JP2008312346A - Motor controller and electric power steering device - Google Patents
Motor controller and electric power steering device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008312346A JP2008312346A JP2007157476A JP2007157476A JP2008312346A JP 2008312346 A JP2008312346 A JP 2008312346A JP 2007157476 A JP2007157476 A JP 2007157476A JP 2007157476 A JP2007157476 A JP 2007157476A JP 2008312346 A JP2008312346 A JP 2008312346A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- command value
- current command
- motor control
- control signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
- B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
- B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
- B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
- B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
- B62D5/0481—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such monitoring the steering system, e.g. failures
- B62D5/0487—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such monitoring the steering system, e.g. failures detecting motor faults
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
- B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
- B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
- B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
- B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
- B62D5/0481—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such monitoring the steering system, e.g. failures
- B62D5/0484—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such monitoring the steering system, e.g. failures for reaction to failures, e.g. limp home
Abstract
Description
本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a motor control device and an electric power steering device.
従来、電動パワーステアリング装置(EPS)等に用いられるモータ制御装置の多くには、電力供給線の断線や駆動回路の接点故障等によってモータの何れかの相(U,V,Wの何れか)に通電不良が生じた場合に、該異常の発生を検出可能な異常検出手段が設けられている。そして、当該異常の発生を検出した場合には、速やかにモータ制御を停止してフェールセーフを図る構成が一般的となっている。 Conventionally, many motor control devices used in an electric power steering device (EPS) or the like have any phase of the motor (any of U, V, and W) due to disconnection of a power supply line or a contact failure of a drive circuit. An abnormality detection means is provided that can detect the occurrence of the abnormality when a current-carrying failure occurs. And when generation | occurrence | production of the said abnormality is detected, the structure which stops motor control rapidly and aims at fail safe is common.
ところが、EPSにおいては、こうしたモータ制御の停止に伴い、そのステアリング特性が大きく変化する。即ち、運転者が的確なステアリング操作を行うためには、より大きな操舵力が要求されることになる。この点を踏まえ、従来、上記のように通電不良相の発生を検出した場合であっても、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を継続するモータ制御装置がある(例えば、特許文献1)。そして、これにより、操舵系に対するアシスト力の付与を継続して、フェールセーフに伴う運転者の負担の増大を回避することができる。
しかしながら、上記従来例のように、通電不良相の発生時、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を継続する場合に、図27に示すような該各通電相に対して正弦波通電を行う構成(同図に示される例は、U相異常、V,W相通電時)では、トルクリップルの発生に起因する操舵フィーリングの悪化が避けられない。 However, when the motor control is continued using the two phases other than the current supply failure occurrence phase as the current supply phase when the current supply failure phase is generated as in the above-described conventional example, for each current supply phase as shown in FIG. In the configuration in which sine wave energization is performed (the example shown in the figure is when the U phase is abnormal and the V and W phases are energized), the steering feeling is inevitably deteriorated due to the occurrence of torque ripple.
即ち、図28に示すように、従来の二相駆動時におけるモータ電流の推移をd/q座標系で表した場合、モータトルクの制御目標値であるq軸電流指令値が一定であるにも関わらず、実際のq軸電流値は、正弦波状に変化する。つまり、要求トルクに対応したモータ電流が発生しないために本来の出力性能を引き出せない状態で、そのモータ駆動が継続されているという問題がある。 That is, as shown in FIG. 28, when the transition of the motor current during the conventional two-phase drive is expressed in the d / q coordinate system, the q-axis current command value that is the control target value of the motor torque is constant. Regardless, the actual q-axis current value changes sinusoidally. That is, there is a problem that the motor drive is continued in a state where the original output performance cannot be obtained because the motor current corresponding to the required torque is not generated.
また、多くの場合、駆動回路の故障による過電流の発生やセンサ異常等、制御系の異常検出は、d/q座標系の電流偏差(主にq軸電流偏差)と所定の閾値との比較に基づいて行われる(例えば、特許文献2参照)。ところが、上記のように、二相駆動時には、d/q座標系の各電流値が正弦波状に変化するため、異常判定の基礎となる電流偏差は、その異常の有無に関わらず発生することになる。このため、二相駆動時には、異常検出ができなくなるという問題もあり、この点において、なお改善の余地を残すものとなっていた。 Further, in many cases, detection of control system abnormality such as overcurrent due to a drive circuit failure or sensor abnormality is performed by comparing a current deviation (mainly q-axis current deviation) of the d / q coordinate system with a predetermined threshold value. (For example, refer to Patent Document 2). However, as described above, during the two-phase driving, each current value in the d / q coordinate system changes in a sine wave shape, so that a current deviation that is the basis of the abnormality determination occurs regardless of the presence or absence of the abnormality. Become. For this reason, there is a problem that abnormality cannot be detected during two-phase driving, and there is still room for improvement in this respect.
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、通電不良相発生に伴う二相駆動時におけるトルクリップルの発生を効果的に抑制しつつ、高精度の異常検出を可能とするモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its purpose is to effectively suppress the occurrence of torque ripple during two-phase driving associated with the occurrence of a poorly energized phase and to provide a highly accurate abnormality. It is an object of the present invention to provide a motor control device and an electric power steering device that enable detection.
上記問題点を解決するために、請求項1に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路とを有し、前記モータ制御信号出力手段は、電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、前記電流指令値に基づくd/q座標系の電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段と、前記d/q座標系の電流偏差に基づいて制御系の異常を検出するとともに前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記通電不良の発生が検出された場合には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記通電不良の発生が検出された場合には、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、前記モータ制御信号生成手段は、前記演算された相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記モータ制御信号出力手段には、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する制限手段が設けられるものであって、前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、前記制御系の異常を検出するための判定を実行しないこと、を要旨とする。
In order to solve the above problems, the invention according to
上記構成によれば、二相駆動時においても、漸近線に対応する所定の回転角近傍、相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲(電流制限範囲)を除いて、要求トルクに対応したモータ電流を発生させることができる。その結果、通電不良相発生時においても、トルクリップルの発生を抑制しつつ、そのモータ制御を継続することができる。更に、相電流指令値を制限することで、特に制御系に異常の無い場合であっても電流偏差が発生することになるが、当該電流制限範囲内にある場合には電流偏差を基礎とした制御系の異常を検出するための判定処理を行わないことにより、効果的に誤検出の発生を防止することができる。その結果、二相駆動時においても精度よく制御系の異常を検出することができるようになる。 According to the above configuration, even during the two-phase drive, the required torque is maintained except for the rotation angle range (current limit range) that limits the phase current command value within the predetermined range in the vicinity of the predetermined rotation angle corresponding to the asymptote. A corresponding motor current can be generated. As a result, even when an energization failure phase occurs, the motor control can be continued while suppressing the generation of torque ripple. Furthermore, by limiting the phase current command value, a current deviation will occur even if there is no abnormality in the control system in particular. However, if it is within the current limit range, the current deviation will be the basis. By not performing the determination process for detecting an abnormality in the control system, it is possible to effectively prevent the occurrence of erroneous detection. As a result, the abnormality of the control system can be detected with high accuracy even during the two-phase driving.
請求項2に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路とを有し、前記モータ制御信号出力手段は、電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、前記電流指令値に基づくd/q座標系の電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段と、前記d/q座標系の電流偏差と所定の閾値との比較により制御系の異常を検出するとともに前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記通電不良の発生が検出された場合には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記通電不良の発生が検出された場合には、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、前記モータ制御信号生成手段は、前記演算された相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記モータ制御信号出力手段には、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する制限手段が設けられるものであって、前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、該相電流指令値の制限により生ずる前記d/q座標系の電流偏差の変動に対応すべく、前記閾値を変化させること、を要旨とする。
The invention described in
請求項3に記載の発明は、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じて、以下の各式、 According to a third aspect of the present invention, the current command value calculating means is configured so that the following formulas are determined according to the energization failure occurrence phase:
(但し、θ:回転角、Iq*:q軸電流指令値、Iu*:U相電流指令値、Iv*:V相電流指令値)
に基づき前記相電流指令値を演算するとともに、前記制限手段は、次式、
(However, θ: rotation angle, Iq *: q-axis current command value, Iu *: U-phase current command value, Iv *: V-phase current command value)
And calculating the phase current command value based on the following equation:
(但し、Ix*:相電流指令値、Ix_max:通電可能な相電流の最大値)
に基づき前記相電流指令値を所定範囲内に制限し、前記異常検出手段は、前記d/q座標系のq軸電流偏差と所定の閾値との比較により前記制御系の異常を検出するものであって、前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、以下の各式、
(However, Ix *: Phase current command value, Ix_max: Maximum value of phase current that can be energized)
And the abnormality detecting means detects an abnormality of the control system by comparing a q-axis current deviation of the d / q coordinate system with a predetermined threshold value. When the energization failure occurs and the phase current command value is within a rotation angle range that restricts the phase current command value within a predetermined range,
(但し、β:補正項、Iq*:q軸電流指令値、Ix_max:通電可能な電流の最大値)
により前記閾値を変化させるための補正項を演算すること、を要旨とする。
上記各構成によれば、二相駆動時においても、漸近線に対応する所定の回転角近傍、相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲(電流制限範囲)を除いて、要求トルクに対応したモータ電流を発生させることができる。その結果、通電不良相発生時においても、トルクリップルの発生を抑制しつつ、そのモータ制御を継続することができる。更に、相電流指令値を制限することで、特に制御系に異常の無い場合であってもd/q座標系では電流偏差が発生することになるが、当該電流制限に伴う電流偏差の変動に応じて、制御系の異常判定に用いる閾値を変化させることにより、電流制限範囲内における誤検出の発生を回避することができる。その結果、二相駆動時においても、精度よく制御系の異常を検出することができるようになる。
(Where, β: correction term, Iq *: q-axis current command value, Ix_max: maximum current that can be energized)
And calculating a correction term for changing the threshold.
According to each of the above configurations, even in the case of two-phase driving, the required torque is obtained except for the vicinity of a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote and the rotation angle range (current limit range) that limits the phase current command value within the predetermined range. The motor current corresponding to the can be generated. As a result, even when an energization failure phase occurs, the motor control can be continued while suppressing the generation of torque ripple. Further, by limiting the phase current command value, a current deviation occurs in the d / q coordinate system even when there is no abnormality in the control system in particular. Accordingly, it is possible to avoid the occurrence of erroneous detection within the current limit range by changing the threshold value used for the abnormality determination of the control system. As a result, it is possible to detect an abnormality in the control system with high accuracy even during two-phase driving.
請求項4に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路とを有し、前記モータ制御信号出力手段は、電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、前記電流指令値に基づくd/q座標系の電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段と、前記d/q座標系の電流偏差に基づいて制御系の異常を検出するとともに前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記通電不良の発生が検出された場合には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記通電不良の発生が検出された場合には、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、前記モータ制御信号生成手段は、前記演算された相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記モータ制御信号出力手段には、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する制限手段が設けられるものであって、前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時には、前記制限を踏まえて前記相電流指令値に相当する前記d/q座標系の仮想的な電流指令値を演算し、該仮想的な電流指令値と前記d/q座標系の実電流値との間の偏差に基づき前記制御系の異常を検出すること、を要旨とする。
The invention described in
請求項5に記載の発明は、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じて、以下の各式、 According to a fifth aspect of the present invention, the current command value calculating means is configured so that the following formulas are determined according to the energization failure occurrence phase:
(但し、θ:回転角、Iq*:q軸電流指令値、Iu*:U相電流指令値、Iv*:V相電流指令値)
に基づき前記相電流指令値を演算し、前記異常検出手段は、以下の各式、
(However, θ: rotation angle, Iq *: q-axis current command value, Iu *: U-phase current command value, Iv *: V-phase current command value)
The phase current command value is calculated based on the abnormality detection means, the abnormality detection means,
(但し、Id*:d軸電流指令値、Iq*:q軸電流指令値)
により前記仮想的な電流指令値としてd軸電流指令値を演算するとともに、前記制限手段は、次式、
(However, Id *: d-axis current command value, Iq *: q-axis current command value)
And calculating the d-axis current command value as the virtual current command value, and the limiting means is:
(但し、Ix*:相電流指令値、Ix_max:通電可能な相電流の最大値)
に基づき前記相電流指令値を所定範囲内に制限するものであって、前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、以下の各式、
(However, Ix *: Phase current command value, Ix_max: Maximum value of phase current that can be energized)
The phase current command value is limited within a predetermined range, and the abnormality detection means is within a rotation angle range that limits the phase current command value within a predetermined range when the energization failure occurs. In the case of the following equations,
(但し、Id*:d軸電流指令値、Iq*:q軸電流指令値、Ix_max:通電可能な電流の最大値)
により前記d軸電流指令値を演算すること、を要旨とする。
(However, Id *: d-axis current command value, Iq *: q-axis current command value, Ix_max: maximum current that can be energized)
And calculating the d-axis current command value.
請求項6に記載の発明は、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じて、以下の各式、
The invention according to
(但し、θ:回転角、Iq*:q軸電流指令値、Iu*:U相電流指令値、Iv*:V相電流指令値)
に基づき前記相電流指令値を演算し、前記異常検出手段は、以下の各式、
(However, θ: rotation angle, Iq *: q-axis current command value, Iu *: U-phase current command value, Iv *: V-phase current command value)
The phase current command value is calculated based on the abnormality detection means, the abnormality detection means,
(但し、Idq*:d/q座標系における電流指令値の合成ベクトル、Iq*:q軸電流指令値)
により前記仮想的な電流指令値としてd/q座標系における電流指令値の合成ベクトルを演算し、前記制限手段は、次式、
(However, Idq *: vector of current command values in the d / q coordinate system, Iq *: q-axis current command value)
To calculate a combined vector of current command values in the d / q coordinate system as the virtual current command value, and the limiting means includes the following equation:
(但し、Ix*:相電流指令値、Ix_max:通電可能な相電流の最大値)
に基づき前記相電流指令値を所定範囲内に制限するものであって、前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、以下の各式、
(However, Ix *: Phase current command value, Ix_max: Maximum value of phase current that can be energized)
The phase current command value is limited within a predetermined range, and the abnormality detection means is within a rotation angle range that limits the phase current command value within a predetermined range when the energization failure occurs. In the case of the following equations,
(但し、Idq*:d/q座標系における電流指令値の合成ベクトル、Ix_max:通電可能な電流の最大値)
により前記d/q座標系における電流指令値の合成ベクトルを演算すること、を要旨とする。
(However, Idq *: Composite vector of current command values in the d / q coordinate system, Ix_max: Maximum current that can be energized)
The gist is to calculate a combined vector of current command values in the d / q coordinate system.
上記各構成によれば、二相駆動時においても、漸近線に対応する所定の回転角近傍、相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲(電流制限範囲)を除いて、要求トルクに対応したモータ電流を発生させることができる。その結果、通電不良相発生時においても、トルクリップルの発生を抑制しつつ、そのモータ制御を継続することができる。更に、相電流指令値を制限することで、特に制御系に異常の無い場合であってもd/q座標系では電流偏差が発生することになるが、当該電流制限を踏まえて相電流指令値に相当するd/q座標系の仮想的な電流指令値を演算し、その実電流値との間の偏差を基礎として制御系の異常判定を行うことにより、電流制限範囲内における誤検出の発生を回避することができる。その結果、二相駆動時においても、精度よく制御系の異常を検出することができるようになる。 According to each of the above configurations, even in the case of two-phase driving, the required torque is obtained except for the vicinity of a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote and the rotation angle range (current limit range) that limits the phase current command value within the predetermined range. The motor current corresponding to the can be generated. As a result, even when an energization failure phase occurs, the motor control can be continued while suppressing the generation of torque ripple. Further, by limiting the phase current command value, even if there is no abnormality in the control system, a current deviation occurs in the d / q coordinate system. By calculating a virtual current command value in the d / q coordinate system corresponding to, and performing a control system abnormality determination based on the deviation from the actual current value, erroneous detection within the current limit range can be prevented. It can be avoided. As a result, it is possible to detect an abnormality in the control system with high accuracy even during two-phase driving.
請求項7に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路とを有し、前記モータ制御信号出力手段は、電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、前記電流指令値に基づくd/q座標系の電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段と、前記d/q座標系の電流偏差に基づいて制御系の異常及び前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記通電不良の発生が検出された場合には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記通電不良の発生が検出された場合には、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、前記モータ制御信号生成手段は、前記演算された相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時には、該各通電相の少なくとも一方についての相電流偏差に基づいて、前記制御系の異常判定を実行すること、を要旨とする。 The invention according to claim 7 includes motor control signal output means for outputting a motor control signal, and a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal, and the motor control signal The output means includes a current command value calculating means for calculating a current command value, a motor control signal generating means for generating the motor control signal by executing a current feedback control of a d / q coordinate system based on the current command value, an abnormality detecting means capable of detecting an abnormality of the control system and an energization failure occurring in each phase of the motor based on a current deviation of the d / q coordinate system, and when the occurrence of the energization failure is detected, In the motor control device that executes the output of the motor control signal using the two phases other than the energization failure occurrence phase as the energization phase, when the occurrence of the energization failure is detected, the current command value calculation means Calculates a phase current command value that changes into a secant curve or a cosecant curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line, and the motor control signal generating means generates the calculated phase The motor control signal is generated by executing phase current feedback control based on a current command value, and the abnormality detection means is based on a phase current deviation for at least one of the energized phases when the energization failure occurs. The gist is to execute the abnormality determination of the control system.
上記構成によれば、二相駆動時においても、漸近線に対応する所定の回転角を除いて、要求トルクに対応したモータ電流を発生させることができる。その結果、通電不良相発生時においても、トルクリップルの発生を抑制しつつ、そのモータ制御を継続することができる。更に、相電流指令値を制限することで、特に制御系に異常の無い場合であってもd/q座標系では電流偏差が発生することになるが、相電流フィードバック制御を行う限り、相電流偏差には、このような現象は発生しない。従って、相電流偏差を基礎として制御系の異常判定を行うことにより、二相駆動時においても、電流制限範囲内における誤検出の発生を回避しつつ、精度よく制御系の異常を検出することができるようになる。 According to the above configuration, even during two-phase driving, a motor current corresponding to the required torque can be generated except for a predetermined rotation angle corresponding to an asymptote. As a result, even when an energization failure phase occurs, the motor control can be continued while suppressing the generation of torque ripple. Furthermore, by limiting the phase current command value, a current deviation occurs in the d / q coordinate system even when there is no abnormality in the control system. However, as long as the phase current feedback control is performed, the phase current is controlled. Such a phenomenon does not occur in the deviation. Therefore, by performing control system abnormality determination based on the phase current deviation, it is possible to accurately detect control system abnormality while avoiding erroneous detection within the current limit range even during two-phase driving. become able to.
請求項8に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路とを有し、前記モータ制御信号出力手段は、電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、前記電流指令値に基づく電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段と、制御系の異常及び前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記通電不良の発生が検出された場合には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時には、前記通電相を構成する両相電流値の合計値に基づいて、前記制御系の異常判定を実行すること、を要旨とする。
The invention according to
即ち、二相駆動時であっても、キルヒホッフの法則により、制御系に異常のない場合には、その通電方法に関わらず、通電相となる二相の相電流値の合計値は「0」となるはずである。従って、上記構成によれば、二相駆動時においても、精度よく制御系の異常を検出することができるようになる。 That is, even in the case of two-phase driving, if there is no abnormality in the control system according to Kirchhoff's law, the total value of the two-phase phase current values that are energized phases is “0” regardless of the energization method. Should be. Therefore, according to the above configuration, it is possible to detect an abnormality in the control system with high accuracy even during two-phase driving.
請求項9に記載の発明は、請求項1〜請求項8の何れか一項に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、通電不良相の発生時においても、良好な操舵フィーリングを維持したまま、アシスト力の付与を継続することができるとともに、その二相駆動時においても、高精度の異常検出ができるようになる。
The gist of the invention described in claim 9 is an electric power steering device provided with the motor control device according to any one of
According to the above configuration, the assist force can be continuously applied while maintaining a good steering feeling even when a poorly energized phase occurs, and high-precision abnormality detection is possible even during the two-phase drive. Will be able to.
本発明によれば、通電不良相発生に伴う二相駆動時におけるトルクリップルの発生を効果的に抑制しつつ、高精度の異常検出を可能とするモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a motor control device and an electric power steering device that enable highly accurate abnormality detection while effectively suppressing the occurrence of torque ripple during two-phase driving accompanying the occurrence of a poorly energized phase. Can do.
(第1の実施形態)
以下、本発明を電動パワーステアリング装置(EPS)に具体化した第1の実施形態を図面に従って説明する。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering apparatus (EPS) will be described with reference to the drawings.
図1は、本実施形態のEPS1の概略構成図である。同図に示すように、ステアリングホイール(ステアリング)2が固定されたステアリングシャフト3は、ラックアンドピニオン機構4を介してラック5に連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト3の回転は、ラックアンドピニオン機構4によりラック5の往復直線運動に変換される。そして、このラック5の往復直線運動により操舵輪6の舵角が変更されるようになっている。
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of the
また、EPS1は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのEPSアクチュエータ10と、該EPSアクチュエータ10の作動を制御する制御手段としてのECU11とを備えている。
Further, the
本実施形態のEPSアクチュエータ10は、その駆動源であるモータ12がラック5と同軸に配置された所謂ラック型のEPSアクチュエータであり、モータ12が発生するアシストトルクは、ボールねじ機構(図示略)を介してラック5に伝達される。尚、本実施形態のモータ12は、ブラシレスモータであり、ECU11から三相(U,V,W)の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、モータ制御装置としてのECU11は、このモータ12が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する(パワーアシスト制御)。
The
本実施形態では、ECU11には、トルクセンサ14及び車速センサ15が接続されている。そして、ECU11は、これらトルクセンサ14及び車速センサ15によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Vに基づいて、EPSアクチュエータ10の作動、即ちパワーアシスト制御を実行する。
In the present embodiment, a
次に、本実施形態のEPSの電気的構成について説明する。
図2は、本実施形態のEPSの制御ブロック図である。同図に示すように、ECU11は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン17と、モータ制御信号に基づいてモータ12に三相の駆動電力を供給する駆動回路18とを備えている。
Next, the electrical configuration of the EPS of this embodiment will be described.
FIG. 2 is a control block diagram of the EPS of this embodiment. As shown in the figure, the
尚、本実施形態の駆動回路18は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位(アーム)として各相に対応する3つのアームを並列接続してなる周知のPWMインバータであり、マイコン17の出力するモータ制御信号は、駆動回路18を構成する各スイッチング素子のオンduty比を規定するものとなっている。そして、モータ制御信号が各スイッチング素子のゲート端子に印加され、同モータ制御信号に応答して各スイッチング素子がオン/オフすることにより、車載電源(図示略)の直流電圧が三相(U,V,W)の駆動電力に変換されてモータ12に供給されるようになっている。
The drive circuit 18 of this embodiment is a known PWM inverter in which three arms corresponding to each phase are connected in parallel with a pair of switching elements connected in series as a basic unit (arm). The output of the motor control signal defines the on-duty ratio of each switching element constituting the drive circuit 18. Then, a motor control signal is applied to the gate terminal of each switching element, and each switching element is turned on / off in response to the motor control signal, so that the DC voltage of the in-vehicle power supply (not shown) becomes three-phase (U, V, W) is converted into drive power and supplied to the
本実施形態では、ECU11には、モータ12に通電される各相電流値Iu,Iv,Iwを検出するための電流センサ21u,21v,21w、及びモータ12の回転角θを検出するための回転角センサ22が接続されている。そして、マイコン17は、これら各センサの出力信号に基づき検出されたモータ12の各相電流値Iu,Iv,Iw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Vに基づいて駆動回路18にモータ制御信号を出力する。
In the present embodiment, the
詳述すると、本実施形態では、マイコン17は、通常時、検出された各相電流値Iu,Iv,Iwをd/q座標系のd軸電流値Id及びq軸電流値Iqに変換し、当該d/q座標系における電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を生成する。 More specifically, in this embodiment, the microcomputer 17 normally converts the detected phase current values Iu, Iv, and Iw into a d-axis current value Id and a q-axis current value Iq in the d / q coordinate system, A motor control signal is generated by executing current feedback control in the d / q coordinate system.
具体的には、マイコン17は、操舵系に付与するアシスト力、即ちモータトルクの制御目標値として電流指令値を演算する電流指令値演算手段としての電流指令値演算部23と、電流指令値演算部23により算出された電流指令値に基づいてモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段としてのモータ制御信号生成部24とを備えている。
Specifically, the microcomputer 17 includes a current command value calculation unit 23 as a current command value calculation unit that calculates a current command value as an assist force to be applied to the steering system, that is, a motor torque control target value, and a current command value calculation. And a motor control
電流指令値演算部23は、通常時、上記トルクセンサ14及び車速センサ15により検出された操舵トルクτ及び車速Vに基づいて、d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*を演算し、モータ制御信号生成部24に出力する。一方、モータ制御信号生成部24には、電流指令値演算部23により算出されたこれらd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*とともに、各電流センサ21u,21v,21wにより検出された各相電流値Iu,Iv,Iw、及び回転角センサ22により検出された回転角θが入力される。そして、モータ制御信号生成部24は、これら各相電流値Iu,Iv,Iw、及び回転角θ(電気角)に基づいて、d/q座標系における電流フィードバック制御を実行することによりモータ制御信号を生成する。
The current command value calculation unit 23 calculates the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * based on the steering torque τ and the vehicle speed V detected by the
さらに詳述すると、本実施形態のモータ制御信号生成部24は、d/q座標系における電流フィードバック制御により三相の相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を演算する第1制御部24aを備えており、通常時には、この第1制御部24aおいて演算された各相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に基づいて、モータ制御信号を生成する。
More specifically, the motor
具体的には、第1制御部24aにおいて、各相電流値Iu,Iv,Iwは、回転角θとともに3相/2相変換部25に入力され、同3相/2相変換部25によりd/q座標系のd軸電流値Id及びq軸電流値Iqに変換される。また、電流指令値演算部23の出力するq軸電流指令値Iq*は、上記q軸電流値Iqとともに減算器26qに入力され、d軸電流指令値Id*は、d軸電流値Idとともに減算器26dに入力される。尚、本実施形態では、通常時、減算器26dには、d軸電流指令値Id*として「0」が入力される(Id*=0)。これら減算器26d,26qにおいて演算されたd軸電流偏差ΔId及びq軸電流偏差ΔIqは、それぞれ対応するF/B制御部27d,27qに入力される。そして、これら各F/B制御部27d,27qにおいて、電流指令値演算部23が出力するd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*に実電流であるd軸電流値Id及びq軸電流値Iqを追従させためのフィードバック制御が行われる。
Specifically, in the
即ち、F/B制御部27d,27qは、入力されたd軸電流偏差ΔId及びq軸電流偏差ΔIqに所定のF/Bゲイン(PIゲイン)を乗ずることにより、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を演算する。そして、各F/B制御部27d,27qにより演算されたこれらd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*は、回転角θとともに2相/3相変換部28に入力され、同2相/3相変換部28において三相の相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に変換される。
That is, the F /
本実施形態では、上記のように第1制御部24aにおいて演算された各相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*は、切替制御部29を介してPWM変換部30に入力され、同PWM変換部30において、該各相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に対応するduty指令値αu,αv,αwが生成される。そして、モータ制御信号生成部24は、これら各duty指令値αu,αv,αwに示されるオンduty比を有するモータ制御信号を生成し、マイコン17は、そのモータ制御信号を、駆動回路18を構成する各スイッチング素子(のゲート端子)に出力することにより、同駆動回路18の作動、即ちモータ12への駆動電力の供給を制御する。
In the present embodiment, the phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * calculated in the
[異常発生時の制御態様]
図2に示すように、本実施形態のECU11では、マイコン17には、EPS1に何らかの異常が生じた場合に、該異常の態様を特定するための異常判定部31が設けられている。そして、ECU11(マイコン17)は、この異常判定部31により特定(判定)された異常の態様に応じて、モータ12の制御モードを変更する。
[Control mode when an abnormality occurs]
As shown in FIG. 2, in the
詳述すると、異常判定部31には、EPSアクチュエータ10の機械系統の異常を検出するための異常信号S_trが入力されるようになっており、同異常判定部31は、この入力される異常信号S_trに基づいて、EPS1における機械系統の異常を検出する。また、異常判定部31には、q軸電流指令値Iq*及びq軸電流値Iq、モータ12の各相電流値Iu,Iv,Iw、回転角速度ω、並びに各相のduty指令値αu,αv,αw等が入力される。そして、異常判定部31は、これら各状態量に基づいて、制御系における異常の発生を検出する。
More specifically, an abnormality signal S_tr for detecting an abnormality in the mechanical system of the
具体的には、本実施形態の異常判定部31は、トルクセンサ14の故障や駆動回路18の故障等、制御系全般に関する異常の発生を検出するために、q軸電流偏差ΔIqを監視する。即ち、q軸電流偏差ΔIqと所定の閾値とを比較し、q軸電流偏差ΔIqが(所定時間以上継続して)当該閾値以上となった場合には、制御系に異常が発生したものと判定する。
Specifically, the
また、異常判定部31は、各相電流値Iu,Iv,Iw、回転角速度ω、及び各相のduty指令値αu,αv,αwに基づいて、動力線(モータコイルを含む)の断線や駆動回路18の接点不良等に起因する通電不良相の発生等を検出する。この通電不良相発生の検出は、X相(X=U,V,W)の相電流値Ixが所定値Ith以下(|Ix|≦Ith)、且つ回転角速度ωが断線判定の対象範囲内(|ω|≦ω0)である場合に、該相に対応するduty指令値αxが所定値Ith及び判定対象範囲を規定する閾値ω0に対応する所定範囲(αLo≦αx≦αHi)にない状態が継続するか否かにより行われる。
Further, the
尚、この場合において、上記相電流値Ixの閾値となる所定値Ithは「0」近傍の値に設定され、回転角速度ωの閾値ω0は、モータの基底速度(最高回転数)に相当する値に設定される。そして、duty指令値αxに関する閾値(αLo,αHi)は、それぞれ通常制御においてduty指令値αxが取り得る下限値よりも小さな値、及び上限値よりも大きな値に設定されている。 In this case, the predetermined value Ith serving as the threshold value of the phase current value Ix is set to a value near “0”, and the threshold value ω0 of the rotational angular velocity ω is a value corresponding to the base speed (maximum rotational speed) of the motor. Set to The threshold values (αLo, αHi) relating to the duty command value αx are set to a value smaller than a lower limit value that can be taken by the duty command value αx and a value larger than the upper limit value in normal control.
即ち、図3のフローチャートに示すように、異常判定部31は、検出される相電流値Ix(の絶対値)が所定値Ith以下であるか否かを判定し(ステップ101)、所定値Ith以下である場合(|Ix|≦Ith、ステップ101:YES)には、続いて回転角速度ω(の絶対値)が所定の閾値ω0以下であるか否かを判定する(ステップ102)。そして、回転角速度ωが所定の閾値ω0以下である場合(|ω|≦ω0、ステップ102)には、duty指令値αxが上記の所定範囲(αLo≦αx≦αHi)内にあるか否かを判定し(ステップ103)、所定範囲内にない場合(ステップ103:NO)には、該X相に通電不良が生じているものと判定する(ステップ104)。
That is, as shown in the flowchart of FIG. 3, the
そして、相電流値Ixが所定値Ithよりも大きい場合(|Ix|>Ith、ステップ101:NO)、回転角速度ωが閾値ω0よりも大きい場合(|ω|>ω0、ステップ102:NO)、又はduty指令値αxが上記所定範囲内にある場合(αLo≦αx≦αHi、ステップ103:YES)には、X相に通電不良が生じていないと判定する(X相正常、ステップ105)。 When the phase current value Ix is larger than the predetermined value Ith (| Ix |> Ith, step 101: NO), when the rotational angular velocity ω is larger than the threshold ω0 (| ω |> ω0, step 102: NO), Alternatively, if the duty command value αx is within the predetermined range (αLo ≦ αx ≦ αHi, step 103: YES), it is determined that no energization failure has occurred in the X phase (normal X phase, step 105).
つまり、X相(U,V,W相の何れか)に通電不良(断線)が生じた場合、当該相の相電流値Ixは「0」となる。ここで、X相の相電流値Ixが「0」又は「0に近い値」となる場合には、このような断線発生時以外にも以下の二つのケースがありうる。 That is, when an energization failure (disconnection) occurs in the X phase (any one of the U, V, and W phases), the phase current value Ix of the phase is “0”. Here, in the case where the X-phase phase current value Ix is “0” or “a value close to 0”, there may be the following two cases in addition to the occurrence of such disconnection.
− モータの回転角速度が基底速度(最高回転数)に達した場合
− 電流指令自体が略「0」である場合
この点を踏まえ、本実施形態では、先ず、判定対象であるX相の相電流値Ixを所定値Ithと比較することにより、当該相電流値Ixが「0」であるか否かを判定する。そして、断線時以外に相電流値Ixが「0」若しくは「0に近い値」をとる上記二つのケースに該当するか否かを判定し、当該二つのケースに該当しない場合には、X相に断線が発生したものと判定する。
− When the rotational angular speed of the motor reaches the base speed (maximum rotational speed) − When the current command itself is substantially “0” Based on this point, in this embodiment, first, the phase current of the X phase that is the determination target By comparing the value Ix with a predetermined value Ith, it is determined whether or not the phase current value Ix is “0”. Then, it is determined whether or not the above two cases where the phase current value Ix is “0” or “a value close to 0” other than when the wire is disconnected. It is determined that a disconnection has occurred.
即ち、相電流値Ixが「0」近傍の所定値Ith以下となるほどの回転角速度ω(基底速度)ではないにも関わらず、極端なduty指令値αxが出力されている場合には、当該X相に通電不良が生じているものと判定することができる。そして、本実施形態では、U,V,Wの各相について、順次、上記判定を実行することにより、通電不良が発生した相を特定する構成となっている。 That is, when the extreme duty command value αx is output even though the rotational angular velocity ω (base velocity) is not such that the phase current value Ix is equal to or less than the predetermined value Ith in the vicinity of “0”, the X It can be determined that a current conduction failure has occurred in the phase. And in this embodiment, it has the structure which specifies the phase in which the conduction failure generate | occur | produced by performing the said determination sequentially about each phase of U, V, and W. FIG.
尚、説明の便宜のため図3のフローチャートでは省略したが、上記判定は、電源電圧がモータ12を駆動するために必要な規定電圧以上である場合を前提として行われる。そして、最終的な異常検出の判断は、所定ステップ104において通電不良が生じているものと判定される状態が所定時間以上継続したか否かにより行われる。
Although omitted in the flowchart of FIG. 3 for convenience of explanation, the above determination is made on the assumption that the power supply voltage is equal to or higher than a specified voltage necessary for driving the
本実施形態では、ECU11(マイコン17)は、この異常判定部31における異常判定の結果に基づいて、モータ12の制御モードを切り替える。具体的には、異常判定部31は、上記のような通電不良検出を含む異常判定の結果を異常検出信号S_tmとして出力し、電流指令値演算部23及びモータ制御信号生成部24は、その入力される異常検出信号S_tmに応じた電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。そして、これにより、マイコン17におけるモータ12の制御モードが切り替えられるようになっている。
In the present embodiment, the ECU 11 (microcomputer 17) switches the control mode of the
さらに詳述すると、本実施形態のECU11は、通常時の制御モードである「通常制御モード」、及びモータ12の駆動を停止すべき異常が発生している場合の制御モードである「アシスト停止モード」、並びにモータ12の各相の何れかに通電不良が生じた場合の制御モードである「二相駆動モード」、以上の大別して3つの制御モードを有している。そして、異常判定部31の出力する異常検出信号S_tmが「通常制御モード」に対応するものである場合には、電流指令値演算部23及びモータ制御信号生成部24は、上記のような通常時のd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。
More specifically, the
一方、異常判定部31の出力する異常検出信号S_tmが「アシスト停止モード」である場合には、電流指令値演算部23及びモータ制御信号生成部24は、モータ12の駆動を停止すべく、d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。尚、「アシスト停止モード」が選択される場合としては、機械系統の異常やトルクセンサ14に異常が発生した場合のほか、電力供給系統における異常発生時については、過電流が生じた場合等が挙げられる。また、「アシスト停止モード」には、直ちにモータ12の駆動を停止する場合のほか、モータ12の出力を徐々に低減する、即ちアシスト力を徐々に低減した後に停止させる場合があり、この場合、モータ制御信号生成部24は、その出力するq軸電流指令値Iq*の値(絶対値)を徐々に低減する。そして、マイコン17は、モータ12の停止後、駆動回路18を構成する各スイッチング素子を開状態とし、図示しない電源リレーを開放する構成となっている。
On the other hand, when the abnormality detection signal S_tm output from the
また、「二相駆動モード」に対応する異常検出信号S_tmには、通電不良発生相を特定する情報が含まれている。そして、異常判定部31の出力する異常検出信号S_tmがこの「二相駆動モード」に対応するものである場合、モータ制御信号生成部24は、当該通電不良発生相以外の二相を通電相とするモータ制御信号の生成を実行する。
Further, the abnormality detection signal S_tm corresponding to the “two-phase drive mode” includes information for specifying the energization failure occurrence phase. When the abnormality detection signal S_tm output from the
ここで、本実施形態では、この「二相駆動モード」において、電流指令値演算部23は、通電不良が生じた相に応じた所定の回転角を除いて、要求トルク、即ちモータトルクの制御目標値(q軸電流指令値Iq*)に対応するモータ電流(q軸電流値Iq)が発生するような相電流指令値を演算する。そして、モータ制御信号生成部24は、その相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を生成する。
Here, in this embodiment, in this “two-phase drive mode”, the current command value calculation unit 23 controls the required torque, that is, the motor torque, except for a predetermined rotation angle corresponding to the phase in which the conduction failure has occurred. A phase current command value that generates a motor current (q-axis current value Iq) corresponding to the target value (q-axis current command value Iq *) is calculated. Then, the motor
詳述すると、本実施形態の電流指令値演算部23は、異常判定部31から「二相駆動モード」に対応する異常検出信号S_tmの入力があった場合には、検出された異常発生相(通電不良発生相)に応じ、以下の(1)〜(3)式に基づいて、残る二相のうちの一相の相電流指令値を演算する。
More specifically, the current command value calculation unit 23 of the present embodiment receives the detected abnormality occurrence phase (when the abnormality detection signal S_tm corresponding to the “two-phase drive mode” is input from the
即ち、これら各式に基づく演算により、通電不良が生じた相に応じた所定の回転角θA,θBを漸近線として、正割曲線(cosθの逆数(セカント:secθ))、又は余割曲線(sinθの逆数(コセカント:cosecθ))状に変化する相電流指令値が演算される。尚、本稿では、説明の便宜上、上記の各漸近線に対応する二つの回転角のうち、電気角0°〜360°の範囲において、その値の小さい方を回転角θA、大きい方を回転角θBとして説明する。 That is, by calculation based on these equations, a predetermined curve (the reciprocal of cos θ (secant: secθ)) or a cosecant curve (with a predetermined rotation angle θA, θB corresponding to the phase in which the conduction failure has occurred is used as an asymptote. A phase current command value that changes in a reciprocal of sin θ (cosecant: cosec θ) is calculated. In this paper, for convenience of explanation, of the two rotation angles corresponding to the asymptotes described above, in the electric angle range of 0 ° to 360 °, the smaller value is the rotation angle θA, and the larger rotation angle is the rotation angle. This will be described as θB.
具体的には、図4に示すように、U相の異常によりV,W相の二相に通電する場合、上記所定の回転角θA,θBは、それぞれ「90°」「270°」となる。また、図5に示すように、V相が通電不良発生相である場合の所定の回転角θA,θBは、それぞれ「30°」「210°」となる。そして、図6に示すように、W相が通電不良発生相である場合の所定の回転角θA,θBは、それぞれ「150°」「330°」となる。 Specifically, as shown in FIG. 4, when the two phases V and W are energized due to abnormality of the U phase, the predetermined rotation angles θA and θB are “90 °” and “270 °”, respectively. . Further, as shown in FIG. 5, the predetermined rotation angles θA and θB when the V phase is a current-carrying failure generation phase are “30 °” and “210 °”, respectively. As shown in FIG. 6, the predetermined rotation angles θA and θB in the case where the W phase is an energization failure occurrence phase are “150 °” and “330 °”, respectively.
尚、実際には、各相のモータコイル12u,12v,12wに通電可能な電流(の絶対値)には上限があるため、本実施形態では、上記(1)〜(3)式により演算される相電流指令値には、その値を所定範囲内に制限するガード処理が施される(後述)。このため、図4〜図6に示すように、その相電流指令値は、当該ガード処理が行われる範囲(電流制限範囲:θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)において、その通電可能な上限値又は下限値で一定となる。
Actually, since there is an upper limit to the current (absolute value) that can be applied to the
そして、このような所定の回転角θA,θBを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値に基づき相電流フィードバック制御を実行しモータ制御信号を生成することにより、理論上、上記所定の回転角θA,θBを除いて、要求トルク(q軸電流指令値Iq*)に対応したモータ電流(q軸電流値Iq)を発生させることができる。 Then, the phase current feedback control is executed based on the phase current command value that changes into a secant curve or a cosecant curve with the predetermined rotation angles θA and θB as asymptotic lines, and a motor control signal is generated. In addition, the motor current (q-axis current value Iq) corresponding to the required torque (q-axis current command value Iq *) can be generated except for the predetermined rotation angles θA and θB.
即ち、図7〜図9に示すように、本実施形態のような相電流指令値にガード処理を施す構成では、上記漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)を除いて、要求トルク(q軸電流指令値Iq*)に対応したモータ電流(q軸電流値Iq)を発生させることができる。そして、本実施形態では、これにより、通電不良相発生時においても、トルクリップルの発生を抑制して、良好な操舵フィーリングを維持したまま、アシスト力の付与を継続する構成となっている。 That is, as shown in FIGS. 7 to 9, in the configuration in which the guard process is performed on the phase current command value as in the present embodiment, the current limiting range (θ1 near the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptotes). Except for <θ <θ2, θ3 <θ <θ4), a motor current (q-axis current value Iq) corresponding to the required torque (q-axis current command value Iq *) can be generated. And in this embodiment, it becomes the structure which continues provision | providing of assist force by this, suppressing generation | occurrence | production of a torque ripple and maintaining a favorable steering feeling also at the time of the electricity supply failure phase generation | occurrence | production.
さらに詳述すると、図2に示すように、本実施形態のモータ制御信号生成部24は、電流指令値演算部23の出力する相電流指令値(Ix*:X=U,V,Wの何れか)に基づく相電流フィードバック制御の実行により三相の相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する第2制御部24bを備えている。そして、モータ制御信号生成部24は、異常判定部31から「二相駆動モード」に対応する異常検出信号S_tmの入力があった場合には、この第2制御部24bにおいて演算された各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**に基づいて、モータ制御信号を生成する。
More specifically, as shown in FIG. 2, the motor control
即ち、本実施形態の第2制御部24bは、通電不良発生相以外の二相のうちの一相(制御相)について相電流フィードバック制御を実行し、当該相電流フィードバック制御の実行により得られた当該制御相についての相電圧指令値に基づいて、各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する。
That is, the
具体的には、第2制御部24bは、検出された各相電流値Iu,Iv,Iw及び上記異常検出信号S_tmが入力される制御相選択部32を有しており、同制御相選択部32は、異常検出信号S_tmに基づいて、通電不良発生相以外の二相のうちの一相から相電流フィードバック制御を実行する相、即ち制御相を選択する。
Specifically, the
一方、本実施形態では、電流指令値演算部23の出力する相電流指令値Ix*は、制限手段としてのガード処理部33に入力されるようになっており、同ガード処理部33は、その入力される相電流指令値Ix*を所定範囲内に制限するガード処理を実行する。 On the other hand, in the present embodiment, the phase current command value Ix * output from the current command value calculation unit 23 is input to the guard processing unit 33 as a limiting unit, and the guard processing unit 33 A guard process is performed to limit the input phase current command value Ix * within a predetermined range.
具体的には、ガード処理部33は、その出力するガード処理後の相電流指令値Ix**(の絶対値)を、次の(4)式に示される範囲に制限する。 Specifically, the guard processing unit 33 limits the output phase current command value Ix ** (the absolute value thereof) after the guard processing to the range expressed by the following equation (4).
尚、上記(4)式中、「Ix_max」は、X相(U,V,W相)に通電可能な電流値の最大値であり、この最大値は、駆動回路18を構成する各スイッチング素子の定格電流等により規定される。そして、(4)式は、このような最大値がある場合において、相電流指令値Ix**が満たすべき条件に関する関係式である。 In the above equation (4), “Ix_max” is the maximum value of the current value that can be supplied to the X phase (U, V, W phase), and this maximum value is the switching element that constitutes the drive circuit 18. It is defined by the rated current. The equation (4) is a relational equation regarding the condition that the phase current command value Ix ** should satisfy when such a maximum value exists.
ガード処理部33において上記ガード処理が施された後の相電流指令値Ix**は、制御相選択部32において、当該制御相として選択された相電流値Ixとともに減算器34に入力される。減算器34は、相電流指令値Ix*から相電流値Ixを減算することにより相電流偏差ΔIxを演算し、その演算された相電流偏差ΔIxをF/B制御部35に出力する。そして、F/B制御部35は、入力された相電流偏差ΔIxに所定のF/Bゲイン(PIゲイン)を乗ずることにより、当該制御相についての相電圧指令値Vx*を演算する。
The phase current command value Ix ** after the guard processing is performed in the guard processing unit 33 is input to the
F/B制御部35において演算された相電圧指令値Vx*は、相電圧指令値演算部36に入力される。そして、相電圧指令値演算部36は、その制御相についての相電圧指令値Vx*に基づいて各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する。
The phase voltage command value Vx * calculated by the F /
即ち、当然ながら通電不良発生相は通電不能であり、また二相駆動時、二つの通電相の位相はπ/2(180°)ずれることになる。従って、通電不良発生相の相電圧指令値は「0」、残る他方の通電相の相電圧指令値は、上記制御相に関する相電圧指令値Vx*の符号を反転することにより演算可能である。そして、第2制御部24bは、このようにして演算された各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を上記切替制御部29へと出力する。
That is, of course, the energization failure occurrence phase cannot be energized, and the phase of the two energization phases is shifted by π / 2 (180 °) during two-phase driving. Accordingly, the phase voltage command value of the phase where the power failure has occurred is “0”, and the phase voltage command value of the other current phase can be calculated by inverting the sign of the phase voltage command value Vx * related to the control phase. Then, the
切替制御部29には、異常検出信号S_tmが入力されるようになっており、同切替制御部29は、当該異常検出信号S_tmが「二相駆動モード」を示す場合には、上記第1制御部24aの出力する各相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に代えて、第2制御部24bの出力する各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**をPWM変換部30に出力する。そして、これら各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**に対応したオンduty比を有するモータ制御信号が生成され、駆動回路18へと出力される構成となっている。
An abnormality detection signal S_tm is input to the switching
次に、マイコンによる上記異常判定及び制御モードの切り替え、並びに二相駆動時におけるモータ制御信号生成の処理手順について説明する。
図10のフローチャートに示すように、マイコン17は、先ず何らかの異常が発生したか否かを判定し(ステップ201)、異常が発生したと判定した場合(ステップ201:YES)には、続いてその異常が制御系の異常であるか否かを判定する(ステップ202)。次に、ステップ202において、制御系の異常が発生したと判定した場合(ステップ202:YES)、現在の制御モードが二相駆動モードであるか否かを判定し(ステップ203)、二相駆動モードではない場合(ステップ203:NO)には、当該制御系の異常が、通電不良相の発生であるか否かを判定する(ステップ204)。そして、通電不良相が発生したと判定した場合(ステップ204:YES)には、当該通電不良相以外の残る二相を通電相とするモータ制御信号の出力を実行する(二相駆動モード、ステップ205)。
Next, the abnormality determination and control mode switching by the microcomputer and the motor control signal generation processing procedure during two-phase driving will be described.
As shown in the flowchart of FIG. 10, the microcomputer 17 first determines whether or not any abnormality has occurred (step 201). If it is determined that an abnormality has occurred (step 201: YES), then It is determined whether the abnormality is a control system abnormality (step 202). Next, when it is determined in
上述のように、この二相駆動モードにおけるモータ制御信号の出力は、通電不良発生相に応じた所定の回転角θA,θBを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、その相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御を実行することにより行われる。 As described above, the output of the motor control signal in the two-phase drive mode is a phase current command that changes into a secant curve or a remainder curve with predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines. This is performed by calculating a value and executing phase current feedback control based on the phase current command value.
即ち、図11のフローチャートに示すように、マイコン17は、先ず、通電不良発生相がU相であるか否かを判定し(ステップ301)、U相であるである場合(ステップ301:YES)には、上記(1)式に基づいて、V相についての相電流指令値Iv*を演算する(ステップ302)。次に、マイコン17は、その相電流指令値Iv*についてガード処理演算を実行し、当該ガード処理後の相電流指令値Iv**を所定範囲内に制限する(ステップ303)。そして、そのガード処理後の相電流指令値Iv**に基づく相電流フィードバック制御の実行によりV相についての相電圧指令値Vv*を演算し(ステップ304)、当該相電圧指令値Vv*に基づいて、各相の相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する(Vu**=0,Vv**=Vv*,Vw**=-Vv*、ステップ305)。 That is, as shown in the flowchart of FIG. 11, the microcomputer 17 first determines whether or not the current-carrying failure occurrence phase is the U phase (step 301), and if it is the U phase (step 301: YES). In step S302, the phase current command value Iv * for the V phase is calculated based on the equation (1). Next, the microcomputer 17 executes a guard process calculation for the phase current command value Iv *, and limits the phase current command value Iv ** after the guard process within a predetermined range (step 303). Then, by executing phase current feedback control based on the phase current command value Iv ** after the guard processing, a phase voltage command value Vv * for the V phase is calculated (step 304), and based on the phase voltage command value Vv *. Thus, phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw ** for each phase are calculated (Vu ** = 0, Vv ** = Vv *, Vw ** =-Vv *, step 305).
一方、上記ステップ301において、通電不良発生相がU相ではないと判定した場合(ステップ301:NO)、マイコン17は、通電不良発生相がV相であるかを判定し(ステップ306)、通電不良発生相がV相である場合(ステップ306:YES)には、上記(2)式に基づいて、U相についての相電流指令値Iu*を演算する(ステップ307)。次に、マイコン17は、その相電流指令値Iu*についてガード処理演算を実行し、当該ガード処理後の相電流指令値Iu**を所定範囲内に制限する(ステップ308)。そして、そのガード処理後の相電流指令値Iu**に基づく相電流フィードバック制御を実行し(ステップ309)、該相電流フィードバック制御の実行により演算された相電圧指令値Vu*に基づいて、各相の相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する(Vu**=Vu*,Vv**=0,Vw**=-Vu*、ステップ310)。
On the other hand, if it is determined in
また、上記ステップ306において、通電不良発生相がV相ではないと判定した場合(ステップ306:NO)、マイコン17は、上記(3)式に基づいて、V相についての相電流指令値Iv*を演算し(ステップ311)、続いてガード処理演算を実行することにより、当該ガード処理後の相電流指令値Iv**を所定範囲内に制限する(ステップ312)。そして、そのガード処理後の相電流指令値Iv**に基づく相電流フィードバック制御を実行し(ステップ313)、該相電流フィードバック制御の実行により演算された相電圧指令値Vv*に基づいて、各相の相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する(Vu**=-Vv*,Vv**=Vv*,Vw**=0、ステップ314)。
If it is determined in
そして、マイコン17は、上記ステップ305、ステップ310、又はステップ314において演算された各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**に基づくモータ制御信号を生成し、駆動回路18に出力する(ステップ315)。
The microcomputer 17 generates a motor control signal based on the phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw ** calculated in
尚、上記ステップ201において、特に異常はないと判定した場合(ステップ201:NO)には、マイコン17は、上述のように、d/q座標系での電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号の出力を実行する(通常制御モード、ステップ206)。また、上記ステップ202において、制御系以外の異常が発生したと判定した場合(ステップ202:NO)、ステップ203において、既に二相駆動モードであると判定した場合(ステップ203:YES)、又は上記ステップ203において、通電不良相の発生以外の異常が発生したと判定した場合(ステップ203:NO)には、マイコン17は、アシスト停止モードへと移行する(ステップ207)。そして、モータ12の駆動を停止するためのモータ制御信号の出力、及び電源リレーの開放等を実行する。
If it is determined in
[制御系の異常検出]
次に、本実施形態における制御系の異常検出の態様について説明する。
上述のように、本実施形態では、二相駆動モードにおけるモータ制御信号の出力は、通電不良発生相に応じた所定の回転角θA,θBを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、その相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御を実行することにより行われる(図4〜図6参照)。これにより、理論上、上記所定の回転角θA,θBを除き、要求トルク(q軸電流指令値Iq*)に対応したモータ電流(q軸電流値Iq)を発生させることができ(図7〜図9参照)、その結果、トルクリップルの発生を抑制して、良好な操舵フィーリングを維持したままアシスト力の付与を継続することができる。更に、本実施形態の異常判定部31は、q軸電流偏差ΔIqと所定の閾値I1との比較に基づいて、制御系における異常の発生を検出する。従って、上記のように要求トルク(q軸電流指令値Iq*)に対応したモータ電流(q軸電流値Iq)が発生することで、理論上は、二相駆動時(二相駆動モード)においても継続して制御系の異常を検出することができるようになる。
[Control system error detection]
Next, the control system abnormality detection mode in this embodiment will be described.
As described above, in the present embodiment, the output of the motor control signal in the two-phase drive mode changes to a secant curve or a remainder curve with the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines. This is performed by calculating a phase current command value to be executed and executing phase current feedback control based on the phase current command value (see FIGS. 4 to 6). Thus, theoretically, the motor current (q-axis current value Iq) corresponding to the required torque (q-axis current command value Iq *) can be generated except for the predetermined rotation angles θA and θB (FIG. 7 to FIG. 7). As a result, the generation of torque ripple can be suppressed, and the application of assist force can be continued while maintaining a good steering feeling. Furthermore, the
しかしながら、実際には、各相のモータコイル12u,12v,12wに通電可能な電流(の絶対値)には上限があり、二相駆動時に演算される各相電流指令値には、その値を所定範囲内に制限するガード処理が施される(図4〜図6参照)。そのため、図7〜図9に示すように、上記所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲内(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)では、その異常の有無に関わらずq軸電流偏差ΔIqが発生することになり、これにより誤検出が発生するおそれがある。
However, in reality, there is an upper limit for the current (absolute value) that can be applied to the
この点を踏まえ、本実施形態では、異常判定部31は、通電不良相の発生時、即ち二相駆動時には、上記のような制御系の異常を検出するための判定、具体的には、そのq軸電流偏差ΔIqを基礎とする判定処理を実行しない。
In view of this point, in the present embodiment, the
即ち、電流制限範囲は、相電流指令値Ix*の絶対値が、その通電可能な電流の最大値Ix_max以上となる範囲(Ix*≧Ix_max、Ix*≦−Ix_max)である。従って、上記(1)〜(3)式に、当該最大値Ix_maxに対応する上限値(+Ix_max)及び下限値(−Ix_max)を代入し、これらの各式を回転角θについて解くことで当該電流制限範囲を特定することが可能である。 In other words, the current limit range is a range (Ix * ≧ Ix_max, Ix * ≦ −Ix_max) in which the absolute value of the phase current command value Ix * is equal to or greater than the maximum value Ix_max of the energizable current. Therefore, an upper limit value (+ Ix_max) and a lower limit value (−Ix_max) corresponding to the maximum value Ix_max are substituted into the expressions (1) to (3), and the current is obtained by solving these expressions with respect to the rotation angle θ. It is possible to specify a limited range.
具体的には、U相が通電不良発生相である場合(U相通電不良時)、上記(1)式に、その通電可能な電流の上限値及び下限値を代入した(5)(6)及び(7)(8)式を解くことで、漸近線に対応する所定の回転角θA,θBのうちの一方、回転角θA近傍の電流制限範囲を規定する回転角θ1,θ2を求めることができる。 Specifically, when the U phase is an energization failure occurrence phase (when the U phase energization failure occurs), the upper limit value and lower limit value of the energizable current are substituted into the above equation (1) (5) (6) And (7) By solving the equation (8), one of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote, and the rotation angles θ1 and θ2 defining the current limiting range in the vicinity of the rotation angle θA can be obtained. it can.
ここで、上記(5)〜(8)式の解、即ち回転角θ1,θ2は、cosθの逆関数(アークコサイン)によって表される。従って、cos(-θ)=cosθ、及びcos(θ+2π)=cosθより、上記の回転角θAから位相が2πずれた他方側の所定の回転角、即ち回転角θB近傍の電流制限範囲を規定する回転角θ3,θ4は、次の(9)(10)式により求めることができる。 Here, the solutions of the above equations (5) to (8), that is, the rotation angles θ1 and θ2 are represented by an inverse function (arc cosine) of cos θ. Therefore, from cos (−θ) = cosθ and cos (θ + 2π) = cosθ, the current limiting range in the vicinity of the rotation angle θB, that is, the predetermined rotation angle on the other side whose phase is shifted by 2π from the rotation angle θA is defined. The rotation angles θ3 and θ4 can be obtained by the following equations (9) and (10).
同様に、V相が通電不良発生相である場合(V相通電不良時)には、上記(2)式に、その通電可能な電流の上限値及び下限値を代入した(11)(12)及び(13)(14)式を解くことで、漸近線に対応する所定の回転角θA,θBのうちの一方、回転角θA近傍の電流制限範囲を規定する回転角θ1,θ2を求めることができる。 Similarly, when the V phase is an energization failure occurrence phase (at the time of V phase energization failure), the upper limit value and the lower limit value of the energizable current are substituted into the above equation (2) (11) (12) And, by solving the equations (13) and (14), one of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote, and the rotation angles θ1 and θ2 defining the current limiting range in the vicinity of the rotation angle θA can be obtained. it can.
ここで、上記(11)〜(14)式の解、即ち回転角θ1,θ2は、sinθの逆関数(アークサイン)によって表される。従って、sin(π−θ)=sinθより、上記回転角θA近傍の電流制限範囲を規定する回転角θ1,θ2と、その回転角θAから位相が2πずれた他方側の所定の回転角、即ち回転角θB近傍の電流制限範囲を規定する回転角θ3,θ4との間には、次の(15)(16)式が成立する。そして、これら(15)(16)式を解くことにより、残る回転角θ3,θ4を求めることができる。 Here, the solutions of the above equations (11) to (14), that is, the rotation angles θ1 and θ2 are expressed by an inverse function (arc sine) of sin θ. Therefore, from sin (π−θ) = sinθ, the rotation angles θ1 and θ2 that define the current limiting range in the vicinity of the rotation angle θA, and the predetermined rotation angle on the other side whose phase is shifted by 2π from the rotation angle θA, that is, The following equations (15) and (16) are established between the rotation angles θ3 and θ4 that define the current limiting range in the vicinity of the rotation angle θB. The remaining rotation angles θ3 and θ4 can be obtained by solving these equations (15) and (16).
また、W相が通電不良発生相である場合(W相通電不良時)には、上記(3)式に、その通電可能な電流の上限値及び下限値を代入した(17)(18)及び(19)(20)式を解くことで、漸近線に対応する所定の回転角θA,θBのうちの一方、回転角θB近傍の電流制限範囲を規定する回転角θ3,θ4を求めることができる。 Further, when the W phase is an energization failure occurrence phase (at the time of W phase energization failure), the upper limit value and the lower limit value of the energizable current are substituted into the above equation (3) (17) (18) and (19) By solving the equation (20), one of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote, and the rotation angles θ3 and θ4 that define the current limiting range in the vicinity of the rotation angle θB can be obtained. .
ここで、上記(17)〜(20)式の解、即ち回転角θ3,θ4は、sinθの逆関数(アークサイン)によって表される。従って、sin(π−θ)=sinθより、上記回転角θB近傍の電流制限範囲を規定する回転角θ3,θ4と、その回転角θBから位相が2πずれた他方側の所定の回転角、即ち回転角θA近傍の電流制限範囲を規定する回転角θ1,θ2との間には、次の(21)(22)式が成立する。 Here, the solutions of the above equations (17) to (20), that is, the rotation angles θ3 and θ4 are expressed by an inverse function (arc sine) of sin θ. Therefore, from sin (π−θ) = sinθ, the rotation angles θ3 and θ4 that define the current limiting range in the vicinity of the rotation angle θB, and the predetermined rotation angle on the other side whose phase is shifted by 2π from the rotation angle θB, that is, The following equations (21) and (22) are established between the rotation angles θ1 and θ2 that define the current limiting range in the vicinity of the rotation angle θA.
そして、これら(21)(22)式を解くことにより、残る回転角θ1,θ2を求めることができる。
このように、本実施形態の異常判定部31は、二つの漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の各電流制限範囲を規定する各回転角θ1,θ2,θ3,θ4を演算し、検出されるモータ12の回転角θが何れかの電流制限範囲内にある場合(θ1<θ<θ2、又はθ3<θ<θ4)には、制御系の異常を検出するための判定を実行しない。そして、これにより、誤検出の発生を防止して、二相駆動時においても精度よく制御系の異常を検出することが可能な構成となっている。
The remaining rotation angles θ1 and θ2 can be obtained by solving these equations (21) and (22).
As described above, the
さらに詳述すると、図12のフローチャートに示すように、異常判定部31は、制御系の異常検出に用いる状態量として、q軸電流指令値Iq*及びq軸電流値Iq、並びに回転角θを取得すると(ステップ401)、先ず、q軸電流偏差ΔIqを演算する(ΔIq=Iq*−Iq、ステップ402)。次に、異常判定部31は、計測フラグが「ON」であるか否か判定し(ステップ403)、計測フラグが「ON」ではない場合(計測フラグ=「OFF」、ステップ403:NO)には、経過時間計測用のカウンタを初期化する(t=0、ステップ404)。尚、上記ステップ403において、既に計測フラグが「ON」であると判定した場合(ステップ403:YES)には、異常判定部31は、上記ステップ404におけるカウンタの初期化処理を実行しない。
More specifically, as shown in the flowchart of FIG. 12, the
次に、異常判定部31は、現在の制御モードが二相駆動モード(二相駆動中)であるか否かを判定し(ステップ405)、二相駆動中ではない場合(ステップ405:NO)、即ち通常制御中(通常制御モード滞在中)であると判定した場合には、q軸電流偏差ΔIq(の絶対値)が所定の閾値I1以上であるか否かを判定する(ステップ406)。そして、q軸電流偏差ΔIq(の絶対値)が所定の閾値I1以上である場合(|ΔIq|≧I1、ステップ406:YES)には、計測フラグを「ON」として(ステップ407)、上記カウンタをインクリメントする(t=t+1、ステップ408)。尚、上記ステップ406において、q軸電流偏差ΔIq(の絶対値)が所定の閾値I1に満たない場合(|ΔIq|<I1、ステップ406:NO)には、異常判定部31は、計測フラグを「OFF」とする(ステップ409)。
Next, the
次に、異常判定部31は、カウンタ値tが所定の閾値t1以上となったか否かを判定する(ステップ410)。そして、カウンタ値tが所定の閾値t1以上となったと判定した場合(ステップ410:YES)には、制御系に異常が発生したものと判定する(ステップ411)。
Next, the
即ち、本実施形態の異常判定部31は、q軸電流偏差ΔIqの値が制御系における異常の発生を示す場合(上記ステップ406:YES)に計測フラグを「ON」とし、その継続時間のカウントを開始する。そして、その異常を示す状態が所定時間以上継続した場合(ステップ410:YES)には、制御系に異常が発生したものと判定する。
That is, the
一方、上記ステップ405において、既に二相駆動中であると判定した場合(ステップ405:YES)には、異常判定部31は、上記(5)〜(22)式により、二つの漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の各電流制限範囲を規定する各回転角θ1,θ2,θ3,θ4を演算する(電流制限範囲演算、ステップ412)。そして、検出された回転角θが、これら各回転角θ1,θ2又はθ3,θ4により規定される何れかの電流制限範囲内にあるか否かを判定し(ステップ413)、何れの電流制限範囲にも該当しない場合(0<θ≦θ1,θ2≦θ≦θ3、又はθ4≦θ≦2π、ステップ413:NO)にのみ、上記ステップ406の判定処理を実行する。即ち、異常判定部31は、上記ステップ412において、回転角θが何れかの電流制限範囲内にあると判定した場合(θ1<θ<θ2、又はθ3<θ<θ4、ステップ413:NO)には、制御系の異常検出に関する判定処理を実行しない(ステップ414)。そして、上記ステップ406〜ステップ409の処理を実行することなく、上記ステップ410以下の処理を実行する。
On the other hand, when it is determined in
以上、本実施形態によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
○マイコン17は、q軸電流偏差ΔIqと所定の閾値I1との比較に基づいて制御系の異常を検出する。また、マイコン17は、モータ12の何れかの相に通電不良が発生した場合にその発生を検出可能な異常判定部31を備え、通電不良相の発生時には、当該通電不良発生相以外の相について、所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行により、モータ制御信号を生成する。この相電流フィードバック制御時においては、当該相電流指令値は所定範囲内に制限される。そして、マイコン17は、通電不良の発生時、相電流指令値が所定範囲内に制限される回転角度範囲(電流制限範囲)内にある場合には、上記制御系の異常を検出するための判定処理を行わない。
As described above, according to the present embodiment, the following operations and effects can be obtained.
The microcomputer 17 detects an abnormality in the control system based on a comparison between the q-axis current deviation ΔIq and a predetermined threshold value I1. Further, the microcomputer 17 includes an
上記構成によれば、漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)を除いて、要求トルク(q軸電流指令値Iq*)に対応したモータ電流(q軸電流値Iq)を発生させることができる。その結果、通電不良相発生時においても、トルクリップルの発生を抑制して、良好な操舵フィーリングを維持したまま、アシスト力の付与を継続することができるようになる。更に、制御系異常の有無に関わらずq軸電流偏差ΔIqが発生する電流制限範囲においては、当該q軸電流偏差ΔIqを基礎とした制御系の異常を検出するための判定処理を行わないことにより、効果的に誤検出の発生を防止することができる。その結果、二相駆動時においても精度よく制御系の異常を検出することができるようになる。 According to the above configuration, the required torque (q-axis current command value Iq *) is excluded except for the current limiting ranges in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote. ) Can be generated (q-axis current value Iq). As a result, even when an energization failure phase occurs, it is possible to continue the application of the assist force while suppressing the generation of torque ripple and maintaining a good steering feeling. Further, in the current limiting range where the q-axis current deviation ΔIq occurs regardless of whether or not there is a control system abnormality, the determination process for detecting the control system abnormality based on the q-axis current deviation ΔIq is not performed. Therefore, it is possible to effectively prevent the occurrence of erroneous detection. As a result, the abnormality of the control system can be detected with high accuracy even during the two-phase driving.
(第2の実施形態)
以下、本発明を電動パワーステアリング装置(EPS)に具体化した第2の実施形態を図面に従って説明する。尚、本実施形態と上記第1の実施形態との主たる相違点は、制御系の異常検出の態様のみである。このため、説明の便宜上、第1の実施形態と同一の部分については同一の符号を付すこととして、その説明を省略する。
(Second Embodiment)
Hereinafter, a second embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering device (EPS) will be described with reference to the drawings. Note that the main difference between the present embodiment and the first embodiment is only the manner of detecting abnormality in the control system. For this reason, for convenience of explanation, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the explanation thereof is omitted.
上述のように、漸近線に対応する所定の回転角θA,θBの近傍において、相電流指令値を所定範囲内に制限するガード処理を行うことにより(図4〜図6参照)、当該所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲内(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)では、異常の有無に関わらずq軸電流偏差ΔIqが発生することになる(図7〜図9参照)。このため、上記第1の実施形態では、電流制限範囲においては、当該q軸電流偏差ΔIqを基礎とした制御系の異常を検出するための判定処理を行わないことで、誤検出の発生を防止することとした。 As described above, by performing the guard process that limits the phase current command value within a predetermined range in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote (see FIGS. 4 to 6), the predetermined Within the current limiting range in the vicinity of the rotation angles θA, θB (θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4), a q-axis current deviation ΔIq occurs regardless of whether there is an abnormality (see FIGS. 7 to 9). ). For this reason, in the first embodiment, in the current limit range, the detection process based on the q-axis current deviation ΔIq is not subjected to the determination process to detect the occurrence of false detection. It was decided to.
これに対し、本実施形態では、異常判定部31は、通電不良の発生時、検出されるモータ12の回転角θが何れかの電流制限範囲内にある場合には、その相電流指令値Ix*の制限により生ずるq軸電流偏差ΔIqの変動に対応すべく、当該q軸電流偏差ΔIqを基礎とする判定処理の閾値を変化させる(図13〜図15参照)。
On the other hand, in the present embodiment, the
詳述すると、本実施形態の異常判定部31は、通電不良の発生時、検出される回転角θが電流制限範囲内にある場合には、その相電流指令値Ix*の制限により生ずるq軸電流偏差ΔIqの変動に相当する補正項βを演算する。
More specifically, the
具体的には、本実施形態の異常判定部31は、検出された通電不良発生相、及びq軸電流指令値Iq*の符号に応じて、以下の(23)〜(34)式を解くことにより、q軸電流偏差ΔIqを基礎とする判定処理の閾値を変化させるための補正項βを演算する。
Specifically, the
尚、電流制限範囲を規定する各回転角θ1,θ2,θ3,θ4については、図13〜図15、及び上記(5)〜(22)式を参照されたい。
そして、その補正項βを通常時の閾値I1(又は−I1)に加えた値に基づいて、その制御系の異常を検出するための判定処理を実行することにより、より高精度な異常検出を可能とする構成になっている。
For the rotation angles θ1, θ2, θ3, and θ4 that define the current limiting range, see FIGS. 13 to 15 and the above equations (5) to (22).
Then, based on a value obtained by adding the correction term β to the normal threshold value I1 (or −I1), a determination process for detecting an abnormality of the control system is executed, thereby enabling more accurate abnormality detection. It is configured to be possible.
次に、本実施形態における制御系の異常検出の処理手順について説明する。
尚、以下に参照する図16のフローチャートにおいて、ステップ501〜ステップ513の処理は、第1の実施形態の態様を示す前述の図12のフローチャートにおけるステップ401〜ステップ413の処理と同一である。このため、説明の便宜上、当該ステップ501〜ステップ513の処理については、その説明を省略することとする。
Next, a processing procedure for abnormality detection of the control system in the present embodiment will be described.
In the flowchart of FIG. 16 referred to below, the processing of
図16のフローチャートに示すように、本実施形態の異常判定部31は、二相駆動時(ステップ505:YES)、回転角θが、ステップ512において演算された何れかの電流制限範囲内にあると判定した場合(θ1<θ<θ2、又はθ3<θ<θ4、ステップ513:NO)には、先ず、上記(23)〜(34)式により、当該二相駆動における非通電相及び回転角θに応じた補正項βを演算する(ステップ514)。
As shown in the flowchart of FIG. 16, in the
次に、異常判定部31は、q軸電流偏差ΔIqが、閾値I1の符号を正とした値(+I1)に補正項βを加えた値以上であるかを判定し(ステップ515)、q軸電流偏差ΔIqが当該補正された値よりも小さい場合(ステップ515:NO)には、閾値I1の符号を負とした値(−I1)に補正項βを加えた値以下であるかを判定する(ステップ516)。そして、 ステップ515においてq軸電流偏差ΔIqが当該補正された値以上である(ΔIq≧I1+β、ステップ515:YES)、又はステップ516においてq軸電流偏差ΔIqが当該補正された値以下である(ΔIq≦−I1+β、ステップ516:YES)と判定した場合には、上記ステップ507,508の処理を実行する。即ち、計測フラグを「ON」として(ステップ507)、上記カウンタをインクリメントする(t=t+1、ステップ508)。
Next, the
一方、上記ステップ516において、q軸電流偏差ΔIqが当該補正された値よりも大きいと判定した場合(ΔIq>−I1+β、ステップ516:NO)、即ちq軸電流偏差ΔIqが適正な範囲にあると判定した場合には、異常判定部31は、計測フラグを「OFF」とする(ステップ517)。
On the other hand, if it is determined in
そして、異常判定部31は、ステップ510の処理を実行し、当該異常を示す状態が所定時間以上継続した場合(ステップ510:YES)には、制御系に異常が発生したものと判定する(ステップ511)。
And the
以上、本実施形態によれば、漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)における誤検出の発生を回避することができる。その結果、より精度よく制御系の異常を検出することができるようになる。 As described above, according to this embodiment, it is possible to avoid the occurrence of erroneous detection in the current limiting range (θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4) in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote. . As a result, the control system abnormality can be detected with higher accuracy.
(第3の実施形態)
以下、本発明を電動パワーステアリング装置(EPS)に具体化した第3の実施形態を図面に従って説明する。尚、本実施形態と上記第1の実施形態との主たる相違点は、制御系の異常検出の態様のみである。このため、説明の便宜上、第1の実施形態と同一の部分については同一の符号を付すこととして、その説明を省略する。
(Third embodiment)
Hereinafter, a third embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering apparatus (EPS) will be described with reference to the drawings. Note that the main difference between the present embodiment and the first embodiment is only the manner of detecting abnormality in the control system. For this reason, for convenience of explanation, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the explanation thereof is omitted.
本実施形態の異常判定部31は、通電不良の発生時には、仮にd/q座標系におけるフィードバック制御を実行するとした場合に、上記相電流フィードバック制御時と同様、二相の通電相に所定の回転角θA,θBを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を発生させることのできる仮想的なd軸電流指令値Id*を演算する。換言すると、異常判定部31は、上記相電流フィードバック制御による二相時の相電流指令値Ix*に相当する仮想的なd軸電流指令値Id*を演算する。そして、このd軸電流指令値Id*と実際のd軸電流値Idとの間の偏差、即ちd軸電流偏差ΔIdを演算し、当該d軸電流偏差ΔIdと所定の閾値(I2)とを比較することにより、制御系の異常を検出する構成となっている。
The
即ち、本実施形態のように、通電不良発生相以外の各相について、所定の回転角θA,θBを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を流した場合(図4〜図6参照)、d/q座標系には、図17〜図19に示すような所定の回転角θA,θBを漸近線として正接曲線(タンジェント)状に変化するd軸電流(Id)が発生する。従って、二相駆動時、d/q座標系におけるフィードバック制御の実行により二相の通電相に所定の回転角θA,θBを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を発生させるためには、図17〜図19に示すような所定の回転角θA,θBを漸近線として正接曲線状に変化するd軸電流指令値Id*を演算すればよいことになる。 That is, as in the present embodiment, when a phase current that changes into a secant curve or a cosecant curve with a predetermined rotation angle θA, θB as asymptotic lines is passed for each phase other than the energization failure occurrence phase (FIG. 4). The d / q coordinate system includes a d-axis current (Id) that changes in a tangent curve (tangent) with predetermined rotation angles θA and θB as asymptotic lines as shown in FIGS. 17 to 19. appear. Therefore, when two-phase driving is performed, a phase current that changes into a secant curve or a cosecant curve with a predetermined rotation angle θA, θB as asymptotic lines is generated in the two energized phases by executing feedback control in the d / q coordinate system. In order to achieve this, it is only necessary to calculate the d-axis current command value Id * that changes in a tangent curve with predetermined rotation angles θA and θB as asymptotic lines as shown in FIGS.
つまり、二相駆動時においても、d軸電流値Idは、回転角θに応じて規則的に変化する。従って、このd軸電流値Idの変化を監視することによっても、q軸電流の変化を監視する場合と同様、制御系に異常が生じたか否かを判定することが可能である。そして、本実施形態では、上記のように仮想的なd軸電流指令値Id*を演算し、当該d軸電流指令値Id*に対する実際のd軸電流値Idの追従性、即ちその偏差であるd軸電流偏差ΔIdが適切な範囲内(±I2)にあるか否かに基づいて、上記制御系の異常検出を実行する。 That is, even during the two-phase driving, the d-axis current value Id regularly changes according to the rotation angle θ. Therefore, by monitoring this change in the d-axis current value Id, it is possible to determine whether or not an abnormality has occurred in the control system, as in the case of monitoring the change in the q-axis current. In this embodiment, the virtual d-axis current command value Id * is calculated as described above, and is the followability of the actual d-axis current value Id with respect to the d-axis current command value Id *, that is, the deviation thereof. Based on whether or not the d-axis current deviation ΔId is within an appropriate range (± I2), the abnormality detection of the control system is executed.
ここで、本実施形態では、上述のように、二相駆動時、回転角θが所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)にある場合には、相電流指令値を所定範囲内に制限するガード処理が実行される。つまり、これら電流制限範囲内では、d軸電流値Idもまた、所定の回転角θA,θBを漸近線とした正接曲線状には変化しない。そこで、本実施形態の異常判定部31は、回転角θが何れかの電流制限範囲内にある場合には、当該電流制限範囲内において実行されるガード処理の結果を考慮、即ち相電流指令値Ix*の制限を踏まえて上記仮想的なd軸電流指令値Id*を演算する。
Here, in the present embodiment, as described above, when the two-phase driving is performed, the rotation angle θ is in the current limiting range in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB (θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4). The guard process for limiting the phase current command value within a predetermined range is executed. That is, within these current limiting ranges, the d-axis current value Id also does not change in a tangent curve shape with predetermined rotation angles θA and θB as asymptotic lines. Therefore, when the rotation angle θ is within any current limit range, the
具体的には、本実施形態の異常判定部31は、回転角θが漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲以外(0<θ≦θ1,θ2≦θ≦θ3,θ4≦θ≦2π)にある場合、その通電不良発生相に応じて、以下の(35)〜(37)式を解くことにより、上記所定の回転角θA,θBを漸近線として正接曲線状に変化する仮想的なd軸電流指令値Id*を演算する。
Specifically, the
尚、電流制限範囲を規定する各回転角θ1,θ2,θ3,θ4については、図13〜図15、及び上記(5)〜(22)式を参照されたい。
そして、回転角θが何れかの電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)にある場合には、その時の通電不良発生相、及びq軸電流指令値Iq*の符号に応じて、以下の(38)〜(49)式を解くことにより、上記仮想的なd軸電流指令値Id*を演算する。
For the rotation angles θ1, θ2, θ3, and θ4 that define the current limiting range, see FIGS. 13 to 15 and the above equations (5) to (22).
When the rotation angle θ is in any current limiting range (θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4), depending on the energization failure occurrence phase at that time and the sign of the q-axis current command value Iq * The virtual d-axis current command value Id * is calculated by solving the following equations (38) to (49).
そして、上記(35)〜(49)式により求められた仮想的なd軸電流指令値Id*と実際のd軸電流値Idとの間の偏差、即ちd軸電流偏差ΔIdと所定の閾値I2との比較に基づいて、その制御系の異常を検出するための判定処理を実行することにより、より高精度な異常検出を可能とする構成になっている。 Then, the deviation between the virtual d-axis current command value Id * obtained by the above equations (35) to (49) and the actual d-axis current value Id, that is, the d-axis current deviation ΔId and a predetermined threshold value I2 Based on the comparison, a determination process for detecting an abnormality of the control system is executed, so that the abnormality can be detected with higher accuracy.
次に、本実施形態における制御系の異常検出の態様について説明する。
尚、以下に参照する図20のフローチャートにおいて、ステップ601〜ステップ612の処理は、第1の実施形態の態様を示す前述の図12のフローチャートにおけるステップ401〜ステップ412の処理と同一である(ステップ601において取得する状態量(Id*,Id)のみが相違する)。このため、説明の便宜上、当該ステップ601〜ステップ612の処理については、その説明を省略する。
Next, the control system abnormality detection mode in this embodiment will be described.
In the flowchart of FIG. 20 referred to below, the processing of
図20のフローチャートに示すように、本実施形態の異常判定部31は、二相駆動時(ステップ605:YES)、ステップ512において電流制限範囲を演算すると、続いてその演算結果、及びその時の通電不良発生相、並びにq軸電流指令値Iq*の符号に基づいて、上記(35)〜(49)式から仮想的なd軸電流指令値Id*を演算する(ステップ613)。次に、異常判定部31は、上記ステップ613において演算された仮想的なd軸電流指令値Id*と実際のd軸電流値Idとの偏差、即ちd軸電流偏差ΔIdを演算し(ステップ614)、当該演算されたd軸電流偏差ΔId(の絶対値)が所定の閾値I2以上であるか否かを判定する(ステップ615)。そして、 このステップ615においてd軸電流偏差ΔId(の絶対値)が所定の閾値I2以上である(ΔId≧I2、ステップ615:YES)と判定した場合には、上記ステップ607,608の処理を実行する。即ち、計測フラグを「ON」として(ステップ607)、上記カウンタをインクリメントする(t=t+1、ステップ608)。
As shown in the flowchart of FIG. 20, the
一方、上記ステップ615において、d軸電流偏差ΔId(の絶対値)が所定の閾値I2に満たない(ΔId<I2、ステップ615:NO)と判定した場合、即ちd軸電流偏差ΔIdが適正な範囲にあると判定した場合には、異常判定部31は、計測フラグを「OFF」とする(ステップ616)。
On the other hand, when it is determined in
そして、異常判定部31は、ステップ610の処理を実行し、当該異常を示す状態が所定時間以上継続した場合(ステップ610:YES)には、制御系に異常が発生したものと判定する(ステップ611)。
And the
以上、本実施形態によれば、漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)における誤検出の発生を回避することができる。その結果、より精度よく制御系の異常を検出することができるようになる。 As described above, according to this embodiment, it is possible to avoid the occurrence of erroneous detection in the current limiting range (θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4) in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote. . As a result, the control system abnormality can be detected with higher accuracy.
(第4の実施形態)
以下、本発明を電動パワーステアリング装置(EPS)に具体化した第4の実施形態を図面に従って説明する。尚、本実施形態と上記第3の実施形態との主たる相違点は、制御系の異常検出の態様のみである。このため、説明の便宜上、第3の実施形態と同一の部分については同一の符号を付すこととして、その説明を省略する。
(Fourth embodiment)
Hereinafter, a fourth embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering apparatus (EPS) will be described with reference to the drawings. The main difference between the present embodiment and the third embodiment is only the manner of detecting an abnormality in the control system. For this reason, for convenience of explanation, the same parts as those of the third embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
本実施形態の異常判定部31は、上記第3の実施形態と同様、仮想的なd軸電流指令値Id*を演算した上で、更に、当該仮想的なd軸電流指令値Id*とq軸電流指令値Iq*との間の合成ベクトルIdq*を演算する(図21〜図23参照)。尚、このd/q座標系における仮想的な電流指令値の合成ベクトルIdq*、及び後述するd/q座標系における実電流値の合成ベクトル(d軸電流値Id及びq軸電流値Iqの合成ベクトル)Idqは、いうまでもなく、それぞれ、d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*、並びにd軸電流値Id及びq軸電流値Iqの二乗和の平方根である。そして、その合成ベクトルIdq*の変化を監視することにより、制御系の異常検出を実行する。
As in the third embodiment, the
詳述すると、本実施形態の異常判定部31は、回転角θが何れかの電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)にあるか否か、及びその時の通電不良発生相に応じて、以下の(50)〜(53)式を解くことにより、d/q座標系における仮想的な電流指令値の合成ベクトルIdq*を演算する。
More specifically, the
尚、電流制限範囲を規定する各回転角θ1,θ2,θ3,θ4については、図13〜図15、及び上記(5)〜(22)式を参照されたい。
そして、これにより求められたd/q座標系における仮想的な電流指令値の合成ベクトルIdq*と当該d/q座標系における実電流値の合成ベクトル(d軸電流値Id及びq軸電流値Iqの合成ベクトル)Idqとの偏差ΔIdqを演算し、当該偏差ΔIdqと所定の閾値(I3)とを比較することにより、制御系の異常検出を行う構成となっている。
For the rotation angles θ1, θ2, θ3, and θ4 that define the current limiting range, see FIGS. 13 to 15 and the above equations (5) to (22).
Then, the resultant vector Idq * of the virtual current command value in the d / q coordinate system and the resultant vector of the actual current value in the d / q coordinate system (d-axis current value Id and q-axis current value Iq). The deviation ΔIdq from the combined vector) Idq is calculated, and the deviation ΔIdq is compared with a predetermined threshold value (I3) to detect abnormality of the control system.
次に、本実施形態における制御系の異常検出の態様について説明する。
尚、以下に参照する図24のフローチャートにおいて、ステップ701〜ステップ713の処理は、第3の実施形態の態様を示す前述の図20のフローチャートにおけるステップ601〜ステップ613の処理と同一である。このため、説明の便宜上、当該ステップ701〜ステップ713の処理については、その説明を省略する。
Next, the control system abnormality detection mode in this embodiment will be described.
In the flowchart of FIG. 24 to be referred to below, the processing of
図24のフローチャートに示すように、本実施形態の異常判定部31は、上記第3の実施形態と同様、ステップ713において仮想的なd軸電流指令値Id*を演算すると、続いて、当該d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*の合成ベクトルIdq*を演算する(ステップ714)。
As shown in the flowchart of FIG. 24, the
次に、異常判定部31は、そのd/q座標系における仮想的な電流指令値の合成ベクトルIdq*と当該d/q座標系における実電流値の合成ベクトル(d軸電流値Id及びq軸電流値Iqの合成ベクトル)Idqとの偏差ΔIdqを演算し(ΔIdq=Idq*−Idq、ステップ715)、その偏差ΔIdqが所定の閾値I3以上であるか否かを判定する(ステップ716)。そして、 このステップ716において偏差ΔIdq(の絶対値)が所定の閾値I3以上である(ΔIdq≧I3、ステップ716:YES)と判定した場合には、上記ステップ707,708の処理を実行する。即ち、計測フラグを「ON」として(ステップ707)、上記カウンタをインクリメントする(t=t+1、ステップ708)。
Next, the
一方、上記ステップ716において、上記合成ベクトルの偏差ΔIdq(の絶対値)が所定の閾値I3に満たない(ΔIdq<I3、ステップ716:NO)と判定した場合、合成ベクトルの偏差ΔIdqが適正な範囲にあると判定した場合には、異常判定部31は、計測フラグを「OFF」とする(ステップ717)。
On the other hand, when it is determined in
そして、異常判定部31は、ステップ710の処理を実行し、当該異常を示す状態が所定時間以上継続した場合(ステップ710:YES)には、制御系に異常が発生したものと判定する(ステップ711)。
And the
以上、本実施形態によれば、上記第3の実施形態と同様の作用・効果を得ることができる。
(第5の実施形態)
以下、本発明を電動パワーステアリング装置(EPS)に具体化した第5の実施形態を図面に従って説明する。尚、本実施形態と上記第1の実施形態との主たる相違点は、制御系の異常検出の態様のみである。このため、説明の便宜上、第1の実施形態と同一の部分については同一の符号を付すこととして、その説明を省略する。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to obtain the same operations and effects as those of the third embodiment.
(Fifth embodiment)
Hereinafter, a fifth embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering apparatus (EPS) will be described with reference to the drawings. Note that the main difference between the present embodiment and the first embodiment is only the manner of detecting abnormality in the control system. For this reason, for convenience of explanation, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the explanation thereof is omitted.
本実施形態の異常判定部31は、二相駆動時には、二相の通電相のうちの何れかの相を判定相として選択する。そして、当該判定相における相電流偏差を監視することにより、制御系の異常判定を実行する。
The
即ち、通電不良発生相に応じた所定の回転角θA,θBを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値に基づき相電流フィードバック制御を実行することで、判定相における相電流値Iyは、制御系に異常が発生していない限り、その相電流指令値Iy*に追従して連続的に変化する(所定の回転角θA,θBを除く)。従って、これらの偏差、即ち相電流偏差ΔIyと所定の閾値I3とを比較することで、二相駆動時においても精度よく制御系の異常を検出することができる。そして、これは、漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)においても同様であり、本実施形態は、こうした特性を利用することにより、全回転領域に亘って高精度の異常検出が可能な構成となっている。 That is, by executing the phase current feedback control based on the phase current command value that changes into a secant curve or a cosecant curve with the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines, The phase current value Iy continuously changes following the phase current command value Iy * (except for predetermined rotation angles θA and θB) unless an abnormality has occurred in the control system. Therefore, by comparing these deviations, that is, the phase current deviation ΔIy and the predetermined threshold value I3, it is possible to detect an abnormality of the control system with high accuracy even during two-phase driving. This also applies to the current limiting range (θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4) in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote, and this embodiment uses these characteristics. By doing so, it is possible to detect abnormality with high accuracy over the entire rotation region.
次に、本実施形態における制御系の異常検出の態様について説明する。
尚、以下に参照する図25のフローチャートにおいて、ステップ801〜ステップ811の処理は、第1の実施形態の態様を示す前述の図12のフローチャートにおけるステップ401〜ステップ411の処理と同一である(ステップ801において取得する状態量(Iu,Iv,Iw,Iu*,Iv*,Iw*)のみが相違する)。このため、説明の便宜上、当該ステップ801〜ステップ811の処理については、その説明を省略する。
Next, the control system abnormality detection mode in this embodiment will be described.
In the flowchart of FIG. 25 to be referred to below, the processing of
図25のフローチャートに示すように、異常判定部31は、ステップ805において、既に二相駆動中であると判定した場合(ステップ805:YES)、二相の通電相のうちの一方を判定相として選択し(ステップ812)、続いて当該判定相における相電流偏差ΔIyを演算する(ΔIy=Iy*−Iy、ステップ813)。尚、本実施形態では、二相の通電相のうち、判定相となる相は、通電不良相毎に、予め設定されている。そして、その相電流偏差ΔIy(の絶対値)が所定の閾値I4以上であるか否かを判定し(ステップ814)、当該相電流偏差ΔIy(の絶対値)が所定の閾値I4以上である場合(|ΔIy|≧I4、ステップ814:YES)には、ステップ807,808の処理を実行する。即ち、計測フラグを「ON」として(ステップ807)、上記カウンタをインクリメントする(t=t+1、ステップ808)。
As shown in the flowchart of FIG. 25, when the
一方、上記ステップ814において、相電流偏差ΔIy(の絶対値)が所定の閾値I4に満たない場合(|ΔIy|<I4、ステップ814:NO)、即ち適正範囲にあると判定した場合には、異常判定部31は、計測フラグを「OFF」とする(ステップ815)。
On the other hand, in
そして、異常判定部31は、ステップ810の処理を実行し、当該異常を示す状態が所定時間以上継続した場合(ステップ810:YES)には、制御系に異常が発生したものと判定する(ステップ811)。
And the
以上、本実施形態によれば、漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)における誤検出の発生を回避することができる。その結果、より精度よく制御系の異常を検出することができるようになる。 As described above, according to this embodiment, it is possible to avoid the occurrence of erroneous detection in the current limiting range (θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4) in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote. . As a result, the control system abnormality can be detected with higher accuracy.
(第6の実施形態)
以下、本発明を電動パワーステアリング装置(EPS)に具体化した第5の実施形態を図面に従って説明する。尚、本実施形態と上記第1の実施形態との主たる相違点は、制御系の異常検出の態様のみである。このため、説明の便宜上、第1の実施形態と同一の部分については同一の符号を付すこととして、その説明を省略する。
(Sixth embodiment)
Hereinafter, a fifth embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering apparatus (EPS) will be described with reference to the drawings. Note that the main difference between the present embodiment and the first embodiment is only the manner of detecting abnormality in the control system. For this reason, for convenience of explanation, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the explanation thereof is omitted.
本実施形態の異常判定部31は、二相駆動時には、通電相となる各相の電流値(Iy1,Iy2)を監視する。そして、その合計値Iz(の絶対値)と所定の閾値I5との比較に基づいて、上記制御系の異常検出を実行する。
The
即ち、キルヒホッフの法則により、制御系に異常が発生していない限りは、通電相となる二相の相電流値Iy1,Iy2の合計値Izは「0」となるはずである。従って、この合計値Iz(の絶対値)が適正範囲を超えて「0」から逸脱した場合には、制御系に異常が発生したものと判定することができる。そして、本実施形態は、このような特性を利用することにより、全回転領域に亘って高精度の異常検出が可能な構成となっている。 That is, according to Kirchhoff's law, as long as no abnormality occurs in the control system, the total value Iz of the two-phase phase current values Iy1 and Iy2 to be energized phases should be “0”. Therefore, when the total value Iz (absolute value thereof) exceeds the appropriate range and deviates from “0”, it can be determined that an abnormality has occurred in the control system. And this embodiment becomes a structure which can detect abnormality with high precision over the whole rotation area | region by utilizing such a characteristic.
詳述すると、図26のフローチャートに示すように、異常判定部31は、ステップ905において、既に二相駆動中であると判定した場合(ステップ905:YES)、通電相となる二相の相電流値Iy1,Iy2の合計値Izを演算し(Iz=Iy1+Iy2、ステップ912)、その合計値Iz(の絶対値)が所定の閾値I5以上であるか否かを判定する(ステップ913)。そして、その合計値ΔIz(の絶対値)が所定の閾値I5以上である場合(|Iz|≧I5、ステップ913:YES)には、ステップ907,908の処理を実行する。即ち、計測フラグを「ON」として(ステップ907)、上記カウンタをインクリメントする(t=t+1、ステップ908)。
Specifically, as shown in the flowchart of FIG. 26, when the
一方、上記ステップ913において、通電相となる二相の相電流値Iy1,Iy2の合計値Iz(の絶対値)が所定の閾値I5に満たない場合(|Iz|<I5、ステップ913:NO)、即ち適正範囲にあると判定した場合には、異常判定部31は、計測フラグを「OFF」とする(ステップ914)。
On the other hand, when the total value Iz (the absolute value thereof) of the two-phase phase current values Iy1 and Iy2 serving as the energized phase is less than the predetermined threshold value I5 in the step 913 (| Iz | <I5, step 913: NO) In other words, when it is determined that it is within the appropriate range, the
そして、異常判定部31は、ステップ910の処理を実行し、当該異常を示す状態が所定時間以上継続した場合(ステップ910:YES)には、制御系に異常が発生したものと判定する(ステップ911)。
And the
尚、ステップ901〜ステップ911の処理は、第1の実施形態の態様を示す前述の図12のフローチャートにおけるステップ401〜ステップ411の処理と同一である(ステップ901において取得する状態量(Iu,Iv,Iw)のみが相違する)。このため、説明の便宜上、当該ステップ901〜ステップ911の処理については、その説明を省略する。
Note that the processing from
以上、本実施形態によれば、二相駆動時においても精度よく制御系の異常を検出することができる。特に、漸近線に対応する所定の回転角θA,θB近傍の電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)においても、当該電流制限範囲の設定に起因する誤検出の発生を回避することができ、これにより、全回転領域に亘って高精度の異常検出ができるようになる。加えて、こうした特性は、本実施形態のような相電流フィードバックを行う以外の方法により二相駆動を行った場合にも有効という利点がある。 As described above, according to the present embodiment, it is possible to accurately detect an abnormality in the control system even during two-phase driving. In particular, even in a current limiting range (θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4) in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote, the occurrence of erroneous detection due to the setting of the current limiting range is avoided. This makes it possible to detect anomalies with high accuracy over the entire rotation region. In addition, such a characteristic has an advantage that it is effective even when two-phase driving is performed by a method other than the phase current feedback as in the present embodiment.
なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記各実施形態では、本発明を電動パワーステアリング装置(EPS)に具体化したが、EPS以外の用途に用いられるモータ制御装置に具体化してもよい。
In addition, you may change each said embodiment as follows.
In each of the above embodiments, the present invention is embodied in an electric power steering device (EPS), but may be embodied in a motor control device used for applications other than EPS.
・本実施形態では、モータ制御装置としてのECU11は、大別して、「通常制御モード」、「アシスト停止モード」、及び「二相駆動モード」の3つの制御モードを有することとした。しかし、異常発生時におけるモータ制御の形態は、これらのモードに限るものではない。つまり、通電不良相発生時に該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を実行する構成であれば、どのようなものに適用してもよい。また、異常検出(判定)の方法についても、上記各実施形態の構成に限るものではない。
In the present embodiment, the
・上記各実施形態では、電流指令値演算部23は、二相駆動時、通電不良発生相以外の二相のうちの一相についての相電流指令値を出力し、モータ制御信号生成部24は、当該相についての相電圧指令値を演算した後に、これに基づいて他相の相電圧指令値を演算することとした。しかし、これに限らず、電流指令値演算部23が、通電不良発生相以外の二相の両方についての相電流指令値を出力する構成としてもよい。
In each of the above embodiments, the current command value calculation unit 23 outputs a phase current command value for one of the two phases other than the energization failure occurrence phase during two-phase driving, and the motor control
・また、上記各実施形態では、上記(1)〜(3)式に基づいて、U相又はW相の異常時には、V相の相電流指令値Iv*を演算し、V相の異常時には、U相の相電流指令値Iu*を演算することとした。しかし、これに限らず、U相又はV相の異常時には、W相の相電流指令値(Iw*)を演算し、W相の異常時には、V相の相電流指令値(Iv*)を演算する構成としてもよい。尚、この場合における各相電流指令値は、上記(1)〜(3)式の符号を逆にすることで演算可能である。 In each of the above embodiments, based on the above equations (1) to (3), when the U phase or W phase is abnormal, the V phase phase current command value Iv * is calculated, and when the V phase is abnormal, The U-phase phase current command value Iu * is calculated. However, not limited to this, the W-phase current command value (Iw *) is calculated when the U-phase or V-phase is abnormal, and the V-phase current command value (Iv *) is calculated when the W-phase is abnormal. It is good also as composition to do. In addition, each phase current command value in this case can be calculated by reversing the signs of the above formulas (1) to (3).
・さらに、異常発生時における相電流指令値は、必ずしも上記(1)〜(3)式により演算した場合と完全には同一でなくともよい。即ち、所定の回転角を漸近線として略正割曲線又は略余割曲線状に変化する、或いはこれに近似して変化するような相電流指令値を演算しても、上記各実施形態に近い効果を得ることができる。但し、上記(1)〜(3)式に基づき相電流指令値を演算した場合が、最も要求トルクに近いモータ電流を発生させることが可能であり、該各式に基づき演算される相電流指令値に近い値が演算される方法ほど、より顕著な効果が得られることはいうまでもない。 Furthermore, the phase current command value at the time of occurrence of an abnormality does not necessarily have to be completely the same as that calculated by the above equations (1) to (3). That is, even if a phase current command value that changes to a substantially secant curve or a substantially cosecant curve with an asymptotic line as a predetermined rotation angle, or changes in an approximate manner, is similar to each of the above embodiments. An effect can be obtained. However, when the phase current command value is calculated based on the above equations (1) to (3), it is possible to generate a motor current closest to the required torque, and the phase current command calculated based on each equation Needless to say, a method that calculates a value close to a value provides a more remarkable effect.
・上記各実施形態では、通常時は、制御系の異常判定は、q軸電流偏差ΔIqを基礎として行うこととした。しかし、これに限らず、上記各実施形態に示される発明は、通常時における制御系の異常判定を、d軸電流偏差ΔId、又はd/q座標系における合成ベクトル偏差に基づき行うものに適用してもよい。 In each of the above embodiments, the control system abnormality determination is normally performed on the basis of the q-axis current deviation ΔIq. However, the present invention is not limited to this, and the invention shown in each of the above embodiments is applied to the case where the abnormality determination of the control system in the normal time is performed based on the d-axis current deviation ΔId or the combined vector deviation in the d / q coordinate system. May be.
・特に、上記第2の実施形態の発明については、通常時、d軸電流偏差ΔIdを基礎とするものにおいては、当該d軸電流偏差ΔIdに関する閾値を、合成ベクトル偏差を基礎とするものにおいては、当該合成ベクトル偏差に関する閾値を変化させることとしてもよい。 In particular, in the invention of the second embodiment described above, in the case where the d-axis current deviation ΔId is based on the normal state, the threshold value related to the d-axis current deviation ΔId is set based on the combined vector deviation. The threshold for the combined vector deviation may be changed.
・更に、二相駆動時における制御系の異常判定に用いる相電流指令値Ix*に相当するd/q座標系の仮想的な電流指令値として、上記第3の実施形態においてはd軸電流指令値Id*を、上記第4の実施形態においては合成ベクトルIdq*を演算し、それぞれd軸電流偏差ΔId、或いは合成ベクトルの偏差ΔIdqを、制御系の異常判定の基礎とした。しかし、これに限らず、相電流指令値Ix*に相当するd/q座標系の仮想的な電流指令値として、q軸電流指令を求め、そのq軸電流偏差を制御系の異常判定の基礎とする構成としてもよい。 Further, in the third embodiment, the d-axis current command is used as a virtual current command value in the d / q coordinate system corresponding to the phase current command value Ix * used for determining the control system abnormality during two-phase driving. In the fourth embodiment, the value Id * is calculated as a combined vector Idq *, and the d-axis current deviation ΔId or the combined vector deviation ΔIdq is used as a basis for determining the abnormality of the control system. However, the present invention is not limited to this, and a q-axis current command is obtained as a virtual current command value in the d / q coordinate system corresponding to the phase current command value Ix *, and the q-axis current deviation is used as a basis for abnormality determination of the control system. It is good also as a structure.
・上記第4の実施形態において、d/q座標系における仮想的な電流指令値の合成ベクトルIdq*を演算するための上記(50)〜(53)式は、上記二乗和の平方根を整理することにより導かれるものであるが、これら各式中に「d軸電流指令値Id*」はない。従って、これらの式を用いる場合、必ずしも事前にd軸電流指令値Id*を演算する必要ないことはいうまでもない。 In the fourth embodiment, the above formulas (50) to (53) for calculating the combined vector Idq * of the virtual current command value in the d / q coordinate system arrange the square root of the square sum. However, there is no “d-axis current command value Id *” in these equations. Therefore, when using these equations, it goes without saying that it is not always necessary to calculate the d-axis current command value Id * in advance.
1…電動パワーステアリング装置(EPS)、10…EPSアクチュエータ、11…ECU、12…モータ、12u,12v,12w…モータコイル、17…マイコン、18…駆動回路、23…電流指令値演算部、24…モータ制御信号生成部、24a…第1制御部、24b…第2制御部、29…切替制御部、31…異常判定部、Ix,Iy,Iy1,Iy2,Iu,Iv,Iw…相電流値、Iz…合計値、Ix*,Iu*,Iv*,Iw*…相電流指令値、Ix_max…最大値、Vx*,Vu*,Vv*,Vw*…相電圧指令値、Id…d軸電流値、Iq…q軸電流値、Id*…d軸電流指令値、Iq*…q軸電流指令値、ΔId…d軸電流偏差、ΔIq…q軸電流偏差、Idq,Idq*…合成ベクトル、ΔIdq…偏差、I1,I2,I3,I4,I5…q軸電流指令値、β…補正項、θ,θA,θB,θ1,θ2,θ3,θ4…回転角。
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記通電不良の発生が検出された場合には、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、前記モータ制御信号生成手段は、前記演算された相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、
前記モータ制御信号出力手段には、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する制限手段が設けられるものであって、
前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、前記制御系の異常を検出するための判定を実行しないこと、を特徴とするモータ制御装置。 A motor control signal output means for outputting a motor control signal; and a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal. The motor control signal output means calculates a current command value. Current command value calculating means for generating, motor control signal generating means for generating the motor control signal by executing current feedback control in the d / q coordinate system based on the current command value, and current deviation in the d / q coordinate system. An abnormality detecting means for detecting an abnormality of the control system on the basis of the control system and detecting an energization failure occurring in each phase of the motor, and when the occurrence of the energization failure is detected, other than the energization failure occurrence phase In the motor control device for executing the output of the motor control signal with the two phases as energized phases,
When the occurrence of the energization failure is detected, the current command value calculating means changes the phase current that changes into a secant curve or a remainder curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line A command value is calculated, and the motor control signal generating means generates the motor control signal by executing phase current feedback control based on the calculated phase current command value,
The motor control signal output means is provided with limiting means for limiting the phase current command value within a predetermined range,
The abnormality detection means does not execute a determination for detecting an abnormality of the control system when the energization failure occurs and the phase current command value is within a rotation angle range that limits the value within a predetermined range. The motor control apparatus characterized by these.
前記通電不良の発生が検出された場合には、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、前記モータ制御信号生成手段は、前記演算された相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、
前記モータ制御信号出力手段には、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する制限手段が設けられるものであって、
前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、該相電流指令値の制限により生ずる前記d/q座標系の電流偏差の変動に対応すべく、前記閾値を変化させること、を特徴とするモータ制御装置。 A motor control signal output means for outputting a motor control signal; and a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal. The motor control signal output means calculates a current command value. Current command value calculating means, motor control signal generating means for generating the motor control signal by executing current feedback control in the d / q coordinate system based on the current command value, current deviation in the d / q coordinate system, An abnormality detecting means capable of detecting an abnormality in the control system by comparison with a predetermined threshold and detecting an energization failure occurring in each phase of the motor, and when the occurrence of the energization failure is detected, In the motor control device that executes the output of the motor control signal with two phases other than the energization failure occurrence phase as the energization phase,
When the occurrence of the energization failure is detected, the current command value calculating means changes the phase current that changes into a secant curve or a remainder curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line A command value is calculated, and the motor control signal generating means generates the motor control signal by executing phase current feedback control based on the calculated phase current command value,
The motor control signal output means is provided with limiting means for limiting the phase current command value within a predetermined range,
When the energization failure occurs, if the phase current command value is within the rotation angle range that limits the phase current command value within a predetermined range, the fluctuation of the current deviation in the d / q coordinate system caused by the limitation of the phase current command value may occur. A motor control device, characterized in that the threshold value is changed in order to respond.
前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じて、以下の各式、
に基づき前記相電流指令値を演算するとともに、
前記制限手段は、次式、
に基づき前記相電流指令値を所定範囲内に制限し、
前記異常検出手段は、前記d/q座標系のq軸電流偏差と所定の閾値との比較により前記制御系の異常を検出するものであって、
前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、以下の各式、
により前記閾値を変化させるための補正項を演算すること、
を特徴とするモータ制御装置。 The motor control device according to claim 2,
The current command value calculation means, according to the energization failure occurrence phase, the following equations,
And calculating the phase current command value based on
The limiting means is:
Based on the phase current command value within a predetermined range,
The abnormality detection means detects an abnormality of the control system by comparing a q-axis current deviation of the d / q coordinate system with a predetermined threshold value,
When the energization failure occurs, if the phase current command value is within a rotation angle range that limits the phase current command value within a predetermined range,
Calculating a correction term for changing the threshold by
A motor control device.
前記通電不良の発生が検出された場合には、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、前記モータ制御信号生成手段は、前記演算された相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、
前記モータ制御信号出力手段には、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する制限手段が設けられるものであって、
前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時には、前記制限を踏まえて前記相電流指令値に相当する前記d/q座標系の仮想的な電流指令値を演算し、該仮想的な電流指令値と前記d/q座標系の実電流値との間の偏差に基づき前記制御系の異常を検出すること、
を特徴とするモータ制御装置。 A motor control signal output means for outputting a motor control signal; and a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal. The motor control signal output means calculates a current command value. Current command value calculating means for generating, motor control signal generating means for generating the motor control signal by executing current feedback control in the d / q coordinate system based on the current command value, and current deviation in the d / q coordinate system. An abnormality detecting means for detecting an abnormality of the control system on the basis of the control system and detecting an energization failure occurring in each phase of the motor, and when the occurrence of the energization failure is detected, other than the energization failure occurrence phase In the motor control device for executing the output of the motor control signal with the two phases as energized phases,
When the occurrence of the energization failure is detected, the current command value calculating means changes the phase current that changes into a secant curve or a remainder curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line A command value is calculated, and the motor control signal generating means generates the motor control signal by executing phase current feedback control based on the calculated phase current command value,
The motor control signal output means is provided with limiting means for limiting the phase current command value within a predetermined range,
The abnormality detecting means calculates a virtual current command value of the d / q coordinate system corresponding to the phase current command value in consideration of the limitation when the energization failure occurs, and the virtual current command value And detecting an abnormality of the control system based on a deviation between the actual current value of the d / q coordinate system,
A motor control device.
前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じて、以下の各式、
に基づき前記相電流指令値を演算し、
前記異常検出手段は、以下の各式、
により前記仮想的な電流指令値としてd軸電流指令値を演算するとともに、前記制限手段は、次式、
に基づき前記相電流指令値を所定範囲内に制限するものであって、
前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、以下の各式、
により前記d軸電流指令値を演算すること、を特徴とするモータ制御装置。 The motor control device according to claim 4,
The current command value calculation means, according to the energization failure occurrence phase, the following equations,
The phase current command value is calculated based on
The abnormality detection means includes the following expressions:
And calculating the d-axis current command value as the virtual current command value, and the limiting means is:
The phase current command value is limited within a predetermined range based on
When the abnormality detection means is within the rotation angle range that limits the phase current command value within a predetermined range when the energization failure occurs,
The d-axis current command value is calculated by the motor control device.
前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じて、以下の各式、
に基づき前記相電流指令値を演算し、
前記異常検出手段は、以下の各式、
により前記仮想的な電流指令値として、d/q座標系における電流指令値の合成ベクトルを演算し、
前記制限手段は、次式、
に基づき前記相電流指令値を所定範囲内に制限するものであって、
前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時、前記相電流指令値を所定範囲内に制限する回転角度範囲内にある場合には、以下の各式、
により前記d/q座標系における電流指令値の合成ベクトルを演算すること、
を特徴とするモータ制御装置。 The motor control device according to claim 4,
The current command value calculation means, according to the energization failure occurrence phase, the following equations,
The phase current command value is calculated based on
The abnormality detection means includes the following expressions:
To calculate a combined vector of current command values in the d / q coordinate system as the virtual current command value,
The limiting means is:
The phase current command value is limited within a predetermined range based on
When the abnormality detection means is within the rotation angle range that limits the phase current command value within a predetermined range when the energization failure occurs,
Calculating a combined vector of current command values in the d / q coordinate system by
A motor control device.
前記通電不良の発生が検出された場合には、前記電流指令値演算手段は、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、前記モータ制御信号生成手段は、前記演算された相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、
前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時には、該各通電相の少なくとも一方についての相電流偏差に基づいて、前記制御系の異常判定を実行すること、
を特徴とするモータ制御装置。 A motor control signal output means for outputting a motor control signal; and a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal. The motor control signal output means calculates a current command value. Current command value calculating means, motor control signal generating means for generating the motor control signal by executing current feedback control in the d / q coordinate system based on the current command value, control system abnormality and each phase of the motor And an abnormality detection means capable of detecting a failure in energization, and when the occurrence of the energization failure is detected, the motor control signal is output with two phases other than the failure phase as the energization phase. In the motor control device
When the occurrence of the energization failure is detected, the current command value calculating means changes the phase current that changes into a secant curve or a remainder curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line A command value is calculated, and the motor control signal generating means generates the motor control signal by executing phase current feedback control based on the calculated phase current command value,
The abnormality detecting means, when the energization failure occurs, executing an abnormality determination of the control system based on a phase current deviation for at least one of the energized phases;
A motor control device.
前記異常検出手段は、前記通電不良の発生時には、前記通電相を構成する両相電流値の合計値に基づいて、前記制御系の異常判定を実行すること、
を特徴とするモータ制御装置。 A motor control signal output means for outputting a motor control signal; and a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal. The motor control signal output means calculates a current command value. Current command value calculation means for performing, motor control signal generation means for generating the motor control signal by execution of current feedback control based on the current command value, abnormalities in the control system and energization failures occurring in each phase of the motor In a motor control device that includes a detectable abnormality detection means, and when the occurrence of the energization failure is detected, executes the output of the motor control signal with two phases other than the energization failure occurrence phase as the energization phase,
The abnormality detecting means, when the energization failure occurs, executing an abnormality determination of the control system based on a total value of both-phase current values constituting the energized phase;
A motor control device.
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007157476A JP5233178B2 (en) | 2007-06-14 | 2007-06-14 | Motor control device and electric power steering device |
US12/139,054 US7880417B2 (en) | 2007-06-14 | 2008-06-13 | Motor controller and electric power steering apparatus |
EP08158202A EP2003041B1 (en) | 2007-06-14 | 2008-06-13 | Motor controller and electric power steering apparatus |
DE602008002471T DE602008002471D1 (en) | 2007-06-14 | 2008-06-13 | Engine control unit and electric power steering |
CN2008101252269A CN101323316B (en) | 2007-06-14 | 2008-06-16 | Motor controller and electric power steering apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007157476A JP5233178B2 (en) | 2007-06-14 | 2007-06-14 | Motor control device and electric power steering device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008312346A true JP2008312346A (en) | 2008-12-25 |
JP5233178B2 JP5233178B2 (en) | 2013-07-10 |
Family
ID=39738242
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007157476A Expired - Fee Related JP5233178B2 (en) | 2007-06-14 | 2007-06-14 | Motor control device and electric power steering device |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7880417B2 (en) |
EP (1) | EP2003041B1 (en) |
JP (1) | JP5233178B2 (en) |
CN (1) | CN101323316B (en) |
DE (1) | DE602008002471D1 (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011130583A (en) * | 2009-12-17 | 2011-06-30 | Honda Motor Co Ltd | Motor unit and electric power steering device |
JP2016001945A (en) * | 2014-06-11 | 2016-01-07 | 株式会社日立産機システム | Motor controller, and erroneous wiring detection method used for the same |
JP2016149819A (en) * | 2015-02-10 | 2016-08-18 | 株式会社デンソー | Switching element drive device |
Families Citing this family (26)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2015445B1 (en) * | 2007-06-20 | 2011-12-14 | Jtekt Corporation | Motor controller and electric power steering apparatus |
JP4728406B2 (en) * | 2009-01-07 | 2011-07-20 | 本田技研工業株式会社 | Electric power steering device |
JP5402414B2 (en) * | 2009-09-02 | 2014-01-29 | 日本精工株式会社 | Electric power steering device |
DE102009045351A1 (en) * | 2009-10-06 | 2011-04-14 | Robert Bosch Gmbh | Method for operating a drive unit and drive unit |
GB201013106D0 (en) * | 2010-08-04 | 2010-09-22 | Trw Ltd | Diagnostic method for electric power steering system |
KR101114375B1 (en) * | 2010-09-17 | 2012-02-14 | 기아자동차주식회사 | Power cable breaking detection method of motor |
JP5621598B2 (en) * | 2011-01-06 | 2014-11-12 | 株式会社ジェイテクト | Motor control device and electric power steering device |
DE102011006516A1 (en) * | 2011-03-31 | 2012-10-04 | Robert Bosch Gmbh | Method for operating an electrical machine in a short-circuit operation |
KR101354100B1 (en) * | 2012-06-08 | 2014-01-29 | 현대모비스 주식회사 | Method for operating motor of motor driven power steering apparatus |
KR101354792B1 (en) * | 2012-07-13 | 2014-01-23 | 엘에스산전 주식회사 | Power cabel breaking detection method of inverter system |
JP5880492B2 (en) * | 2013-07-03 | 2016-03-09 | 株式会社デンソー | Rotating electrical machine control device |
KR101769649B1 (en) * | 2013-09-02 | 2017-08-18 | 엘에스산전 주식회사 | Method for detecting power cable state in inverter system |
JP5929878B2 (en) * | 2013-12-06 | 2016-06-08 | 株式会社デンソー | Control device and shift-by-wire system using the same |
KR101507729B1 (en) * | 2013-12-10 | 2015-04-07 | 현대모비스 주식회사 | Apparatus for removing hysteresis of motor driven power steering system and method thereof |
WO2016095825A1 (en) * | 2014-12-16 | 2016-06-23 | 比亚迪股份有限公司 | Electric vehicle, and active safety control system for electric vehicle and control method therefor |
JP6327190B2 (en) * | 2015-04-03 | 2018-05-23 | 株式会社デンソー | Steering assist control system and steering assist control method |
WO2017045729A1 (en) | 2015-09-18 | 2017-03-23 | Thyssenkrupp Presta Ag | Limp aside steering assist with estimated motor current |
PL3411757T3 (en) * | 2016-02-05 | 2020-10-19 | Thyssenkrupp Presta Ag | External watchdog with integrated backward regeneration support |
JP2017226305A (en) * | 2016-06-22 | 2017-12-28 | 本田技研工業株式会社 | Electric power steering device |
WO2018179197A1 (en) * | 2017-03-30 | 2018-10-04 | 三菱電機株式会社 | Electric power steering device |
JP6802135B2 (en) * | 2017-10-11 | 2020-12-16 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Motor drive device and control method of motor drive device |
CN110196583B (en) * | 2018-02-27 | 2020-11-20 | 长城汽车股份有限公司 | Fault diagnosis method and device and vehicle |
FR3080919B1 (en) * | 2018-05-07 | 2020-11-20 | Continental Automotive France | METHOD FOR DETERMINING AN ESTIMATED CURRENT OF A THREE-PHASE ELECTRIC MOTOR IN DEGRADE MODE |
WO2020013079A1 (en) * | 2018-07-12 | 2020-01-16 | 日本電産株式会社 | Drive control device, drive device, and power steering device |
CN110061674B (en) * | 2019-03-29 | 2020-08-18 | 奥克斯空调股份有限公司 | Control method and device for IPM driving current abnormity of compressor and air conditioner |
CN109969892A (en) * | 2019-04-01 | 2019-07-05 | 日立楼宇技术(广州)有限公司 | A kind of processing method and relevant device based on elevator light curtain |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003026020A (en) * | 2001-07-11 | 2003-01-29 | Mitsubishi Electric Corp | Electric power steering device and control method when detecting abnormality used therein |
JP2005067351A (en) * | 2003-08-22 | 2005-03-17 | Honda Motor Co Ltd | Failure detecting device in electric power steering device |
JP2005094873A (en) * | 2003-09-16 | 2005-04-07 | Nissan Motor Co Ltd | Controller for three-phase ac motor |
JP2005176477A (en) * | 2003-12-10 | 2005-06-30 | Favess Co Ltd | Motor controller and vehicular steering device using the same |
WO2005091488A1 (en) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motor controller |
JP2006067731A (en) * | 2004-08-27 | 2006-03-09 | Mitsubishi Electric Corp | Electric power steering device |
JP2006271064A (en) * | 2005-03-23 | 2006-10-05 | Mitsubishi Electric Corp | Electric power steering arrangement |
Family Cites Families (37)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1603891A (en) * | 1978-05-12 | 1981-12-02 | Nat Res Dev | Apparatus for sensing short circuit faults in alternating current supply lines |
US4697130A (en) | 1985-01-31 | 1987-09-29 | Westinghouse Electric Corp. | Induction motor regenerative brake control apparatus and method |
DE69313744T2 (en) | 1992-06-10 | 1998-04-09 | Fuji Electric Co Ltd | AC drive device with variable speed and electric vehicle therefor |
US5488281A (en) * | 1994-09-28 | 1996-01-30 | Allen-Bradley Company, Inc. | Method and apparatus for predicting winding failure using zero crossing times |
JP3479730B2 (en) | 1994-10-20 | 2003-12-15 | 光洋精工株式会社 | Electric power steering device |
JP3362537B2 (en) | 1994-12-27 | 2003-01-07 | 日産自動車株式会社 | Fail-safe control of drive motor for electric vehicles |
US6130494A (en) | 1995-08-18 | 2000-10-10 | Sulzer Electroncis Ag | Magnetic bearing apparatus and a method for operating the same |
JP3168986B2 (en) | 1998-05-28 | 2001-05-21 | トヨタ自動車株式会社 | Motor control device and control method |
DE59914974D1 (en) | 1998-09-24 | 2009-04-23 | Levitronix Llc | Permanent magnetically excited electrical rotary drive |
JP4154101B2 (en) | 1999-12-28 | 2008-09-24 | 株式会社ジェイテクト | Motor control device for electric power steering device |
US6456946B1 (en) * | 2000-02-25 | 2002-09-24 | Motorola, Inc. | System and method for motor fault detection |
US6741060B2 (en) | 2001-04-05 | 2004-05-25 | Delphi Technologies, Inc. | Method and system for controlling a permanent magnet machine during fault conditions |
JP3480843B2 (en) | 2001-09-04 | 2003-12-22 | 三菱電機株式会社 | Electric power steering control device and control method |
AU2002362627B2 (en) | 2001-09-25 | 2004-09-09 | Daikin Industries, Ltd. | Phase current detector |
JP3660635B2 (en) * | 2002-03-05 | 2005-06-15 | 三菱電機株式会社 | Electric power steering control device |
JP3849979B2 (en) | 2002-07-02 | 2006-11-22 | 本田技研工業株式会社 | Electric power steering device |
JP4033030B2 (en) | 2003-04-21 | 2008-01-16 | 株式会社ジェイテクト | Electric power steering device |
JP4039317B2 (en) | 2003-06-12 | 2008-01-30 | 株式会社ジェイテクト | Electric power steering device |
KR20060120015A (en) | 2003-10-07 | 2006-11-24 | 가부시키가이샤 제이텍트 | Electric power steering device |
US7276873B2 (en) * | 2003-10-31 | 2007-10-02 | Valeo Electrical Systems, Inc. | Fault-handling system for electric power steering system |
JP4378151B2 (en) | 2003-11-04 | 2009-12-02 | 株式会社デンソー | Motor drive device |
JP4405788B2 (en) | 2003-11-18 | 2010-01-27 | 日本精工株式会社 | Control device for electric power steering device |
KR101026812B1 (en) * | 2003-11-28 | 2011-04-04 | 삼성전자주식회사 | Thin film transistor array panel and manufacturing method thereof |
US7414425B2 (en) | 2004-05-10 | 2008-08-19 | Temic Automotive Of North America, Inc. | Damping control in a three-phase motor with a single current sensor |
CN100525063C (en) | 2004-06-29 | 2009-08-05 | Thk株式会社 | Error detection method and motor control device |
JP4422567B2 (en) | 2004-06-30 | 2010-02-24 | 株式会社日立製作所 | Motor drive device, electric actuator, and electric power steering device |
JP4539218B2 (en) * | 2004-08-02 | 2010-09-08 | 日本精工株式会社 | Electric power steering device |
JP4289458B2 (en) | 2004-09-07 | 2009-07-01 | 三菱電機株式会社 | Electric power steering control device |
US7005822B1 (en) | 2004-09-21 | 2006-02-28 | Motorola, Inc. | Torque ripple reduction for a voltage mode motor controller |
WO2006057317A1 (en) | 2004-11-24 | 2006-06-01 | Nsk Ltd. | Non-connection motor, its drive control device and mortorized power steering device using drive control device of non-connection motor |
US7348756B2 (en) | 2004-11-30 | 2008-03-25 | Honeywell International Inc. | Advanced current control method and apparatus for a motor drive system |
JP2006335252A (en) | 2005-06-02 | 2006-12-14 | Jtekt Corp | Electric power steering device |
US7193388B1 (en) | 2006-02-02 | 2007-03-20 | Emerson Electric Co. | Offset PWM signals for multiphase motor |
JP5070867B2 (en) | 2007-02-05 | 2012-11-14 | 株式会社ジェイテクト | Motor control device and electric power steering device |
JP2008211909A (en) | 2007-02-26 | 2008-09-11 | Jtekt Corp | Motor control device and electric power steering device |
JP5168448B2 (en) | 2007-02-26 | 2013-03-21 | 株式会社ジェイテクト | Motor control device and electric power steering device |
US8116945B2 (en) | 2008-01-16 | 2012-02-14 | Jtekt Corporation | Electric power steering device |
-
2007
- 2007-06-14 JP JP2007157476A patent/JP5233178B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2008
- 2008-06-13 EP EP08158202A patent/EP2003041B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2008-06-13 DE DE602008002471T patent/DE602008002471D1/en active Active
- 2008-06-13 US US12/139,054 patent/US7880417B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2008-06-16 CN CN2008101252269A patent/CN101323316B/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003026020A (en) * | 2001-07-11 | 2003-01-29 | Mitsubishi Electric Corp | Electric power steering device and control method when detecting abnormality used therein |
JP2005067351A (en) * | 2003-08-22 | 2005-03-17 | Honda Motor Co Ltd | Failure detecting device in electric power steering device |
JP2005094873A (en) * | 2003-09-16 | 2005-04-07 | Nissan Motor Co Ltd | Controller for three-phase ac motor |
JP2005176477A (en) * | 2003-12-10 | 2005-06-30 | Favess Co Ltd | Motor controller and vehicular steering device using the same |
WO2005091488A1 (en) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motor controller |
JP2006067731A (en) * | 2004-08-27 | 2006-03-09 | Mitsubishi Electric Corp | Electric power steering device |
JP2006271064A (en) * | 2005-03-23 | 2006-10-05 | Mitsubishi Electric Corp | Electric power steering arrangement |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011130583A (en) * | 2009-12-17 | 2011-06-30 | Honda Motor Co Ltd | Motor unit and electric power steering device |
JP2016001945A (en) * | 2014-06-11 | 2016-01-07 | 株式会社日立産機システム | Motor controller, and erroneous wiring detection method used for the same |
JP2016149819A (en) * | 2015-02-10 | 2016-08-18 | 株式会社デンソー | Switching element drive device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN101323316A (en) | 2008-12-17 |
EP2003041A3 (en) | 2009-08-05 |
US20080309270A1 (en) | 2008-12-18 |
EP2003041A2 (en) | 2008-12-17 |
JP5233178B2 (en) | 2013-07-10 |
CN101323316B (en) | 2012-05-09 |
DE602008002471D1 (en) | 2010-10-28 |
US7880417B2 (en) | 2011-02-01 |
EP2003041B1 (en) | 2010-09-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5233178B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5056175B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5470697B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5029312B2 (en) | Electric power steering device | |
JP2008211910A (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5070867B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5157517B2 (en) | Electric power steering device | |
JP4918870B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP2008211909A (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP2009078711A (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5146133B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5625947B2 (en) | Motor control device and electric power steering device using the same | |
JP5266793B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5217599B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5082947B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5315727B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5082608B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5703595B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP4952340B2 (en) | Electric power steering device | |
JP2012065416A (en) | Motor controlling device and electric power steering device | |
JP5119991B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5266763B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5464255B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5326264B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5176369B2 (en) | Electric power steering device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20100519 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120703 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120813 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130226 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130311 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 5233178 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20160405 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |