JP2008301619A - Motor controller and motor-constant calculation method therefor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流電動機の制御装置及びその電動機定数演算方法に係り、オフラインまたはオンラインで、トルクに影響を与えない電動機磁束方向（ｄ軸）のみに交流テスト信号を重畳してｑ軸の電動機定数をも自動演算する交流電動機の制御装置及びその電動機定数演算方法に関する。 The present invention relates to an AC motor control device and a motor constant calculation method thereof, and offline or online, an AC test signal is superimposed only on a motor magnetic flux direction (d-axis) that does not affect torque, and a q-axis motor constant is provided. The present invention also relates to an AC motor control apparatus that automatically calculates the motor constant and a motor constant calculation method thereof.
従来の交流電動機の制御装置は、制御パラメータに電動機定数を用いるため、実稼働前に電動機定数を同定する必要がある。同定手法として、任意の周波数で回転するｄｃ軸に平行な方向の交流電圧を印加し、そのｄｃ軸に生じる交流電流を検出する。そして、ｄｃ軸を電気角で１８０度以上回転した期間におけるｄｃ軸交流電圧とｄｃ軸交流電流の最大値から直軸インダクタンス（Ｌｄ）を、最小値から横軸インダクタンス（Ｌｑ）を演算するようにしている（例えば、特許文献１参照）。 Since a conventional AC motor control device uses a motor constant as a control parameter, it is necessary to identify the motor constant before actual operation. As an identification method, an alternating voltage in a direction parallel to the dc axis rotating at an arbitrary frequency is applied, and an alternating current generated on the dc axis is detected. Then, the direct-axis inductance (Ld) is calculated from the maximum value of the dc-axis AC voltage and the dc-axis AC current during the period in which the dc axis is rotated by 180 degrees or more in electrical angle, and the horizontal axis inductance (Lq) is calculated from the minimum value. (For example, refer to Patent Document 1).
図５において、５０１は任意の周波数で回転するｄｃ軸に平行な方向の交流電圧を印加する発振器、５０４はｄｃ軸電流を検出するための電流検出器、５０５は座標変換器、５０７はｄｃ軸電流から交流電圧と同じ周波数の交流電流を検出する高周波検出フィルタ、５０８、５０９はｄｃ軸が電気角で１８０°以上回転した期間における交流電流の最大値及び最小値を検出する検出器、５１０は交流電圧と交流電流の最大値とから直軸インダクタンスを演算する演算器、５１１は交流電圧と交流電流の最小値とから横軸インダクタンスを演算する演算器である。
このように従来の交流電動機の制御装置は、ｄｃ軸が電気角で１８０°以上回転した期間における交流電流の最大値及び最小値とｄ軸電圧指令値の振幅を用いてｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスを演算するのである。
As described above, the conventional AC motor control device uses the maximum and minimum values of the alternating current and the amplitude of the d-axis voltage command value during the period in which the dc axis is rotated by 180 ° or more in electrical angle, and the d-axis inductance and the q-axis. Inductance is calculated.
従来の交流電動機の制御装置は、ｄｃ軸が電気角で１８０°以上回転した期間における振幅の最大値及び最小値を検出する必要があり、このために印加した高周波信号の影響でトルク脈動が発生し、これが許容できない用途では実稼働時でのオンラインでの適用は制限されてしまうという問題があった。また、実稼働時に負荷電流が流れ、ｑ軸インダクタンスが変化し、設定している制御定数が適切でなくなり、制御劣化を引き起こすというような問題もあった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、オフライン、オンラインの両方で適用可能でき、ｄ軸のみにテスト信号を重畳してｄ軸の電動機定数を、さらにインピーダンスあるいはインダクタンス軌跡を推定してｑ軸の電動機定数を同定できる交流電動機制御装置及びその電動機定数演算方法を提供することを目的とする。
The conventional AC motor control device needs to detect the maximum and minimum amplitudes during the period when the dc axis is rotated 180 degrees or more in electrical angle, and torque pulsation occurs due to the influence of the applied high frequency signal. However, in applications where this is unacceptable, there is a problem that online application is restricted during actual operation. In addition, there is a problem that load current flows during actual operation, q-axis inductance changes, a set control constant becomes inappropriate, and control deterioration occurs.
The present invention has been made in view of such problems, and can be applied both offline and online. A test signal is superimposed only on the d-axis to determine the d-axis motor constant, and further the impedance or inductance trajectory. An object of the present invention is to provide an AC motor control device capable of estimating and identifying a q-axis motor constant and a motor constant calculation method thereof.
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、電動機の磁束方向（ｄ軸）とこれに直交する方向（ｑ軸）に分けて前記電動機を制御し、前記電動機のｄ軸電圧指令に交流テスト信号を重畳するテスト信号発生器と、前記電動機に流れる電動機電流を検出する電流検出器と、前記交流テスト信号と前記電動機電流に基づき電動機定数を演算する電動機定数演算器とを備えた電動機の制御装置において、前記電動機定数演算器は、所定の位相角を出力する位相角発生器と、前記電動機電流成分をｄ軸と前記位相角だけ位相の異なる座標軸（γ軸）に写像してγ軸電流として出力する座標変換器と、前記γ軸電流から前記交流テスト信号に起因して流れる電流成分をγ軸抽出電流として出力するバンドパスフィルタと、前記γ軸抽出電流の振幅値を演算する電流振幅演算器と、前記交流テスト信号のγ軸における振幅値を演算する電圧振幅演算器と、前記γ軸抽出電流の振幅値と前記交流テスト信号のγ軸における振幅値に基づきγ軸電動機定数を演算するγ軸電動機定数演算器と、前記γ軸電動機定数に基づきｑ軸電動機定数を演算するｑ軸電動機定数演算器とを備えたものである。
In order to solve the above problem, the present invention is configured as follows.
According to the first aspect of the present invention, the motor is controlled separately in the magnetic flux direction (d-axis) of the motor and the direction (q-axis) orthogonal thereto, and an AC test signal is superimposed on the d-axis voltage command of the motor. In the motor control device, comprising: a test signal generator; a current detector that detects a motor current flowing through the motor; and a motor constant calculator that calculates a motor constant based on the AC test signal and the motor current. The motor constant calculator includes a phase angle generator that outputs a predetermined phase angle, and a coordinate that maps the motor current component to a coordinate axis (γ axis) that is different in phase by the phase angle and outputs it as a γ-axis current. A converter; a band-pass filter that outputs a current component flowing from the γ-axis current due to the AC test signal as a γ-axis extracted current; and a current amplitude calculator that calculates an amplitude value of the γ-axis extracted current A voltage amplitude calculator that calculates an amplitude value of the AC test signal on the γ-axis, and a γ-axis that calculates a γ-axis motor constant based on the amplitude value of the γ-axis extracted current and the amplitude value of the AC test signal on the γ-axis A shaft motor constant calculator and a q-axis motor constant calculator for calculating a q-axis motor constant based on the γ-axis motor constant are provided.
また、請求項２に記載の発明は、電動機の磁束方向（ｄ軸）とこれに直交する方向（ｑ軸）に分けて前記電動機を制御し、前記電動機のｄ軸電流指令に交流テスト信号を重畳するテスト信号発生器と、前記電動機に発生した電動機電圧を検出する電圧検出器と、前記交流テスト信号と前記電動機電圧に基づき電動機定数を演算する電動機定数演算器とを備えた電動機の制御装置において、前記電動機定数演算器は、所定の位相角を出力する位相角発生器と、前記電動機電圧成分をγ軸に写像してγ軸電圧として出力する座標変換器と、
前記γ軸電圧から前記交流テスト信号に起因して発生する電圧成分をγ軸抽出電圧として出力するバンドパスフィルタと、前記γ軸抽出電圧の振幅値を演算する電圧振幅演算器と、
前記交流テスト信号のγ軸における振幅値を演算する電流振幅演算器と、前記γ軸抽出電圧の振幅値と前記交流テスト信号のγ軸における振幅値に基づきγ軸電動機定数を演算するγ軸電動機定数演算器と、前記γ軸電動機定数に基づきｑ軸電動機定数を演算するｑ軸電動機定数演算器とを備えたものである。
According to a second aspect of the present invention, the motor is controlled by dividing it into a magnetic flux direction (d-axis) and a direction (q-axis) perpendicular thereto, and an AC test signal is applied to the d-axis current command of the motor. A motor control device comprising a test signal generator to be superimposed, a voltage detector for detecting a motor voltage generated in the motor, and a motor constant calculator for calculating a motor constant based on the AC test signal and the motor voltage. In the motor constant calculator, a phase angle generator that outputs a predetermined phase angle, a coordinate converter that maps the motor voltage component to the γ-axis and outputs it as a γ-axis voltage,
A band-pass filter that outputs a voltage component generated from the γ-axis voltage due to the AC test signal as a γ-axis extraction voltage; a voltage amplitude calculator that calculates an amplitude value of the γ-axis extraction voltage;
A current amplitude calculator that calculates an amplitude value of the AC test signal on the γ-axis, and a γ-axis motor that calculates a γ-axis motor constant based on the amplitude value of the γ-axis extracted voltage and the amplitude value of the AC test signal on the γ-axis A constant calculator and a q-axis motor constant calculator for calculating a q-axis motor constant based on the γ-axis motor constant are provided.
また、請求項３に記載の発明は、請求項１あるいは２に記載の発明において、前記交流テスト信号は、高周波信号とするものである。
また、請求項４に記載の発明は、請求項１あるいは２に記載の発明において、前記位相角発生器は異なる２つ以上の位相角を出力して、前記座標変換器はγ1軸、γ2軸、・・・γn軸のように２つ以上のγ軸に写像するものである。
また、請求項５に記載の発明は、請求項１あるいは２に記載の発明において、前記位相角発生器の出力する位相角は、電気角度で±４５度以下にするものである。
また、請求項６に記載の発明は、請求項１あるいは２に記載の発明において、前記ｑ軸電動機定数演算器は、前記ｄ軸電動機定数と前記γ軸電動機定数からインピーダンスあるいはインダクタンスの軌跡を推定し、その推定軌跡に基づいてｑ軸電動機定数を演算するものである。
The invention described in claim 3 is the invention described in claim 1 or 2, wherein the AC test signal is a high-frequency signal.
According to a fourth aspect of the present invention, in the first or second aspect of the invention, the phase angle generator outputs two or more different phase angles, and the coordinate converter includes a γ 1 axis, γ Two axes are mapped onto two or more γ axes, such as γ n axis.
According to a fifth aspect of the invention, in the first or second aspect of the invention, the phase angle output from the phase angle generator is an electrical angle of ± 45 degrees or less.
According to a sixth aspect of the present invention, in the first or second aspect of the invention, the q-axis motor constant computing unit estimates an impedance or inductance locus from the d-axis motor constant and the γ-axis motor constant. The q-axis motor constant is calculated based on the estimated trajectory.
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項７に記載の発明は、電動機の磁束方向（ｄ軸）とこれに直交する方向（ｑ軸）に分けて前記電動機を制御し、前記電動機のｄ軸電圧指令に交流テスト信号を重畳するテスト信号発生器と、前記電動機に流れる電動機電流を検出する電流検出器と、前記交流テスト信号と前記電動機電流に基づき電動機定数を演算する電動機定数演算器とを備えた電動機制御装置の交流電動機定数演算方法において、前記電動機電流成分をｄ軸と所定の位相角だけ位相の異なる座標軸（γ軸）に写像してγ軸電流として出力し、前記γ軸電流から前記交流テスト信号に起因して流れる電流成分をγ軸抽出電流として出力し、前記γ軸抽出電流の振幅値を演算し、前記交流テスト信号のγ軸における振幅値を演算し、前記γ軸抽出電流の振幅値と前記交流テスト信号のγ軸における振幅値に基づきγ軸電動機定数を演算し、前記γ軸電動機定数に基づきｑ軸電動機定数を演算するという手順をとったのである。
In order to solve the above problem, the present invention is as follows.
According to a seventh aspect of the present invention, the motor is controlled separately in the magnetic flux direction (d-axis) of the motor and the direction (q-axis) orthogonal thereto, and an AC test signal is superimposed on the d-axis voltage command of the motor. AC motor constant of a motor control device comprising: a test signal generator; a current detector that detects a motor current flowing through the motor; and a motor constant calculator that calculates a motor constant based on the AC test signal and the motor current. In the calculation method, the motor current component is mapped to a coordinate axis (γ axis) that is different in phase by a predetermined phase angle from the d axis, and is output as a γ axis current, and flows from the γ axis current due to the AC test signal. The current component is output as a γ-axis extracted current, the amplitude value of the γ-axis extracted current is calculated, the amplitude value of the AC test signal on the γ-axis is calculated, and the amplitude value of the γ-axis extracted current and the AC test Calculating a γ-axis motor constants based on the amplitude value in No. of γ-axis, than it took steps that calculates a q-axis motor constants based on the γ-axis motor parameters.
また、請求項８に記載の発明は、電動機の磁束方向（ｄ軸）とこれに直交する方向（ｑ軸）に分けて前記電動機を制御し、前記電動機のｄ軸電流指令に交流テスト信号を重畳するテスト信号発生器と、前記電動機に発生する電動機電圧を検出する電圧検出器と、前記交流テスト信号と前記電動機電圧に基づき電動機定数を演算する電動機定数演算器とを備えた電動機制御装置の交流電動機定数演算方法において、前記電動機電圧成分をｄ軸と所定の位相角だけ位相の異なる座標軸（γ軸）に写像してγ軸電圧として出力し、前記γ軸電圧から前記交流テスト信号に起因して発生する電圧成分をγ軸抽出電圧として出力し、 前記γ軸抽出電圧の振幅値を演算し、前記交流テスト信号のγ軸における振幅値を演算し、前記γ軸抽出電圧の振幅値と前記交流テスト信号のγ軸における振幅値に基づきγ軸電動機定数を演算し、前記γ軸電動機定数に基づきｑ軸電動機定数を演算するという手順をとったのである。 In the invention according to claim 8, the motor is controlled separately in the magnetic flux direction (d axis) of the motor and the direction (q axis) orthogonal thereto, and an AC test signal is applied to the d axis current command of the motor. An electric motor control device comprising: a test signal generator to be superimposed; a voltage detector that detects an electric motor voltage generated in the electric motor; and an electric motor constant calculator that calculates an electric motor constant based on the AC test signal and the electric motor voltage. In the AC motor constant calculation method, the motor voltage component is mapped to a coordinate axis (γ axis) that is different in phase by a predetermined phase angle from the d axis, and is output as a γ axis voltage. The γ axis voltage is caused by the AC test signal. Output as a γ-axis extracted voltage, calculate an amplitude value of the γ-axis extracted voltage, calculate an amplitude value on the γ-axis of the AC test signal, and calculate an amplitude value of the γ-axis extracted voltage and Above The procedure is to calculate the γ-axis motor constant based on the amplitude value of the AC test signal on the γ-axis, and to calculate the q-axis motor constant based on the γ-axis motor constant.
また、請求項９に記載の発明は、請求項７あるいは８に記載の発明において、前記交流テスト信号は、高周波信号とするものである。
また、請求項１０に記載の発明は、請求項７あるいは８に記載の発明において、前記γ軸電流及び前記γ軸電圧は、γ1軸、γ2軸、・・・γn軸のように２つ以上のγ軸に写像するものである。
また、請求項１１に記載の発明は、請求項７あるいは８に記載の発明において、前記位相角は、電気角度で±４５度以下とするものである。
また、請求項１２に記載の発明は、請求項７あるいは８に記載の発明において、前記ｑ軸電動機定数演算処理では、前記ｄ軸電動機定数と前記γ軸電動機定数からインピーダンスあるいはインダクタンスの軌跡を推定し、その推定軌跡に基づいてｑ軸電動機定数を演算するものである。
The invention described in claim 9 is the invention described in claim 7 or 8, wherein the AC test signal is a high-frequency signal.
The invention of claim 10 is the invention according to claim 7 or 8, wherein the gamma-axis current and the gamma-axis voltage, gamma 1-axis, gamma 2-axis, as · · · gamma n axis It maps to two or more γ-axes.
The invention according to claim 11 is the invention according to claim 7 or 8, wherein the phase angle is an electrical angle of ± 45 degrees or less.
In addition, in the invention described in claim 12, in the invention described in claim 7 or 8, in the q-axis motor constant calculation processing, a locus of impedance or inductance is estimated from the d-axis motor constant and the γ-axis motor constant. The q-axis motor constant is calculated based on the estimated trajectory.
本発明によると、オフラインだけでなくオンラインでも、トルクリップルを生じないｄ軸のみにテスト信号を重畳してｄ軸の電動機定数を同定でき、特に請求項６、１２によると、ｑ軸の電動機定数をも同定することができる。 According to the present invention, it is possible to identify a d-axis motor constant by superimposing a test signal only on the d-axis not causing torque ripple, not only offline but also on-line. In particular, according to claims 6 and 12, the q-axis motor constant Can also be identified.
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は、本発明の交流電動機の制御装置を示す制御ブロック図である。
テスト信号発生器１は、（１）式に示す角周波数ωh、振幅Ｖhの交流テスト信号を出力する。
FIG. 1 is a control block diagram showing an AC motor control device of the present invention.
The test signal generator 1 outputs an AC test signal having an angular frequency ω h and an amplitude V h shown in Equation (1).
電圧指令演算器２はｄ、ｑ軸の電圧指令（Vdref、Vqref）の電圧指令振幅Ｖ（√（Vdref２＋Vqref２））及び逆正接値（tan-1（Vqref／Vdref））を演算し、電流制御器３はｄ、ｑ軸の電流指令（id*、iq*）どおりに電動機電流が流れるように制御してｄ、ｑ軸の電圧指令（Vdref、Vqref）を出力する。さらに、座標変換器４は３相の電動機電流をｄ、ｑ軸の電流（id、iq）に変換し、積分器５は一次周波数ω*を積分して制御位相θを演算する。電流検出器６は電動機電流を検出し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８はテスト信号発生器１により加算された信号の交流成分を電流制御器へ帰還される電流検出値から除去し、電力変換器１０は交流電圧を電動機１１に与えて駆動する。そして、電動機定数演算器２０は（１）式で示した交流テスト信号と電流検出器６で検出された電動機電流から電動機定数を演算する。 The voltage command calculator 2 calculates the voltage command amplitude V (√ (Vdref 2 + Vqref 2 )) and arc tangent value (tan −1 (Vqref / Vdref)) of the d and q axis voltage commands (Vdref, Vqref), The current controller 3 controls the motor current to flow in accordance with the d and q axis current commands (id *, iq *) and outputs the d and q axis voltage commands (Vdref, Vqref). Further, the coordinate converter 4 converts the three-phase motor current into d and q axis currents (id, iq), and the integrator 5 integrates the primary frequency ω * to calculate the control phase θ. The current detector 6 detects the motor current, and the low-pass filter (LPF) 8 removes the AC component of the signal added by the test signal generator 1 from the detected current value fed back to the current controller. Is driven by applying an AC voltage to the electric motor 11. Then, the motor constant calculator 20 calculates a motor constant from the AC test signal expressed by the equation (1) and the motor current detected by the current detector 6.
なお、加算器９aはｄ軸電圧指令Vdrefと（１）式で示した交流テスト信号を加算し、加算器９bは電圧指令演算器２が出力する逆正接値（tan-1（Vqref／Vdref））と積分器５が出力する制御位相θを加算して電圧位相θdegを演算し、加算器９c、９dはそれぞれｄ、ｑ軸の電流指令（id*、iq*）とローパスフィルタ（ＬＰＦ）８により交流テスト信号の交流成分が除去された電流検出との差を演算して、電流制御器３に出力している。 The adder 9a adds the d-axis voltage command Vdref and the AC test signal expressed by the equation (1), and the adder 9b outputs an arctangent value (tan −1 (Vqref / Vdref) output from the voltage command calculator 2. ) And the control phase θ output from the integrator 5 are added to calculate the voltage phase θdeg, and the adders 9c and 9d are d and q-axis current commands (id * and iq *) and a low-pass filter (LPF) 8 respectively. Thus, the difference from the current detection from which the AC component of the AC test signal is removed is calculated and output to the current controller 3.
本発明が従来技術と異なる部分は、位相角発生器２１、γ−δ座標変換器２２、加算器２３、バンドパスフィルタ２４、電流振幅演算器３０、電圧振幅演算器４０、γ軸電動機定数演算器５０、ｑ軸電動機定数演算器６０を備えた電動機定数演算器２０により電動機定数演算処理を行うところである。 The present invention is different from the prior art in that a phase angle generator 21, a γ-δ coordinate converter 22, an adder 23, a band pass filter 24, a current amplitude calculator 30, a voltage amplitude calculator 40, and a γ-axis motor constant calculation. The motor constant arithmetic processing is performed by the motor constant arithmetic unit 20 including the motor 50 and the q-axis motor constant arithmetic unit 60.
以下、電動機定数演算器２０の構成要素について、順次説明していく。
位相角発生器２１は任意の位相角θtを与え、γ−δ座標変換器２２は（２）式のように電流検出器６で検出された電動機電流（iu、iv, iw）をｄ軸と位相角θtだけ位相の異なる座標軸であるγ軸に写像する。なお、加算器２３は制御位相θと位相角発生器２１からの任意の位相角θtを加算して、γ−δ座標変換器２２に出力している。
Hereinafter, the components of the motor constant calculator 20 will be described sequentially.
The phase angle generator 21 gives an arbitrary phase angle θt, and the γ-δ coordinate converter 22 uses the motor current (iu, iv, iw) detected by the current detector 6 as expressed by equation (2) as the d-axis. Mapping is performed on the γ-axis, which is a coordinate axis having a different phase by the phase angle θt. The adder 23 adds the control phase θ and the arbitrary phase angle θt from the phase angle generator 21 and outputs the result to the γ-δ coordinate converter 22.
キルヒホッフの法則を利用すると、電動機電流（iu、iv, iw）の1相分の検出をiv = -(iu+iw)のように置き換えて省略してもよい。 If Kirchhoff's law is used, detection of one phase of the motor current (iu, iv, iw) may be replaced with iv =-(iu + iw) and omitted.
さらに、バンドパスフィルタ２４はγ−δ座標変換器２２でγ軸に写像された電流から、テスト信号発生器１が出力した交流テスト信号と同じ周波数成分ωhの電流 Further, the band pass filter 24 uses the current having the same frequency component ω h as the AC test signal output from the test signal generator 1 from the current mapped to the γ axis by the γ-δ coordinate converter 22.
を抽出する。この抽出された電流は振幅をＩγ、交流テスト信号に対する位相差をρとすると、（３）式で表される。 To extract. This extracted current is expressed by equation (3), where Iγ is the amplitude and ρ is the phase difference with respect to the AC test signal.
次に、電流振幅演算器３０の動作について、図３を用い説明する。図において、３３a、３３bは交流テスト信号の周波数ωhに比べ低いカットオフ周波数を持つローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４で抽出された電流 Next, the operation of the current amplitude calculator 30 will be described with reference to FIG. In the figure, 33a and 33b are low-pass filters (LPF) having a cut-off frequency lower than the frequency ω h of the AC test signal. Current extracted by band pass filter (BPF) 24
は、それぞれ、ｓｉｎωhｔ、ｃｏｓωhｔを乗算器３２a、３３bで乗算され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３a、３３bに入力される。このようにして、直流成分 Are respectively multiplied sin .omega h t, the cos .omega h t multiplier 32a, at 33b, a low-pass filter (LPF) 33a, is input to 33b. In this way, the DC component
を抽出する。３４は振幅演算器で、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３a、３３の出力をそれぞれ２乗和した結果の平方根を２倍して電流振幅Ｉγとし、上記２つの直流成分と合わせて出力する。 To extract. An amplitude calculator 34 doubles the square root of the sum of squares of the outputs of the two low-pass filters (LPF) 33a and 33 to obtain a current amplitude Iγ, which is output together with the two DC components.
次に、電圧振幅演算器４０の動作について説明する。電圧振幅演算器４０は（１）式で示した交流テスト信号のγ軸における振幅Ｖγを（４）式で演算する。 Next, the operation of the voltage amplitude calculator 40 will be described. The voltage amplitude calculator 40 calculates the amplitude Vγ on the γ-axis of the AC test signal shown by the equation (1) by the equation (4).
次に、γ軸電動機定数演算器５０の動作について説明する。γ軸電動機定数演算器５０は、以下に説明する演算により、電動機定数の抵抗分Ｒ、γ軸インダクタンスＬγ、ｄ軸インダクタンスＬdを求めて出力する。
まず、（５）式により、電流振幅演算器３０で演算された電流振幅Ｉγと電圧振幅演算器４０で演算された電圧振幅Ｖγからγ軸インピーダンスＺγを演算する。
Next, the operation of the γ-axis motor constant calculator 50 will be described. The γ-axis motor constant calculator 50 obtains and outputs the resistance R, γ-axis inductance Lγ, and d-axis inductance Ld of the motor constant by the calculation described below.
First, the γ-axis impedance Zγ is calculated from the current amplitude Iγ calculated by the current amplitude calculator 30 and the voltage amplitude Vγ calculated by the voltage amplitude calculator 40 by the equation (5).
次に、（６）（７）式により、（５）式で得たγ軸インピーダンスＺγを抵抗分、インダクタンス分に分離する。 Next, according to equations (6) and (7), the γ-axis impedance Zγ obtained by equation (5) is separated into a resistance component and an inductance component.
なお、電流振幅演算器３０で求めたIγP、ＩγQには、交流テスト信号と抽出された電流の位相差ρの正弦関数、余弦関数を含んでいるので、それぞれをインピーダンスに乗算し、電流で除算してインピーダンスの有効分（抵抗）と無効分（インダクタンス）に分離している。 Since IγP and IγQ obtained by the current amplitude calculator 30 include a sine function and a cosine function of the phase difference ρ of the AC test signal and the extracted current, the impedance is multiplied by each and divided by the current. Thus, the impedance is separated into an effective component (resistance) and an ineffective component (inductance).
上記一連の処理を位相角発生器２１の出力である位相角θtを、０度及び-４５度から＋４５度の範囲で少なくとも２つ以上の設定で実施し、それぞれの位相角における電動機定数として演算する。θt＝０を行うようにしているのは、θt＝０での電動機定数はｄ軸電動機定数に一致するため好都合のためである。
ここで、例えば、位相角θt＝０度、３０度、４５度に設定し、それぞれのγ軸に写像して、上記（５）〜（７）式を用い電動機定数を演算し、それらの演算結果を（Ｒd、Ｌd）、（Ｒ30、Ｌ30）、（Ｒ45、Ｌ45）とする。
なお、抵抗分は位相角により変化しないとできるので、ＲdあるいはＲd、Ｒ30、Ｒ45３つの平均値を抵抗同定値Ｒとする。一方、インダクタンス分は電動機の種類によっては位相角により変化するので、ＬdとＬqは一致しない。そのため、制御定数としてはｄ軸インダクタンスＬdとｄ軸に直交するｑ軸インダクタンスＬqの値をそれぞれ求めることが必要となる。
The above-described series of processing is performed with the phase angle θt, which is the output of the phase angle generator 21, set to at least two or more in the range of 0 degrees and −45 degrees to +45 degrees, and calculated as the motor constant at each phase angle. To do. The reason why θt = 0 is performed is convenient because the motor constant at θt = 0 matches the d-axis motor constant.
Here, for example, the phase angle θt is set to 0 degrees, 30 degrees, and 45 degrees, mapped onto the respective γ axes, the motor constants are calculated using the above formulas (5) to (7), and these calculations are performed. The results are (Rd, Ld), (R30, L30), (R45, L45).
Since the resistance can be changed without changing the phase angle, the average value of Rd or Rd, R30 and R453 is set as the resistance identification value R. On the other hand, since the inductance changes depending on the phase angle depending on the type of the motor, Ld and Lq do not match. Therefore, it is necessary to obtain the values of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq orthogonal to the d-axis as control constants.
最後に、ｑ軸電動機定数演算器６０の動作について説明する。ｑ軸電動機定数演算器６０は、γ軸電動機定数演算器５０から入力されるＬd、Ｌ30、Ｌ45からインダクタンス軌跡を推定し、その推定軌跡に基づいてＬqを同定する。この同定方法について、図４を用いて説明する。
図４は、インダクタンス軌跡推定方法の説明図である。図４には位相角発生器２１の出力である位相角θtが０度、３０度、４５度のときに、それぞれ求めた（Ｒd、Ｌd）、（Ｒ30、Ｌ30）、（Ｒ45、Ｌ45）をｄ−ｑ座標上にプロットしている。これら３点は楕円軌跡を描くと考えられるので、この楕円は代数的に（８）式で表すことができる。
Finally, the operation of the q-axis motor constant calculator 60 will be described. The q-axis motor constant calculator 60 estimates an inductance locus from Ld, L30, and L45 input from the γ-axis motor constant calculator 50, and identifies Lq based on the estimated locus. This identification method will be described with reference to FIG.
FIG. 4 is an explanatory diagram of an inductance trajectory estimation method. FIG. 4 shows (Rd, Ld), (R30, L30), and (R45, L45) obtained when the phase angle θt that is the output of the phase angle generator 21 is 0 degree, 30 degrees, and 45 degrees, respectively. Plotted on dq coordinates. Since these three points are considered to draw an elliptical locus, this ellipse can be expressed algebraically by equation (8).
ここで、ｘはインダクタンスのｄ軸方向の成分、ｙはインダクタンスのｑ軸方向の成分であり、ｄ軸インダクタンスＬdは（Ｒd、Ｌd）として既知であるので、ｑ軸インダクタンスＬqは（９）式で演算される。 Here, x is a component of the inductance in the d-axis direction, y is a component of the inductance in the q-axis direction, and the d-axis inductance Ld is known as (Rd, Ld), so the q-axis inductance Lq is expressed by the equation (9). Calculated with
次に、（９）式の(x、y)に（Ｒ30、Ｌ30）、（Ｒ45、Ｌ45）を順次代入して、（１０）、（１１）式により、Ｌq(30)、Ｌq(45)を求める。 Next, (R30, L30) and (R45, L45) are sequentially substituted into (x, y) of the equation (9), and Lq (30), Lq (45) are obtained by the equations (10) and (11). Ask for.
以上、ｑ軸インダクタンスＬqは（１０）、（１１）の平均値として（１２）式より求めることができる。 As described above, the q-axis inductance Lq can be obtained from Equation (12) as an average value of (10) and (11).
なお、上記説明では、インダクタンス軌跡に基づきｑ軸インダクタンスを同定して求めたが、インピーダンス軌跡を用いて同定するようにしてもよい。その際（５）式で求められる位相角θt＝０度のインピーダンスをＺdとし、Ｚｑは（９）式と同様に（１３）式で演算し、抵抗分、インダクタンス分は同様に（６）、（７）式のようにして分離すればよい。 In the above description, the q-axis inductance is identified and obtained based on the inductance locus, but may be identified using the impedance locus. At that time, the impedance of the phase angle θt = 0 degree obtained by the equation (5) is Zd, Zq is calculated by the equation (13) similarly to the equation (9), and the resistance component and the inductance component are similarly expressed by (6), What is necessary is just to isolate | separate like (7) Formula.
このように、テスト信号をトルクを発生しないｄ軸のみに重畳し、ｄ軸インダクタンスとｄ軸をはさみ±４５°以内の少なくとも２つ以上のインダクタンスを用い、インピーダンスあるいはインダクタンス軌跡を推定し、この軌跡に基づいてｑ軸インダクタンスを同定することができる。本手法はオフラインだけでなくオンラインでも適用できる。 In this way, the test signal is superimposed only on the d-axis that does not generate torque, and the impedance or inductance trajectory is estimated using at least two inductances within ± 45 ° between the d-axis inductance and the d-axis. The q-axis inductance can be identified based on This method can be applied not only offline but also online.
図２は、本発明の第２の実施例を示す制御ブロック図である。図２において、図１と異なるところは電圧検出器７を追加し、ローパスフィルタ８及び加算器９aを削除し、γ−δ座標変換器２２の入力を電流検出器６から電圧制御器７に変更し、テスト信号発生器１から出力される交流信号を電圧信号から電流信号に変更して加算点を加算器９aから９cに変更している。また、これらの変更に伴い、電動機定数演算器２０を２０’にし、テスト信号発生器１の出力信号である交流テスト信号を入力するものを電流振幅演算器３０’とし、電圧検出器７の出力値を入力するものを電圧振幅演算器４０’としている。
なお、ローパスフィルタ８を削除したのは、テスト信号発生器１からの交流テスト信号を加算した電流指令に電動機電流を追従させるためである。
実施例１では交流テスト信号をｄ軸電圧指令Vdrefに重畳したが、実施例２ではｄ軸電流指令id*に重畳している。また、電流振幅演算器３０’、電圧振幅演算器４０’は、それぞれ実施例１における電圧振幅演算器４０、電流振幅演算器３０と入力される信号は異なるが、その動作は同じものであるのでその説明は省略する。
実施例２においては、電動機定数演算器２０’は、実施例１と同様にγ軸電動機定数演算器５０の出力として電動機定数の抵抗分Ｒ、γ軸インダクタンスＬγ、ｄ軸インダクタンスＬdを、ｑ軸電動機定数演算器６０の出力としてｑ軸インダクタンスＬqを得る。
このように、テスト信号を電圧信号に代えて電流信号にしても、電圧検出器７を設ければ、実施例１と同様な処理でｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスを同定することができる。
FIG. 2 is a control block diagram showing a second embodiment of the present invention. 2 is different from FIG. 1 in that the voltage detector 7 is added, the low-pass filter 8 and the adder 9a are deleted, and the input of the γ-δ coordinate converter 22 is changed from the current detector 6 to the voltage controller 7. The AC signal output from the test signal generator 1 is changed from a voltage signal to a current signal, and the addition point is changed from the adder 9a to 9c. In accordance with these changes, the motor constant calculator 20 is set to 20 ', the AC amplitude test signal that is the output signal of the test signal generator 1 is set to the current amplitude calculator 30', and the output of the voltage detector 7 is set. A voltage amplitude calculator 40 ′ is used to input a value.
The reason why the low-pass filter 8 is deleted is to make the motor current follow the current command obtained by adding the AC test signal from the test signal generator 1.
In the first embodiment, the AC test signal is superimposed on the d-axis voltage command Vdref, but in the second embodiment, it is superimposed on the d-axis current command id *. The current amplitude calculator 30 ′ and the voltage amplitude calculator 40 ′ are different in input signals from the voltage amplitude calculator 40 and the current amplitude calculator 30 in the first embodiment, but their operations are the same. The description is omitted.
In the second embodiment, the motor constant computing unit 20 ′ uses the resistance component R of the motor constant, the γ-axis inductance Lγ, and the d-axis inductance Ld as the output of the γ-axis motor constant computing unit 50, as in the first embodiment. A q-axis inductance Lq is obtained as an output of the motor constant calculator 60.
As described above, even if the test signal is replaced with the current signal instead of the voltage signal, if the voltage detector 7 is provided, the d-axis inductance and the q-axis inductance can be identified by the same processing as in the first embodiment.
上記説明では、テスト信号発生器１が出力する信号を単に交流テスト信号として説明したが、交流信号の周波数を高周波にするとローパスフィルタ８等でテスト信号の交流成分を除去する際のフィルタのカットオフ周波数決めに選択の幅が出て有効である。
さらに、位相角発生器２１の出力する位相角θtを０度、３０度、４５度として説明したが、必ず０度を含ませるなどに制約されるものではないし、演算に要する時間に余裕があればその角度を増やして、楕円軌跡の精度を上げるようにしてもよい。
また、負荷である電動機を単に交流電動機として説明したが、磁石埋め込み型の電動機やリラクタンス電動機のようにｄ軸とｑ軸のインダクタンスが異なる電動機において、その有効性を発揮する。
In the above description, the signal output from the test signal generator 1 is simply described as an AC test signal. However, when the frequency of the AC signal is increased, the filter is cut off when the AC component of the test signal is removed by the low-pass filter 8 or the like. The choice of frequency is effective with a wide range of choices.
Furthermore, although the phase angle θt output from the phase angle generator 21 has been described as 0 degrees, 30 degrees, and 45 degrees, it is not necessarily limited to including 0 degrees, and there is room for the time required for calculation. For example, the angle may be increased to improve the accuracy of the elliptical locus.
Further, although the electric motor as a load is simply described as an AC electric motor, it is effective in an electric motor having different inductances between the d-axis and the q-axis, such as a magnet-embedded electric motor or a reluctance electric motor.
１ テスト信号発生器
２ 電圧指令演算器
３ 電流制御器
４ 座標変換器
５ 積分器
６ 電流検出器
７ 電圧検出器
８ ローパスフィルタ
９a〜９d 加算器
１０ 電力変換器
１１ 電動機
２０、２０’ 電動機定数演算器
２１ 位相角発生器
２２ γ−δ座標変換器
２３ 加算器
２４ バンドパスフィルタ
３０、３０’ 電流振幅演算器
３２a、３２b 乗算器
３３a、３３b ローパスフィルタ
３４ 振幅演算器
４０、４０’ 電圧振幅演算器
５０ γ軸電動機定数演算器
６０ ｑ軸電動機定数演算器
５０１ 発振器
５０４ 電流検出器
５０５ 座標変換器
５０７ 高周波検出フィルタ
５０８ 最大値検出値
５０９ 最小値検出値
５１０ 直軸インダクタンス演算器
５１１ 横軸インダクタンス演算器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Test signal generator 2 Voltage command calculator 3 Current controller 4 Coordinate converter 5 Integrator 6 Current detector 7 Voltage detector 8 Low-pass filter 9a-9d Adder 10 Power converter 11 Electric motor 20, 20 'Motor constant calculation Unit 21 Phase angle generator 22 γ-δ coordinate converter 23 Adder 24 Band pass filters 30 and 30 ′ Current amplitude calculators 32 a and 32 b Multipliers 33 a and 33 b Low pass filter 34 Amplitude calculators 40 and 40 ′ Voltage amplitude calculator 50 γ-axis motor constant calculator 60 q-axis motor constant calculator 501 Oscillator 504 Current detector 505 Coordinate converter 507 High-frequency detection filter 508 Maximum value detection value 509 Minimum value detection value 510 Straight axis inductance calculator 511 Horizontal axis inductance calculator 511
Claims (12)
前記電動機定数演算器は、所定の位相角を出力する位相角発生器と、
前記電動機電流成分をｄ軸と前記位相角だけ位相の異なる座標軸（γ軸）に写像してγ軸電流として出力する座標変換器と、
前記γ軸電流から前記交流テスト信号に起因して流れる電流成分をγ軸抽出電流として出力するバンドパスフィルタと、
前記γ軸抽出電流の振幅値を演算する電流振幅演算器と、
前記交流テスト信号のγ軸における振幅値を演算する電圧振幅演算器と、
前記γ軸抽出電流の振幅値と前記交流テスト信号のγ軸における振幅値に基づきγ軸電動機定数を演算するγ軸電動機定数演算器と、
前記γ軸電動機定数に基づきｑ軸電動機定数を演算するｑ軸電動機定数演算器とを備えたことを特徴とする電動機の制御装置。 A test signal generator that controls the motor by dividing the magnetic flux direction (d-axis) of the motor into a direction (q-axis) perpendicular thereto and superimposes an AC test signal on the d-axis voltage command of the motor; In a motor control device comprising: a current detector that detects a flowing motor current; and a motor constant calculator that calculates a motor constant based on the AC test signal and the motor current.
The motor constant calculator is a phase angle generator that outputs a predetermined phase angle;
A coordinate converter that maps the motor current component to a coordinate axis (γ axis) that is different in phase by the phase angle from the d axis, and outputs it as a γ axis current;
A bandpass filter that outputs a current component flowing from the γ-axis current due to the AC test signal as a γ-axis extraction current;
A current amplitude calculator for calculating an amplitude value of the γ-axis extraction current;
A voltage amplitude calculator for calculating an amplitude value on the γ-axis of the AC test signal;
A γ-axis motor constant calculator that calculates a γ-axis motor constant based on the amplitude value of the γ-axis extraction current and the amplitude value of the AC test signal on the γ-axis;
A motor control device comprising a q-axis motor constant calculator for calculating a q-axis motor constant based on the γ-axis motor constant.
前記電動機定数演算器は、所定の位相角を出力する位相角発生器と、
前記電動機電圧成分をγ軸に写像してγ軸電圧として出力する座標変換器と、
前記γ軸電圧から前記交流テスト信号に起因して発生する電圧成分をγ軸抽出電圧として出力するバンドパスフィルタと、
前記γ軸抽出電圧の振幅値を演算する電圧振幅演算器と、
前記交流テスト信号のγ軸における振幅値を演算する電流振幅演算器と、
前記γ軸抽出電圧の振幅値と前記交流テスト信号のγ軸における振幅値に基づきγ軸電動機定数を演算するγ軸電動機定数演算器と、
前記γ軸電動機定数に基づきｑ軸電動機定数を演算するｑ軸電動機定数演算器とを備えたことを特徴とする電動機の制御装置。 A test signal generator that controls the motor by dividing the magnetic flux direction (d-axis) of the motor into a direction (q-axis) orthogonal thereto, and superimposes an AC test signal on the d-axis current command of the motor; In a motor control device comprising: a voltage detector that detects a generated motor voltage; and a motor constant calculator that calculates a motor constant based on the AC test signal and the motor voltage.
The motor constant calculator is a phase angle generator that outputs a predetermined phase angle;
A coordinate converter that maps the motor voltage component to the γ-axis and outputs it as a γ-axis voltage;
A band pass filter that outputs a voltage component generated from the γ-axis voltage due to the AC test signal as a γ-axis extraction voltage;
A voltage amplitude calculator for calculating an amplitude value of the γ-axis extraction voltage;
A current amplitude calculator for calculating an amplitude value on the γ-axis of the AC test signal;
A γ-axis motor constant calculator for calculating a γ-axis motor constant based on the amplitude value of the γ-axis extraction voltage and the amplitude value of the AC test signal on the γ-axis,
A motor control device comprising a q-axis motor constant calculator for calculating a q-axis motor constant based on the γ-axis motor constant.
前記電動機電流成分をｄ軸と所定の位相角だけ位相の異なる座標軸（γ軸）に写像してγ軸電流として出力し、
前記γ軸電流から前記交流テスト信号に起因して流れる電流成分をγ軸抽出電流として出力し、
前記γ軸抽出電流の振幅値を演算し、
前記交流テスト信号のγ軸における振幅値を演算し、
前記γ軸抽出電流の振幅値と前記交流テスト信号のγ軸における振幅値に基づきγ軸電動機定数を演算し、
前記γ軸電動機定数に基づきｑ軸電動機定数を演算するという手順で処理することを特徴とする電動機制御装置の電動機定数演算方法。 A test signal generator that controls the motor by dividing the magnetic flux direction (d-axis) of the motor into a direction (q-axis) perpendicular thereto and superimposes an AC test signal on the d-axis voltage command of the motor; In an AC motor constant calculation method for a motor control device comprising: a current detector that detects a flowing motor current; and a motor constant calculator that calculates a motor constant based on the AC test signal and the motor current.
The motor current component is mapped to a coordinate axis (γ axis) having a phase different from the d axis by a predetermined phase angle and output as a γ axis current,
The current component flowing from the γ-axis current due to the AC test signal is output as a γ-axis extraction current,
Calculate the amplitude value of the γ-axis extraction current,
Calculate the amplitude value on the γ-axis of the AC test signal,
Calculate a γ-axis motor constant based on the amplitude value of the γ-axis extraction current and the amplitude value of the AC test signal on the γ-axis,
An electric motor constant calculating method for an electric motor control device, wherein the processing is performed by a procedure of calculating a q-axis electric motor constant based on the γ-axis electric motor constant.
前記電動機電圧成分をｄ軸と所定の位相角だけ位相の異なる座標軸（γ軸）に写像してγ軸電圧として出力し、
前記γ軸電圧から前記交流テスト信号に起因して発生する電圧成分をγ軸抽出電圧として出力し、
前記γ軸抽出電圧の振幅値を演算し、
前記交流テスト信号のγ軸における振幅値を演算し、
前記γ軸抽出電圧の振幅値と前記交流テスト信号のγ軸における振幅値に基づきγ軸電動機定数を演算し、
前記γ軸電動機定数に基づきｑ軸電動機定数を演算するという手順で処理することを特徴とする電動機制御装置の電動機定数演算方法。 A test signal generator that controls the motor by dividing the magnetic flux direction (d-axis) of the motor into a direction (q-axis) orthogonal thereto, and superimposes an AC test signal on the d-axis current command of the motor; In an AC motor constant calculation method for a motor control device comprising: a voltage detector that detects a generated motor voltage; and a motor constant calculator that calculates a motor constant based on the AC test signal and the motor voltage.
The motor voltage component is mapped to a coordinate axis (γ axis) having a phase different from the d axis by a predetermined phase angle and output as a γ axis voltage,
A voltage component generated due to the AC test signal from the γ-axis voltage is output as a γ-axis extraction voltage,
Calculate the amplitude value of the γ-axis extraction voltage,
Calculate the amplitude value on the γ-axis of the AC test signal,
Calculate the γ-axis motor constant based on the amplitude value of the γ-axis extraction voltage and the amplitude value on the γ-axis of the AC test signal,
An electric motor constant calculating method for an electric motor control device, wherein the processing is performed by a procedure of calculating a q-axis electric motor constant based on the γ-axis electric motor constant.
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