JP2008259891A - Ultrasonic diagnostic apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、超音波診断装置に係り、具体的には超音波受信信号を受信波面に同期させてデジタル整相する技術に関する。 The present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus, and more particularly to a technique for digitally phasing an ultrasonic reception signal in synchronization with a reception wavefront.
超音波診断装置は、被検体との間で超音波を送受する複数の振動子を配列してなる探触子を有し、その探触子を介して被検体から発生する反射エコー信号を受信し、その受信信号をサンプリングしてデジタル信号としてAD変換し、変換された信号を整相加算して超音波画像を得る装置として知られている。 The ultrasonic diagnostic apparatus has a probe in which a plurality of transducers that transmit and receive ultrasonic waves to and from a subject are arranged, and receives reflected echo signals generated from the subject through the probe. The received signal is sampled and AD-converted as a digital signal, and the converted signal is phased and added to obtain an ultrasonic image.
このような超音波診断装置のサンプリング法として、波面同期サンプリング整相法が知られている。波面同期サンプリング整相法とは、超音波の送信周波数に基づいて複数のサンプリングクロックを生成し、生成されたサンプリングクロックにサンプリング周期以下の微少遅延をそれぞれ施して多相のサンプリングクロックを生成する。そして、その多相のサンプリングクロックから受信波面に同期したサンプリングクロックを選択して受信信号をデジタル信号に変換するものである。 As a sampling method of such an ultrasonic diagnostic apparatus, a wavefront synchronous sampling phasing method is known. In the wavefront synchronization sampling phasing method, a plurality of sampling clocks are generated based on the transmission frequency of ultrasonic waves, and a multi-phase sampling clock is generated by applying a small delay equal to or less than the sampling period to the generated sampling clock. A sampling clock synchronized with the reception wavefront is selected from the multiphase sampling clock, and the reception signal is converted into a digital signal.
この波面同期サンプリング整相法では、サンプリングクロックとして、複素信号化を簡単に行えるように、超音波の送信周波数の4n倍(nは自然数)に相当する周波数を有するものが用いられている。例えば、送信信号の中心周波数の4n倍の周波数を有するサンプリングクロックを生成し、そのサンプリングクロックにより受信周波数をサンプリングする。そして、サンプリングにより出力されたデータをnクロック分遅延することで容易に複素信号すなわち実数成分と虚数成分からなる信号を得て超音波画像を構成している(例えば、特許文献1参照)。 In this wavefront synchronization sampling phasing method, a sampling clock having a frequency corresponding to 4n times (n is a natural number) the ultrasonic transmission frequency is used so that complex signals can be easily formed. For example, a sampling clock having a frequency 4n times the center frequency of the transmission signal is generated, and the reception frequency is sampled by the sampling clock. Then, by delaying the data output by sampling by n clocks, a complex signal, that is, a signal composed of a real component and an imaginary component is easily obtained to construct an ultrasonic image (see, for example, Patent Document 1).
しかしながら、上記特許文献1のように、超音波の送信信号の中心周波数に基づいて生成されたサンプリングクロックで受信信号をサンプリングすると、サンプリングデータ間の位相差には所定の値に対してズレが生じることがある。例えば、超音波信号は被検体内を伝播するとき減衰してその周波数が変移する。このとき、周波数が変移したにもかかわらず、その受信信号を送信周波数の4倍の周波数を有するサンプリングクロックでサンプリングすると、出力されるデータ間には所望の位相差すなわち90°位相差に対してズレが生じる。そして、サンプリングデータを1クロック分遅延することで複素信号を抽出すると、抽出された複素信号には位相差のズレに起因して誤差が含まれる。その結果、超音波診断装置における空間分解能や感度が低下するおそれがある。
However, as in
本発明の目的は、波面同期サンプリング整相法において、超音波受信信号の整相精度を改善して空間分解能や感度を向上させることにある。 An object of the present invention is to improve the spatial resolution and sensitivity by improving the phasing accuracy of an ultrasonic reception signal in the wavefront synchronous sampling phasing method.
上記の目的を達成するため、本発明の超音波装置は、被検体との間で超音波を送受する複数の振動子を配列してなる探触子と、各振動子により受信された受信信号をサンプリングクロックに同期してデジタル信号に変換するAD変換部と、受信波面に同期させたサンプリングクロックを生成するクロック生成部と、AD変換部により変換されたデジタル信号を整相して加算する整相加算部と、加算された受信信号から超音波画像を構成する画像構成部とを備え、クロック生成部は、サンプリングクロックを受信信号の周波数に基づいて生成する手段を含んで構成される。 In order to achieve the above object, an ultrasonic apparatus of the present invention includes a probe formed by arranging a plurality of transducers that transmit and receive ultrasonic waves to and from a subject, and a reception signal received by each transducer. An AD converter that converts the signal into a digital signal in synchronization with the sampling clock, a clock generator that generates a sampling clock that is synchronized with the received wavefront, and a phasing of the digital signal converted by the AD converter A phase addition unit and an image configuration unit that configures an ultrasonic image from the added reception signal are included, and the clock generation unit includes a unit that generates a sampling clock based on the frequency of the reception signal.
これによれば、超音波が被検体内の媒体を伝播してその周波数帯域が変移するとき、その周波数の変移に追従してサンプリングクロックをクロック生成部により生成することができる。したがって、媒体内で超音波の周波数が変移したとしても、受信信号をAD変換部により所望のサンプリング周波数でサンプリングを行うことができる。それゆえ、サンプリングデータにおいて複素の関係を有するデータ間の位相差を所定の値例えば90°に精度よく合わせることができるので、誤差の少ない複素信号を得ることが可能になる。その結果、送信周波数に基づいてサンプリングクロックが生成される場合に比べ、受信周波数を整相するための位相精度を改善することができ、超音波診断装置における空間分解能や感度を向上させることができる。 According to this, when the ultrasonic wave propagates through the medium in the subject and the frequency band changes, the sampling clock can be generated by the clock generation unit following the frequency change. Therefore, even if the frequency of the ultrasonic wave changes in the medium, the received signal can be sampled at a desired sampling frequency by the AD converter. Therefore, the phase difference between the data having a complex relationship in the sampling data can be accurately adjusted to a predetermined value, for example, 90 °, so that a complex signal with little error can be obtained. As a result, the phase accuracy for phasing the reception frequency can be improved and the spatial resolution and sensitivity in the ultrasonic diagnostic apparatus can be improved compared to when the sampling clock is generated based on the transmission frequency. .
例えば、受信信号の周波数の4倍に相当する周波数を有するようにサンプリングクロックを生成し、生成されたサンプリングクロックにより受信信号をサンプリングする。これにより、出力されるデータのうち隣接データ間すなわち複素関係を有するデータ間には、所定の位相差すなわち90°位相差(1/4波長位相差)が精度よく保証される。したがって、複素関係を有する2つのデータからなる組を抽出して複素信号化を行えば、誤差の少ない複素信号を得ることができる。 For example, a sampling clock is generated so as to have a frequency corresponding to four times the frequency of the received signal, and the received signal is sampled by the generated sampling clock. As a result, a predetermined phase difference, that is, a 90 ° phase difference (1/4 wavelength phase difference) is accurately guaranteed between adjacent data among data to be output, that is, data having a complex relationship. Therefore, if a set of two data having a complex relationship is extracted and converted into a complex signal, a complex signal with few errors can be obtained.
また、受信信号の周波数の4倍に相当する周波数を有するサンプリングクロックに代えて、4n倍(n:自然数)に相当する周波数を有するサンプリングクロックを生成するようにしてもよい。このとき、複素関係を有する2つのデータは、nクロック分だけずれたものとなり、また、そのデータ間には90°位相差が精度よく保証される。したがって、その位相差関係を有するデータをnクロック分遅延することにより、誤差の少ない複素信号を得ることができる。 Further, instead of a sampling clock having a frequency corresponding to four times the frequency of the received signal, a sampling clock having a frequency corresponding to 4n times (n: natural number) may be generated. At this time, the two data having a complex relationship are shifted by n clocks, and a 90 ° phase difference is accurately guaranteed between the data. Therefore, a complex signal with few errors can be obtained by delaying data having the phase difference by n clocks.
この場合、受信信号の周波数の4倍に相当する周波数を有するサンプリングクロックを生成するクロック生成部の構成は、受信周波数に応じてサンプリングクロックを生成する手段と、生成された周波数のサンプリングクロックをサンプリング周期以下の微少時間づつ遅延させて複数のサンプリングクロックを生成する手段と、遅延処理された複数のサンプリングクロックから受信波面に同期するサンプリングクロックを選択して受信信号に対応するAD変換器に付与する手段とを含むのがよい。さらに、受信周波数に応じてサンプリングクロックを生成するために、受信信号の周波数を検出する手段を設けるのが好ましい。このようにすれば、クロック生成部は、受信信号の周波数に追従してサンプリングクロックを生成することができる。したがって、生成したサンプリングクロックを受信波面に同期させてサンプリングを行うことにより、送信信号の周波数帯域が媒体内で変移したとしても、受信信号を所望のサンプリング周波数でサンプリングを行うことができる。その結果、サンプリングデータに遅延を施して複素信号化を行えば、誤差の少ない複素信号を得ることができる。 In this case, the configuration of the clock generation unit that generates a sampling clock having a frequency corresponding to four times the frequency of the reception signal includes means for generating a sampling clock according to the reception frequency, and samples the sampling clock of the generated frequency. A means for generating a plurality of sampling clocks delayed by a minute time equal to or less than a period, and a sampling clock synchronized with the reception wavefront from the plurality of delayed sampling clocks are selected and given to an AD converter corresponding to the received signal Means. Furthermore, it is preferable to provide means for detecting the frequency of the received signal in order to generate a sampling clock according to the received frequency. In this way, the clock generation unit can generate the sampling clock following the frequency of the received signal. Therefore, by sampling the generated sampling clock in synchronization with the reception wavefront, the reception signal can be sampled at a desired sampling frequency even if the frequency band of the transmission signal changes in the medium. As a result, a complex signal with few errors can be obtained by delaying the sampling data to convert it into a complex signal.
また、AD変換部により変換されたデジタル信号の位相を設定された位相補正係数に基づいて位相補正部に補正させるのがよい。これにより、整相加算部は、デジタル信号を加算処理する前に、サンプリングクロックの周波数の周期より微少な位相を調整することができる。したがって、整相するための位相精度をより一層改善することができ、誤差のない複素信号を抽出して超音波診断装置の空間分解能や感度をより一層向上させることが可能になる。
例えば、超音波受信周波数の4倍の周波数の周期をk分割した時間間隔Δtより微少な位相φ(t)について調整する。その結果、超音波受信信号の整相するための位相精度が改善され、超音波装置の空間分解能や感度が一層向上する。
Further, it is preferable to cause the phase correction unit to correct the phase of the digital signal converted by the AD conversion unit based on a set phase correction coefficient. Thereby, the phasing addition part can adjust a phase finer than the period of the frequency of a sampling clock, before adding a digital signal. Therefore, it is possible to further improve the phase accuracy for phasing, extract a complex signal without error, and further improve the spatial resolution and sensitivity of the ultrasonic diagnostic apparatus.
For example, the phase φ (t) that is finer than the time interval Δt obtained by dividing the period of the frequency four times the ultrasonic reception frequency by k is adjusted. As a result, the phase accuracy for phasing the ultrasonic reception signal is improved, and the spatial resolution and sensitivity of the ultrasonic device are further improved.
この位相補正部は、受信信号に対し90°位相差すなわち1/4波長位相差に遅延する遅延部と、位相補正データを生成する位相補正係数生成部と、遅延部からのデータと位相補正係数生成部からのデータを複素乗算する複素乗算部とを備えるのがよい。また、位相差すなわち1/4波長位相差に遅延する遅延部と、SRAMなどのメモリからなるLookUpTable(LUT)と、カウンタなどのLUTアドレス制御部とを有するようにしてもよい。 The phase correction unit includes a delay unit that delays a received signal by 90 ° phase difference, that is, a ¼ wavelength phase difference, a phase correction coefficient generation unit that generates phase correction data, and data and a phase correction coefficient from the delay unit. It is preferable to provide a complex multiplication unit that performs complex multiplication on data from the generation unit. Further, a delay unit that delays to a phase difference, that is, a quarter wavelength phase difference, a LookUpTable (LUT) that includes a memory such as SRAM, and a LUT address control unit such as a counter may be included.
ところで、超音波映像法には、高調波の受信周波数に基づいて画像を構成する生体非線形撮像法や造影ハーモニック映像法等が知られている。例えば、生体非線形撮像法とは、超音波が生体など非線型媒体を伝播することにより、送信周波数すなわち基本周波数の2倍や3倍などの高調波周波数となる反射信号を画像化するものである。また、造影ハーモニック映像法とは、数10μm程度の気泡や油状のマイクロバブル等を血管に注入し、そのマイクロバブルが発する入射周波数に対して2倍や3倍などの高調波の出射周波数となる反射信号を受波し、その反射信号から良好な血流画像を得るものである。 By the way, as the ultrasound imaging method, there are known a biological non-linear imaging method and a contrast harmonic imaging method that form an image based on a reception frequency of a harmonic. For example, the biological nonlinear imaging method is to image a reflected signal having a transmission frequency, that is, a harmonic frequency such as twice or three times the fundamental frequency, as ultrasonic waves propagate through a nonlinear medium such as a living body. . In contrast, the harmonic imaging method is a method of injecting bubbles of about several tens of μm or oily microbubbles into blood vessels and generating harmonic emission frequencies such as twice or three times the incident frequency emitted by the microbubbles. A reflected signal is received, and a good blood flow image is obtained from the reflected signal.
このように、生体由来や造影剤由来の高調波成分を同時に複数帯域抽出して画像化したい場合がある。この場合、複数周波数帯域を同時に整相する整相加算部を設けるのがよい。さらに、その整相加算部には、高調波成分から抽出する周波数の数に対応した位相補正部と、位相補正部の信号から不要周波数帯域を除去する帯域フィルタを設けるのが好ましい。 As described above, there is a case where it is desired to simultaneously extract a plurality of bands of harmonic components derived from a living body or a contrast medium and form an image. In this case, it is preferable to provide a phasing addition unit that phasing multiple frequency bands at the same time. Furthermore, it is preferable that the phasing addition unit is provided with a phase correction unit corresponding to the number of frequencies extracted from the harmonic component and a band filter for removing unnecessary frequency bands from the signal of the phase correction unit.
例えば、受信信号が振動子により受信され、受信された信号がAD変換部によりデジタル化され、デジタル信号が遅延部により遅延処理され、遅延処理された信号が複数の位相補正手段すなわち高調波成分から抽出する周波数の数に対応した位相補正部により各高周波成分ごとに位相補正され、位相補正された信号が帯域フィルタによりフィルタ処理されるようにするのが好ましい。 For example, the received signal is received by the vibrator, the received signal is digitized by the AD conversion unit, the digital signal is delayed by the delay unit, and the delayed signal is obtained from a plurality of phase correction units, that is, harmonic components. Preferably, the phase correction unit corresponding to the number of frequencies to be extracted is phase-corrected for each high-frequency component, and the phase-corrected signal is filtered by the bandpass filter.
これにより、複数の周波数帯域を高周波成分ごとに同時に処理して画像化することができる。例えば、高調波から2次高調波成分と3次高調波成分を抽出して同時に画像化する場合、複数の位相補正部の一部を2次高調波用に割り当てるとともに、他の位相補正部を3次高調波用に割り当てる。これにより、各々の位相補正部を制御してフィルタ処理を施せば、受信信号の各高調波波面をそれぞれ同時に精度よく整相することができるので、同時に処理された2次高調波成分と3次高調波成分の画像の空間分解能と感度をより一層向上させることができる。 Thereby, a plurality of frequency bands can be simultaneously processed and imaged for each high frequency component. For example, when extracting the second harmonic component and the third harmonic component from the harmonic and imaging them simultaneously, a part of the plurality of phase correction units is allocated for the second harmonic, and other phase correction units are Assign for the third harmonic. Thus, if each phase correction unit is controlled and filtered, each harmonic wave front of the received signal can be phased simultaneously and accurately, so that the second harmonic component and the third order processed simultaneously. It is possible to further improve the spatial resolution and sensitivity of the harmonic component image.
本発明によれば、波面同期サンプリング整相法において、超音波受信信号の整相精度を改善して空間分解能や感度を向上させることができる。 According to the present invention, in the wavefront synchronous sampling phasing method, it is possible to improve the phasing accuracy of the ultrasonic reception signal and improve the spatial resolution and sensitivity.
本発明を適用してなる超音波診断装置の実施形態について、図1乃至図4を用いて説明する。図1は本発明を適用した超音波診断装置の構成例を示すブロック図である。図2は整相加算部の構成例を示しており、図3はサンプリングクロック生成部の構成例を示している。図4は遅延制御部の構成例を示している。 An embodiment of an ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied. FIG. 2 shows a configuration example of the phasing addition unit, and FIG. 3 shows a configuration example of the sampling clock generation unit. FIG. 4 shows a configuration example of the delay control unit.
図1に示すように、超音波診断装置1には、被検体との間で超音波を送受する複数の振動子を配列してなる探触子10と、探触子10に対して超音波を送信するための送信信号を生成する送信部12と、被検体から発生する反射エコー信号を受信して増幅する受信部14とが設けられている。また、受信部14により増幅された信号を超音波受信波面に整相して加算する整相加算部16と、整相加算処理された受信信号から超音波強度や超音波周波数等の情報を抽出する信号処理部18とが備えられている。そして、信号処理部18により抽出された情報から超音波画像を構成する画像処理部20と、構成された画像を表示する表示部22とが設けられている。また、各構成部を制御する制御部24が備えられている。
As shown in FIG. 1, the ultrasonic
図2に示すとおり、探触子10は、超音波を送受信する複数の振動子26a〜26mと、振動子26a〜26mに各々対応した複数の可変ゲインアンプ(VGA)28a〜28mと、可変ゲインアンプ28a〜28mの各々に対応した複数の帯域制御フィルタ(AAF)30a〜30mとを含んで構成されている。ここで、振動子26a〜26mは、超音波受信口径を構成して超音波信号を受信するものである。また、例えば可変ゲインアンプ28aは、振動子26aにより受信された受信信号に対して媒体伝播時の信号減衰を補正するものである。また、例えば帯域制御フィルタ30aは、可変ゲインアンプ28aにより減衰補正された信号の通過帯域を制限して周波数空間でエリアジングを抑制するものである。
As shown in FIG. 2, the
また、整相加算部16は、可変ゲインアンプ30a〜30mに各々対応した複数のAD変換部(ADC)32a〜32mと、ADC32a〜32mに各々対応した複数の遅延部34a〜34mと、遅延部34a〜34mに各々対応した位相補正部36a〜36mと、ADC32a〜32mの各々に付与するサンプリングクロッククロックを生成するクロック生成部38と、遅延部34a〜34mを制御する遅延制御部40と、位相補正部36a〜36mを制御する位相補正制御部42と、位相補正部36a〜36mの各々から出力される受信信号を加算処理する加算部44とを含んで構成されている。ここで、例えばADC32aは、帯域制御フィルタ30aから出力されるアナログ信号をクロック生成部38からのサンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換するものである。また、例えば遅延部34aは、遅延制御部40の指令に基づいて、ADC32aからの受信信号に対しサンプリングクロックの周期の整数倍の遅延を行うものである。また、例えば位相補正部36aは、位相補正制御部42からの位相補正データに基づいて、遅延部34からの超音波受信信号の位相を微調整して受信信号の波面の同相化を行うものである。
The
また、クロック生成部38は、探触子10により受信された受信信号の波面に同期し、かつ受信信号の中心周波数(f0)対し4n倍(n:自然数)の周波数(以下、4nf0という。)を有したサンプリングクロックを生成して例えばAD変換部32aに付与するものである。遅延制御部40は、振動子26a〜26mの超音波信号の受信タイミングに応じて制御信号を例えば遅延部34aに出力するものである。位相補正制御部42は、所望の位相精度に基づいた位相補正データを例えば位相補正部36aに出力するものである。
The
このように構成される超音波診断装置の動作について説明する。超音波診断装置1では、探触子10を介して被検体に超音波が送信され、被検体から発生する反射エコー信号が受信部14により受信され、受信された受信信号が整相加算部16によりデジタル化して整相加算され、整相加算された受信信号から画像構成部20により超音波画像が構成され、構成された画像が表示部22に表示される。
The operation of the ultrasonic diagnostic apparatus configured as described above will be described. In the ultrasonic
ここで、図3を参照してクロック生成部38を詳細に説明する。クロック生成部38は、超音波受信信号の周波数に対して4n倍の周波数を有するサンプリングクロックを生成する4nf0生成部46と、4nf0生成部46からのサンプリングクロックを遅延する位相遅延部48と、位相遅延部48からのサンプリングクロックを選択してADC32a〜32mに付与するクロック選択部50と、4nf0生成部46と位相遅延部48とクロック選択部50を制御する制御部52とを含んで構成されている。
Here, the
ここで、4nf0生成部46は、水晶発振器等からなる発振器54と、レジスタやDLL等からなる分周部56と、分周部56からの出力より駆動するカウンタ58a〜58iと、分周部56からの出力により駆動するクロックセレクタ60とを含んで構成されている。
Here, the 4nf 0 generator 46 includes an
位相遅延部48は、サンプリング周期以下の微少時間Δt遅延するタップをそれぞれk個備えたパルス遅延線62a〜62jと、遅延線62a〜62jのうちから1つの遅延線例えば62aを制御部52の指令に応じて選択する遅延線セレクタ64とを含んで構成されている。クロック選択部50は、制御部52の指令に基づいて、位相遅延部48により遅延されたクロックを所定のADCへ出力するクロックセレクタ66a〜66mを備えて構成されている。
The
制御部52は、Busに接続されたアドレス判定部68と、アドレスカウンタ70と、アドレス判定部68又はアドレスカウンタ70からの信号により所定のアドレスを出力するアドレスセレクタ74と、Busからの要求が書込みなのか読込なのかを判定してデータの流れる方向を制御するデータバッファ72と、SRAMやDRAM等の記憶素子で構成されており、4nf0生成部46のクロックセレクタ60と位相遅延部64の遅延線セレクタ64とクロック選択部50のクロックセレクタ66a〜66mを制御するためのデータを保持するデータ保持部76a〜76mを含んで構成されている。
The
このように構成されるクロック生成部48の動作について説明する。まず、4nf0クロックを生成する動作を説明する。4nf0生成部46では、発振器54によりマスタークロック(mclk)が発生される。発生したマスタークロックは分周部56により分周クロック(sclk)に分周される。分周された分周クロックは、駆動クロックとしてカウンタ58a〜58iとクロックセレクタ60に入力される。駆動クロックが入力されたカウンタ58a〜58iにより各々のカウント数がカウントされて周波数の異なる複数i個の4nf0が生成される。ここで、分周の度合いとカウンタの数を調整することにより任意に周波数を作ることができるようになっている。そして、クロックセレクタ60によりカウンタ58a〜58iにより生成された複数の4nf0のうちから1つの4nf0が、超音波が媒体を伝播するとき生じる周波数の変移に応じて選択される。すなわち、超音波受信信号の周波数が検出され、検出された受信周波数の4n倍の周波数を有するサンプリングクロックに最も近いサンプリングクロックが、生成された複数i個の4nf0から1つ選択される。このような手順により4nf0クロックが生成される。
The operation of the
次に、位相補正部48の動作について説明する。クロックセレクタ60により選択された4nf0クロックは、例えば、パルス遅延線62aによりサンプリング周期以下の微少時間Δt1間隔で複数k個の位相が異なる4nf0クロックが生成される。この場合、遅延線セレクタ64は、超音波が媒体を伝播して変移した周波数のサンプリング周期以下の微少時間Δtを有するように、パルス遅延線62a〜62jのうちからパルス遅延線62aを選択している。このような手順により所望のΔtを有したパルス遅延線により遅延された複数k位相の4nf0クロックが得られる。
Next, the operation of the
クロック選択部50の動作について説明する。遅延線セレクタ64により得られたサンプリング周期以下の微少時間Δt間隔で複数k個の位相が異なる4nf0クロックのうちから、振動子26a〜26mで受信した受信信号の波面に最も同期した4nf0クロックが例えばクロックセレクタ66aにより選択される。そして、選択された4nf0クロックが例えばADC32aに付与される。
The operation of the
また、制御部52について説明する。アドレス判定部68により制御データを格納するための所定のアドレスか否かが判定され、所定アドレスの場合にアドレスセレクタ74を介して例えばデータ保持部76aに制御データが出力される。また、データバッファ72によりBusからの要求が書込なのか読込なのかが判定されてデータの流れ方向が制御される。アドレスカウンタ70により超音波が媒体を伝播するタイミングで4nf0クロックでカウント値が変化することにより、データ保持部76aの読み出しアドレスが生成される。そして、アドレスセレクタ74により、アドレスカウンタ70とアドレス判定部68からのアドレスが判定に従い例えばデータ保持部76aのアドレスとして選択される。
The
すなわち、制御部52では、アドレス判定部68によりBUSを利用して制御データが所定のアドレスに書き込まれる。そして、超音波が媒体を伝播するタイミングで4nf0クロックでアドレスカウンタ70のカウント値を変化させ、そのカウント値から読み出しアドレスを生成する。生成されたアドレスに基づいてアドレスセレクタ74を介してデータ保持部76a〜76mから制御データを読み出す。読み出された制御データはクロックセレクタ60と遅延線セレクタ64とクロックセレクタ66a〜66mとを制御する。なお、揮発性の記憶素子からなるデータ保持部76a〜76mを用いた制御部52を説明したが、これに代えて、不揮発性のROMからなるデータ保持部を制御部に用いてもよい。
That is, in the
このように、クロック生成部38は、超音波が被検体内の媒体を伝播してその周波数が変移するとき、その周波数の変移に追従してサンプリングクロックを生成することができる。このとき、生成されたサンプリングクロックは超音波受信周波数の4n倍の周波数を有するとともに、受信信号の波面に精度よく同期したものとなっている。したがって、媒体内で超音波の周波数が変移したとしても、受信信号を例えばADC32aにより所望のサンプリング周波数で正確にサンプリングを行うことができる。それゆえ、出力データ間の位相差が所定の値例えば90°位相差に精度よく合わせることができるので、そのデータを設定クロック分だけ遅延処理を施せば、誤差の少ない複素信号を得ることができる。その結果、超音波が媒体伝播の際に生じる減衰起因する周波数が移動した信号や非線形信号に対し、送信周波数に基づいてサンプリングクロックを生成する場合に比べ、受信信号を整相するための位相精度を改善することができ、超音波診断装置における空間分解能や感度を向上させることができる。
As described above, when the ultrasonic wave propagates through the medium in the subject and the frequency thereof changes, the
ここで、図4を参照して整相加算部16における遅延部34a〜34mと遅延制御部40について説明する。遅延部34a〜34mの各々は、SRAMやDRAM等の記憶素子から構成されている。遅延制御部40は、Busに接続されたアドレス判定部78と、アドレスカウンタ82と、アドレス判定部78又はアドレスカウンタ82からの信号により所定のアドレスを出力するアドレスセレクタ80と、Busからの要求が書込みなのか読込なのかを判定してデータの流れる方向を制御するデータバッファ81と、アドレスセレクタ80からのアドレスに基づいて遅延データを保持する遅延データメモリ83とを含んで構成されている。また、遅延データメモリ83の遅延データに基づいて書込アドレス発生部88a〜88mのアドレス値を変更する書込許可部84と、遅延データメモリ83の遅延データに基づいて読込アドレス発生部90a〜90mのアドレス値を変更する読込許可部86とが設けられている。ここで、遅延データメモリ83は、SRAMやDRAM等のメモリから構成されており、書込許可部84と読込許可部86は、論理ゲートやLUT等から構成されている。また、書込アドレス発生部88a〜88mは、カウンタ等から構成されている。
Here, the
まず、遅延制御部40は、図3で示したクロック生成部38の制御部52と同様に、アドレス判定部78とアドレスカウンタ82とデータバッファ81とアドレスセレクタ80により、Busを介して所定のアドレス時に遅延データが遅延データメモリ83に書き込まれる。そして、超音波が媒体を伝播するタイミングで遅延データメモリ83がアドレスカウンタ値で読み出される。読み出された遅延データは、書込許可部84と読込許可部86の状態によって、書込アドレス発生部88a〜88mと読込アドレス発生部90a〜90mのアドレス値が変更される。また、書込許可部84と読込許可部86により、その各状態に応じて許可信号WENA、RENAや、クロックWCLK、RCLKが例えば遅延部34aに出力される。
First, similarly to the
なお、図4に示される遅延制御部40を説明したが、これに限られるものではない。例えば、図5は遅延制御部の他の構成例を示している。図5に示すとおり、遅延部34a〜34mの各々がADC32a〜32mからの受信信号が入力されるシフトレジスタ92と、シフトレジスタ92からの信号が入力されるセレクタ93により構成される場合、遅延制御部41は、図4に示した書込許可部84と、読込許可部86と、書込アドレス発生部88a〜88mと、読込アドレス発生部90a〜90mとを用いず、アドレス判定部78と、アドレスセレクタ80と、データバッファ81と、アドレスカウンタ82と、SRAMやDRAM等のメモリからなる遅延データメモリ83から構成される。
In addition, although the
このような遅延部34a〜34mと遅延制御部40によれば、超音波受信信号の周波数の4n倍の周波数を有し、かつ超音波受信信号の波面に同期した4nf0クロックの周期間隔で超音波受信信号に粗遅延処理を施すことができ、超音波受信信号の同相化を図ることができる。
According to the
次に、図6及び図7を参照して位相補正部36a〜36mと位相補正制御部42を説明する。図6は位相補正部36aの構成例を示しており、図7は位相補正制御部の構成例を示している。図6に示すとおり、位相補正部36aは、シフトレジスタなどからなる遅延部94と、遅延部94からの複素信号と位相補正データとを乗算する複素乗算部95とを含んで構成されている。このとき、複素乗算部95は、超音波受信信号x(t)の実数成分と補正データの実数成分を乗算する乗算部96aと、超音波受信信号x(t)の実数成分と補正データの虚数成分を乗算する乗算部96bと、超音波受信信号x(t)の虚数成分と補正データの実数成分を乗算する乗算部96cと、超音波受信信号x(t)の虚数成分と補正データの虚数成分を乗算する乗算部96dと、乗算部96bの乗算結果を符号反転部98により反転した結果と乗算部96cの乗算結果とを加算する加算部100aと、乗算部96aの乗算結果と乗算部96dの乗算結果を加算する加算部100bとを備えて構成されている。
Next, the
また、図7に示すとおり、位相補正制御部42は、Busに接続されたアドレス判定部102と、アドレスカウンタ104と、アドレス判定部102又はアドレスカウンタ104からの信号により所定のアドレスを出力するアドレスセレクタ108と、Busからの要求が書込みなのか読込なのかを判定してデータの流れる方向を制御するデータバッファ106と、アドレスセレクタ108からのアドレスに基づいて位相データを保持する位相補正メモリ110とを含んで構成されている。位相補正メモリ110の後段にはシフトレジスタ112とラッチレジスタ113a〜113mが設けられている。ここで、位相補正メモリ110は、SRAMやDRAMなど記憶素子から構成されている。
Further, as shown in FIG. 7, the phase
このように位相補正制御部42により位相補正データが位相補正部36aに出力される。つまり、位相補正制御部42は、図3で示したクロック生成部38の制御部52と同様に、アドレス判定部102とアドレスカウンタ104とデータバッファ106とアドレスセレクタ108により、Busを介して所定のアドレス時に位相補正データが位相補正メモリ110に書き込まれる。そして、超音波が媒体を伝播するタイミングで位相補正メモリ110に格納された位相補正データがアドレスカウンタ値で読み出される。読み出された位相補正データは、シフトレジスタ112により振動子26a〜26mにそれぞれ対応するラッチレジスタ113a〜113mにデータを保持するためにシフトされる。シフトされた位相補正データは、ラッチレジスタ113a〜113mによりラッチタイミングで保持されて位相補正部36aに出力される。
Thus, the phase correction data is output to the
一方、位相補正部36aでは、4nf0クロックで動作する遅延部94により超音波受信信号がnクロック遅延を施され、複素信号が抽出される。そして、抽出された複素信号と位相補正制御部42からの位相補正データとが複素乗算部95により複素乗算される。これにより、超音波受信信号は位相補正データに基づいて位相補正されるので、整相精度を向上させることができる。
On the other hand, in the
このような複素乗算処理について数式を用いて説明する。超音波受信信号x(t)は数1式のように表すと、受信信号x(t)は遅延部94によりnクロック遅延されるので、遅延された受信信号x(t−n)は数2式のように表される。ここで、サンプリング周波数が4nf0クロックなので、数3式の関係が成り立っている。また、振幅A(t)がA(t−n)と近似している場合、x(t−n)は数4式のように示される。したがって、数1式と数4式は複素の関係となるので、数5式のように表される。すなわち、数5式に示すように、超音波受信信号x(t)は遅延部94によりnクロック遅延されて複素データとなる。また、位相補正制御部42の例えばラッチレジスタ113aから出力される位相補正データを数6式のように表すと、数6式と数5式を乗算する複素乗算部95の出力Y(t)は、数7式のように示される。すなわち、数7式に示されるように、複素乗算部95からの出力Y(t)は位相φ(t)だけ位相回転して補正された値になる。
Such complex multiplication processing will be described using mathematical expressions. When the ultrasonic reception signal x (t) is expressed as shown in
以上、本実施形態によれば、超音波が被検体内の媒体を伝播してその周波数が変移するとき、その周波数の変移に追従させてサンプリングクロックをクロック生成部38により生成することができる。したがって、媒体内で超音波の周波数が変移したとしても、受信信号をADC32a〜32mにより受信周波数の4n倍の周波数を有するサンプリングクロックでサンプリングを行うことができる。それゆえ、出力されたデータにおいて複素の関係を有するデータ間の位相差を90°にすることができる。そのデータを遅延部34a〜34mによりnクロック分だけ遅延処理を施せば、誤差の少ない複素信号を得ることができる。その結果、超音波診断装置の空間分解能や感度を向上させることができる。
As described above, according to the present embodiment, when the ultrasonic wave propagates through the medium in the subject and the frequency changes, the sampling clock can be generated by the
また、整相加算部16は、デジタル信号を加算する前にその位相を位相補正部36a〜36mにより微調整して整相しているので、位相の整相精度を向上させることができ、超音波受信信号をより一層同相化することができる。例えば、超音波受信信号を同相化する場合、超音波受信周波数の4倍の周波数の周期をk分割した時間間隔Δtにより整相するだけでなく、そのΔtより微少な位相φ(t)を調整することにより整相を行うことができる。その結果、整相精度が改善するため、超音波装置の空間分解能や感度をより一層向上させることができる。
Further, since the phase adjusting and adding
さらに、従来、超音波受信信号の高調波撮像において高周波数帯域を画像化する場合、nの値を大きく取れず整相精度が低下する場合がある。しかし、位相補正部36a〜36mにより位相分割数を調整すれば、所望の位相精度を得ることができる。すなわち、位相補正部36a〜36mにより整相加算部16の整相精度を改善することができるので、高調波撮像においても、空間分解能や感度を向上させることができる。
Furthermore, conventionally, when imaging a high frequency band in harmonic imaging of an ultrasonic reception signal, the value of n may not be large and the phasing accuracy may be reduced. However, if the number of phase divisions is adjusted by the
以上、本実施形態について説明したが、これに限られるものではない。例えば、図8は、位相補正部と位相補正制御部の他の実施例を示している。図8に示すように、位相補正部120は、超音波受信信号X(t)に対し90°位相遅延を施す遅延部122と、複素乗算処理を行うLUT124とを含んで構成されている。また、位相補正制御部114は、超音波受信期間中に4nf0クロック同期でカウントを行ってLUT124のアドレスを生成するカウンタ116と、4nf0クロックをpクロック遅延する遅延部118とを含んで構成されている。なお、ここで、遅延部122はシフトレジスタなどから構成されており、LUT124は、SRAMやDRAMなどの記憶素子から構成されている。
Although the present embodiment has been described above, the present invention is not limited to this. For example, FIG. 8 shows another embodiment of the phase correction unit and the phase correction control unit. As shown in FIG. 8, the
このような位相補正制御部114と位相補正部120において、カウンタ116は、超音波受信期間中に4nf0クロック同期でカウントしてLUT124のアドレスを生成する。また、遅延部118は、カウンタ116の信号から90°遅延した位相になるようにpクロック遅延する。これにより、所望の複素の位相補正データを生成することができる。
In the phase
そして、生成された補正データに基づいて超音波受信信号の位相を補正する。例えば、超音波受信信号X(t)は、遅延部122によりnクロック分遅延されて複素信号となる。遅延部122からの複素信号は、位相補正制御部144からの位相補正データとLUT124により複素乗算される。したがって、LUT124からの出力は、位相が補正された超音波受信信号Y(t)になる。
Then, the phase of the ultrasonic reception signal is corrected based on the generated correction data. For example, the ultrasonic reception signal X (t) is delayed by n clocks by the
また、図9と図10を用いて位相補正部と位相補正制御部の他の実施例を説明する。図9は、位相補正部の構成例を示しており、図10は、位相補正制御部の構成例を示している。図9に示すとおり、位相補正部126は、図6に示された位相補正部36aに類似した構成となっている。つまり、位相補正部126は、シフトレジスタなどからなる遅延部94と、複素乗算部95とを含んで構成されている。複素乗算部95は、乗算部96a〜96dと、符号反転部98と、加算部100a、100bとにより構成されている。
Further, another embodiment of the phase correction unit and the phase correction control unit will be described with reference to FIGS. 9 and 10. FIG. 9 shows a configuration example of the phase correction unit, and FIG. 10 shows a configuration example of the phase correction control unit. As shown in FIG. 9, the
また、図10に示すとおり、位相補正制御部128は、図7に示された位相補正制御部42に類似した構成となっている。つまり、位相補正制御部42は、アドレス判定部102と、アドレスカウンタ104と、データバッファ106と、アドレスセレクタ108と、SRAMやDRAMなど記憶素子からなる位相補正メモリ110とを含んで構成されている。
Further, as shown in FIG. 10, the phase
図6の位相補正制御部36aでは、補正データとして位相補正データejφ(t)を用いて遅延部34からの出力データを補正したが、図9の位相補正部126では、その位相補正データに代えて、位相補正制御部128からの周波数補正データe-j(2πfs(t)t)を用いて遅延部34からの出力データを補正している。つまり、超音波受信信号X(t)は、遅延部34によりnクロック遅延処理を施されて複素信号となる。遅延部34からの複素信号と位相補正制御部128からの周波数補正データとを複素乗算部95により乗算することにより、周波数が補正された出力Y(t)を得ることができる。このとき、出力Y(t)は数8式のように表される。したがって、所定の周波数補正データに基づいて超音波受信信号の周波数帯域を移動することができるので、超音波信号が媒体内で減衰してその周波数帯域が変移した場合でも、整相するための位相精度を改善することができる。その結果、超音波装置の空間分解能や感度を向上させることができる。なお、ここでfs=f0であれば、超音波受信周波数帯域をベースバンドへシフトすることになる。さらに、n=2の場合には数9式の示す8つの値を繰り返すことにより実現することができる。
In the phase
また、図11と図12を用いて位相補正部と位相補正制御部の他の実施例を説明する。図11は、位相補正部の構成例を示しており、図12は、位相補正制御部の構成例を示している。図11に示されている位相補正部130は、図6及び図9に示された位相補正部36aに類似して構成されている。つまり、位相補正部130は、シフトレジスタなどからなる遅延部94と、複素乗算部95とを含んで構成されている。複素乗算部95は、乗算部96a〜96dと、符号反転部98と、加算部100a、100bとを含んで構成されている。図12に示されている位相補正制御部132は、図7及び図10に示された位相補正制御部42に類似して構成されている。つまり、位相補正制御部132は、位相補正制御部42は、アドレス判定部102と、アドレスカウンタ104と、データバッファ106と、アドレスセレクタ108と、SRAMやDRAMなど記憶素子からなる位相補正メモリ110とを含んで構成されている。
Another embodiment of the phase correction unit and the phase correction control unit will be described with reference to FIGS. FIG. 11 shows a configuration example of the phase correction unit, and FIG. 12 shows a configuration example of the phase correction control unit. The
図6の位相補正部36aでは補正データとして位相補正データejφ(t)を用いて補正を行い、また、図10の位相補正制御部128では周波数補正データe-j(2πfs(t)t)を用いて補正を行うことにしている。それに代えて、図11に示される位相補正部130では、位相補正データと周波数補正データを乗算した値e-j(2πfs(t)+φ(t))を用いて補正を行うことにしている。このとき、複素乗算部95の出力Y(t)は、数11式のように表される。すなわち、超音波受信信号は、位相補正データと同時に周波数補正データにより補正されるので、整相するための位相精度をより一層改善することができる。その結果、超音波装置の空間分解能や感度をより一層向上させることができる。
The
位相補正制御部134は、図7に示す位相補正制御部42と同様に、アドレス判定部102と、アドレスカウンタ104と、データバッファ106と、アドレスセレクタ108と、SRAMやDRAMなど記憶素子からなる位相補正メモリ110と、シフトレジスタ112と、ラッチレジスタ113a〜113mとを含んで構成されている。また、周波数補正制御部136は、アドレス判定部102と、アドレスカウンタ104と、データバッファ106と、アドレスセレクタ108と、SRAMやDRAMなど記憶素子からなる周波数メモリ140とを含んで構成されている。そして、乗算部138は、複素信号の実数成分を乗算する複素乗算部138a、複素信号の虚数成分を乗算する複素乗算部138bとを含んで構成されている。
Similarly to the phase
このように構成される補正制御部133では、位相補正メモリ110からの位相補正データと周波数メモリ140からの周波数補正データが乗算部138により乗算される。乗算された補正データは例えば位相補正部36aに出力される。したがって、補正制御部133からの補正データに基づいて超音波受信信号の整相精度を向上することができる。このように、補正制御部133では、位相補正メモリ110と周波数メモリ140を分割して設けることができる。
In the
また、図14を用いて整相加算部の他の実施例を説明する。図2の整相加算部16では、振動子26a〜26mの数に対応させて位相補正部36a〜36mが設けられているが、それに代えて、図14の整相加算部142では、画像化に使用する周波数帯域の数と振動子26a〜26mの数とを乗算した数の位相補正部146a〜146m・147a〜147mが設けられている。すなわち、図2の整相加算部16では振動子26a〜26mの設置個数と位相補正部36a〜36mの設置個数が等しいのに対し、図14の整相加算部142では、振動子26a〜26mの設置個数の2倍に相当する数の位相補正部144a〜144m・145a〜145mが設けられている。
Further, another embodiment of the phasing adder will be described with reference to FIG. In the
図14に示すとおり、整相加算部142は、振動子26a〜26mの数に対応したAD変換部32a〜32mと、AD変換部32a〜32mの数に対応した遅延部34a〜34mとが設けられている。そして、遅延部34a〜34mの各々の後段には2つの位相補正部が設けられている。例えば、遅延部34aの後段には位相補正部144aと位相補正部145aが設けられており、遅延部34mの後段には位相補正部144mと位相補正部145mが設けられている。また、位相補正部144a〜144m・145a〜145mの数に対応させてフィルタ146a〜146m・147a〜147mが設けられている。例えば、位相補正部144aにはフィルタ146aが取り付けられており、位相補正部145aにはフィルタ147aが取り付けられている。また、フィルタ146a〜146m・147a〜147mの後段にはAD変換部32a〜32mの個数と同じ数のレート変換部148a〜148mが設けられている。例えば、フィルタ146aとフィルタ147aの出力はレート変換部148aに入力され、フィルタ146mとフィルタ147mの出力はレート変換部148mに入力されるようになっている。そして、レート変換部148a〜148bからの出力を加算処理する加算部44が設けられている。なお、フィルタ146a〜146mは、FIRフィルタやIIRフィルタなどからなる帯域フィルタにより構成されている。また、レート変換部148a〜148mは、デシメータやセレクタなどから構成されている。
As shown in FIG. 14, the
このように構成される整相加算部142は、2種類の周波数帯域を画像化することができる。例えば、生体非線形映像法のように超音波が生体など非線形媒体を伝播することにより送信周波数(基本周波数f0)の2倍や3倍の高調波周波数となる反射信号を画像化する場合がある。このとき、各高調波周波数の4nf0の公倍数例えば、24f0とすると、2次高調波はn=3、3次高調波はn=4としてサンプリングクロックを設定することができる。設定されたサンプリングクロックにより超音波受信信号がADC32a〜32mによりサンプリングされる。このとき、位相補正部144a〜144mを2次高調波用に割当て制御するとともに、位相補正部145a〜145mを3次高調波用に割り当て制御する。ことにより、超音波受信信号の各高調波波面に各々整相することができ、2種類の周波数帯域を同時に画像化することができる。
The
すなわち、本実施形態の整相加算部142によれば、高調波を用いた撮像法に所望される受信周波数に対して十分なサンプリング周波数を有することができるとともに、振動子26a〜26mの各受信信号を整相するための位相精度を向上することができる。さらに、生体由来や造影剤由来の高調波成分を同時に複数帯域抽出して複数の高周波成分を画像化することができる。
That is, according to the
また、フィルタ処理された信号がレート変換部148a〜148mにより例えばレートを1/2にデシメーションされて1信号2時系列信号に変換されるので、後段に設置された信号処理部18の回路規模を低減することができる。
Further, since the filtered signal is decimated by, for example, the rate by ½ by the
さらに、図15を用いて位相補正部の他の実施例を説明する。図15は2種類の周波数帯域を同時に処理する位相補正部143の構成例を示している。図14の位相補正部142では、例えば位相補正部144a、フィルタ146a、レート変換部148a、加算部44という順に各構成要素が設けられていたのに対し、図15の位相補正部143では、例えば位相補正部144a、加算部150a、フィルタ152a、レート変換部154という順に各構成要素が設けられている。
Further, another embodiment of the phase correction unit will be described with reference to FIG. FIG. 15 shows a configuration example of the
すなわち、図15に示すとおり、位相補正部143には、超音波受信信号をサンプリングするADC32a〜32mと、ADC32a〜32mの数に相当する遅延部34a〜34mとが設けられている。また、遅延部34a〜34mに2次高調波用に割り当てられた位相補正部144a〜144mと3次高調波用に割り当てられた位相補正部145a〜145mとがそれぞれ1個ずつ設けられている。例えば、遅延部34aには位相補正部144aと位相補正部145aとが設けられており、遅延部34mには位相補正部144mと位相補正部145mとが設けられている。そして、位相補正部144a〜144mからの出力を加算処理する加算部150aと、位相補正部145a〜145mからの出力を加算処理する加算部150bとが設けられている。また、加算部150aの後段にフィルタ152aが設けられており、加算部152bの後段にフィルタ152bが設けられている。そして、フィルタ152aからの出力とフィルタ152bからの出力をレート変換するレート変換部154が備えられている。このような構成にすれば、図14に示される位相補正部142の場合に比べ、フィルタやレート変換部の数を低減することができる。
That is, as illustrated in FIG. 15, the
なお、図14及び図15では、2種類の周波数帯域を画像化する場合の位相補正部142及び位相補正部143について説明したが、これに限られるものではない。例えば、3種類以上の周波数帯域を画像化する場合、位相補正部、加算部、フィルタ等の設置数を必要に応じて増加すればよい。
14 and 15, the
また、図16を用いて位相補正部の他の実施例を説明する。図16は2本の受信ビームを形成する場合の位相補正部143の構成例を示している。位相補正部156には、振動子の数に対応したADC32a〜32mが設けられており、各々のADCに遅延部158a〜158mと遅延部160a〜160mがそれぞれ1個ずつ設けられている。例えば、ADC32aには遅延部158aと遅延部160aとが設けられており、ADC32mには遅延部158mと遅延部160mとが設けられている。また、遅延部158a〜158mの数に対応して位相補正部144a〜144mが設けられており、遅延部160a〜160mの数に対応して位相補正部145a〜145mが設けられている。そして、位相補正部144a〜144mからの出力を加算する加算部150aと、位相補正部145a〜145mからの出力を加算する加算部150bとが設けられている。加算部150aの後段にはフィルタ152aが設けられており、加算部150bの後段にはフィルタ152bが設けられている。そのフィルタ152aとフィルタ152bの出力をレート変換するレート変換部154とが設けられている。なお、フィルタ152a〜152bは、FIRフィルタやIIRフィルタなどからなる帯域フィルタにより構成されている。また、レート変換部154は、デシメータやセレクタなどから構成されている。
Another embodiment of the phase correction unit will be described with reference to FIG. FIG. 16 shows a configuration example of the
まず、超音波受信信号をサンプリングするADC32a〜32mのサンプリングクロックすなわち4nf0クロックが、第1のビームと第2のビームに係る超音波受信信号の波面の間に調整される。そのサンプリングクロックによりサンプリングされたデジタル信号がADC32a〜32mからそれぞれ出力される。そして、例えばADC32aから出力された信号のうち第1のビームに係る信号は遅延部158aにより遅延処理される一方、ADC32aから出力された信号のうち第2のビームに係る信号は遅延部160aにより遅延処理される。遅延部158a〜158mにより遅延された受信信号は位相補正部144a〜144mによりそれぞれ位相補正され、位相補正された信号は加算部150aにより加算される。また、遅延部160a〜160mにより遅延された受信信号は位相補正部145a〜145mによりそれぞれ位相補正され、位相補正された信号は加算部150bにより加算される。加算部150aにより加算された第1のビームに係る信号はフィルタ152aにより不要周波数帯域が除去され、フィルタ処理された信号はレート変換部154によりレート変換される。また、加算部150bにより加算された第2のビームに係る信号はフィルタ152bによりフィルタ処理され、フィルタ処理された信号はレート変換部154によりレート変換される。
First, the sampling clocks of the
このような位相補正部156によれば、フィルタ152aにより第1のビームを位相補正して形成すると同時に、フィルタ152bにより第2のビームを位相補正して形成することができる。すなわち、波面同期サンプリング整相法において、受信信号を整相するための位相精度を向上させるとともに、同時に複数ビームを形成することができる。その結果、画像のフレームレートや空間分解能を向上させることができる。なお、3本以上のビームを形成する場合は、遅延部、位相補正部、加算部、フィルタ部の数を必要に応じて増加すればよい。
According to such a
1 超音波診断装置
10 探触子
16 整相加算部
18 信号処理部
20 画像構成部
22 表示部
24 制御部
26a 振動子
32a ADC
34a 遅延部
36a 位相補正部
38 クロック生成部
40 遅延制御部
42 位相補正制御部
46 4nf0生成部
48 位相遅延部
50 クロック選択部
52 制御部
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記整相加算部は、前記AD変換されたデジタル信号をあらかじめ設定された複数の受信ビームに基づいて並列に整相処理し、該整相処理された前記複数の受信ビームごとのデジタル信号を加算して、複数の受信ビームを形成することを特徴とする超音波診断装置。 A probe formed by arranging a plurality of transducers that transmit and receive ultrasonic waves to and from the subject, and an AD conversion unit that converts received signals received by the transducers into digital signals in synchronization with a sampling clock A clock generation unit that generates the sampling clock in synchronization with the reception wavefront, a phasing addition unit that phasing and adding the digital signals converted by the AD conversion unit, and a superposition from the added reception signal An image composing unit that constitutes a sound wave image,
The phasing addition unit performs phasing processing on the AD-converted digital signal in parallel based on a plurality of preset reception beams, and adds the digital signals for the plurality of reception beams subjected to the phasing processing. Then, an ultrasonic diagnostic apparatus characterized by forming a plurality of reception beams.
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