JP2008519536A - ステップ受信を用いてｅａｓ／ｒｆｉｄタグを検出するシステム及び方法 - Google Patents

Abstract

単一の刺激信号を使用して、１３．５６ＭＨｚのＲＦＩＤ識別タグ及び８．２ＭＨｚのＥＡＳ識別タグをリアルタイムで同時検出するためのシステム及び方法である。

Description

本発明は、一般的に、識別タグに関し、より具体的には、８．２ＭＨｚのＥＡＳタグ及び１３．５６ＭＨｚのＩＳＯ１５６９３ＲＦＩＤタグの同時検出のためのシステム及び方法に関する。

ＥＡＳ（Electronic Article Surveillance 電子商品監視）タグ及びＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification：無線周波識別）タグを広範囲の読取、追跡及び／又は検出用途に使用することが急速に拡大している。現存のＥＡＳ機能及びＲＦＩＤ機能間における円滑な橋渡しは、ＲＦＩＤを実現するための高コストを正当化できない低コストの販売対象を保護するにあたって、ＥＡＳ技術及びその有用性への投資を維持しながらＲＦＩＤの恩恵を得ることを可能にしようとしてＲＦＩＤに関心を寄せるユーザに認識されている一貫したテーマである。

しかしながら、識別タグがＥＡＳ及びＲＦＩＤ両者の周波数を受信することができる場合においては、これらのタグから返されるＥＡＳ又はＲＦＩＤそれぞれの信号を処理する従来の方式は、ある程度の欠点又は制限を呈している。例えば、これらの信号のためのリーダは、８．２ＭＨｚのＥＡＳ送受信機と、１３．５６ＭＨｚのＲＦＩＤ送受信機とが別個のアンテナを駆動する同一パッケージに収容されて構成される。その２つの技術の間の干渉は、従来のアナログ信号フィルタリング技法により取り扱われる。しかしながら、そのような構成を用いることは、構成要素の冗長性（即ち、送受信機要素の倍加、アンテナの倍加等）、きわめて近い周波数近接度（１オクターブ未満）や２伝送帯域に対して許可される相対信号振幅差に起因してフィルタリングの要求度が大きくなる（推定１００ｄＢ）こと、２つのアンテナの必要性により、いずれか一方の技術のみ配置されるよりもかなり幅広の構成（およそ２倍）になること、及びこれらの技術を用いても、いずれか一方の技術のみ配置されるよりも性能が劣ることといった事態を伴う。

「パルス受信式」の方法（例えば、周波数バーストのうちの少なくとも１つが識別タグの共振周波数付近となるように、一連のＲＦバースト信号を異なる周波数で伝送すること）は本発明、例えば参照により本明細書に組み入れられる米国特許第６，２４９，２２９号（エクスタイン他）等に関連するものであるが、これらが抱える問題の１つは、ＲＦＩＤタグを使用した場合、ＲＦＩＤチップに給電するためにリーダから連続的に信号送信を行わなければならないという点である。

ＲＦＩＤタグとの通信は、「タグトークファースト」（ＴＴＦ）又は「リーダトークファースト」（ＲＴＦ）の２通りの動作モードを含むことができる。ＴＴＦモードにおいて、タグはリーダの信号を受信したときにタグの情報を送信する。これに対し、ＲＴＦモードにおいて、リーダがタグに（衝突を避けるために）コマンドを送信し、タグがそれらのコマンドに対して応答を送信する。このように、ＲＴＦは上記２モードのうちのより複雑なモードであり、本発明が関係するのはこのＲＴＦ動作である。

従って、上述した欠点を克服しつつＥＡＳ及びＲＦＩＤ識別タグ信号を同時に検出することのできるシステム及び方法の必要性が存する。

本発明のＲＦＩＤ「リーダトークファースト」（ＲＴＦ）の概念は、ＲＦＩＤタグへのコマンドの通信のために１３．５６ＭＨｚの搬送波の振幅変調を必要とする。この変調は、ＩＳＯ１５６９３又はＥＰＣ（Electronic Product Code：電子商品コード）等の主要なＲＦＩＤ技術の搬送波において１０％の変調指数差の形をとる。変調指数ｍは、次のように定義される。

これは、Ｒ−Ｔ（リーダ−タグ）信号の定常振幅に対する振幅低下の測定尺度であり、これらの低下のタイミングをとるのがＲ−Ｔ通信方式である。ＩＳＯ１５６９３規格は、ｍに対して２通りの選択肢、即ちｍ＝１０％又はｍ＝１００％を指定している（特に、ＩＳＯ１５６９３規格において、タグは、リーダ変調指数１０〜３０％又は１００％で動作しなければならないことが指定されている。）。ほとんどのリーダ及びタグ製造業者はｍ＝１０％を使用している。

この変調の間に形成された搬送波包絡線エッジは、搬送波強制機能振幅が減少するにつれて放散するタグの余剰蓄積エネルギーに起因して、システムの磁界においていずれのＬＣ共振回路にも過渡応答が生じる。この蓄積エネルギーの過渡現象（「自然応答」ともいう。）の検出は、例えば、本出願人（即ち、チェツクポイント システムズ， インコーポレーテツド）のパルス受信システムに配されているＲＦ／ＥＡＳ検出法の根幹である。ＲＦＩＤタグ信号方式と関連づけられたこの固有の物理的特性を用いることにより、ＥＡＳ機能をシステムの自然内在的側面として含めることができる。さらに、本発明は、共有アンテナ構造のみならず回路構成の重複における費用とスペースの非効率を避ける送信機部の大部分の共通使用を可能にする。

本発明のステップ受信システム及び方法は、タグスループット、両技術の検出性能及び製造コストにおける利点を提供する。

詳細に後述するように、本システムと方法は、ＥＡＳタグと１３．５６ＭＨｚのＨＦ（高周波）ＲＦＩＤタグを同時に検出する。一例として提案されるＲＦＩＤ技術は、ＳＬＩチップに固有のカスタムコードを使用するだけでなく、ＩＳＯ１５６９３に準拠している。

ＲＦＩＤコマンドの同期化は、セキュリティゲートにおいて性能を大きく収縮させるものとして正しく識別されてきた。セキュリティゲートにおけるＲＦ搬送波の同期化と、全てのセキュリティゲート間におけるＡＭ（振幅変調）コマンドの同期化との２つの同期化レベルが維持される必要がある。ＡＭコマンドの同期化の必要性は、広範囲な性能という意味を含む。ＲＦＩＤタグは、それらが自律的に動作できるように、より低い電力レベル及びアンテナ指向性でインタフェースを扱うことができるＰＯＳ（point-of-sale：販売時点情報管理）で処理されることによりＰＯＳアンテナ周辺での結合及び遮断を最小化する。しかしながら、セキュリティゲートは、店中の他のセキュリティゲートにおける活動を参照する。このことは、リーダコマンド変調がセキュリティゲート間で同期化されることを必要とする。コマンドの同期化を複雑にしている要因は、ＩＳＯ１５６９３が、衝突の検出及び解決の責任をリーダ側に負わせているということである。つまり、全てのＲＦＩＤタグの衝突が全てのセキュリティゲートにおいて解決されることが望まれる場合、全てのセキュリティゲートは、中央同期ソースへ衝突の存在を通信できなければならない。その場合、中央同期ソースは、１つのゲート内での衝突の可能性、ゲート数及び必要な解決ステップ数に依存して決まる各セキュリティゲートでの非確定的なスループット内でその衝突が発生したか否かにかかわらず、全てのリーダに対して指令することによって衝突を解決するための新規コマンドを送信する。所与のセキュリティゲートにおけるタグ密度は、所与の時間において１６を大きく下回るものと見なされている。

同期化に関して、Ｉ−コードＳＬＩ「高速インベントリ（fast inventory）」カスタムコードが使用されることによって１６タイムスロットを有するＲＦＩＤタグにポーリングを行う。複雑さ及びスループットの考察から、衝突を直接解決しようとはしていない。しかしながら、１６スロットポーリングサイクルは約７３．２ミリ秒を要するため、自動４ステップ衝突マスクを次のように循環することができる。即ち、マスクなし（全タグが応答）、マスク＝１（奇数番号のタグのみが応答）、マスク＝２（ＬＳＢに隣接するビットがセットされて終わっているタグのみが応答）、及びマスク＝３（ＬＳＢ２桁が「１１」で終わっているタグのみが応答）。これにより、スクリプト化された衝突防止シーケンスのための２９２．８ミリ秒の合理的な周期的サイクルを可能としながら、大部分の衝突の自動解決を可能としている。

同期リンクを作成するには２つの方法がある。１つは、全てのセキュリティゲートを物理的に配線することである。２つ目は、同期を必要とする作用そのものを利用することである。つまり、無線同期システムは、通常通り、１３．５６ＭＨｚの搬送波でコマンド変調を送信する。システムの他の全てのセキュリティゲートは、コマンド変調エッジを探し、それに位相ロックを確立し、それぞれの位置において信号を送り返す。類似の同期方法が、各セキュリティゲート内の１３．５６ＭＨｚのＲＦ搬送波に使用されている。

先に述べたように、１３．５６ＭＨｚのＲＦＩＤ及び８．２ＭＨｚのＥＡＳを同時にリアルタイムで共に検出することは、２つの周波数の相互の相対的な近接度（１オクターブ未満）の理由から難問である。帯域通過フィルタリング技術は、時間領域と周波数領域との間の逆の関係、即ち、周波数領域におけるフィルタが鋭ければ鋭いほど、時間領域におけるその過渡応答が長くなるという関係のために、特に８．２ＭＨｚのＥＡＳ部分に問題がある。本来ＥＡＳタグの検出は時間領域プロセスであるため、２系統のシステムを同時に共に走らせることは良い選択肢ではない。これを解決する２つの方法があり、その一方は他方より技術的に困難なものである。

本発明を以下の添付図面と関連して説明するが、図面において同じ参照番号は同じ構成要素を示している。

本発明２０は基本的に、図１に示すように、基本的には、ＲＦＩＤリーダ２２と、単一の筐体２６に配置されてもよいＥＡＳステップ受信式受信機２４とを備えて構成され、それらの各々はそれぞれアンテナ２８及び３０を有する。動作中には、ＲＦＩＤリーダ２２が、ＲＴＦコマンドを用いて変調されたＲＦＩＤ搬送波周波数（例えば、１３．５６ＭＨｚ）を含む刺激信号３２（図４）を放射する。ＲＦＩＤタグ１０が存在してそのＲＦＩＤ周波数に同調されている場合、ＲＦＩＤタグ１０はＲＦＩＤリーダ２２によって検出される応答３４（図５）を放射する。その付近にＥＡＳタグ１２も存在してＥＡＳ周波数（例えば、８．２ＭＨｚ）に同調されている場合、ＥＡＳタグ１２は、ＥＡＳステップ受信式受信機２４によって検出される（刺激信号３２によって引き起こされる）自然応答の「リングダウン」信号３６を放射する（図６）。上記刺激信号３２と上記リングダウン信号３６は時間的にほとんど同時に発生するが、ＲＦＩＤ応答３４は時間的に後で発生することが理解されるべきである。

図２は、ある企業７３の入口／出口におけるセキュリティ架台７１Ａ／７１Ｂの対の一例（例えば、Ｃｈｅｃｋｐｏｉｎｔ Ｓｔｒａｔａ^ＴＭＰＸ架台等）を表している。本発明２０の単一の筐体２６は、図３に示すように、２つの架台７１Ａ／７１Ｂのうちの１つにおいて、典型的にはベース７５に配置されてもよい。内部電源７７は、ＲＦＩＤリーダ２２、ＥＡＳステップ受信式受信機２４及び他の関連する電子機器に電力を供給する。ＲＦＩＤリーダ２２及びＥＡＳステップ受信式受信機２４を、各架台７１Ａ及び７１Ｂに含めることも最も広義の本発明の範囲内であることが理解されるべきである。

上記本発明２０のシステムは、ステップ受信法を用いて１３．５６ＭＨｚのＲＦＩＤ識別タグ及び８．２ＭＨｚのＥＡＳ識別タグを同時にリアルタイムで共に検出するためのシステム及び方法の一例としての実施の形態を提供する。本実施の形態においては、ＩＳＯ１５６９３ＲＦＩＤプロトコル（後述する）を使用した。本実施の形態は、以下の２つの部分におけるテストを含む。

（１）例えばチェックポイント社製ＴＲ４０２４パルス受信装置等のＥＡＳパルス受信システム（図７に示すＥＡＳ送信機２３Ａ、ＥＡＳ受信機２３Ｂ及びパルス受信アンテナ２３Ｃを備えたＥＡＳ送受信機２３ともいう。）であって、そのＥＡＳ送信機２３Ａ’が１３．５６ＭＨｚで送信を行うように変更された（図８を参照。図８では、直接デジタル８．２ＭＨｚ合成器（ＤＤＳ）に接続されたＲＦ増幅器がディスエーブルとされ（図８に「Ｘ」印で示す。）、かつ外部１３．５６ＭＨｚ信号発生器が変形されたＥＡＳ送信機２３Ａ’における帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）に信号を送るようにしている）該システムのみを用いた概念部。ターゲットとして、チェックポイント社製ＥＡＳ＃４１０テストタグ１２を使用した。

（２）ＥＡＳステップ受信式受信機２４と組み合わせてＩＳＯ１５６９３に従うＲＦＩＤリーダ２２（例えば、フィリップス社製遠距離リーダ）を用いた「ステップ受信」部（図９）、例えば、図１０に示すように、ステップ受信アンテナ３０と共にＥＡＳステップ受信式受信機２４を形成するように変更されたＴＲ４０２４のもう１つの受信機部。ＲＦＩＤリーダ２２（例えば、フィリップス社製遠距離リーダ）は刺激信号３２を与えるものであるため、上記ＥＡＳパルス受信システム（又は送受信機）２３の送信機部２３Ａがディスエーブルとされた（図５ＡにＸ印で示す）。チェックポイント社製ＥＡＳ＃４１０テストタグ１２及びチェックポイント社製ＲＦＩＤ＃５５１２４６タグ１０をターゲットとして使用した。

フィリップス社製リーダ及びチェックポイント社製ＴＲ４０２４パルス受信システムは一例にすぎず、本発明は他の従来の送受信機及びリーダを用いて実施できることが理解されるべきである。

前に述べた通り、上記例示のＥＡＳパルス受信システム又は送受信機２３は、Ｃｈｅｃｋｐｏｉｎｔ Ｌｉｂｅｒｔｙ^ＴＭ製品ラインで使用される標準的な電子機器モジュールであるＴＲ４０２４である。図７に示すように、ＴＲ４０２４は基本的に、送信／受信の両機能を実現するのに直接デジタル合成（ＤＤＳ）技術と共にデジタル信号処理（ＤＳＰ）技術を使用するＥＡＳ送信機２３ＡとＥＡＳ受信機２３Ｂを含んでいる。さらに、ＴＲ４０２４は、後に詳細に説明するようにテストの実行を遂行するために容易に変更され得ることがハードウェア及びソフトウェアを共にサポートしている。さらにまた、ＴＲ４０２４には、他のチェックポイント製品とインターネットを介して通信する能力がある。

テストの第１の（「概念的な」）部分は、全ての送信バーストに対して正確に１３．５６ＭＨｚで送信するようにＥＡＳ送信機２３Ａを変更した（図８のＥＡＳ送信機２３Ａ’参照）点以外は標準的なＥＡＳパルス受信電子機器（図７）から構成した。送信パターンはその他の点で変化がなかった、即ち、デューティサイクル、パルス幅及びパルス時間は同一に保たれた。次いで上記電子機器を配置し、Ｃｈｅｃｋｐｏｉｎｔ Ｓｔｒａｔａ^ＴＭＰＸアンテナ装置に接続した。このシステムは、チェックポイント社製ＥＡＳ＃４１０テストタグ１２を検出することができた。特に、タグ１２が１２インチの距離に置かれたとき、上記電子機器は警告を発した。テストタグ１２は、２ループアンテナの最上部の中心軸に沿ってアンテナと平行に運搬された。タグアンテナの指向性は検出に有利なように配慮されるべきである。上記パルス受信送信パターンは、振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）形式とみなすことができる。従って、このタイプのテストは、１００％の変調レートで動作するＩＳＯ１５６９３質問機と同様である。

特に、この初期の実験は、１３．５６ＭＨｚの送信機を用いてＥＡＳリングダウンを立証するために実行された。この方法は、１００％の変調指数（オン／オフキーイング）におけるステップ受信動作の妥当な同等物と見なすことができる。１００％の完全変調で動作することにより、本システムは、「ステップ受信」システムというよりむしろ「パルス受信」システムとして分類することができる。図８に示すように、（パルス受信特性を生成するために、通常、ＥＡＳ送信機２３Ａに使用される）スイッチ１４を使用して受信期間中に１３．５６ＭＨｚ送信機を閉止することにより、厳しい要件を有する１３．５６ＭＨｚ帯域阻止フィルタの必要性がなくなる。このテストは、典型的な１０％の変調指数におけるステップ受信の実現への簡易な第１ステップである。

この実験に必要となるのは、変形ＥＡＳパルス受信システムとＣｈｅｃｋｐｏｉｎｔ ＳｔｒａｔａＰＸアンテナのみであった。ＥＡＳパルス受信電子機器に対して１つの変更を加える必要があった。即ち、外部から供給される１３．５６ＭＨｚの信号が電力増幅器を、かつ究極的にはアンテナを駆動させるように送信機系統を切断した。受信機と検出アルゴリズムは変更しなかった。即ち、全てのパルス幅、ＲＸサンプリング時間及び信号レベルはそのまま保たれた。変形されたＥＡＳパルス受信送信機２３Ａ’のブロック図を図８に示す。

チェックポイント社製ＥＡＳ＃４１０テストタグを、好ましい指向性で質問領域内に配置した。タグがＣｈｅｃｋｐｏｉｎｔ Ｓｔｒａｔａ^ＴＭＰＸアンテナの１２インチの範囲内にあったとき、ＥＡＳシステムは一貫して警告を発した。

様々な規制局が、許容される放射送信の条件を定めている。典型的なＥＡＳ帯域で許容されるものと１３．５６ＭＨｚのＩＳＭ帯域とで許容されるものとの間には大きな差がある。同じアンテナ形状の下において１３．５６ＭＨｚで送信が行われる場合、許容電流の８．８倍の増加を仮定する。電流関数に対するｘ^１／３倍の検出値を用いることにより、最大２．１倍の検出値の増加が実現される。先の結果に基づき、「ゲート」ごとに最大２５インチの検出領域が予測される。この推定値は、ＩＳＭ１３．５６ＭＨｚ帯域における側波帯要件を考慮に入れていない。規制問題のさらに完全な検討については後述する。

テストの第２の（「ステップ受信」）部分（図９）は、ＥＡＳステップ受信式受信機２４（図１０）とＲＦＩＤリーダ２２を用いることにより完成した。ＥＡＳ送信機２３Ａは必要でないため、ディスエーブルにした。さらに、ＥＡＳステップ受信式受信機２４を、小型の３回巻き円形ループアンテナ３０に接続した。この分離型受信専用アンテナ３０により、ステップ受信式受信機２４と結合された１３．５６ＭＨｚのエネルギーが現象し、従って必要な受信機フィルタリングのレベルが減少した。ステップ受信の「ステップ」を送信するためのセットアップにＲＦＩＤリーダ２２を使用した。さらに、このリーダ２２はその目的の機能、即ち、ＩＳＯ１５６９３ＲＦＩＤタグ１０への通電及び読み込みの機能を提供し続けた。リーダのメーカーによって提供された典型的なアンテナは、より低いＱを有する試作品アンテナ２８に置き換えた。後に詳述するように、より低いＱを有するアンテナ２８は、変調エッジにおいて高速立上り及び立下り時間を提供するために必要であった。これらの鋭いエッジは、「受信」の前の適切な「ステップ」を与えるために必要である。テスト結果により、アンテナ２８／３０の６インチの範囲内に置かれた８ＭＨｚのＥＡＳタグ１２が、従来のパルス／受信ＥＡＳシステムで見られるのと同様のエネルギーリングダウンを引き起こすことが示された。再び、タグ１２を両方のアンテナ２８／３０に関して有利な位置に置いた。実際のオシロスコープ軌跡を図１１及び１２に示す。

本システム／方法について検討する前に、ステップ受信法及びＩＳＯ１５６９３について検討する。

ステップ受信技術．
ＩＳＯ１５６９３．
ＩＳＯ１５６９３として知られている規格化されたＲＦＩＤプロトコルは、ＲＦＩＤリーダ−タグ間通信の方法を指定している。その空中線インタフェースは、１３．５６ＭＨｚの搬送波を使用したリーダ−タグ間通信を指定している。リーダからタグへのコマンドは、この１３．５６ＭＨｚの搬送波において周期的に離間された変化（「変調エッジ」ともいう。）により確立される。搬送波振幅におけるこれらの変化又は降下は、ステップ受信技術における「ステップ」の基礎を形成する。従って、ステップ受信は、ＲＦＩＤのＩＳＯ１５６９３規格の副産物と見なすことができる。しかしながら、詳細に後述するように、本発明２０においてはこれらの変化又は降下は丸みを帯びずに「尖鋭である」必要があることが理解されるべきであり、以下「下降遷移」３２Ｂと呼ぶ（図４及び図１３参照）。本発明２０の主要な特徴の１つは、ＲＦＩＤリーダ２２送信機が、刺激信号３２においてそのような尖鋭な下降遷移３２Ｂに対応するように変更されていることである。

このＩＳＯ１５６９３の搬送波は、振幅変化に伴って、別個の２つの部分に分割することができる。第１の部分は、単純に定振幅ＲＦ搬送波である。他方、第２の部分は、同様に１３．５６ＭＨｚで第１の部分と同相のオンオフキーイングである。ＩＳＯ信号のこの概念的な分離は、重ね合わせの法則により可能となる。ＥＡＳタグは刺激周波数とは無関係にその固有周波数でリングダウンするため、ＥＡＳタグが質問領域内に運ばれると、コマンド変調エッジ（振幅の降下）において８ＭＨｚの指数関数での減衰が生じる。その結果、本発明２０の刺激信号３２は、次の構成部分を有する連続信号を含むものと言うことができる。即ち、第１の非変調成分３２Ａ、尖鋭な下降遷移部３２Ｂ、変調成分３２Ｃ、尖鋭な上昇遷移部３２Ｄであり、この後に次の非変調成分３２Ａが続く。

十分に理解されることであろうが、ＲＦＩＤタグ１０は、そのタグ１０が受信する１３．５６ＭＨｚの搬送波における周期的に離間された一連の変化に基づくＲＦＩＤ応答信号３４で刺激信号３２に応答する。これに対し、ＥＡＳタグ１２は、下降遷移部３２Ａがタグ１２を刺激させるたびにその「リングダウン」信号３６を送信する。テストにより、ＲＦＩＤリーダ２２とＥＡＳステップ受信式受信機２４は、それぞれのタグを互いに約０．１秒以内に検出することができることが示された。

変調エッジ及びアンテナＱ．
ＩＳＯ１５６９３規格は、コマンド変調エッジにおける最大立上り及び立下り時間を指定している。この最大限界は簡単に実行できるが、丸みを帯びた変調エッジをもたらす。これらのエッジが丸ければ丸いほど、ＥＡＳリングダウンを見ることが困難になる。その結果、ステップ受信はいかなるＩＳＯ１５６９３に従うリーダ／アンテナとも協働しないであろう。

このことをもっとよく理解するためには、Ｑの定義を検討しなければならない。Ｑは「品質係数」と定義され、周波数選択性の測定尺度又はアンテナ回路のピークの鋭さの測定尺度であり、数学的には以下の通り定義される。

ここで、ｆ_ｃｆは中心周波数又はＲＦＩＤリーダ送信機周波数であり、ＢＷはＲＦＩＤリーダアンテナ回路の中心周波数を下回ってその応答が３ｄＢ以下であるような中心周波数近辺の周波数帯域である。

Ｑは共振周波数で蓄積されたエネルギーと放散されたエネルギーとの測定尺度であるとも見なされ、言い換えれば、次式（２）が成り立つ。

ここで、ω_０はアンテナ回路の共振角周波数であり、Ｌ及びＲはそれぞれアンテナ回路のインダクタンスと抵抗である。上記Ｌ及びＲは一例であるに過ぎず、Ｑがキャパシタンス（Ｃ）、抵抗（Ｒ）及び／又はインダクタンス（Ｌ）で定義されるような他のアンテナ回路構成を使用することもできることが理解されるべきである。

時定数τ（初期値の３６．８％までの立上り／立下りへの応答に要する時間と定義される。）と、周波数ｆ_０を用いたアンテナ回路の上記Ｑとの間には、線形関係がある。特に、次式（３）又は（４）が成り立つ。

ＴＲ４０２４パルス／受信システム（τ≒１００ｎｓ）と同様の立上り／立下り時間を選択すると、その結果、Ｑ＝４．３が与えられる。

この低いＱの値は、ＲＦＩＤリーダ２２が供給される標準のアンテナとは異なるアンテナ、又はＩＳＯ１５６９３立上り／立下り時間要件によって間接的に指定されるアンテナの必要性を要求する。

「ステップ受信」では、もう１つ別のＱ要件も要求される。ＥＡＳ帯域及びＲＦＩＤ帯域の両帯域で動作するためには、アンテナシステムは、広範囲の周波数スペクトルにおいて適切にエネルギーを伝達する必要がある。特に、従来のＥＡＳ帯域は７．４ＭＨｚ〜８．７ＭＨｚまでの範囲である。従って、アンテナシステムは、７．４ＭＨｚ〜１３．５６ＭＨｚ以上で動作する必要がある。従って、次式（１）、即ちＱ＝１．１である。

上記Ｑをさらに大きく低下させて貴重な送信機電力を浪費するよりも、ＥＡＳ受信用の別個のアンテナが好ましい。これによって、ＥＡＳステップ受信式受信機２４において必要とされる１３．５６ＭＨｚノッチフィルタの負担も減少する。

なお、アンテナシステムのＱを低下させることは、アンテナループに沿って直列抵抗の挿入を必要とすることに注意すべきである。送信機電力を増大させると、送信機電力のこの損失を補償することができる。これは製品全体のコストを増加させることになり、放射送信に負の影響を与える場合がある（放射送信については本文で後述する）。

フィルタ要件．
８ＭＨｚのリングダウンを検出するためには、ＥＡＳ受信機がＩＳＯ１５６９３リーダ送信機から合成されるエネルギーをろ波する必要がある。この１３．５６ＭＨｚの大きな信号は、ＥＡＳリングダウンの小さな信号に比べてその振幅が大きい場合、いかなる受信機に対しても容易に受信を遮断する。本来、刺激は望ましくないが、応答は望ましい。

１３．５６ＭＨｚの搬送波を取り除くために必要なフィルタは実現が困難である。ＥＡＳ帯域とＲＦＩＤ帯域は、その間隔が１オクターブ未満である。回路理論では、フィルタ通過帯域がその阻止帯域に近くなればなる程、与えられた減衰量を達成するのにより多くの電極（回路要素）が必要になると述べられている。帯域幅と時間応答との間の逆の関係のために、必要な電極数が大きくなると、過渡応答に負の影響を与えることになる。特に、変調ステップの間のフィルタ部のエネルギー減衰によりＥＡＳタグのリングダウンをマスクすることがある。その問題は、パルス受信システム一般において広く認められる。

その解決策は、ＥＡＳステップ受信式受信機２４のパス全体に渡って重要な位置に配置されるアクティブフィルタを使用することである。多重フィードバック帯域通過フィルタ（ＭＦＢＰ）は過渡応答を減少させるが、周波数応答特性は維持する。アクティブフィルタを使用することにより、インダクタの必要性も、無くなるとまではいかないが減少する。

アクティブフィルタは、演算増幅器を必要とする。オペアンプはインダクタよりかなり高価格であるので、電子機器のコストが増す。オペアンプはまた、どんなシステムにも広帯域の雑音を与える。このフィルタ／フィードバックの実現によって、上記付与された雑音は通過帯域内となる。従って、最も低い雑音のオペアンプを使用すべきである（

）。また、非常に高速のスルーレートも必要である（＞５００Ｖ／μｓ）。

折衷案としては、ＭＦＢＰフィルタの入力と回路接地とに取り付けた数個の直列共振回路を使用することである。これにより、フィルタリングのアクティブ部分の負荷は減じられるが、過渡応答を長引かせる。一般に、インダクタは許容誤差が広く、同調型インダクタ及び／又はコンデンサが必要となる。

最終的に、フィルタ要件を低減させる最良の方法は、ＥＡＳ信号を受信するのに別個のアンテナを使用することである。システムの検出範囲に影響を与えずに、ＲＦＩＤアンテナとＥＡＳ受信専用アンテナとの結合を最小化することができる。

どのＥＡＳ周波数にするか？
全世界の規制当局が、ＥＡＳ動作を特定の周波数帯域に制限している。これらの制限規定はシステムの送信機には適用されるが、受動的要素であるＥＡＳタグには適用されない。タグは、いかなる所望の周波数においても共振し得る。

周波数の選択においては、考慮すべき性能関連の問題がいくつかある。刺激周波数（送信機）がタグの自然共振周波数に近ければ近いほど、タグによって蓄積されるエネルギーは多くなる。システムの検出範囲は、タグのエネルギー蓄積の直接の結果である。この物理法則は、タグの共振周波数が１３．５６ＭＨｚ、即ちステップ受信動作における唯一の刺激信号源、又はその近辺にあることを示している。

しかしながら、いくつかのトレードオフがある。１３．５６ＭＨｚ又はその近辺の共振周波数を有するＥＡＳタグを使用すると、最大のエネルギー蓄積が得られ、特殊なフィルタリングは必要なくなるという点が知覚される利点である。しかしながら、ＥＡＳタグの指数関数的減衰の検出に困難がある。ＥＡＳリングダウンは、ＩＳＯ１５６９３によって、常時オンとなるＲＦＩＤリーダ送信機によりマスクされる。ステップ受信法では、ＲＦＩＤコマンド変調ステップ、即ち振幅変化の間に、ＥＡＳタグの存在を探索することが奨められている。刺激周波数と共振周波数が大きく離れている場合でさえ、この変化のときにタグからのエネルギーの微小な放射を観測することは難しい。周波数を同じにすることは、問題をさらに複雑にする。

共振周波数が１３．５６ＭＨｚとは大きく異なるＥＡＳタグを使用すると、エネルギー保存がはるかに低いものとなる。しかしながら、この方法には、１つの重要な利点がある。ＥＡＳ周波数及びＲＦＩＤ周波数を大きく分け隔てることにより、フィルタ要件が緩和される。この利点とは別に、結論は、タグ信号をより簡易なフィルタ仕様と交換することは価値ある妥協策ではないということである。より低い共振周波数を有するＥＡＳタグを用いることは、良い解決策ではない。

現行のＥＡＳ周波数帯域（７．４ＭＨｚから８．７ＭＨｚ）が、ステップ受信動作に最良の選択である。タグは１３．５６ＭＨｚの刺激信号から十分な量のエネルギーを蓄積することができる。しかし、リングダウン周波数は、それが検出されるのに十分なだけ１３．５６ＭＨｚから遠く離れている。ＥＡＳフィルタ要件は厳しいものであるが、実現可能である。

現在のＥＡＳタグの使用には、他の利点もある。タグシステム相互作用に関する多くの知識が、何年にも渡るＥＡＳ電子機器の開発を経て得られている。既存の電子回路及びアルゴリズムをステップ受信システムに移行することができる。実際に、先に述べたように、変形されたＥＡＳ受信機を概念部及びステップ受信部の両方で使用した。

ステップ受信テストの詳細．
この実験で使用した主要なハードウェア要素が３つあり、それらは、フィリップス社製ＳＬＲＭ９００ Ｉコードリーダ（ＲＦＥＤリーダ２２用）、変形されたＴＲ４０２４（ＥＡＳステップ受信式受信機２４用）及びアンテナ対（２８はＲＦＩＤリーダ２２用、３０はＥＡＳステップ受信式受信機２４用）である。使用された追加の実験設備は、デュアル電源、ラップトップコンピュータ、関数発生器及びオシロスコープ等を含んだ。ブロック図を図９に示す。

フィリップス社製ＲＦＩＤリーダ．
フィリップス社製ＳＬ ＲＭ９００ Ｉ＊コードロングレンジリーダモジュールが、総合的な ＳＬ ＥＶ９００評価キットの一部としてユーザに提供されている。このキットには、矩形ループアンテナ及びマッチングネットワーク、デモソフトウェア及びＩコードＲＦＩＤタグの選択が含まれる。

上記供給品のアンテナは、約２７のＱを有する。前段のパラグラフで述べたように、この高い品質係数により、変調エッジはステップ受信検出に必要とされるよりも丸みを帯びる。代替のアンテナ及びマッチングネットワークについて本文で後述する。

本キットで配布されるデモソフトウェアは、Ｉコードデモｖ３．０３である。初期の構成及び動作にはラップトップコンピュータが必要であった。

ステップ受信実験の間中、ＲＦＩＤ性能を継続的に確認するのにＩコードＩタグを使用した。

リーダ２２自体は、変調指数１０％、及び出力電力３．７５ワットに構成した。フィリップス社製ＳＬ ＲＭ９００Ｉ＊コードロングレンジリーダはテストの目的で０〜４ワットの可調整出力電力範囲を有するが、出力電力を３．７５ワットに保持し、実験の間中、設定を変更しなかった。本システムを「シリアルナンバー読取り」モードで運転した。また、リーダハードウェアは変更しなかったが、非割込み方式で、いくつかのデジタル信号を使用してＴＲ４０２４パルス受信式受信機を同期させる。

ＴＲ４０２４の変形例．
ステップ受信のためのエネルギー源はＲＦＩＤリーダ２２であるため、ＴＲ４０２４送信機２３Ａは必要でなく、従って図１０に示すようにディスエーブルにした。送信機２３Ａをディスエーブルにするには、単にＴＲ４０２４送信機レベルをゼロに設定するだけでは十分でなかったことに注意すべきである。これは、電力ＦＥＴ ＤＣレールをＤＣ０Ｖに設定するだけである。ＦＥＴゲートからアンテナ３０へ通過する漏れが依然としてあった。これは、実験の初期において、いくつかの誤りを招く結果を引き起こした。さらに、ＥＡＳリングダウンがディスエーブル状態のＥＡＳ送信機２３Ａを通じて戻ってこないように、並列コンデンサ／インダクタの組合せ（Ｃ１１２／Ｌ１０、図示せず）を取り除いた。

ＴＲ４０２４における変形の大部分は、その受信機回路に対して行われた。この第１の理由は、ＲＦＩＤリーダ２２から１３．５６ＭＨｚ刺激信号３２をろ波することであった。さらに、通常はＴＲ４０２４におけるＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）によって制御される受信機オンオフゲート制御は、ＲＦＩＤリーダ２２からコマンド変調パルスを用いて行った。

フィルタは、受信機パスを通って数箇所の位置に配置した。アンテナポートから開始し、分路コンデンサを追加することにより、Ｌ３（図示せず）に１３．５６ＭＨｚの並列共振回路を作成した。多重受信機入力のうちの１つだけが必要とされるため、入出力間のＫ６−Ａ（図示せず）にジャンパを配置した。Ｃ１９２（図示せず）に代えてフィルタ板を追加した。この小さい娘ボードは、サイエンティフィック・ジェネリクス社の設計であり、「ＲＦＩＤ／ＲＦ−ＥＡＳ復号システム」の第４章に準拠している。受信機ゲート機能を実現するため、Ｒ７９（図示せず）を取り除き、ＲＦＩＤリーダからのジャンパに置き換えた。このゲート制御信号はコマンド変調である。基本的に、変調信号からの立下りエッジ、即ち「ステップ」は、ミキサ／復調器Ｕｌ７をイネーブルにする。立上りエッジはこのチップをディスエーブルにする。

フェーズドアレイシミュレーションソフトウェア（ＰＡＳＳ）構成を、最大受信機利得及びゼロ送信機出力に設定した。受信機のアナログ部だけが必要であったので、他の全ての手動による設定は無関係である。

ＥＡＳ検出を容易にするために、局部発振器を固定周波数に設定した。この設定周波数は、ＥＡＳタグ１２の共振周波数に非常に近くした。これにより、ベースバンドリングダウンがオシロスコープ１３（図９）上でより見やすくなる。これは受信機にとって有利な条件であり、様々なＥＡＳタグを使用するときには不可能である。信号は、ＴＲ４０２４においてＴＰ７（図示せず）に接続された外部の信号発生器（例えば、関数発生器）から供給された。Ｒ４１（図示せず）は、オンボード局部発振器（Ｕ８、図示せず）からの結合を防ぐために取り除いた。

ＥＡＳステップ受信式受信機２４は、タグのリングダウンをいつ「受信」するかを知る必要がある。これを実現するために、ＲＦＩＤリーダ２２からのコマンド変調信号が使用される。その信号は、ＴＲ４０２４ミキサー／復調器Ｕ１７（図示せず）のＡＧＣ（自動利得制御）ピンに接続される。この接続方法は非割込み方式であり、従ってバッファは不要である。この信号の反転形を使用して、「外部ＬＯ」ともいわれる外部信号発生器（例えば、関数発生器）のゲート制御を行っている。これにより、コマンド変調と局部発振器との間の位相関係が各「ステップ」において不変に保たれる。これらの信号のいずれかをオシロスコープ１３のトリガとして使用した。

低いＱを有するＲＦＩＤアンテナ及び受信専用ＥＡＳアンテナ対．
アンテナに要求されるＱは、そこを通過させられる必要な信号に直接に関係する。ＲＦＩＤリーダ送信機が尖鋭な変調エッジを有する刺激信号３２を供給することが必要である。ステップ受信法は、これらのエッジにおける十分な「ステップ」に依存している。先に述べたように、ＲＦＩＤリーダ２２を備えた供給品アンテナのＱは約２７である。これにより、ＢＷはわずかに５０２ＫＨｚとなり、任意の信号の最小の立上り時間ｔ_ｒ（信号がその最終的な値の１０％から９０％まで遷移する時間）は次式のようになり、即ち、ｔ_ｒ＝０．６μｓである。

このアンテナを用いてステップ受信法を立証することはできない。

新しいアンテナとアンテナ回路が必要であった。図１４は、この新しいアンテナ／アンテナ回路の１つの好ましい実施の形態を表わしている。「デキューイング（de-Q-ing；Ｑを減少させる）」抵抗器４０を使用してＲＦＩＤリーダアンテナ２８のための適切なマッチングネットワーク３８を作成するのに、１３．５６ＭＨｚの中心周波数（ｆ_Ｃｆ）でインダクタンス（Ｌ）と抵抗（Ｒ）を測定し、次いで数式（２）を用いてＱを計算した。マッチングネットワークを一旦アンテナ２８とデキューイング抵抗器に接続して、作成された回路の周波数応答を測定した。１３．５６ＭＨｚ又はその近辺をピーク共振点として、刺激信号３２の周波数が１３．５６ＭＨｚからいずれかの方向に離間するように変化するにつれて、上記応答は減少した。上記応答がピークより３ｄＢだけ小さくなる周波数が、回路の帯域幅（ＢＷ）である。数式（１）を用いて上記Ｑを計算し、数式（２）を用いて得られる計算値と比較した。これらの２つの計算の結果は近接していた。

ＴＲ４０２４送信機の立上り時間は、１００ｎｓのオーダーにある。数式（２）にこれを当てはめると、アンテナのＱは４．２６という結果になる。そのような低いＱ値を有するアンテナでは、ＲＦＩＤシステムの検出範囲に支障を生じるであろうということが課題であった。妥協点のＱ値である６．４を実際に実験で使用した。このＱ値は、アンテナ回路のＱ値を可能な限り４．２６の近辺まで近づけるように低下させるような利用可能なデキューイング抵抗器（１％）を直列に追加して得られた。その結果、刺激信号３２に鋭い立下りエッジが存在した。ある範囲にわたるＱ値を使用することが可能であることが理解されるべきであり、例えばＱ値が６〜７の場合、最大Ｑ値が尖鋭な変調エッジを維持する必要性によって制限される一方、Ｑが低ければ低い程、帯域幅及び帯域内雑音が大きくなるため、最小Ｑ値はＲＦＩＤリーダの帯域内雑音処理能力によって制限される。

新しいアンテナ２８は、Ｑ測定値が約６．４である。これより、立上り時間１５０ｎｓが計算され、１００ｎｓの目標値に近くなる。低いＱを有するアンテナで測定された波形を図１３に示す。

前述の通り、より低いＱ値は、誘導ループの各側にデキューイング抵抗器を直列に追加するだけで達成された。追加されたＲと、新しいループのＬがより大きいものであったという事実とにより、新しいインピーダンス変換ネットワークが必要になった。新しいマッチングには同じトポロジを使用した。特に、アンテナインピーダンスを２００Ω（実数のみ、即ち抵抗部）に変換する差動Ｌ型ネットワーク３８（図１４）を組み込んだ。バラン４２（好ましくは、ラスロフバラン（Ruthroff Balun））により、この２００Ωの差動インピーダンスをシングルエンド５０Ω負荷（同様に、実数のみ）に変換したが、これは同軸ケーブル（図示せず）を介して５０Ω送信機によって駆動することができる。新しいアンテナ／マッチングネットワークの概略図を図１４に示す。

バラン４２は、不平衡伝送ネットワーク（入ってくる無線信号）から平衡システム（ＲＦ復調器）へのインタフェースを提供するので、ＲＦ伝送において標準使用されており、名称もＢＡＬａｎｃｅｄ−Ｕｎｂａｌａｎｃｅｄから来ている。特に、本アンテナ構造はワイヤループアンテナ（平衡型）であり、一方、ＲＦＩＤリーダ２２出力は、接地を基準としてシングルエンドの終端を必要とする（不平衡型）。ラスロフバランは、不平衡１０回巻きから平衡２０回巻きへの変換を利用する。一般に、Ｌ型ネットワークは、あるインピーダンス（実数及び虚数）を他のインピーダンス（例えば、実数部のみ）へ変換する。特に、ＲＦＩＤリーダ２２の出力は、５０Ωインピーダンス（実数のみ）に合うことが望ましい。バランは、Ｌ型ネットワーク３８において５０Ω不平衡から２００Ω平衡へ変換する。

ＥＡＳタグのリングダウンを「受信」するために、分離受信アンテナを使用した。分離アンテナの目的は、ＥＡＳ受信機に結合される１３．５６ＭＨｚのエネルギーを減少させることであった。ここで注意すべき点として、ＥＡＳタグのリングダウンは、タグの自然共振周波数、即ち公称８．２ＭＨｚで起こる。１３．５６ＭＨｚのはるかに大きいＲＦＩＤ信号の存在下でこの小信号を知覚する能力が、「ステップ受信」動作にとって重要な鍵である。ＥＡＳ受信機に結合するＲＦＩＤエネルギーを分離アンテナの使用により減少させると、受信機フィルタの負担は減少する。

新しいアンテナ３０は、直径５インチの５回巻きのループであった。その巻き数は、その結果生じるアンテナインピーダンスが、ＴＲ４０２４が通常Ｃｈｅｃｋｐｏｉｎｔ Ｌｉｂｅｒｔｙ^ＴＭＰＸ２ループを用いて知覚するものと同様のものとなるように選択した。

上記尖鋭な下降遷移部３２Ｂを結果として生じさせるのに、１３．５６ＭＨｚの搬送波周波数の変調は、より高い搬送波周波数を使用する場合より効果がある。図１５で最も明確に見ることができるように、変調が起こると、搬送波振幅は１３．５６ＭＨｚの信号の１サイクル以内に減衰して、それにより非変調成分３２Ａと変調成分３２Ｃとの間の急峻なスロープを可能とする。これに対し、より高い搬送波周波数（例えば、２０ＭＨｚ）は、変調成分３２Ｃ’が（非変調成分３２Ａ’から）達成される前に中間振幅の数サイクルを必要とする。その場合、尖鋭でなくより丸みを帯びた（望ましくない）下降遷移３２Ｂ’が起こる。図１６は、従来のＲＦＩＤリーダと比較して、本発明２０の変形されたＲＦＩＤリーダ２２を用いたより速い電力の低下（変調が起こったとき）を表わしている。

ヨーロッパ規制による放射送信．
ＥＡＳラベルは、１３．５６ＭＨｚで刺激されると、エネルギー蓄積が少なくなる。これは、７．４〜８．７ＭＨｚの典型的なＥＡＳ刺激信号と比較した場合である。しかしながら、これは、より大きな刺激、即ち規制当局によって制限される最大値を使用することで部分的に解消される。以下のパラグラフにおいて、１３．５６ＭＨｚのエネルギー源を使用するとき許容されるアンテナ電流の増加の定量化を試みる。

８ＭＨｚのＥＡＳ帯域で許容される磁界と１３．５６ＭＨｚのＩＳＭ帯域で許容される磁界との間には、重要な相違がある。このＩＳＭ帯域は無免許であるため、はるかに大きな磁界が許容される。異なる周波数とパルスパターンが含まれるため、限界の直接の比較は当てはめられない。しかしながら、テストデータと基本的な磁界の公式を組合せることによって、１つの結果に到達することができる。比較には同じアンテナを使用するものと仮定する。

仕様書には、ＥＡＳ帯域においては３０ｍで５１ｄＢμＶ／ｍが許容されると記載されている。使用する検出器は、疑似ピーク型である。ＲＦＩＤのＩＳＭ帯域では、限界は３０ｍで８４ｄＢμＶ／ｍである。この検出器も、疑似ピーク型である。

疑似ピーク検出器は、特定の信号の「妨害因子」の測定器である。この検出器においては、信号のデューティサイクルとパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）が考慮される。ＰＲＦが低ければ低い程、疑似ピーク測定値はピーク測定値と比べて低くなる。ＣＷ信号の場合、疑似ピーク測定値とピーク測定値との間には差異がない。典型的なＣｈｅｃｋｐｏｉｎｔ Ｓｔｒａｔａ^ＴＭ伝送パターンは、ピーク測定値と疑似ピーク測定値との間に５．４ｄｂの差異を示す。

さらに、周波数効果を考慮する必要がある。使用する遠距離磁界の式は以下の通りである。

ここで、Ｈ_θは磁界強度であり、λは波長である（例えば、２２．１ｍ）。分母における波長依存性を考慮すると、１３．５６ＭＨｚの帯域を使用したとき、８．２ＭＨｚの場合と比べて、磁界における８．７ｄＢの増加がある。表１に、許容される電流の増加を計算する。

要約すると、１８．９ｄＢ、即ち８．８倍だけ送信機電流を増加させることができる。

これまでの議論は、１３．５６ＭＨｚの搬送波についてのみ焦点を当ててきた。いわゆる側波帯、即ち１３．５６ＭＨｚ±７ｋＨｚ以外の周波数で放射されるエネルギーにおいては厳しい制限が存在している。特に、±７ｋＨｚ帯域幅外のエネルギーの場合、３３．５ｄＢだけ限界が低下する。搬送波から１５０ｋＨｚ離れたところでは、限界はさらに１０ｄＢ低下する。尖鋭な変調エッジのために送信機電流を増加させるか、低いＱを有するアンテナを使用するときには、これらの側波帯の制限規定を考慮しなければならない。今までのところ、低いＱを有するアンテナを使用する場合に、側波帯における検出可能な増加は実験で示されなかった。

障害．
低いＱを有するアンテナは、ＲＦＤＤ受信機に対して、より多くの、より広い帯域雑音を許容する。ＲＦＩＤ検出におけるわずかな低下は、受信機への広帯域の雑音ではなく、送信機からの低アンテナ電流に起因するものと仮定した。正確なＲＦＩＤ性能の劣化は分っていない。性能低下のどのくらいの割合が追加された受信機雑音によるものかは分っていない。

また、低いＱを有するアンテナはエネルギーを浪費する。次式を使用することでアンテナ電流における低下を計算することができる。

即ち、

Ｑを有する抵抗器を積極的に切り替えることによって、この浪費されるエネルギーの一部を補うことができる。アンテナと並列した抵抗器の値を効果的に変更することにより、振幅及びＱを変更することができる。この結果、振幅１００％に対する固定アンテナ（及びＱ）となる。変調時、追加抵抗器を切り替えて、ＩＳＯ１５６９３仕様に従い、振幅を１８％低下させることができる。上記追加された抵抗器は、アンテナのＱを低下させ、かつさらに重要なことには、ステップ受信動作にとって望ましい尖鋭な変調エッジを与える。なお、アンテナと直列した任意の抵抗を、並列の等価抵抗に変換し得る。変調時に変更することができるのは、この並列等価抵抗である。この概念図を図１７に示す。最終的に、クラスＤ増幅器を送信機として使用してもよく、「浪費」されるエネルギーがさらに減じられる。

実現の容易さのために、ジェネリクス社製フィルタを変形されたＴＲ４０２４において使用した。１３．５６ＭＨｚでの減衰を約２０ｄＢで測定した。挿入損失はまったく観測されなかった。なお、このフィルタの一部としてジェネリクス社は出力トランスの巻数比を改変することを推奨している。これはステップ受信法の変形には含めなかった。結果として、フィルタ性能を向上することができる。

さらに上質のフィルタを用いると、性能の向上を実現することができる。即座にできる変更は、ジェネリクス社の変更を完全に実行することである。この他、アクティブフィルタは、受信機全体に渡って数段階で設置する必要がある。低雑音高速演算増幅器と共に、多重フィードバック帯域通過フィルタ（ＭＦＢＰ）を組み込むのがよい。ＥＡＳシステム及びＲＦＩＤシステムが同じアンテナを使用する場合は、１００ｄＢの減衰が必要であることを示すことができる。分離アンテナを用いると、必要なフィルタリングの量は減少する。まさに必要なことは、２つのアンテナ間の結合係数に依存して決まる。全てのパルス受信システムにおいてそうであるように、時間領域に基づく受信機構造にとってあらゆるフィルタの過渡応答がきわめて重大である。

ステップ受信の全体的な成功は、ＥＡＳ受信機フィルタにかかっている。その１３．５６ＭＨｚ搬送波を取り除くことができる能力は、ＥＡＳ検出距離に直接影響する。アンテナ構成が一旦決定され、結合係数が決定されると、正確なフィルタ要件を計算することができる。最初のステップとして、ジェネリクス社フィルタを完全に実現するようにすべきである。この情報により、フィルタ性能とＥＡＳ検出距離との相関関係を確立することができる。アクティブフィルタを実現することが強く奨められる。

前述の通り、アンテナＱは非常に重要である。ＲＦＩＤリーダタグシステムは、タグに通電するために比較的高いＱを有する送信機／アンテナを必要とする。逆に、ＥＡＳ受信は、ＥＡＳ帯域とＲＦＩＤ帯域との周波数分離により、低いＱを有するシステムに依存する。アクティブなＱ切り替えアンテナが両方の問題に役立つ。

変調遷移が「下降遷移」３２Ｂである場合（この場合、「上昇遷移」と比べて１３．５６ＭＨｚの信号は少なくなる。）、上記好ましい実施の形態ではＥＡＳ受信機の受信が行われるが、上昇遷移３２ＤによるＥＡＳタグの自然応答の検出を含めることは本発明２０の最も広い範囲の中に入ることが理解されるべきである。好ましくは、この上昇遷移３２Ｄも、下降遷移３２Ｂに関して前述したのと同じ理由で尖鋭なものである。

また、テストにより、ＥＡＳステップ受信式受信機２４及びＲＦＩＤリーダ２２が互いの約０．１秒以内にそれぞれのタグを検出可能であることが示されたことに注意すべきである。ステップ受信動作はＲＦＩＤとＥＡＳ両者の同時動作であり、ＲＦＩＤ動作における性能の損失はない。システムユーザにとって、これはリアルタイムの機能性として現れる。その上、ＲＦＩＤ及びＥＡＳ両方の機能性に単一の送信機のみ（例えば、ＲＦＩＤリーダ２２）が使用されるため、コスト節減とパッケージサイズの縮小が結果として得られる。これに対し、ＥＡＳシステムにＲＦＩＤを結合する試みが行われている他の場合では、共有アンテナ又は分離アンテナと共にそれぞれの送信機が使用される。ＲＦ干渉を避けるために、これらのシステムは時分割多重形式で順に動作を行わなければならない。そのような構成では、基本的には、いかなる任意の時間においても一方のシステムだけ、即ちＲＦＩＤ又はＥＡＳが動作し、その間他方のシステムは待機する。その結果、両システムにおける性能低下とリアルタイムとは呼べない機能性に至る。

本発明をその特定の実施例に関して詳細に説明したが、本発明の精神と範囲から逸脱しない範囲で本発明における様々な変更及び修正を行うことができることは当業者には明らかであろう。

本発明のブロック図である。 本発明と共に使用される一例としての架台の等角図である。 上記架台のうちの１つのベースの１つであって、内部に本発明の電子機器構成が好ましく実装された様子を部分的に示す図である。 典型的なＲＦＩＤリーダのＲＴＦ刺激信号（例えば、１３．５６ＭＨｚの搬送波）を示す図である。 ＲＴＦ刺激信号に応答するＲＦＩＤタグ信号（例えば、１３．５６ＭＨｚの搬送波）を表す図である。 ＲＴＦ刺激信号に応答するＥＡＳ自然応答「リングダウン」信号（例えば、８．２ＭＨｚ）を表す図である。 一般的なＥＡＳパルス受信送受信機のブロック図である。 概念部テストにおける１３．５６ＭＨｚでの動作のための一般的なＥＡＳパルス受信送受信機の変形された送信機部のブロック図である。 本発明のステップ受信テストのセットアップのブロック図である。 本発明のステップ受信式受信機を形成するように変形されたＥＡＳパルス受信システムブロック図である。 ＥＡＳタグが存在しないＥＡＳ受信機ベースバンドのオシロスコープ軌跡を表す図である。 ＥＡＳタグが存在しているＥＡＳ受信機ベースバンドのオシロスコープトレースを表す図である。 尖鋭な変調エッジを示す低いＱを有するアンテナの波形を表す図である。 低いＱを有するアンテナ及びＲＦＩＤリーダのインピーダンスマッチングネットワークの概略図である。 変調時に急峻な遷移を達成するための好ましい搬送波周波数と好ましくない搬送波周波数の振幅対時間図である。 急降下遷移を形成する本発明の電力減少を、変調を使用する他のＲＦＩＤリーダにおける電力減少と比較しながら変調が行われるときの搬送波信号の電力対時間のプロットである。 ＲＦＩＤリーダのための代替アンテナ回路、切り替えされるＱを有するアンテナ回路を表わす概略図である。

Claims (43)

1. 電子商品監視（ＥＡＳ）周波数帯域の周波数に同調されるＥＡＳ共振回路タグからの第１の信号と、無線周波識別（ＲＦＩＤ）周波数帯域の周波数に同調されるＲＦＩＤタグからの第２の信号とを検出するシステムであって、前記システムは、
   上記ＲＦＩＤ周波数帯域内の周波数の搬送波信号であって、ＲＦＩＤタグへコマンドを送るために振幅変調された搬送波信号と、送信信号が上記ＥＡＳ共振回路タグに入射したときに上記ＥＡＳタグに上記第１の信号を放射させる変調エッジとを含む上記送信信号を放射する送信機と、
   上記ＥＡＳ周波数帯域内の周波数に同調され、上記ＥＡＳ共振回路の自然応答を含む上記第１の信号を受信する第１の受信機と、
   上記ＲＦＩＤ周波数帯域内の周波数に同調されかつ上記第２の信号を受信する第２の受信機とを備えたことを特徴とするシステム。
2. 上記送信機と上記第２の受信機がＲＦＩＤリーダを備えたことを特徴とする請求項１記載のシステム。
3. 上記送信機と上記第２の受信機とは、上記送信信号を送信しかつ上記第２の信号を受信するための第２のアンテナを共有することを特徴とする請求項２記載のシステム。
4. 上記第１の受信機はまた、上記第１の信号を受信するために上記第２のアンテナを使用することを特徴とする請求項２記載のシステム。
5. 上記共通のアンテナは約６．４のＱを有することを特徴とする請求項４記載のシステム。
6. 上記共通のアンテナは差動Ｌ型ネットワークを備えたことを特徴とする請求項５記載のシステム。
7. 上記共通のアンテナは、上記差動インピーダンスをシングルエンド負荷に変換するためのバランをさらに備えたことを特徴とする請求項６記載のシステム。
8. 上記アンテナは切り替えされるＱを有する回路を備えたことを特徴とする請求項５記載のシステム。
9. 上記第１の受信機は受信機パスを備え、かつ上記受信機パスは、上記送信信号をろ波する少なくとも１つのアクティブフィルタを備えたことを特徴とする請求項４記載のシステム。
10. 上記第１の受信機は受信機パスを備え、かつ上記受信機パスは、上記送信信号をろ波する直列共振回路を備えたことを特徴とする請求項４記載のシステム。
11. 上記第１の受信機は、上記第２のアンテナとは異なる第１のアンテナを備えたことを特徴とする請求項３記載のシステム。
12. 上記第１のアンテナは複数のループを備えたことを特徴とする請求項１１記載のシステム。
13. 上記複数のループは５つのループを備えたことを特徴とする請求項１２記載のシステム。
14. 上記送信機は約１０％の変調指数となるように構成されたことを特徴とする請求項１記載のシステム。
15. 上記送信機の出力電力は３．７５ワットであることを特徴とする請求項１記載のシステム。
16. 上記変調エッジは立下り変調エッジを含むことを特徴とする請求項１記載のシステム。
17. 上記ＥＡＳ周波数帯域は、７．４ＭＨｚから８．７ＭＨｚまでの周波数範囲を含むことを特徴とする請求項３記載のシステム。
18. 上記ＥＡＳ周波数帯域内の上記周波数は約８．２ＭＨｚであることを特徴とする請求項１７記載のシステム。
19. 上記ＲＦＩＤ周波数帯域内の上記周波数は１３．５６ＭＨｚであることを特徴とする請求項３記載のシステム。
20. 上記送信機、上記第１の受信機及び上記第２の受信機は単一の筐体に収容されることを特徴とする請求項１１記載のシステム。
21. 上記単一の筐体は、企業の入口における１対の架台のうちの１つに収容されていることを特徴とする請求項２０記載のシステム。
22. 上記送信機、上記第１の受信機及び上記第２の受信機は、企業の入口において１対の架台のうちの１つに収容されていることを特徴とする請求項１１記載のシステム。
23. 上記送信信号はさらに、第１の非変調成分、上記下降変調エッジ成分、変調成分、上昇変調エッジ成分及び第２の非変調成分を含むことを特徴とする請求項１６記載のシステム。
24. 上記送信信号は１３．５６ＭＨｚの周波数を含むことを特徴とする請求項２３記載のシステム。
25. 上記下降変調エッジは、上記第１の非変調成分と上記変調成分との間において振幅の急激な減少を含むことを特徴とする請求項２４記載のシステム。
26. 上記上昇変調エッジは、上記変調成分と上記第２の非変調成分との間において振幅の急激な増加を含むことを特徴とする請求項２４記載のシステム。
27. 上記送信機は約１０％の変調指数となるように構成されたことを特徴とする請求項２４記載のシステム。
28. 電子商品監視（ＥＡＳ）周波数帯域の周波数に同調されるＥＡＳ共振回路タグからの第１の信号と、無線周波識別（ＲＦＩＤ）周波数帯域の周波数に同調されるＲＦＩＤタグからの第２の信号とを同時に検出する方法であって、上記方法は、
    （ａ）上記ＲＦＩＤ周波数帯域内の周波数を有する搬送波信号を振幅変調して変調エッジを含む送信信号を形成するステップと、
    （ｂ）上記送信信号を放射して、上記ＥＡＳ共振回路タグ及び上記ＲＦＩＤタグに入射させるステップと、
    （ｃ）上記送信信号の上記変調エッジに応答して、上記ＥＡＳ共振回路タグにより、上記ＥＡＳ共振回路タグにおける上記共振回路の自然応答を含む上記第１の信号を放射するステップと、
    （ｄ）上記送信信号に応答して、上記ＲＦＩＤタグにより、上記第２の信号を放射するステップと、
    （ｅ）上記第１及び第２の信号を検出するステップとを含む方法。
29. 上記第１及び第２の信号を検出するステップは、上記第１及び第２の信号受信するためにそれぞれのアンテナを使用するステップを含むことを特徴とする請求項２８記載の方法。
30. 上記ＥＡＳ周波数帯域は、７．４ＭＨｚから８．７ＭＨｚまでの周波数範囲を含むことを特徴とする請求項２８記載の方法。
31. 上記ＥＡＳ周波数帯域内の上記周波数は約８．２ＭＨｚであることを特徴とする請求項３０記載の方法。
32. 上記ＲＦＩＤ周波数帯域内の上記周波数は１３．５６ＭＨｚであることを特徴とする請求項２８記載の方法。
33. 上記搬送波信号を振幅変調するステップは、約１０％の変調指数を実現するステップを含むことを特徴とする請求項２８記載の方法。
34. 上記送信信号を放射するステップは、約３．７５ワットの出力電力で上記送信信号を放射するステップを含むことを特徴とする請求項２８記載の方法。
35. 上記第１及び第２の信号を検出するステップは、上記それぞれのアンテナにより上記受信された第１の信号に対してアクティブフィルタリングを行うステップを含むことを特徴とする請求項２９記載の方法。
36. 上記第１及び第２の信号を検出するステップは、上記それぞれのアンテナにおいてＱを有する抵抗器を切り替えるステップを含むことを特徴とする請求項３５記載の方法。
37. 上記搬送波信号を振幅変調するステップは、
    非変調の連続的な搬送波信号を供給するステップと、
    上記連続的な搬送波信号を振幅変調して振幅変調搬送波信号を形成し、上記振幅変調が開始するときに振幅の急激な減少が発生されて上記変調エッジの１つを形成するステップと、
    上記振幅変調を非活性化して上記非変調搬送波信号を形成し、上記非活性化が発生するときに別の変調エッジが形成されるようにするステップとを含むことを特徴とする請求項２８記載の方法。
38. 上記振幅変調を非活性化するステップはさらに、振幅の急激な増加を生成して上記別の変調エッジを形成するステップを含むことを特徴とする請求項３７記載の方法。
39. 上記連続的な搬送波信号は１３．５６ＭＨｚの信号を含むことを特徴とする請求項３７記載の方法。
40. 上記振幅変調は約１０％の変調指数を含むことを特徴とする請求項３９記載の方法。
41. 電子商品監視（ＥＡＳ）周波数帯域の周波数に同調されるＥＡＳ共振回路タグからの第１の信号と、無線周波識別（ＲＦＩＤ）周波数帯域の周波数に同調されるＲＦＩＤタグからの第２の信号とを同時に検出する方法であって、上記方法は、
    （ａ）第１の振幅を有する第１の発振信号成分と、上記第１の振幅を下回る第２の振幅を有する第２の発振信号成分であって、上記第１の振幅と上記第２の振幅との間に急激な減少がある上記第２の発振信号成分と、上記第１の振幅を有する第３の発振信号成分であって、上記第２の振幅と上記第３の発振信号の上記第１の振幅との間に急激な増加がある上記第３の発振信号成分とを有する送信信号を発生するステップと、
    （ｂ）上記送信信号を放射して、上記ＥＡＳ共振回路タグ及び上記ＲＦＩＤタグに入射させるステップと、
    （ｃ）上記送信信号の上記急激な増加に応答して、上記ＥＡＳ共振回路により、上記ＥＡＳ共振回路タグにおいて上記共振回路の自然応答を含む上記第１の信号を放射するステップと、
    （ｄ）上記送信信号に応答して、上記ＲＦＩＤタグにより、上記第２の信号を放射するステップと、
    （ｅ）上記第１及び第２の信号を検出するステップとを含む方法。
42. 上記第１の発振信号、上記第２の発振信号及び上記第３の発振信号は、１３．５６ＭＨｚの周波数を含むことを特徴とする請求項４１記載の方法。
43. 上記送信機は約１０％の変調指数となるように構成されたことを特徴とする請求項４２記載のシステム。

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