JP2008236842A - Motor driving circuit, driving method, and disk device using same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、センサレスモータを制御するモータ駆動回路に関する。 The present invention relates to a motor drive circuit that controls a sensorless motor.
ポータブルCD(Compact Disc)装置や、DVD(Digital Versatile Disc)など、ディスク型メディアを使用した電子機器において、そのディスクを回転させるためにブラシレス直流モータが用いられる。ブラシレス直流モータは、一般に、永久磁石を備えたロータと、スター結線された複数の相のコイルを備えたステータとを備えており、コイルに供給する電流を制御することによりコイルを励磁し、ロータをステータに対して相対回転させて駆動する。ブラシレスDCモータは、ロータの回転位置を検出するために、一般に、ホール素子や光学エンコーダなどのセンサを備えており、センサにより検出された位置に応じて、各相のコイルに供給する電流を切り換えて、ロータに適切なトルクを与える。 In an electronic device using a disk-type medium such as a portable CD (Compact Disc) device or a DVD (Digital Versatile Disc), a brushless DC motor is used to rotate the disk. A brushless DC motor generally includes a rotor having a permanent magnet and a stator having a plurality of star-connected coils, and excites the coil by controlling the current supplied to the coil. Is driven relative to the stator. In order to detect the rotational position of the rotor, the brushless DC motor generally includes a sensor such as a Hall element or an optical encoder, and switches the current supplied to the coil of each phase according to the position detected by the sensor. And apply an appropriate torque to the rotor.
モータをより小型化するために、ホール素子などのセンサを利用せずにロータの回転位置を検出するセンサレスモータも提案されている(たとえば、特許文献1、2参照)。センサレスモータは、たとえばモータの中点配線の電位(以下、中点電圧という)と、コイルの一端に発生する逆起電圧(誘導電圧)をモニタし、中点電圧と等しくなるゼロクロス点を検出することにより位置情報を得る。
In order to further reduce the size of the motor, a sensorless motor that detects the rotational position of the rotor without using a sensor such as a Hall element has also been proposed (for example, see
図1(a)〜(c)は、パルス変調駆動する場合のゼロクロス点の検出の様子を示すタイムチャートである。図1(a)は、パルス変調された信号PWMを、同図(b)は、ゼロクロス点の検出対象となるコイルに発生する相電圧(以下、逆起電圧Vuともいう)および中点電圧Vcomを、同図(c)は、逆起検出信号BEMF_EDGEの波形図を示す。図1(a)〜(c)は、モータのコイルに流れる電流を、正弦波状、あるいはアーチ状に連続的に変化させる目的で、モータのコイルに印加する電圧を、パルス変調により制御している。 FIGS. 1A to 1C are time charts showing how a zero-cross point is detected when pulse modulation driving is performed. FIG. 1A shows a pulse-modulated signal PWM, and FIG. 1B shows a phase voltage (hereinafter also referred to as a counter electromotive voltage Vu) and a midpoint voltage Vcom generated in a coil to be detected at a zero cross point. FIG. 6C shows a waveform diagram of the back electromotive force detection signal BEMF_EDGE. In FIGS. 1A to 1C, the voltage applied to the motor coil is controlled by pulse modulation in order to continuously change the current flowing in the motor coil in a sine wave shape or an arch shape. .
図1(b)に示すように、ゼロクロス点の検出対象となるコイルに発生する逆起電圧Vuには、同図(a)に示すパルス変調された信号のオフからオンへの遷移のタイミング、あるいはオンからオフのタイミングでノイズ成分が現れる。このノイズ成分によって、相電圧Vuと中点電圧Vcomを比較して得られる逆起検出信号がハイレベルとローレベルを繰り返し、ゼロクロス点が誤検出されてしまう。ゼロクロス点の誤検出は、ロータの位置の誤検出に他ならないため、回転精度の悪化や、回転不良などの問題を引き起こす。 As shown in FIG. 1B, the back electromotive voltage Vu generated in the coil that is the detection target of the zero cross point includes the timing of the transition from OFF to ON of the pulse-modulated signal shown in FIG. Alternatively, a noise component appears at the timing from on to off. Due to this noise component, the back electromotive force detection signal obtained by comparing the phase voltage Vu and the midpoint voltage Vcom repeats a high level and a low level, and the zero cross point is erroneously detected. The erroneous detection of the zero cross point is nothing but an erroneous detection of the rotor position, and causes problems such as deterioration in rotational accuracy and defective rotation.
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的は、モータをパルス変調して駆動する際の、ゼロクロス点の正確な検出技術の提供にある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and a comprehensive object thereof is to provide a technique for accurately detecting a zero-cross point when a motor is driven by pulse modulation.
本発明のある態様は、多相モータに駆動電流を供給して駆動するモータ駆動回路に関する。このモータ駆動回路は、多相モータのコイルごとに設けられ、接続されたコイルの一端に、ハイレベルまたはローレベルの電圧を印加する複数のスイッチング回路と、多相モータの目標トルクに応じてデューティ比が変化するパルス変調信号を生成するパルス変調信号生成部と、多相モータの少なくとも1つのコイルに発生する逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点のタイミングで所定レベルとなる逆起検出信号を出力する逆起検出回路と、パルス変調信号生成部からのパルス変調信号と、逆起検出回路からの逆起検出信号と、を受け、逆起検出信号にもとづいて駆動する相を切り替えるシーケンス制御を行うとともに、パルス変調信号にもとづいて、駆動対象のスイッチング回路に含まれるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの少なくとも一方をスイッチング制御するスイッチング制御部と、逆起検出回路からの逆起検出信号と、所定のタイミングで所定レベルとなる基準信号の位相を比較し、2つの信号の位相誤差が最小となるように、フィードバックによってパルス変調信号のデューティ比を調節する位相調節部と、逆起検出信号を受け、パルス変調信号の周波数が、逆起検出信号の周波数の整数倍となるように、パルス変調信号の周波数を調節する周波数調節部と、を備える。 One embodiment of the present invention relates to a motor drive circuit that drives a multiphase motor by supplying a drive current. This motor drive circuit is provided for each coil of a multi-phase motor, and has a plurality of switching circuits that apply a high-level or low-level voltage to one end of the connected coil, and a duty according to the target torque of the multi-phase motor. A pulse modulation signal generation unit that generates a pulse modulation signal whose ratio changes, and a counter electromotive voltage generated in at least one coil of a multiphase motor is compared with a midpoint voltage of the coil to detect a zero cross point, and a zero cross point Back electromotive force detection circuit that outputs a back electromotive force detection signal that reaches a predetermined level at the timing of, a pulse modulation signal from the pulse modulation signal generator, and a back electromotive detection signal from the back electromotive detection circuit, In addition to performing sequence control to switch the phase to be driven based on the signal, the high-speed signal included in the switching circuit to be driven is based on the pulse modulation signal. The phase of two signals is compared by comparing the phase of a switching control unit that controls switching of at least one of the switch and the low-side switch, the back electromotive force detection signal from the back electromotive force detection circuit, and a reference signal that becomes a predetermined level at a predetermined timing The phase adjustment unit that adjusts the duty ratio of the pulse modulation signal by feedback and the back electromotive force detection signal so that the error is minimized, and the frequency of the pulse modulation signal is an integral multiple of the frequency of the back electromotive detection signal. And a frequency adjusting unit for adjusting the frequency of the pulse modulation signal.
「パルス変調」とは、パルス幅変調(PWM)、パルス周波数変調(PFM)、パルス位置変調(PPM)など、パルスのハイレベルとローレベルの期間の比率、すなわちデューティ比が変化する信号を利用した変調をいう。
この態様によると、逆起検出信号の周波数とパルス変調信号の周波数が整数倍となり、かつ、逆起検出信号が示すゼロクロス点のタイミングが基準信号のタイミングと一致するようにフィードバックがかかる。したがって、ゼロクロス点を検出するタイミングを、基準信号のタイミング付近に設定することにより、ゼロクロス点のタイミングを少ない遅延で精度よく検出することができる。
“Pulse modulation” uses a signal that changes the ratio between the high and low levels of the pulse, that is, the duty ratio, such as pulse width modulation (PWM), pulse frequency modulation (PFM), and pulse position modulation (PPM). Modulation.
According to this aspect, feedback is applied so that the frequency of the back electromotive detection signal and the frequency of the pulse modulation signal are integral multiples, and the timing of the zero cross point indicated by the back electromotive detection signal coincides with the timing of the reference signal. Therefore, by setting the timing at which the zero cross point is detected in the vicinity of the timing of the reference signal, the timing at the zero cross point can be accurately detected with a small delay.
位相調節部は、基準信号と逆起検出信号の位相誤差を検出する位相誤差検出部と、位相誤差検出部により検出された位相誤差を、目標トルクに反映させるトルク調節部と、を含んでもよい。
この場合、位相誤差が小さくなるように目標トルクを調節することにより、パルス変調信号のデューティ比を調節することができ、逆起信号が所定レベルとなるタイミングを変化させることができる。
The phase adjustment unit may include a phase error detection unit that detects a phase error between the reference signal and the back electromotive detection signal, and a torque adjustment unit that reflects the phase error detected by the phase error detection unit in the target torque. .
In this case, by adjusting the target torque so as to reduce the phase error, the duty ratio of the pulse modulation signal can be adjusted, and the timing at which the back electromotive signal becomes a predetermined level can be changed.
パルス変調信号生成部は、逆起検出信号の周期より短い所定の周期でカウントアップまたはカウントダウン動作を繰り返すカウンタを含んでもよい。パルス変調信号生成部は、カウンタによるカウント値と目標トルクを示すトルク信号の値の大小関係に応じてレベルが遷移するパルス変調信号を生成してもよい。周波数調節部は、パルス変調信号の周波数が、逆起検出信号の周波数の整数倍となるように、カウンタをセット動作してもよい。「カウンタをセットする」とは、カウント値を初期値に設定することをいう。
この場合、カウント値はのこぎり波状の波形となるため、トルク信号の値でスライスすることによりパルス幅変調されたパルス変調信号を生成することができる。のこぎり波の頂点の個数は、パルス変調信号の周波数に対応するから、逆起検出信号の1周期に、整数個ののこぎり波が含まれるようにカウンタをセットすることにより、所望の動作が実現できる。
The pulse modulation signal generation unit may include a counter that repeats the count-up or count-down operation at a predetermined cycle shorter than the cycle of the back electromotive detection signal. The pulse modulation signal generation unit may generate a pulse modulation signal whose level changes according to the magnitude relationship between the count value of the counter and the value of the torque signal indicating the target torque. The frequency adjustment unit may set the counter so that the frequency of the pulse modulation signal is an integer multiple of the frequency of the back electromotive detection signal. “Setting a counter” means setting a count value to an initial value.
In this case, since the count value has a saw-tooth waveform, a pulse-modulated pulse-modulated signal can be generated by slicing with the torque signal value. Since the number of peaks of the sawtooth wave corresponds to the frequency of the pulse modulation signal, a desired operation can be realized by setting the counter so that an integer number of sawtooth waves are included in one cycle of the back electromotive force detection signal. .
周波数調節部は、カウンタと同じ周期で動作するフリーランカウンタと、i(iは任意の自然数)回目に逆起検出信号が所定レベルとなる時刻におけるフリーランカウンタのカウント値P[i]をモニタし、その前の(i−1)回目に逆起検出信号が所定レベルとなる時刻におけるフリーランカウンタのカウント値P[i−1]との差分ΔP[i]=P[i]−P[i−1]を毎回演算し、今回の差分ΔP[i]と、前回の差分ΔP[i−1]=P[i−1]−P[i−2]で示される周波数誤差δF[i]=ΔP[i]−ΔP[i−1]を算出する周波数誤差検出部と、周波数誤差検出部により算出された周波数誤差δF[i]にもとづくタイミングでカウンタをセットするカウンタセット部と、を含んでもよい。 The frequency adjustment unit monitors a free-run counter that operates in the same cycle as the counter, and a count value P [i] of the free-run counter at a time when the back electromotive detection signal becomes a predetermined level for i (i is an arbitrary natural number). Then, the difference ΔP [i] = P [i] −P [with the count value P [i−1] of the free-run counter at the time when the back electromotive detection signal becomes a predetermined level for the (i−1) th time before that. i−1] is calculated each time, and the frequency error δF [i] indicated by the current difference ΔP [i] and the previous difference ΔP [i−1] = P [i−1] −P [i−2]. = A frequency error detector that calculates ΔP [i]-ΔP [i-1], and a counter set unit that sets a counter at a timing based on the frequency error δF [i] calculated by the frequency error detector. But you can.
フリーランカウンタは、セットされることなく同じ周期でカウントアップまたはカウントダウンを繰り返す。モータが一定の回転数で回転するとき、逆起検出信号の所定レベルとなる時間間隔(つまり周波数)は一定である。したがって、モータの回転数が一定のとき、カウント値の差分ΔPは一定となる。逆に言えば、モータの回転数が変化すると、モニタされる差分ΔPが変化することになる。
この態様によれば、逆起検出信号の周波数(モータの回転数)の変動をモニタすることができ、その変動に応じてカウンタをセットするタイミングを調節することにより、パルス変調信号の周波数を逆起検出信号の周波数の整数倍に設定することができる。
The free-run counter repeats counting up or counting down at the same cycle without being set. When the motor rotates at a constant rotational speed, the time interval (that is, the frequency) at which the back electromotive force detection signal becomes a predetermined level is constant. Therefore, when the rotation speed of the motor is constant, the count value difference ΔP is constant. In other words, when the rotation speed of the motor changes, the monitored difference ΔP changes.
According to this aspect, it is possible to monitor fluctuations in the frequency of the back electromotive detection signal (the number of rotations of the motor), and by adjusting the timing for setting the counter in accordance with the fluctuations, It can be set to an integral multiple of the frequency of the origin detection signal.
ある態様のモータ駆動回路は、パルス変調信号が、スイッチング回路に含まれるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの少なくとも一方のオン状態を示すレベルとなるオン期間中の検出期間の間、所定レベルとなって逆起検出回路によるゼロクロス点の検出を有効化するマスク信号を生成するマスク信号生成部と、マスク信号によりゼロクロス点の検出が有効化される検出期間中に、所定レベルとなる基準信号を生成する基準信号生成部と、をさらに備えてもよい。
この場合、ゼロクロス点の検出が有効な期間に、逆起検出信号が所定レベルとなるタイミングをシフトすることができるため、ゼロクロス点の検出遅延等を低減することができる。
In a motor drive circuit according to an aspect, a pulse modulation signal is reversed to a predetermined level during a detection period during an on period in which at least one of a high-side switch and a low-side switch included in the switching circuit is on. A mask signal generation unit that generates a mask signal that enables detection of the zero-cross point by the origin detection circuit, and a reference that generates a reference signal at a predetermined level during the detection period in which detection of the zero-cross point is enabled by the mask signal And a signal generation unit.
In this case, since the timing at which the back electromotive detection signal becomes a predetermined level can be shifted during a period in which the detection of the zero cross point is effective, the detection delay of the zero cross point can be reduced.
モータ駆動回路は、1つの半導体基板上に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。モータ駆動回路を、1つのLSIとして集積化することにより、回路面積を削減することができる。 The motor drive circuit may be integrated on a single semiconductor substrate. “Integrated integration” includes the case where all of the circuit components are formed on a semiconductor substrate and the case where the main components of the circuit are integrated. A resistor, a capacitor, or the like may be provided outside the semiconductor substrate. By integrating the motor drive circuit as one LSI, the circuit area can be reduced.
本発明の別の態様は、ディスク装置である。この装置は、ディスクを回転させるスピンドルモータと、スピンドルモータを駆動する上述のモータ駆動回路と、を備える。
この態様によると、モータ駆動回路によるゼロクロス点を精度よく検出できるため、スピンドルモータを安定に回転させることができる。
Another embodiment of the present invention is a disk device. This apparatus includes a spindle motor that rotates a disk and the above-described motor drive circuit that drives the spindle motor.
According to this aspect, since the zero cross point by the motor drive circuit can be detected with high accuracy, the spindle motor can be stably rotated.
本発明のさらに別の態様は、モータ駆動方法である。この方法は、多相モータに駆動電流を供給して駆動するモータ駆動方法であって、多相モータの目標トルクに応じてデューティ比が変化するパルス変調信号を生成するステップと、多相モータの少なくとも1つのコイルに発生する逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点のタイミングで所定レベルとなる逆起検出信号を生成するステップと、逆起検出信号にもとづいて駆動する相を切り替えるシーケンス制御を行うとともに、パルス変調信号にもとづいて、コイルに接続されるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの少なくとも一方をスイッチング制御するステップと、逆起検出信号の1周期内の所定のタイミングで所定レベルとなる基準信号を生成するステップと、逆起検出信号と基準信号の位相を比較し、2つの信号の位相誤差が最小となるように、フィードバックによってパルス変調信号のデューティ比を調節するステップと、パルス変調信号の周波数が、逆起検出信号の周波数の整数倍となるように、パルス変調信号の周波数を調節するステップと、を備える。 Yet another embodiment of the present invention is a motor driving method. This method is a motor driving method in which a driving current is supplied to a multiphase motor to drive the motor, and a step of generating a pulse modulation signal whose duty ratio changes according to a target torque of the multiphase motor, Comparing a back electromotive voltage generated in at least one coil with a midpoint voltage of the coil to detect a zero cross point, and generating a back electromotive detection signal having a predetermined level at the timing of the zero cross point; Performing sequence control for switching the phase to be driven based on the switching, controlling switching of at least one of the high-side switch and the low-side switch connected to the coil based on the pulse modulation signal, and within one cycle of the back electromotive detection signal Generating a reference signal at a predetermined level at a predetermined timing, a back electromotive detection signal and a reference signal The phase is compared and the duty ratio of the pulse modulation signal is adjusted by feedback so that the phase error between the two signals is minimized, and the frequency of the pulse modulation signal is an integer multiple of the frequency of the back electromotive detection signal Adjusting the frequency of the pulse modulated signal.
本発明によれば、モータをパルス変調して駆動する際に、ゼロクロス点を正確に検出することができる。 According to the present invention, when the motor is driven by pulse modulation, the zero cross point can be accurately detected.
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。 The present invention will be described below based on preferred embodiments with reference to the drawings. The same or equivalent components, members, and processes shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted as appropriate. The embodiments do not limit the invention but are exemplifications, and all features and combinations thereof described in the embodiments are not necessarily essential to the invention.
本明細書において、「部材Aと部材Bが接続」された状態とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Aと部材Bの間に部材Cが設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
In this specification, “the state in which the member A and the member B are connected” means that the member A and the member B are physically directly connected, or the member A and the member B are in an electrically connected state. Including the case of being indirectly connected through other members that do not affect the above.
Similarly, “the state in which the member C is provided between the member A and the member B” refers to the case where the member A and the member C or the member B and the member C are directly connected, as well as an electrical connection. The case where it is indirectly connected through another member that does not affect the state is also included.
図2は、実施の形態に係るモータ駆動回路100の構成を示すブロック図である。モータ駆動回路100は、センサレスブラシレスDCモータ(以下、単に「モータ110」という)に駆動電流を供給して回転を制御する。本実施の形態において、駆動対象となるモータ110は、U相、V相、W相のコイルLu、Lv、Lwを含む3相DCモータである。
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the
モータ駆動回路100は、スイッチング回路10と総称されるスイッチング回路10u、10v、10wと、逆起検出回路20と、スイッチング制御部30と、パルス幅変調信号生成部(以下、PWM信号生成部という)50を備える。モータ駆動回路100は、1つの半導体基板上に機能ICとして一体集積化される。たとえば、モータ駆動回路100は、所望のトルクが得られるように、多相のモータ110をPWM駆動する。さらに、180度通電方式により、各相のコイルに流れる電流が、アーチ状あるいは正弦波状となるようにPWM駆動のデューティ比を変化させてもよい。
The
スイッチング回路10u、10v、10wは、モータ110のコイルLu、Lv、Lwごとに設けられる。スイッチング回路10uは、たとえば電源電圧と接地電位間に直列に接続されたハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチ(不図示)を含んで構成され、2つのスイッチの接続点がコイルLuの一端に接続される。ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの制御端子(ゲート)には、駆動信号DRV_H(U)および駆動信号DRV_L(U)がそれぞれ入力される。スイッチング回路10uは、接続されたコイルLuの一端に、ハイサイドスイッチがオンの状態でハイレベルの電圧(Vdd)を印加し、ローサイドスイッチがオンの状態でローレベルの電圧(0V)を印加する。また、ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチが同時にオフすることで、ハイインピーダンス状態に設定される。V相、W相についても同様である。
The switching
逆起検出回路20は、モータ110の少なくとも1つのコイルに発生する逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、2つの電圧が交差するゼロクロス点のタイミングで所定レベル(以下、ハイレベルとする)となる逆起検出信号BEMF_EDGEを出力する。本実施の形態において、逆起検出回路20は、U相のコイルLuに発生する逆起電圧Vuおよび中点電圧Vcomをモニタして逆起検出信号BEMF_EDGEを生成する。生成された逆起検出信号BEMF_EDGEは、駆動タイミング生成部32、ウィンドウ生成部40、PWM信号生成部50へと出力される。逆起検出回路20の詳細については後述する。
The back electromotive
PWM信号生成部50は、少なくともモータ110の目標トルクに応じてデューティ比が変化するパルス幅変調信号(以下、PWM信号Spwmという)を生成する。PWM信号生成部50は、三角波やのこぎり波状の周期信号Soscと、トルクを指示する信号(以下、トルク信号という)TRQのレベルを比較し、大小関係に応じてPWM信号Spwmのハイレベルとローレベルの期間を変化させる。なお、PWM信号生成部50は、デジタル回路、アナログ回路のいずれで構成されてもよい。以下、デジタル回路による構成を例に説明するが、同等の機能を有するアナログ回路による置換は可能である。
The PWM
PWM信号生成部50は、コイルLu、Lv、Lwに流れるコイル電流を、緩やかに変化させるために、目標トルクと、正弦波状あるいはアーチ状の制御波形を合成して、PWM信号Spwmを生成してもよい。
The PWM
スイッチング制御部30は、PWM信号生成部50からのPWM信号Spwmと、逆起検出回路20からの逆起検出信号BEMF_EDGEと、を受ける。スイッチング制御部30は、逆起検出信号BEMF_EDGEにもとづいて駆動する相(U,V,W)を切り替えるシーケンス制御を行う。また、PWM信号Spwmにもとづいて、スイッチング回路10に含まれるハイサイドスイッチMHおよびローサイドスイッチMLの少なくとも一方をスイッチング制御する。
The switching
この機能を実現するために、スイッチング制御部30は、駆動タイミング生成部32、駆動信号合成回路34、ウィンドウ生成部40を含む。
駆動タイミング生成部32は、逆起検出信号BEMF_EDGEを受け、複数のスイッチング回路10u、10v、10wのオンオフ状態のシーケンスを制御するための駆動信号DRVを生成する。たとえば、駆動信号DRVは、逆起検出信号BEMF_EDGEの周期Tp1の1/6の周期を有する信号である。駆動信号DRVは、180度通電、120度通電などの方式に応じて生成すればよい。
In order to realize this function, the switching
The drive
駆動信号合成回路34は、駆動信号DRVと、PWM信号Spwmを合成して、駆動信号DRV_H(U、V、W)、DRV_L(U、V、W)を出力し、スイッチング回路10u、10v、10wの状態を制御する。具体的には、駆動信号合成回路34は、PWM信号Spwmにもとづいて、複数のスイッチング回路10u、10v、10wに含まれるハイサイドスイッチMHおよびローサイドスイッチMLの少なくとも一方をPWM方式によりスイッチング制御する。
The drive
ウィンドウ生成部40は、逆起検出回路20によるゼロクロス点の検出に先立ち、逆起検出の対象となるコイルLuに接続されるスイッチング回路10uのスイッチングを停止してハイインピーダンスに設定するためのウィンドウ信号WINDOWを生成する。本実施の形態において、所定レベルはハイレベルである。120度通電を行う場合などにおいて、逆起検出の対象となるコイルLuに、電流が流れない期間が存在する場合には、ウィンドウ生成部40は省略することができる。
Prior to the detection of the zero cross point by the back electromotive
ウィンドウ信号WINDOWは、駆動信号合成回路34へと出力される。駆動信号合成回路34は、ウィンドウ信号WINDOWがハイレベルである期間、ゼロクロス点の検出のためにモニタすべき逆起電圧Vuが発生する端子に接続されたスイッチング回路10uのスイッチングを停止し、ハイインピーダンス状態に設定する。すなわち、ウィンドウ信号WINDOWがハイレベルとなる期間は、ゼロクロス点の検出のために、故意に駆動しない相が設定される。本実施の形態では、非駆動期間Tp3において、U相が駆動しない相に設定される。
The window signal WINDOW is output to the drive
以上のように構成されたモータ駆動回路100の全体動作を説明する。図3(a)〜(l)は、実施の形態に係るモータ駆動回路100の動作を示すタイムチャートである。同図(a)〜(l)の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。同図(a)〜(c)は、スイッチング回路10u、10v、10wにより、U相、V相、W相のコイルLu、Lv、Lwの駆動状態を示す波形である。同図(d)は、逆起検出回路20により検出される逆起検出信号BEMF_EDGEを、同図(e)は、駆動タイミング生成部32により生成される駆動信号DRVを、同図(f)は、ウィンドウ生成部40により生成されるウィンドウ信号WINDOWを、示す。さらに、同図(g)〜(l)は、スイッチング回路10u〜10wの、ハイサイドスイッチMHおよびローサイドスイッチMLの駆動信号DRV_H、DRV_Lを示す。
The overall operation of the
図3(a)〜(c)に示すように、本実施の形態では、駆動電流がアーチ波形となるように駆動される。もっとも、本発明はこれに限定されるものではなく、正弦波であってもよいことは上述した通りである。さらには、駆動電流が一定となるように駆動してもよい。本実施の形態において、逆起検出信号BEMF_EDGEは、同図(d)に示すように逆起電圧Vuが中点電圧Vcomと交差するゼロクロス点ごとに生成される。駆動タイミング生成部32は、逆起検出信号BEMF_EDGEの周期Tp1を1/6倍した同図(e)に示す駆動信号DRVを生成する。駆動信号DRVは、図示のごとく、逆起検出信号BEMF_EDGEに対してある遅延Tdが与えられてもよい。この遅延Tdを調節することにより、モータ駆動が最適化される。
As shown in FIGS. 3A to 3C, in the present embodiment, the drive current is driven so as to have an arch waveform. However, the present invention is not limited to this, and may be a sine wave as described above. Furthermore, the driving current may be constant. In the present embodiment, the back electromotive force detection signal BEMF_EDGE is generated for each zero cross point where the back electromotive voltage Vu intersects the midpoint voltage Vcom as shown in FIG. The
駆動信号合成回路34は、駆動タイミング生成部32により生成された駆動信号DRVにもとづき、スイッチング回路10u〜10wのオンオフを制御するための駆動信号DRV_H(U、V、W)、DRV_L(U、V、W)を生成する。この駆動シーケンスは、通電角などに応じて適宜設定される。
The drive
図3(g)に示す駆動信号DRV_HUは、ハイレベルがスイッチング回路10uのハイサイドスイッチのオン状態に、ローレベルがオフ状態に対応する。同図(f)〜(l)に示す駆動信号DRV_H(V、W)、DRV_L(U、V、W)についても同様である。さらに、ハイサイドスイッチ、あるいはローサイドスイッチの少なくとも一方のオン状態は、同図(a)〜(c)に示す駆動波形が得られるように、パルス幅変調されており、スイッチング回路10u〜10wのハイサイドスイッチもしくはローサイドスイッチは、PWM信号にもとづいて高い周波数でオンオフを交互に繰り返す。
In the drive signal DRV_HU shown in FIG. 3G, the high level corresponds to the on state of the high side switch of the
駆動信号合成回路34は、逆起検出信号BEMF_EDGEが出力されるたびに、所定の駆動シーケンスにしたがって、スイッチング回路10u〜10wの駆動信号DRV_H、DRV_Lのオンオフ状態を遷移させる。
Each time the back electromotive detection signal BEMF_EDGE is output, the drive
同図(f)に示すウィンドウ信号WINDOWは、ゼロクロス点が発生する時刻に先立ち、ウィンドウ生成部40によりハイレベルとされる。駆動信号合成回路34は、ウィンドウ生成部40がハイレベルの期間、スイッチング回路10uに出力する駆動信号DRV_HU、DRV_LUをローレベルとし、ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチをオフして、ハイインピーダンス状態とする。同図(g)、(j)に、ゼロクロス点の検出のために、ハイインピーダンス状態に設定される期間を斜線で示す。ウィンドウ信号WINDOWがハイレベルとなり、コイルLuの一端がハイインピーダンス状態に設定されると、ゼロクロス点の検出が可能となり、逆起検出信号BEMF_EDGEが生成される。
The window signal WINDOW shown in FIG. 5F is set to the high level by the
以上がモータ駆動回路100の全体構成および動作の概略である。次に、逆起検出回路20およびPWM信号生成部50について説明する。
図4は、実施の形態に係る逆起検出回路20およびPWM信号生成部50の構成を示すブロック図である。図5(a)〜(h)は、逆起検出回路20およびPWM信号生成部50により生成される各信号の波形を示すタイムチャートである。
The above is the general configuration and operation of the
FIG. 4 is a block diagram illustrating configurations of the back electromotive
本実施の形態に係る逆起検出回路20には、逆起電圧Vu、中点電圧Vcom、マスク信号MSKが入力される。マスク信号MSKは、ゼロクロス点の検出を有効とする検出期間Tdetを設定する信号であり、ゼロクロス点の検出はマスク信号MSKが所定レベル(ローレベル)の期間のみ有効となる。マスク信号MSKは後述のマスク信号生成部66により生成される。
The back electromotive voltage Vu, the midpoint voltage Vcom, and the mask signal MSK are input to the back electromotive
逆起検出回路20は、コンパレータ22、ANDゲート23、フリップフロップ24を含む。コンパレータ22は逆起電圧Vuと中点電圧Vcomを比較し、大小関係に応じた比較信号Scmpを出力する。ANDゲート23は、比較信号Scmpと、マスク信号MSKの論理反転(*MSK)の論理積を出力する。フリップフロップ24は、ANDゲート23の出力を、システムクロックCKにもとづいてラッチする。このように構成された逆起検出回路20によれば、マスク信号MSKがローレベルの検出期間TdetにVu>Vcomとなると、逆起検出信号BEMF_EDGEがハイレベルとなりゼロクロス点が検出される。検出期間Tdet以外でVu>Vcomとなってもマスクされるため、ゼロクロス点は検出されない。
The back
PWM信号生成部50には、トルクを指示する信号TRQが入力される。PWM信号生成部50は、トルク信号TRQに応じてパルス幅(デューティ比)が変化するPWM信号Spwmを生成する。さらにPWM信号生成部50には、逆起検出回路20により生成された逆起検出信号BEMF_EDGEが入力される。
A signal TRQ instructing torque is input to the PWM
PWM信号生成部50は、逆起検出信号BEMF_EDGEの周波数および位相を帰還量として、PWM信号Spwmのデューティ比および位相をフィードバックによって調節する。以下、このフィードバックについて説明する。
The PWM
PWM信号生成部50は、周波数調節部52、パルス生成部60、位相調節部70を含む。それぞれのブロックは、以下の機能を有する。
The PWM
パルス生成部60は、PWM信号Spwm、マスク信号MSK、基準信号REFの3つの信号を生成する。パルス生成部60は、カウンタ62、基準信号生成部64、マスク信号生成部66、トルク制御部68を含む。
The
トルク制御部68は、外部から入力されたトルク信号TRQに応じたデューティ比を有するPWM信号Spwmを生成する。カウンタ62にはシステムクロックCKが入力されており、あるタイミングでセットされると、カウントアップ(またはカウントダウン)を開始し、これを所定の周波数(周期)で繰り返す。このように生成されるカウント値CNTは、のこぎり波となる。トルク制御部68は、カウンタ62によるカウント値と目標トルク信号TRQ2の値を比較し、TRQ2>CNTのときハイレベル、TRQ2<CNTのときローレベルとなるPWM信号Spwmを生成する。PWM信号Spwmがハイレベルの期間、スイッチング回路10によって各コイルLu〜Lwの一端に電源電圧または接地電圧が印加される。以下、PWM信号Spwmがハイレベルの期間をオン期間Tonという。
The
また、基準信号生成部64は所定のタイミングごとに所定レベル(ハイレベル)となる基準信号REFを生成する。基準信号REFは、逆起検出信号BEMF_EDGEの位相が一致すべきタイミングを規定する。
マスク信号生成部66は、マスク信号MSKを生成する。上述したように、マスク信号MSKは、ゼロクロス点の検出期間Tdetを設定する信号であり、PWM信号Spwmのオン期間Ton中の検出期間Tdetの間、ローレベルとなる。マスク信号MSKを生成するためにマスク信号生成部66は、PWM信号Spwmがハイレベルに遷移したことを契機としてカウントを開始するカウンタ(不図示)を含んでもよい。この場合、カウント値が第1所定値になるとマスク信号MSKをローレベルとし、その後第2所定値となるとマスク信号MSKをハイレベルとすればよい。
Further, the reference
The mask
位相調節部70は、逆起検出回路20からの逆起検出信号BEMF_EDGEと、基準信号生成部64により生成される基準信号REFを受ける。位相調節部70は、2つの信号の位相を比較し、位相誤差が最小となるように、フィードバックによってPWM信号Spwmのデューティ比を調節する。
The
この機能を実現するために、位相調節部70は、位相誤差検出部71、トルク調節部72を含む。位相誤差検出部71は、基準信号REFと逆起検出信号BEMF_EDGEの位相誤差Δφを検出し、位相誤差Δφを示す位相誤差信号PEを出力する。位相誤差信号PEは、位相誤差Δφの時間をシステムクロックCKでカウントした値であってもよい。
In order to realize this function, the
トルク調節部72は、位相誤差検出部71から出力される位相誤差信号PEと、外部から入力されたトルク信号TRQを受ける。トルク調節部72は、位相誤差信号PEが示す位相誤差Δφを、目標トルク信号TRQ2に反映させる。たとえば、トルク調節部72は、基準信号REFに対して逆起検出信号BEMF_EDGEの位相が遅れた場合、トルクを増加させるために、目標トルク信号TRQ2を低下させる。逆に基準信号REFに対して逆起検出信号BEMF_EDGEの位相が進んだ場合、トルクを低下させるために目標トルク信号TRQ2を増加させる。このフィードバックの結果、逆起検出信号BEMF_EDGEの位相が、基準信号REFの位相に近づいていく。
The
なお、トルク調節部72は、位相誤差信号PEを目標トルク信号TRQ2に反映させるために、ループゲインとループフィルタの帯域に対応するパラメータが調節可能に構成されてもよい。たとえば、トルク調節部72は、位相誤差信号PEに係数を乗じてトルク信号TRQに加算する場合、その係数を調節可能であることが望ましい。この係数はループゲインに相当する。
また、位相誤差信号PEを遅延時間だけ遅らせて、所定時間だけトルク信号TRQに加算する場合、遅延時間や所定時間を調節可能であることが望ましい。これらは、ループフィルタの帯域に相当する。
The
Further, when the phase error signal PE is delayed by a delay time and added to the torque signal TRQ by a predetermined time, it is desirable that the delay time or the predetermined time can be adjusted. These correspond to the band of the loop filter.
周波数調節部52は、PWM信号Spwmの周波数が、逆起検出信号BEMF_EDGEの周波数の整数倍となるように、PWM信号Spwmの周波数を調節する。
The
周波数調節部52は、モータ110の回転数、すなわち逆起検出信号BEMF_EDGEの周波数を検出する機能を有する。周波数調節部52は、フリーランカウンタ54、周波数誤差検出部56、カウンタセット部58を含む。逆起検出信号BEMF_EDGEの周波数の検出は、フリーランカウンタ54、周波数誤差検出部56により実行される。
The
フリーランカウンタ54は、システムクロックCKを受け、カウンタ62と同じ周期で動作する。フリーランカウンタ54は、カウンタ62と異なり、セットされることなく同じ周期でカウントアップまたはカウントダウンを繰り返す。
The free-
周波数誤差検出部56は、逆起検出信号BEMF_EDGEと、フリーランカウンタ54のカウント値FRCNTを受ける。周波数誤差検出部56は、毎回、逆起検出信号BEMF_EDGEがハイレベルとなる時刻におけるフリーランカウンタ54のカウント値をモニタする。i(iは任意の自然数)回目のカウント値をP[i]と書く。
周波数誤差検出部56は、今回のカウント値P[i]と、その前の(i−1)回目に逆起検出信号が所定レベルとなる時刻におけるフリーランカウンタ54のカウント値P[i−1]との差分を、
ΔP[i]=P[i]−P[i−1]
により毎回演算する。カウント値P[i]の差分ΔPは、逆起検出信号BEMF_EDGEの周期時間の変動、すなわち周波数の変動を示すデータとなる。
The
The
ΔP [i] = P [i] −P [i−1]
Is calculated every time. The difference ΔP of the count value P [i] is data indicating the fluctuation of the cycle time of the back electromotive detection signal BEMF_EDGE, that is, the fluctuation of the frequency.
周波数誤差検出部56は、今回の差分ΔP[i]と、前回の差分ΔP[i−1]=P[i−1]−P[i−2]との差
δF[i]=ΔP[i]−ΔP[i−1]
を演算する。δF[i]は、逆起検出信号BEMF_EDGEの周波数の誤差、言い換えれば周期時間の誤差を示すデータとなる。以下、δF[i]を周波数誤差データとよぶ。カウンタセット部58は、周波数誤差データδF[i]を受け、その値に応じて、カウンタ62をセットする。
The frequency
Is calculated. δF [i] is data indicating an error in frequency of the back electromotive detection signal BEMF_EDGE, in other words, an error in cycle time. Hereinafter, δF [i] is referred to as frequency error data. The
モータ110が一定の回転数で回転するとき、逆起検出信号BEMF_EDGEのハイレベルとなる時間間隔は一定である。したがって、モータ110の回転数が一定のとき、カウント値P[i]は、1回転ごとに所定の幅で増加し(または減少する)、δF[i]=ΔP[i]−ΔP[i−1]は一定値となる。もし、モータ110の回転数が上昇すれば、δF[i]は増加(または減少)し、モータの回転数は低下すれば、δF[i]は減少(または増加)する。
When the
たとえば、連続する4回のカウント値が、P[i−2]=8、P[i−1]=12、P[i]=16、P[i+1]=18、P[i+2]=22であったとする。
このとき、各差分は、
ΔP[i−1]=4
ΔP[i]=4
ΔP[i+1]=2
ΔP[i+2]=4
となり、
δF[i]=0
δF[i+1]=−2
δF[i+2]=2
となる。
For example, four consecutive count values are P [i−2] = 8, P [i−1] = 12, P [i] = 16, P [i + 1] = 18, and P [i + 2] = 22. Suppose there was.
At this time, each difference is
ΔP [i−1] = 4
ΔP [i] = 4
ΔP [i + 1] = 2
ΔP [i + 2] = 4
And
δF [i] = 0
δF [i + 1] = − 2
δF [i + 2] = 2
It becomes.
カウンタセット部58は、δF[i]が0のとき、前回と同じタイミングでカウンタ62をセットし、δF[i]が負のとき、前回よりもセットのタイミングを遅らせ、δF[i]が正のとき、前回よりもセットのタイミングを早める。
より具体的には、δF[i]=0のとき、カウンタセット部58は、前回と同じタイミングでセットする。δF[i+1]=−2の場合、前回のセットのタイミングよりも、システムクロックCKの2クロック分、セットのタイミングを早める。δF[i+1]=2の場合、前回のセットのタイミングよりも、2クロック分、セットのタイミングを遅める。
When δF [i] is 0, the
More specifically, when δF [i] = 0, the
以下、図5(a)〜(h)を参照しつつ、モータ駆動回路100の動作を詳細に説明する。同図の縦軸や横軸、各波形は、理解を容易とするために簡略化して示しており、実際の波形とは周波数や振幅は異なっている。
Hereinafter, the operation of the
時刻t0以前は、非検出期間であり、U相のコイルに電源電圧Vddと接地電圧が交互に印加される。時刻t0に、ウィンドウ生成部40によってゼロクロス点の検出が指示され、U相のコイルLuがハイインピーダンスに設定される。なお、同図のタイムチャートでは、時刻t0、時刻t2が、カウンタ62のセットのタイミングとなっており、区間t0〜t2が逆起検出信号BEMF_EDGEの1周期に対応づけられる。
Before the time t0 is a non-detection period, and the power supply voltage Vdd and the ground voltage are alternately applied to the U-phase coil. At time t0, detection of a zero cross point is instructed by the
同図(a)、(b)を参照する。カウンタ62によるカウント値CNTは、周期Txののこぎり波となる。トルク制御部68は、カウント値CNTと目標トルク信号TRQ2の値を比較し、TRQ2>CNTのときハイレベル、TRQ2<CNTのときローレベルとなるPWM信号Spwmを生成する。目標トルク信号TRQ2が低いほど、PWM信号Spwmのデューティ比(Ton/Tx)は大きくなり、モータ110が高トルクで駆動される。
Reference is made to FIGS. The count value CNT by the
同図(c)に示すように、マスク信号生成部66により生成されるマスク信号MSKは、PWM信号Spwmのオン時間Tonのうちの検出期間Tdetの間、ローレベルとなる。同図(d)に示すように、基準信号REFは、カウンタ62がセットされてカウントアップを開始した後、所定時間τの経過後にハイレベルとなる。同図(e)〜(g)は、位相調節部70による逆起検出信号BEMF_EDGEの生成を示している。逆起検出信号BEMF_EDGEは、時刻t1、時刻t3でハイレベルとなる。
As shown in FIG. 6C, the mask signal MSK generated by the
位相誤差検出部71は、逆起検出信号BEMF_EDGEと基準信号REFの位相誤差Δφを検出し、位相誤差Δφに応じた位相誤差信号PEを生成する。トルク調節部72は位相誤差信号PEに応じた帰還量を外部からのトルク信号TRQと合成し、目標トルク信号TRQ2を生成する。図5(d)、(g)に示すように、逆起検出信号BEMF_EDGEの方が遅いとき、目標トルク信号TRQ2が低くなるように、言い換えればトルクが大きくなるように帰還がかかる。
The phase error detector 71 detects a phase error Δφ between the back electromotive detection signal BEMF_EDGE and the reference signal REF, and generates a phase error signal PE corresponding to the phase error Δφ. The
トルクが大きくなると、次の周期におけるゼロクロス点の検出の際に、逆起電圧Vuは前回よりも早く上昇する。その結果、ゼロクロス点が時間的に早く発生するため、逆起検出信号BEMF_EDGEのタイミングは、基準信号REFのタイミングと近づくことになる。 When the torque increases, the counter electromotive voltage Vu rises earlier than the previous time when the zero cross point is detected in the next cycle. As a result, since the zero cross point occurs earlier in time, the timing of the back electromotive detection signal BEMF_EDGE approaches the timing of the reference signal REF.
つまり、位相調節部70によって、ゼロクロス点のタイミング、すなわち逆起検出信号BEMF_EDGEと、基準信号REFの位相誤差Δφが0に近づくように、モータ110のトルクが制御される。
That is, the torque of the
図5(h)はフリーランカウンタ54のカウント値FRCNTを示す。逆起検出信号BEMF_EDGEがハイレベルとなる時刻t1、t3におけるカウント値は、それぞれP[i−1]、P[i]で示される。周波数誤差検出部56は、毎周期、カウント値P[i]をモニタし、前回のカウント値P[i−1]との差分ΔP[i]を算出する。周波数誤差検出部56は、算出した差分ΔP[i]と、前回の差分ΔP[i−1]との周波数誤差δF[i]を算出する。カウンタセット部58は、周波数誤差δF[i]に応じて、次の周期でカウンタ62をセットするタイミングを変化させる。
FIG. 5H shows the count value FRCNT of the free-
周波数調節部52の処理によって、時刻t0〜t2の周期には、整数個ののこぎり波が含まれる。なお、時刻t2の直前ののこぎり波の周期はTxより小さいが、これも一つののこぎり波である。言い換えれば、周期を跨いで増加するのこぎり波が存在しない状態を作り出すことにより、PWM信号Spwmの周波数が、逆起検出信号BEMF_EDGEの周波数の整数倍となる状態を実現している。
By the processing of the
以上、実施の形態に係るモータ駆動回路100の構成および動作について説明した。本実施の形態に係るモータ駆動回路100によれば、逆起検出信号BEMF_EDGEがハイレベルとなるタイミング、すなわちゼロクロス点の発生するタイミングを所定の基準タイミングと合致させることができる。したがって、基準タイミングを含む時間帯に、検出のタイミング(実施の形態では、検出期間Tdet)を設けることにより、確実かつ少ない遅延で逆起検出を行うことができる。逆起検出を高精度で行うことにより、モータ110の回転を高精度で制御することができる。
The configuration and operation of the
別の観点からみれば、本実施の形態に係るモータ駆動回路100は、ゼロクロス点が発生するタイミングに合わせて逆起検出を行うのではなく、検出を行うタイミングに、ゼロクロス点が発生するようにモータを駆動する。その結果、意図しないタイミングでゼロクロス点が発生して、その検出が遅れるなどの問題を解消することができ、高精度な検出が実現できる。
From another point of view, the
最後に、本実施の形態に係るモータ駆動回路100のアプリケーションの例について説明する。図6は、図2のモータ駆動回路100を搭載したディスク装置200の構成を示すブロック図である。ディスク装置200は、CDやDVDなどの光ディスクに対して記録、再生処理を行うユニットであり、CDプレイヤやDVDプレイヤ、パーソナルコンピュータなどの電子機器に搭載される。ディスク装置200は、ピックアップ210、信号処理部212、ディスク214、モータ110、モータ駆動回路100を含む。
Finally, an example of application of the
ピックアップ210は、ディスク214にレーザを照射して所望のデータを書き込み、あるいは、反射した光を読み込むことによりディスク214に書き込まれたデータを読み出す。信号処理部212は、ピックアップ210により読み書きするデータに対して増幅処理、A/D変換あるいはD/A変換など必要な信号処理を行う。モータ110は、ディスク214を回転させるために設けられたスピンドルモータである。図6に示すようなディスク装置200は、特に小型化が要求されるため、モータ110としてホール素子などを用いないセンサレスタイプが用いられる。本実施の形態に係るモータ駆動回路100は、このようなセンサレスのスピンドルモータを安定に駆動するために好適に用いることができる。
The
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present invention has been described based on the embodiments. This embodiment is an exemplification, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to combinations of the respective constituent elements and processing processes, and such modifications are also within the scope of the present invention. is there.
実施の形態では、3相モータを駆動する場合について説明したが、本発明は3相以外のセンサレスモータの駆動にも好適に用いることができる。たとえば、5相モータであってもよい。また、実施の形態では、U相の逆起電圧Vuを中点電圧Vcomと比較してゼロクロス点の検出を行う場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。たとえば、U相、V相、W相のそれぞれに逆起検出回路20を設け、逆起検出信号BEMF_EDGEを生成してもよい。
In the embodiment, the case of driving a three-phase motor has been described. However, the present invention can also be suitably used for driving a sensorless motor other than the three-phase motor. For example, a five-phase motor may be used. In the embodiment, the case where the zero-cross point is detected by comparing the U-phase counter electromotive voltage Vu with the midpoint voltage Vcom has been described, but the present invention is not limited to this. For example, the back electromotive
また、定常状態におけるモータ110の回転数(トルク)が固定される場合、モータの回転数をモニタする必要がないため、フリーランカウンタ54、周波数誤差検出部56を省略することができる。この場合、カウンタセット部58は、モータ110の回転数を指示するトルク信号TRQの値にもとづいて、カウンタ62をセットするタイミングを設定すればよい。
Further, when the rotation speed (torque) of the
また、実施の形態では、相電圧Vuが上昇する過程において、Vu>Vcomとなる状態を検出することによりゼロクロス点を検出したが、本発明はこれに限定されるものではなく、逆起検出回路20は、相電圧Vuが下降する過程において、Vu<Vcomとなる状態を検出することにより、ゼロクロス点を検出してもよい。
In the embodiment, the zero cross point is detected by detecting the state where Vu> Vcom in the process of increasing the phase voltage Vu, but the present invention is not limited to this, and the back electromotive
実施の形態では、マスク信号MSKにより規定される検出期間Tdetを基準信号REFのタイミングと一致させて、ゼロクロス点の検出タイミングを設定した。本発明はこれに限定されない。たとえば、マスク信号MSKを生成せず、図4のANDゲート23を省略してもよい。この場合、図4のフリップフロップ24のクロック端子に入力されるシステムクロックCKを、基準信号REFの付近のみでフリップフロップ24に入力してもよい。
In the embodiment, the detection timing of the zero cross point is set by matching the detection period Tdet defined by the mask signal MSK with the timing of the reference signal REF. The present invention is not limited to this. For example, the AND
また、実施の形態では、180度通電のPWM方式によりモータを駆動する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、広くパルス変調方式を採用するモータ駆動回路に使用することができる。 In the embodiment, the case where the motor is driven by the PWM method with 180 degree energization has been described. However, the present invention is not limited to this, and the present invention is widely used for a motor driving circuit that adopts a pulse modulation method. Can do.
実施の形態で説明した信号のハイレベル、ローレベルのロジックの設定は一例であって、論理回路ブロックの構成には様々な変形例が考えられ、こうした変形例も本発明の範囲に含まれる。 The high-level and low-level logic settings of the signals described in the embodiment are merely examples, and various modifications can be considered for the configuration of the logic circuit block, and such modifications are also included in the scope of the present invention.
実施の形態では、デジタル回路によって本発明を実現する場合を説明したが、その一部または全部を、同等の機能を有するアナログ回路に置換してもよい。 In the embodiment, the case where the present invention is realized by a digital circuit has been described, but part or all of the digital circuit may be replaced with an analog circuit having an equivalent function.
実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。 Although the present invention has been described based on the embodiments, the embodiments merely illustrate the principle and application of the present invention, and the embodiments are intended to include the idea of the present invention defined in the claims. Many modifications and changes in arrangement are possible within the range not leaving.
100 モータ駆動回路、 10 スイッチング回路、 20 逆起検出回路、 22 コンパレータ、 23 ANDゲート、 24 フリップフロップ、 30 スイッチング制御部、 32 駆動タイミング生成部、 34 駆動信号合成回路、 40 ウィンドウ生成部、 50 PWM信号生成部、 52 周波数調節部、 54 フリーランカウンタ、 56 周波数誤差検出部、 58 カウンタセット部、 60 パルス生成部、 62 カウンタ、 64 基準信号生成部、 66 マスク信号生成部、 68 トルク制御部、 70 位相調節部、 71 位相誤差検出部、 72 トルク調節部、 110 モータ、 210 ピックアップ、 212 信号処理部、 214 ディスク。
DESCRIPTION OF
Claims (8)
前記多相モータのコイルごとに設けられ、接続されたコイルの一端に、ハイレベルまたはローレベルの電圧を印加する複数のスイッチング回路と、
前記多相モータの目標トルクに応じてデューティ比が変化するパルス変調信号を生成するパルス変調信号生成部と、
前記多相モータの少なくとも1つのコイルに発生する逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点のタイミングで所定レベルとなる逆起検出信号を出力する逆起検出回路と、
前記パルス変調信号生成部からの前記パルス変調信号と、前記逆起検出回路からの前記逆起検出信号と、を受け、前記逆起検出信号にもとづいて駆動する相を切り替えるシーケンス制御を行うとともに、前記パルス変調信号にもとづいて、駆動対象の前記スイッチング回路に含まれるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの少なくとも一方をスイッチング制御するスイッチング制御部と、
前記逆起検出回路からの前記逆起検出信号と、所定のタイミングで所定レベルとなる基準信号の位相を比較し、2つの信号の位相誤差が最小となるように、フィードバックによって前記パルス変調信号のデューティ比を調節する位相調節部と、
前記パルス変調信号の周波数が、前記逆起検出信号の周波数の整数倍となるように、前記パルス変調信号の周波数を調節する周波数調節部と、
を備えることを特徴とするモータ駆動回路。 A motor drive circuit that drives a multiphase motor by supplying a drive current,
A plurality of switching circuits that are provided for each coil of the multiphase motor and apply a high-level or low-level voltage to one end of the connected coils;
A pulse modulation signal generation unit that generates a pulse modulation signal whose duty ratio changes according to a target torque of the multiphase motor;
The counter electromotive voltage generated in at least one coil of the multiphase motor is compared with the midpoint voltage of the coil to detect a zero cross point, and outputs a counter electromotive detection signal that reaches a predetermined level at the timing of the zero cross point. A detection circuit;
While receiving the pulse modulation signal from the pulse modulation signal generation unit and the back electromotive detection signal from the back electromotive detection circuit, performing sequence control to switch the phase to be driven based on the back electromotive detection signal, A switching control unit that controls switching of at least one of a high-side switch and a low-side switch included in the switching circuit to be driven based on the pulse modulation signal;
The back electromotive detection signal from the back electromotive detection circuit is compared with the phase of a reference signal that becomes a predetermined level at a predetermined timing, and the pulse modulation signal is fed back by feedback so that the phase error between the two signals is minimized. A phase adjuster for adjusting the duty ratio;
A frequency adjusting unit that adjusts the frequency of the pulse modulation signal so that the frequency of the pulse modulation signal is an integral multiple of the frequency of the back electromotive detection signal;
A motor drive circuit comprising:
前記基準信号と前記逆起検出信号の位相誤差を検出する位相誤差検出部と、
前記位相誤差検出部により検出された位相誤差を、前記目標トルクに反映させるトルク調節部と、
を含むことを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動回路。 The phase adjustment unit includes:
A phase error detector for detecting a phase error between the reference signal and the back electromotive detection signal;
A torque adjustment unit that reflects the phase error detected by the phase error detection unit in the target torque;
The motor drive circuit according to claim 1, comprising:
前記周波数調節部は、前記パルス変調信号の周波数が、前記モータの回転数の整数倍となるように、前記カウンタをセット動作することを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動回路。 The pulse modulation signal generation unit includes a counter that repeats count-up or count-down operations at a predetermined cycle shorter than the cycle of the back electromotive detection signal, and the magnitude relationship between the count value by the counter and the value of the torque signal indicating the target torque Generating the pulse modulated signal whose level changes in response,
2. The motor drive circuit according to claim 1, wherein the frequency adjustment unit sets the counter so that a frequency of the pulse modulation signal is an integral multiple of a rotation speed of the motor.
前記カウンタと同じ周期で動作するフリーランカウンタと、
i(iは任意の自然数)回目に前記逆起検出信号が所定レベルとなる時刻における前記フリーランカウンタのカウント値P[i]をモニタし、その前の(i−1)回目に前記逆起検出信号が所定レベルとなる時刻における前記フリーランカウンタのカウント値P[i−1]との差分ΔP[i]=P[i]−P[i−1]を毎回演算し、今回の差分ΔP[i]と、前回の差分ΔP[i−1]=P[i−1]−P[i−2]で示される周波数誤差δF[i]=ΔP[i]−ΔP[i−1]を算出する周波数誤差検出部と、
前記周波数誤差検出部により算出された周波数誤差δF[i]にもとづくタイミングで前記カウンタをセットするカウンタセット部と、
を含むことを特徴とする請求項3に記載のモータ駆動回路。 The frequency adjusting unit includes:
A free-run counter that operates in the same cycle as the counter;
The count value P [i] of the free-run counter at the time when the back electromotive detection signal becomes a predetermined level is monitored i (i is an arbitrary natural number), and the back electromotive force is detected the previous (i-1). The difference ΔP [i] = P [i] −P [i−1] from the count value P [i−1] of the free-run counter at the time when the detection signal becomes a predetermined level is calculated every time, and the current difference ΔP is calculated. [I] and a frequency error δF [i] = ΔP [i] −ΔP [i−1] represented by the previous difference ΔP [i−1] = P [i−1] −P [i−2]. A frequency error detector to be calculated;
A counter setting unit that sets the counter at a timing based on the frequency error δF [i] calculated by the frequency error detection unit;
The motor drive circuit according to claim 3, comprising:
前記マスク信号によりゼロクロス点の検出が有効化される検出期間中に、所定レベルとなる前記基準信号を生成する基準信号生成部と、
をさらに備えることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載のモータ駆動回路。 The zero-crossing point by the back electromotive force detection circuit becomes a predetermined level during the detection period during the ON period in which the pulse modulation signal is a level indicating at least one of the high-side switch and the low-side switch included in the switching circuit. A mask signal generator for generating a mask signal for enabling detection of
A reference signal generation unit that generates the reference signal at a predetermined level during a detection period in which detection of a zero cross point is enabled by the mask signal;
The motor drive circuit according to claim 1, further comprising:
前記スピンドルモータを駆動する請求項1から4のいずれかに記載のモータ駆動回路と、
を備えることを特徴とするディスク装置。 A spindle motor that rotates the disk;
The motor drive circuit according to any one of claims 1 to 4, which drives the spindle motor;
A disk device comprising:
前記多相モータの目標トルクに応じてデューティ比が変化するパルス変調信号を生成するステップと、
前記多相モータの少なくとも1つのコイルに発生する逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点のタイミングで所定レベルとなる逆起検出信号を生成するステップと、
前記逆起検出信号にもとづいて駆動する相を切り替えるシーケンス制御を行うとともに、前記パルス変調信号にもとづいて、前記コイルに接続されるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの少なくとも一方をスイッチング制御するステップと、
前記逆起検出信号の1周期内の所定のタイミングで所定レベルとなる基準信号を生成するステップと、
前記逆起検出信号と前記基準信号の位相を比較し、2つの信号の位相誤差が最小となるように、フィードバックによって前記パルス変調信号のデューティ比を調節するステップと、
前記パルス変調信号の周波数が、前記逆起検出信号の周波数の整数倍となるように、前記パルス変調信号の周波数を調節するステップと、
を備えることを特徴とするモータ駆動方法。 A motor driving method for driving by supplying a driving current to a multiphase motor,
Generating a pulse modulation signal whose duty ratio changes according to the target torque of the multiphase motor;
Comparing a back electromotive voltage generated in at least one coil of the multiphase motor with a midpoint voltage of the coil to detect a zero cross point, and generating a back electromotive detection signal having a predetermined level at the timing of the zero cross point; ,
Performing sequence control to switch the driving phase based on the back electromotive detection signal, and switching control of at least one of a high side switch and a low side switch connected to the coil based on the pulse modulation signal;
Generating a reference signal having a predetermined level at a predetermined timing within one cycle of the back electromotive detection signal;
Comparing the phase of the back electromotive detection signal and the reference signal and adjusting the duty ratio of the pulse modulated signal by feedback so that the phase error between the two signals is minimized;
Adjusting the frequency of the pulse modulated signal so that the frequency of the pulse modulated signal is an integral multiple of the frequency of the back electromotive detection signal;
A motor driving method comprising:
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