に対応する。従って、７において、制御信号Ｃ１及びＣ２の周期はＴ＝Ｔｒｅｆ１に設定され、マーク・スペース比はｄ＝０．５Ｔｏｕｔ／Ｔに設定される。この例では、コンバーターは、引き出された出力ｐ１とｐ２の間の図２に示される範囲で動作する。８、９及び１０において、それぞれ更なる基準周期Ｔｒｅｆ３、Ｔｒｅｆ４及びＴｒｅｆ５との比較が実行される。示された例では、Ｔｒｅｆ３＝１／３６ｋＨｚ、及びＴｒｅｆ４＝１／２２ｋＨｚである。Ｔ及びｄは、従って１１、１２、１３において計算される。   If Tout is not greater than Tref1, however, Tout is compared to Tref2 at 6. This period corresponds to a frequency of 97 kHz, for example. Accordingly, in 7, the period of the control signals C1 and C2 is set to T = Tref1, and the mark / space ratio is set to d = 0.5 Tout / T. In this example, the converter operates in the range shown in FIG. 2 between the extracted outputs p1 and p2. At 8, 9 and 10, a comparison with further reference periods Tref3, Tref4 and Tref5 is performed, respectively. In the example shown, Tref3 = 1/36 kHz and Tref4 = 1/22 kHz. T and d are thus calculated at 11, 12, 13.

Ｔｏｕｔが更なる閾値Ｔｒｅｆ５より小さい場合、制御信号Ｃ２及びＣ１は１４において完全にオフに切り替えられる、つまりｄ＝０である。   If Tout is smaller than the further threshold Tref5, the control signals C2 and C1 are switched off completely at 14, i.e. d = 0.

本発明による、コンバーターの回路構成を示す。1 shows a circuit configuration of a converter according to the present invention. 本発明によるコンバーターが制御される方法を説明するための図を示す。FIG. 4 shows a diagram for explaining how the converter according to the invention is controlled. 本発明によるコンバーターの制御部の設計を説明する図を示す。The figure explaining the design of the control part of the converter by this invention is shown.

Claims (6)

複合共振コンバーターであって、第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧へ変換し、半導体スイッチを有する半ブリッジの出力は、共振キャパシターを通じ変圧器の１次巻線と接続され、及び前記変圧器の２次巻線は、整流器素子、出力インダクター及び出力キャパシターと一緒に電流出力を形成し、制御部は前記出力キャパシターにかかる電圧と基準電圧とを供給され、前記制御部は、他方の半導体スイッチがオフに切り替えられた後の所定時間において半導体スイッチの１つが対応してオンに切り替えられるよう、前記半導体スイッチを交互に制御する、複合共振コンバーター。   A composite resonant converter, which converts a first DC voltage to a second DC voltage, the output of the half bridge having a semiconductor switch is connected to the primary winding of the transformer through a resonant capacitor; and the transformer The secondary winding forms a current output together with the rectifier element, the output inductor and the output capacitor, and the control unit is supplied with a voltage applied to the output capacitor and a reference voltage, and the control unit is connected to the other semiconductor switch. A composite resonant converter that alternately controls the semiconductor switches so that one of the semiconductor switches is correspondingly switched on at a predetermined time after the is switched off. 周波数は、引き出された電力の上限値で制御される、請求項１記載のコンバーター。   The converter according to claim 1, wherein the frequency is controlled by an upper limit value of the drawn power. 引き出された電力の下限値では、マーク・スペース比は選択された対応する一定周波数に対し制御される、請求項１又は２記載のコンバーター。   3. A converter as claimed in claim 1 or 2, wherein at the lower limit of the drawn power, the mark-space ratio is controlled for the selected corresponding constant frequency. 下限電力値において、ｎは前記引き出された電力に依存する整数であり、及びＴ０は発振器の周期である場合、選択された周波数の周期がＴｌｐ＝（ｎ＋１／２）×Ｔ０により与えられる場合、前記発振器の周波数は、前記共振キャパシター並びに前記変圧器のストレイインダクタンス及び主インダクタンスの直列回路により記述される、請求項３記載のコンバーター。   In the lower limit power value, n is an integer that depends on the extracted power, and T0 is the period of the oscillator, where the period of the selected frequency is given by Tlp = (n + 1/2) × T0, The converter of claim 3, wherein the frequency of the oscillator is described by a series circuit of a stray inductance and a main inductance of the resonant capacitor and the transformer. 制御部は、プログラム可能な装置により形成され、前記プログラム可能な装置では、周期は前記出力キャパシターにかかる電圧と前記基準電圧との関数として導出され、前記導出された周期は、最大周波数及び前記選択された周波数の周期と比較され、及び前記半導体スイッチへ供給された制御信号は、前記周波数及び前記マーク・スペース比の関数として導出される、前記請求項の何れか１項記載のコンバーター。   The control unit is formed by a programmable device, in which the period is derived as a function of the voltage across the output capacitor and the reference voltage, the derived period being the maximum frequency and the selection A converter according to any one of the preceding claims, wherein a control signal that is compared to a period of a frequency that is applied and that is supplied to the semiconductor switch is derived as a function of the frequency and the mark-space ratio. 前記２次巻線は中央タップを有し、及び前記２次巻線の端はそれぞれ整流素子と接続される、前記請求項の何れか１項記載のコンバーター。   The converter according to any one of the preceding claims, wherein the secondary winding has a center tap, and each end of the secondary winding is connected to a rectifying element.
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